JPH03216559A - 電流検出器 - Google Patents
電流検出器Info
- Publication number
- JPH03216559A JPH03216559A JP2012222A JP1222290A JPH03216559A JP H03216559 A JPH03216559 A JP H03216559A JP 2012222 A JP2012222 A JP 2012222A JP 1222290 A JP1222290 A JP 1222290A JP H03216559 A JPH03216559 A JP H03216559A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input
- current
- winding
- output voltage
- detector
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 34
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 14
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 235000017166 Bambusa arundinacea Nutrition 0.000 description 1
- 235000017491 Bambusa tulda Nutrition 0.000 description 1
- 241001330002 Bambuseae Species 0.000 description 1
- 235000015334 Phyllostachys viridis Nutrition 0.000 description 1
- 239000011425 bamboo Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 210000003734 kidney Anatomy 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Landscapes
- Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[概要]
トロイダル・コアを用いて直流入力電流を検出する磁気
変調型の電流検出器に関し, 過大な入力電流や.入力レベルが供給されても出力電圧
値が反転することを防止し.広い範囲の入力電流を流す
ことができる電流検出器を提供することを目的とし. 固定発振器で発生される基本波を2個のトロイダル・コ
アの各励起巻線に供給して磁気平衡状態を保ち,入力巻
線に直流電流が流れると検出巻線の出力電圧の内の2倍
波を選択増幅器で選択的に増幅すると共に基本波から得
られた2倍波に対する位相の変化を位相検波器で検波し
,検波された誤差信号を出力電圧とすると共にフィード
バック巻線に与える電流検出器において,選択増幅器は
,その内部のツインT型の帯域通過フィルタに前記2倍
波周波数近傍に対する利得制限器を設けると共に.該選
択増幅器の入力端子に入力レベル制限器を設けるよう構
成する. [産業上の利用分野] 本発明はトロイダル・コアを用いて直流入力電流を検出
する磁気変調型の電流検出器に関する.電信.電話.及
びその他の通信情報の信号を同軸ケーブルまたは光海底
ケーブルを通して送受信する海底ケーブルの通信システ
ムでは.海底に埋設されたケーブルの途中に一定間隔で
中継器が設置されているが.これらの中継器に電力を供
給する定電流給電装置には,高電圧線路の直流電流を検
出し,絶縁された直流電圧に変換する電流検出が用いら
れている。
変調型の電流検出器に関し, 過大な入力電流や.入力レベルが供給されても出力電圧
値が反転することを防止し.広い範囲の入力電流を流す
ことができる電流検出器を提供することを目的とし. 固定発振器で発生される基本波を2個のトロイダル・コ
アの各励起巻線に供給して磁気平衡状態を保ち,入力巻
線に直流電流が流れると検出巻線の出力電圧の内の2倍
波を選択増幅器で選択的に増幅すると共に基本波から得
られた2倍波に対する位相の変化を位相検波器で検波し
,検波された誤差信号を出力電圧とすると共にフィード
バック巻線に与える電流検出器において,選択増幅器は
,その内部のツインT型の帯域通過フィルタに前記2倍
波周波数近傍に対する利得制限器を設けると共に.該選
択増幅器の入力端子に入力レベル制限器を設けるよう構
成する. [産業上の利用分野] 本発明はトロイダル・コアを用いて直流入力電流を検出
