CN102656786B - 高压电源 - Google Patents

Abstract

在不使用变压器的高压电源中，输出电压根据负载波动被适当地调节。该高压电源具有：开关器件；电压谐振电路，包括电感器和电容器，通过驱动开关器件而将电压施加到该电压谐振电路；以及整流器电路，包括电容器和二极管，该整流器电路根据该电压谐振电路的谐振行为输出高电压。该高压电源根据来自该整流器电路的输出且根据设置该输出电压的控制信号进行开关，并可变地控制驱动频率。

Description

高压电源

技术领域

本发明涉及产生高电压的高压电源。

背景技术

作为一种常规图像形成装置，例如，电子照相图像形成装置包括充电辊和显影辊，充电辊用于给用作图像承载构件的光导电鼓的表面充电，显影辊用于通过使用用作显影剂的调色剂来使形成在光导电鼓上的静电潜像显影。例如，约数百伏至数千伏的高电压（直流高压）需要应用到该充电辊和该显影辊以给光导电鼓充电和进行显影。为了生成这样的高电压，采用了使用绕线电磁变压器的用于产生高电压的电源（下文称为高压电源）。

例如，使用电磁变压器的高压电源的结构描述于PTL1中，期望的高电压可以输出到负载。

与使用这种电磁变压器的高压电源相反，已经提出了能够减小高压电源电路的尺寸和重量而不使用电磁变压器的电源电路（见PTL2）。PTL2公开了将LC谐振电路通过使用用作控制信号的时钟信号放大来自低压电源的电压（24V）所获得的电压输出到包括多个二极管和电容器的升压电路的结构。对于该结构，没有使用变压器。因此，高压电源可以更小和更轻。

引文列表

专利文献

PTL1：日本专利特开No.4-352181

PTL2：日本专利特开No.2003-189595

发明内容

技术问题

然而，PTL2描述的高压电源具有下列问题。在PTL2的高压电源中，输出到负载的高电压值是预设固定值，并且具有固定频率的信号用作输入到用于输出电压的LC谐振电路的控制信号。例如，图像形成装置中用作负载的充电辊和显影辊可具有由于装置内的环境变化或者所使用的充电辊和显影辊中的磨损所引起的负载改变。如果图像形成装置不根据这种负载改变调节输出到充电辊和显影辊的电压，则会产生例如其中暗度发生变化的劣质图像。例如，如果应用所引用的文献2中的高压电源电路，则难以根据负载变化进行调节。因此，过高电压或者不足电压可能会施加到负载。

本发明是考虑到上述观点而做出的，本发明的一个目的在于提供一种能根据负载变化来适当地调节输出电压的高压电源。

问题的解决方案

根据本发明的、用于实现上述目的的电源的特征在于包括：开关单元，根据频率信号而被驱动；电压谐振单元，连接到该开关单元且包括电感器和电容器，当所述开关单元被驱动时电压施加到该电感器；连接单元，连接该开关单元、该电感器和该电容器；整流器单元，包括经电容器在所述电感器的电源电压侧连接到所述连接单元的二极管；电压输出单元，输出从该整流器单元获得的电压；以及频率控制单元，根据用于设置从所述电压输出单元输出的电压的控制信号和从所述电压输出单元输出的输出信号控制所述频率信号的频率。