する磁気変調型の電流検出器に関する.電信.電話.及
びその他の通信情報の信号を同軸ケーブルまたは光海底
ケーブルを通して送受信する海底ケーブルの通信システ
ムでは.海底に埋設されたケーブルの途中に一定間隔で
中継器が設置されているが.これらの中継器に電力を供
給する定電流給電装置には,高電圧線路の直流電流を検
出し,絶縁された直流電圧に変換する電流検出が用いら
れている。
[従来の技術]
第4図は本発明が対象とする電流検出器の全体構成図,
第5図は電流検出器の等価回路,第6図は従来例の選択
増幅器の構成図.第7図は従来例の入力電流対入力電圧
特性,第8図は従来例の入力電流対出力電圧特性,第9
図は改良例の選択増幅器の構成図,第10図は従来例と
改良例の特性比較である. 線路に流れている直流電流を検出する方法の一つとして
トロイダル・コアを使用するものがあり.その方法を用
いた電流検出器の例を第4図に示す.第4図において,
lは基本周波数F.の基本波を発生する固定発振器,2
は固定発振器lからの基本波を電流センサー4に供給す
る駆動回路,3は固定発振器1の基本周波数F.を倍に
する2週倍器.5は電流センサー4から発生する第2高
調波(2倍波)だけを選んで増幅する選択増幅器.6は
選択増幅器5から出力される2倍波の.基準となる2i
1倍器3からの2倍波に対する位相変化を検波する位相
検波器.7は位相検波器5で検波された誤差信号を2倍
波から切り離すための低域検波器.8は低域検波器で切
り離された誤差信号を増幅して直流電圧E0を出力する
演算増幅器,9は演算増幅器8からの誤差出力を電流セ
ンサー4に負帰還させるための抵抗である. 電流センサー4は磁気特性が全く同じトロイダル・コア
40.,40kに人力巻線41.励起巻線42,検出壱
線43,フィードバック巻144が巻いてある.ここで
.・印は巻線の巻初めを表す.励起壱線42は.この巻
線に電流を流すことによりトロイダル・コア40−.4
0bに発生する磁界が互いに逆方向で,検出壱線43に
発生する電圧が互いに打ち消し合うように互いに逆方向
に同一巻数だけ巻かれた巻線である.従って,他の巻線
41〜44の電流が全て零であると.トロイダル・コア
40−,40bによって形成される磁気回路(入力4[
41がリンクする磁気回路)は平衡状態になり磁束密度
は零である.動作時には,この平衡状態に対して入力巻
線41にある入力電流1iを流した場合,トロイダル・
コア40.,40bの磁界の平衡状態が崩れて検出巻線
43に出力電圧が発生する.この検出巻線43の出力電
圧には,2倍波2F.の他に基本波F0及びその偶数次
の高調波が混在しているので2倍波だけを取り出す為に
2倍波の周波数2F.を中心として選択増幅器5によっ
て選択増幅される.選択増幅された2倍波は,入力巻線
41に流れる入力電流■.の大小によって位相変調を受
けるようにするため.位相検波器6において2遍倍器3
からの基準2倍波によって同期位相検波されて直流誤差
信号が発生する. この直流誤差信号は低域検波器7で2倍波から切り離さ
れた後.誤差信号増幅器8(演算増幅器で構成)におい
て充分に増幅され,出力電圧E0として取り出されると
共に抵抗9を通ってフィードバック壱線44に供給され
る.フイードバ・ノク巻線44と入力巻線41は互いに
打ち消し合うように巻かれている. このように電流センサー4,選択増幅器5.位相検波器
6,低域検波器7,誤差信号増幅器8及び抵抗9は閉ル
ープを形成し,負帰還回路になっている. 負帰還回路動作を第5図に示す等価回路を用いて説明す
る.図中の各記号を説明すると.1+=入力巻線41に
流れる電流(アンペア)N,一人力巻線41の巻数 φr −L XNt (アンペアターン)1,−フィ
ードバンク壱線44に流れる電流(アンペア) Nr−フィードバック巻線44の巻数 Rr−フィードバック抵抗9の抵抗値 E0一出力電圧(ボルト) G(jω)=第4図の電圧センサー4.選択増幅器5,
位 相検波器6.低域検波器7及び演算増幅器8を総合
した伝達関数 H=N,/R, 人力巻線壱数N.と人力電流■,とによる磁束φ1と.
入力電流1.に比例した出力電圧E0との間には一般的
にフィードバンク理論より次の関係が成立する. φ, l+H・G(jω) G(jω)l>>1が成立するならば(1)式はφ. H N, となり φ. ’− N + XI,だから(2)式は E.= ・R, ・ I i
(3]Nt となる. (3)式により,総合伝達関数G(jω)が,充分に大
きいと.電流検出器の電流対電圧変換特性は電流センサ
ー4の入力巻線巻数N!とフィードバック巻線巻数Nr
及びフィードバック抵抗R,によってのみ決定される.
また,電流対電圧変換特性の定常誤差(精度)は抵抗R
,の精度のみによって殆ど決定されることになる. この電流検出器の選択増幅器5には,第6図に示す従来
例の選択増幅器が用いられている.図中51は演算増幅
器.Rlは入力抵抗,R8〜R,及びC1〜C,はツィ
ンT型帯域通過(バンドパス)フィルタ回路を構成する
抵抗及びコンデンサである. この第6図の演算増幅器を用いた時の第4図の電流検出
器の入力電流IIに対する出力電圧E.の上記(3)式
の比例関係を第8図に示す.図中A点とB点は回路に印
加されているwait圧■,Cによって決定される電流
対電圧変換特性の飽和点である.すなわち, Rr (但し,kは比例定数で0.9程度の値である)IIX
Nt >It*axXNr (5)の式が成立す
るような入力電流I,を流した場合.電流検出器の動作
は非直線領域となり入力電流■▲と出力電圧E0の比例
関係は失われることになる。第8図でも入力電流I1を
A点またはB点に相当する人力電流I.以上に増加して
ゆくと,第4図の検出壱線43の両端に大きなレベルの
高周波が急激に発生するようになる.このうち.第6図
の構成をもつ選択増幅器5から第10図のA.の実線で
示すような大きな第2高調波(2倍波)レベルが出力さ
れると,第4図の位相検波器6の位相検波特性のグイナ
ミノクレンジを越えて出力が反転することになり,負帰
還回路で動作している電流検出器が,第10図B.の位
相特性において,実線で示すように位相回りが大きくな
って正帰還の状態となり,入力電流1jが第8図のC点
またはD点に到達した時に出力電圧E.が逆方向の電圧
にラッチしてしまう. この状態は何らかの理由で入力電流I正が急速にC点ま
たはD点に相当する電流以上に第4図の入力巻線41に
印加された時に発生し.第8図に示すように反転したラ
ッチ状態が出現するために,この過大入力電流■1がな
くなって正常な入力電流hに戻ったとしても,電流検出
器はラ・冫チされた状態のままとなり動作不能または動
作範囲が狭まってしまうという欠点がある. これを解決するための電流検出器が提案され.その内容
は特開昭64−3568号公報に記載されているところ
であるが.その電流検出器の特徴となる構成を改良例の
選択増幅器の構成図として第9図に示す。
第5図は電流検出器の等価回路,第6図は従来例の選択
増幅器の構成図.第7図は従来例の入力電流対入力電圧
特性,第8図は従来例の入力電流対出力電圧特性,第9
図は改良例の選択増幅器の構成図,第10図は従来例と
改良例の特性比較である. 線路に流れている直流電流を検出する方法の一つとして
トロイダル・コアを使用するものがあり.その方法を用
いた電流検出器の例を第4図に示す.第4図において,
lは基本周波数F.の基本波を発生する固定発振器,2
は固定発振器lからの基本波を電流センサー4に供給す
る駆動回路,3は固定発振器1の基本周波数F.を倍に
する2週倍器.5は電流センサー4から発生する第2高
調波(2倍波)だけを選んで増幅する選択増幅器.6は
選択増幅器5から出力される2倍波の.基準となる2i
1倍器3からの2倍波に対する位相変化を検波する位相
検波器.7は位相検波器5で検波された誤差信号を2倍
波から切り離すための低域検波器.8は低域検波器で切
り離された誤差信号を増幅して直流電圧E0を出力する
演算増幅器,9は演算増幅器8からの誤差出力を電流セ
ンサー4に負帰還させるための抵抗である. 電流センサー4は磁気特性が全く同じトロイダル・コア
40.,40kに人力巻線41.励起巻線42,検出壱
線43,フィードバック巻144が巻いてある.ここで
.・印は巻線の巻初めを表す.励起壱線42は.この巻
線に電流を流すことによりトロイダル・コア40−.4
0bに発生する磁界が互いに逆方向で,検出壱線43に
発生する電圧が互いに打ち消し合うように互いに逆方向
に同一巻数だけ巻かれた巻線である.従って,他の巻線
41〜44の電流が全て零であると.トロイダル・コア
40−,40bによって形成される磁気回路(入力4[
41がリンクする磁気回路)は平衡状態になり磁束密度
は零である.動作時には,この平衡状態に対して入力巻
線41にある入力電流1iを流した場合,トロイダル・
コア40.,40bの磁界の平衡状態が崩れて検出巻線
43に出力電圧が発生する.この検出巻線43の出力電
圧には,2倍波2F.の他に基本波F0及びその偶数次
の高調波が混在しているので2倍波だけを取り出す為に
2倍波の周波数2F.を中心として選択増幅器5によっ
て選択増幅される.選択増幅された2倍波は,入力巻線
41に流れる入力電流■.の大小によって位相変調を受
けるようにするため.位相検波器6において2遍倍器3
からの基準2倍波によって同期位相検波されて直流誤差
信号が発生する. この直流誤差信号は低域検波器7で2倍波から切り離さ
れた後.誤差信号増幅器8(演算増幅器で構成)におい
て充分に増幅され,出力電圧E0として取り出されると
共に抵抗9を通ってフィードバック壱線44に供給され
る.フイードバ・ノク巻線44と入力巻線41は互いに
打ち消し合うように巻かれている. このように電流センサー4,選択増幅器5.位相検波器
6,低域検波器7,誤差信号増幅器8及び抵抗9は閉ル
ープを形成し,負帰還回路になっている. 負帰還回路動作を第5図に示す等価回路を用いて説明す
る.図中の各記号を説明すると.1+=入力巻線41に
流れる電流(アンペア)N,一人力巻線41の巻数 φr −L XNt (アンペアターン)1,−フィ
ードバンク壱線44に流れる電流(アンペア) Nr−フィードバック巻線44の巻数 Rr−フィードバック抵抗9の抵抗値 E0一出力電圧(ボルト) G(jω)=第4図の電圧センサー4.選択増幅器5,
位 相検波器6.低域検波器7及び演算増幅器8を総合
した伝達関数 H=N,/R, 人力巻線壱数N.と人力電流■,とによる磁束φ1と.
入力電流1.に比例した出力電圧E0との間には一般的
にフィードバンク理論より次の関係が成立する. φ, l+H・G(jω) G(jω)l>>1が成立するならば(1)式はφ. H N, となり φ. ’− N + XI,だから(2)式は E.= ・R, ・ I i
(3]Nt となる. (3)式により,総合伝達関数G(jω)が,充分に大
きいと.電流検出器の電流対電圧変換特性は電流センサ
ー4の入力巻線巻数N!とフィードバック巻線巻数Nr
及びフィードバック抵抗R,によってのみ決定される.
また,電流対電圧変換特性の定常誤差(精度)は抵抗R
,の精度のみによって殆ど決定されることになる. この電流検出器の選択増幅器5には,第6図に示す従来
例の選択増幅器が用いられている.図中51は演算増幅
器.Rlは入力抵抗,R8〜R,及びC1〜C,はツィ
ンT型帯域通過(バンドパス)フィルタ回路を構成する
抵抗及びコンデンサである. この第6図の演算増幅器を用いた時の第4図の電流検出
器の入力電流IIに対する出力電圧E.の上記(3)式
の比例関係を第8図に示す.図中A点とB点は回路に印
加されているwait圧■,Cによって決定される電流
対電圧変換特性の飽和点である.すなわち, Rr (但し,kは比例定数で0.9程度の値である)IIX
Nt >It*axXNr (5)の式が成立す
るような入力電流I,を流した場合.電流検出器の動作
は非直線領域となり入力電流■▲と出力電圧E0の比例
関係は失われることになる。第8図でも入力電流I1を
A点またはB点に相当する人力電流I.以上に増加して
ゆくと,第4図の検出壱線43の両端に大きなレベルの
高周波が急激に発生するようになる.このうち.第6図
の構成をもつ選択増幅器5から第10図のA.の実線で
示すような大きな第2高調波(2倍波)レベルが出力さ
れると,第4図の位相検波器6の位相検波特性のグイナ
ミノクレンジを越えて出力が反転することになり,負帰
還回路で動作している電流検出器が,第10図B.の位
相特性において,実線で示すように位相回りが大きくな
って正帰還の状態となり,入力電流1jが第8図のC点
またはD点に到達した時に出力電圧E.が逆方向の電圧
にラッチしてしまう. この状態は何らかの理由で入力電流I正が急速にC点ま
たはD点に相当する電流以上に第4図の入力巻線41に
印加された時に発生し.第8図に示すように反転したラ
ッチ状態が出現するために,この過大入力電流■1がな
くなって正常な入力電流hに戻ったとしても,電流検出
器はラ・冫チされた状態のままとなり動作不能または動
作範囲が狭まってしまうという欠点がある. これを解決するための電流検出器が提案され.その内容
は特開昭64−3568号公報に記載されているところ
であるが.その電流検出器の特徴となる構成を改良例の
選択増幅器の構成図として第9図に示す。
この第9図の選択増幅器は.演算増幅器51のツインT
型の帯域通過フィルタ52に2倍波周波数近傍に帯する
利得制限器53を付加したものである.その動作を概説
すると,この選択増幅器を?えた電流検出器のトロイダ
ル・コア40.,40,(第4図)の入力巻線に上記式
(4)及び(5)に示したII+a■以下の入力電流が
流れると,選択増幅器5の伝達特性は第lO図A.の利
得特性の実線で描かれた曲線になる.これは利得制限器
のダイオードD,とD!に信号電流が流れない状態の信
号レベルであるから.通常の単一同調回路のように共振
周波数2F.近傍で位相の急激な変化を起こす. これに対し入力電流1+がI 1ms++より大きくな
ると,共振周波数2F.の信号レベルがダイオードD,
とD8とに流れるよう選択増幅器5の利得を設定してあ
るので.共振周波数2F.においてコンデンサC3を短
絡したのと同じ働きをし.この選択増幅器の伝達特性は
第10図A.に点線で示すように周波数2F.における
Qが低下して利得が大幅に減衰し,過大入力電流IIに
対して位相変化量が少なくなる.また.レベルもダイオ
ードD+,Dzにより制限されるので次の位相検波器6
のダイナミックレンジを越えることがなくなり,電流検
出器は第10図B.の点線のように負帰還ループが維持
され,過大入力に対して出力電圧E.がラッチするとい
う問題を解消できる.[発明が解決しようとする課題] 上記第9図に示す改良例の選択増幅器を用いた場合,電
流検出器の負帰還動作の防止機能にも一定の限界があっ
た.すなわち.利得制限器53により制限をかけても入
力電圧値E+がある電流値を境に電流値に比例して増大
する. すなわち.第9図の従来例及び改良例の入力電流対入力
電圧特性により分かるように,入力電圧E.は入力電流
I,がある値を越えると電流値に比例して増大し.負帰
還動作をしていた電流検出器が,位相回りが大きくなっ
て正帰還状態となるという問題があった.(人力レベル
が一定レベル以上の場合利得制限器53は働かない).
本発明は過大な入力電流や.入力レベルが供給されても
出力電圧値が反転することを防止し,広い範囲の入力電
流を流すことができる電流検出器を提供することを目的
とする. [課題を解決するための手段] 第1図は本発明の電流検出器が備える選択増幅器の基本
構成図である. 第1図において,10は演算増幅器,11はツインT型
の帯域通過フィルタ.12は利得制限器,13は人力レ
ベル制限器を表す. 本発明は,電流検出器の選択増幅器内の帯域フィルタに
利得制限器を設けると共に入力レベル制限器を設けるこ
とにより広い範囲の入力電流および入力レベルに対して
負帰還ループを維持できるようにしたものである。
型の帯域通過フィルタ52に2倍波周波数近傍に帯する
利得制限器53を付加したものである.その動作を概説
すると,この選択増幅器を?えた電流検出器のトロイダ
ル・コア40.,40,(第4図)の入力巻線に上記式
(4)及び(5)に示したII+a■以下の入力電流が
流れると,選択増幅器5の伝達特性は第lO図A.の利
得特性の実線で描かれた曲線になる.これは利得制限器
のダイオードD,とD!に信号電流が流れない状態の信
号レベルであるから.通常の単一同調回路のように共振
周波数2F.近傍で位相の急激な変化を起こす. これに対し入力電流1+がI 1ms++より大きくな
ると,共振周波数2F.の信号レベルがダイオードD,
とD8とに流れるよう選択増幅器5の利得を設定してあ
るので.共振周波数2F.においてコンデンサC3を短
絡したのと同じ働きをし.この選択増幅器の伝達特性は
第10図A.に点線で示すように周波数2F.における
Qが低下して利得が大幅に減衰し,過大入力電流IIに
対して位相変化量が少なくなる.また.レベルもダイオ
ードD+,Dzにより制限されるので次の位相検波器6
のダイナミックレンジを越えることがなくなり,電流検
出器は第10図B.の点線のように負帰還ループが維持
され,過大入力に対して出力電圧E.がラッチするとい
う問題を解消できる.[発明が解決しようとする課題] 上記第9図に示す改良例の選択増幅器を用いた場合,電
流検出器の負帰還動作の防止機能にも一定の限界があっ
た.すなわち.利得制限器53により制限をかけても入
力電圧値E+がある電流値を境に電流値に比例して増大
する. すなわち.第9図の従来例及び改良例の入力電流対入力
電圧特性により分かるように,入力電圧E.は入力電流
I,がある値を越えると電流値に比例して増大し.負帰
還動作をしていた電流検出器が,位相回りが大きくなっ
て正帰還状態となるという問題があった.(人力レベル
が一定レベル以上の場合利得制限器53は働かない).
本発明は過大な入力電流や.入力レベルが供給されても
出力電圧値が反転することを防止し,広い範囲の入力電
流を流すことができる電流検出器を提供することを目的
とする. [課題を解決するための手段] 第1図は本発明の電流検出器が備える選択増幅器の基本
構成図である. 第1図において,10は演算増幅器,11はツインT型
の帯域通過フィルタ.12は利得制限器,13は人力レ
ベル制限器を表す. 本発明は,電流検出器の選択増幅器内の帯域フィルタに
利得制限器を設けると共に入力レベル制限器を設けるこ
とにより広い範囲の入力電流および入力レベルに対して
負帰還ループを維持できるようにしたものである。
[作用]
トロイダル・コアの入力巻線(第4図の40ab)に過
大な直流電流が流れて検出巻線(第4図の43)に出力
電圧が過大になると.第1図の選択増幅器の入力側に設
けた入力レベル制限器l3により所定のレベルに制限す
る。レベルが制限された人力信号は演算増幅器10に入
力すると共に帯域通過フィルタ11の利得制限器l2に
よって基本周波数F0の2倍波成分の近傍に制限をかけ
る. これにより後段の位相検波器により位相検波する際に位
相誤差の反転を抑えると共に,フィードバック巻線への
負帰還が正帰還になるのを防止する. [実施例] 第2図は実施例の構成図.第3図は本発明の電流検出器
の特性を示す図である。
大な直流電流が流れて検出巻線(第4図の43)に出力
電圧が過大になると.第1図の選択増幅器の入力側に設
けた入力レベル制限器l3により所定のレベルに制限す
る。レベルが制限された人力信号は演算増幅器10に入
力すると共に帯域通過フィルタ11の利得制限器l2に
よって基本周波数F0の2倍波成分の近傍に制限をかけ
る. これにより後段の位相検波器により位相検波する際に位
相誤差の反転を抑えると共に,フィードバック巻線への
負帰還が正帰還になるのを防止する. [実施例] 第2図は実施例の構成図.第3図は本発明の電流検出器
の特性を示す図である。
第2図の実施例の構成は,第4図に示す電流検出器にお
ける選択増幅器として使用する.第2図において,51
は演算増幅器.52はツインT型帯域通過フィルタ,5
3は利得制限器,54は入力レベル制限器を表し,51
〜53の各回路は第1図のlO〜l2に対応する.第2
図において,利得制限器53はツインT型帯域通過フィ
ルタのコンデンサC,の両端に設番ナられた逆並列ダイ
オードにより構成され,入力レベル制限器54は入力端
子に接続されたバリスタにより構成される例が示されて
いるが,バリスタの代わりに逆並列ダイオードを用いて
もよい。
ける選択増幅器として使用する.第2図において,51
は演算増幅器.52はツインT型帯域通過フィルタ,5
3は利得制限器,54は入力レベル制限器を表し,51
〜53の各回路は第1図のlO〜l2に対応する.第2
図において,利得制限器53はツインT型帯域通過フィ
ルタのコンデンサC,の両端に設番ナられた逆並列ダイ
オードにより構成され,入力レベル制限器54は入力端
子に接続されたバリスタにより構成される例が示されて
いるが,バリスタの代わりに逆並列ダイオードを用いて
もよい。
動作を説明すると.過大な人力電流1+が流れると信号
が利得制限器53の逆並列ダイオードに流れるように利
得を設定してあるので.第9図と同様の利得特性(改良
例)により利得が大幅に減衰し,第lO図に示す位相特
性(改良例)と同樺に正帰還がかからず負帰還ループが
維持される。
が利得制限器53の逆並列ダイオードに流れるように利
得を設定してあるので.第9図と同様の利得特性(改良
例)により利得が大幅に減衰し,第lO図に示す位相特
性(改良例)と同樺に正帰還がかからず負帰還ループが
維持される。
また,入力レベルが過大になると.人力レベル制限器5
4により規定された一定レヘル以上の入力が選択増幅器
に印加されなくなり,第3図A.の入力電流対入力電圧
特性に示されるように一定の電圧■zに抑制されるため
負帰還ループの維持が確実に行われる。
4により規定された一定レヘル以上の入力が選択増幅器
に印加されなくなり,第3図A.の入力電流対入力電圧
特性に示されるように一定の電圧■zに抑制されるため
負帰還ループの維持が確実に行われる。
このようにして,第3図のB.に示すように入力電流対
出力電圧特性を実現できる。
出力電圧特性を実現できる。
[発明の効果コ
本発明によれば電流検出器の選択増幅器により過大入力
を制限すると共に負帰還動作を常に維持することができ
る.
を制限すると共に負帰還動作を常に維持することができ
る.
第1図は本発明の電流検出器が備える選択増幅器の基本
構成図.第2図は実施例の構成図,第3図は本発明の電
流検出器の特性を示す図.第4図は本発明が対象とする
電流検出器の全体構成図,第5図は電流検出器の等価回
路,第6図は従来例の選択増幅器の構成図.第7図は従
来例の入力電流対入力電圧特性,第8図は従来例の入力
電流対出力電圧特性,第9図は改良例の選択増幅器の構
成図,第10図は従来例と改良例の特性比較である. 第1図中. 10:演算増幅器 11;帯域通過フィルタ 12:利得制限器 13:入力レベル制限器 第7図 蜜L禾ン仔I11の入力電ラえ対曳力電五」今11生第
8図 ラこラ会七イケリ グ冫構ナ)こ しさ]第2図 A.入7lt太月プの覧圧竹I葭 B.入力電流灯占刀電圧』今1生 本づrシ日月ot的腎ノ一(±一承引1711肖71つ
とをフト!ツじへ第3図 改式栃1の遜板1幅器の准戒図 第9図 A.馴偶]午はり比較 B 4L田学i生の比畢k イ来ヒ果イ多りとr【α{川σ)タイトAシL上尤二較
第10図
構成図.第2図は実施例の構成図,第3図は本発明の電
流検出器の特性を示す図.第4図は本発明が対象とする
電流検出器の全体構成図,第5図は電流検出器の等価回
路,第6図は従来例の選択増幅器の構成図.第7図は従
来例の入力電流対入力電圧特性,第8図は従来例の入力
電流対出力電圧特性,第9図は改良例の選択増幅器の構
成図,第10図は従来例と改良例の特性比較である. 第1図中. 10:演算増幅器 11;帯域通過フィルタ 12:利得制限器 13:入力レベル制限器 第7図 蜜L禾ン仔I11の入力電ラえ対曳力電五」今11生第
8図 ラこラ会七イケリ グ冫構ナ)こ しさ]第2図 A.入7lt太月プの覧圧竹I葭 B.入力電流灯占刀電圧』今1生 本づrシ日月ot的腎ノ一(±一承引1711肖71つ
とをフト!ツじへ第3図 改式栃1の遜板1幅器の准戒図 第9図 A.馴偶]午はり比較 B 4L田学i生の比畢k イ来ヒ果イ多りとr【α{川σ)タイトAシL上尤二較
第10図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 固定発振器(1)で発生される基本波を2個のトロイダ
ル・コア(40a、40b)の各励起巻線(42)に供
給して磁気平衡状態を保ち、入力巻線(41)に直流電
流が流れると検出巻線(43)の出力電圧の内の2倍波
を選択増幅器(5)で選択的に増幅すると共に基本波か
ら得られた2倍波に対する位相の変化を位相検波器(6
)で検波し、検波された誤差信号を出力電圧とすると共
にフィードバック巻線(44)に与える電流検出器にお
いて、 前記選択増幅器(5)は、その内部のツィンT型の帯域
通過フィルタ(52)に前記2倍波周波数近傍に対する
利得制限器(53)を設けると共に、該選択増幅器の入
力端子に入力レベル制限器(54)を設けたことを特徴
とする電流検出器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012222A JPH03216559A (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電流検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012222A JPH03216559A (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電流検出器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03216559A true JPH03216559A (ja) | 1991-09-24 |
Family
ID=11799354
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012222A Pending JPH03216559A (ja) | 1990-01-22 | 1990-01-22 | 電流検出器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03216559A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006138783A (ja) * | 2004-11-15 | 2006-06-01 | Toyota Industries Corp | 直流電流検出装置 |
WO2008026276A1 (fr) * | 2006-08-31 | 2008-03-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Appareil de détection à courant à phase nulle |
WO2010038331A1 (ja) | 2008-09-30 | 2010-04-08 | パナソニック株式会社 | 共振器およびオーバーサンプリングa/d変換器 |
JP2010533856A (ja) * | 2007-07-19 | 2010-10-28 | エアバス オペラシオン(エス.ア.エス) | 改良された電流センサー |
-
1990
- 1990-01-22 JP JP2012222A patent/JPH03216559A/ja active Pending
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006138783A (ja) * | 2004-11-15 | 2006-06-01 | Toyota Industries Corp | 直流電流検出装置 |
WO2008026276A1 (fr) * | 2006-08-31 | 2008-03-06 | Mitsubishi Electric Corporation | Appareil de détection à courant à phase nulle |
US7696743B2 (en) | 2006-08-31 | 2010-04-13 | Mitsubishi Electric Corporation | Zero-phase current detecting apparatus |
JP2010533856A (ja) * | 2007-07-19 | 2010-10-28 | エアバス オペラシオン(エス.ア.エス) | 改良された電流センサー |
US8773112B2 (en) | 2007-07-19 | 2014-07-08 | Airbus Operations Sas | Current sensor |
WO2010038331A1 (ja) | 2008-09-30 | 2010-04-08 | パナソニック株式会社 | 共振器およびオーバーサンプリングa/d変換器 |
US8604956B2 (en) | 2008-09-30 | 2013-12-10 | Panasonic Corporation | Resonator and oversampling A/D converter |
US8981978B2 (en) | 2008-09-30 | 2015-03-17 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Resonator and oversampling A/D converter |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5345169A (en) | Current measuring device | |
KR100341072B1 (ko) | 전류 센서 및 전류 센서 내의 신호 보상 방법 | |
JP2598496B2 (ja) | 電流測定装置 | |
US5309086A (en) | Current measuring transducer operating on the compensation principle | |
JPH02168167A (ja) | 電流センサ | |
JPH03216559A (ja) | 電流検出器 | |
US3815012A (en) | Current transformer with active load termination for providing, inter alia, phase angle alteration | |
US2725520A (en) | Electrical error detector | |
CN105353190A (zh) | 一种低纹波磁调制电流传感器 | |
JPH0711541B2 (ja) | 電流検出器 | |
US4286211A (en) | Direct current detecting device using saturable reactors | |
US4347469A (en) | Electronic-magnetic current isolator circuit | |
US2450286A (en) | Second harmonic nonlinear amplifier | |
CA1196382A (en) | Current sensing circuit for motor controls | |
US2958036A (en) | Modulator | |
JPH02112210A (ja) | 電子誘導子 | |
JPS6212646B2 (ja) | ||
US3015073A (en) | Magnetic amplifier | |
SU1138878A1 (ru) | Датчик тока короткого замыкани | |
SU737850A1 (ru) | Трансформатор посто нного тока | |
JPS6212862B2 (ja) | ||
SU1045145A2 (ru) | Преобразователь посто нного тока | |
SU723687A1 (ru) | Автопараметрический фазорасщепитель | |
JPS646767A (en) | Current detector | |
US2448613A (en) | Magnetic detector |