本发明的有利效果

如上所述，根据本发明，在不使用变压器的高压电源中输出电压可根据负载改变而被适当地调节。

附图说明

图1是根据实施例1的电源的电路图。

图2是图1所示的电路的操作波形图。

图3是根据实施例1的电源的另一示例的电路图。

图4包括根据实施例2的电源的操作波形图。

图5是根据实施例3的电源的电路图。

图6包括图5所示的电路的操作波形图。

图7是根据实施例4的电源的电路图。

图8是图7所示的电路的操作波形图。

图9是根据实施例5的电源的电路图。

图10示出图9所示的电路的频率特性。

图11是图9所示的电路的操作波形图。

图12是根据实施例1的电路的负载特性图。

图13是根据实施例6的电源的电路图。

图14是根据实施例7的电源的电路图。

图15是根据实施例8的电源的电路图。

图16是根据实施例9的电源的电路图。

具体实施方式

接下来，将根据下面的实施例来描述本发明的用于解决上述问题的特定结构。注意，下面的实施例仅是示范，并不暗示本发明的技术范围仅局限于此。

实施例1

图1是示出根据实施例1的用于产生高电压的电源（下文称为高压电源）的电源电路结构的图。在图1所示的电源电路中，电感器L100和电容器C100构成电压谐振电路。电感器L100是连接到开关元件和电源电压Vcc（在本实施例中为+24V）的元件，且是电压根据开关元件的导通/截止而间歇性施加到其上的具有电感分量的示例性元件。电容器C100接地。由该电感器L100和该电容器C100构成且用作电压谐振单元的电压谐振电路的输出通过整流平流电路被整流和平滑化成正电压。在整流平流电路中，正极性回扫电压通过允许电流沿正向通过的二极管D101和承载电荷的电容器C101被提取，电容器C101连接到二极管D101的阴极端和电源电压Vcc。电感器L100与二极管D101和电容器C101之间的连接关系如下：二极管D101的阳极端连接到电感器L100和电容器C100连接处的连接单元；二极管D101的阴极端连接到电感器L100的另一端（在电源电压侧）。此外，多级整流器电路通过二极管D102、D103、D104和D105以及电容器C102、C103、C104和C105形成。多级整流器电路的输出经平流电容器C106接地，输出电压的波形得到平滑化。该多级整流器电路的输出电压从用作电压输出单元的输出端104（Vout）输出。

此外，输出电压（Vout）经电压检测电阻器R101、分压电阻器R102和R103、保护电阻器R104以及噪声消除电容器C107输入到运算放大器Q100的非倒相输入端（+端）。该电路是输出电压检测电路。从控制器（未示出）输入到输入端103的模拟信号（Vcont）（用于控制高压电源的输出电压的控制信号）经电阻器R105输入到运算放大器Q100的倒相输入端（-端）。运算放大器Q100、电阻器R105和电容器C108用作积分电路。也就是说，已经根据积分时间常数（根据电容器C108和电阻器R105的部件常数设置）平滑化的控制信号Vcont被输入到运算放大器Q100。在该电路中，从输出电压检测电路输入到运算放大器Q100的非倒相输入端（+端）的反馈电压被调节成等于从控制器输入到倒相输入端（-端）的模拟电压。

运算放大器Q100的输出端连接到用作频率控制单元的压控振荡器（VCO）101，频率控制单元控制用作开关单元（开关元件）的场效应晶体管Q101的驱动频率。该压控振荡器101是根据输入控制信号（Vcont）和被检测并反馈的输出电压（Vout），改变和设置用于控制场效应晶体管Q101的驱动频率的频率信号（下文称为输出信号）的频率的示例性振荡器。此外，用作来自压控振荡器101的频率信号的输出信号被输入到场效应晶体管Q101的栅极端。场效应晶体管Q101是被从压控振荡器101输出的脉冲输出信号驱动的示例性开关元件。场效应晶体管Q101的漏极端连接到上述L100和C100构成的电压谐振电路。场效应晶体管Q101的漏极端经电感L100连接到电源电压Vcc且经电容器C100接地。这里，场效应晶体管Q101的源极端接地。

以此方式，由用作电压谐振单元的电压谐振电路（电压谐振电路由电感器L100和电容器C100构成）放大的电压直接被用作整流器单元的整流器电路整流。通过使用多级整流器电路（多个整流器电路彼此连接），输出增大成为高电压。然后，通过在压控振荡器（VCO）处根据控制信号和输出电压来控制输出信号的频率，输出电压可以调节成适于负载条件。

接下来，图2示出当图1所示的电源电路操作时各种单元的操作波形。这里，2A表示从压控振荡器101施加到场效应晶体管Q101的栅极的电压的波形（其是矩形波信号）。当场效应晶体管Q101导通时，电流从电源电压Vcc流到电感器L100。此时流过场效应晶体管Q101的漏极电流的波形由2B表示。也就是说，根据电流流动的时间长度，能量积累在电感器L100中。接下来，当场效应晶体管Q101截止时，电压谐振发生在电容器C100和电感器L100之间。此时场效应晶体管Q101的漏极电压的波形由2C表示。该电压波形表示的电压通常称为回扫电压。通过电压谐振，谐振电路的回扫电压的最大值V1a成为是电源电压Vcc的电压值的若干倍的电压值。此外，电压可有效地施加到下游电路而不需要通过以场效应晶体管Q101的下一个导通时间开始于该谐振电压变成0V或更小时的方式设置截止时间来进行所谓的硬件开关。该谐振电路产生的电压增大与多级整流器电路的下游级的级数对应的量。布置于整流器电路的最后一级处的二极管D105的阳极端的电压波形由2D表示。该电压波形具有最大电压值V1b且具有回扫电压V1a叠加于其上的电压值。此外，二极管D105的阴极端的电压是恒定电压V1b，在输出端104（Vout），通过使用平流电容器106平滑化和稳定化二极管D105的阴极端的电压而获得的电压具有2E表示的电压波形。

接下来，将具体描述整流平流电路的操作。当场效应晶体管Q101截止时，包括电感器L100和电容器C100的谐振电路产生的正极性回扫电压用于经二极管D101给电容器C101充电。结果，最大电压Vmax1得到保持。二极管D101和电容器C101用作整流器电路的第一级。这里，通过将电容器C101连接到第一级二极管的阴极端和电源电压，有第一级的峰值电压波形可得到稳定化的效果。接下来，当场效应晶体管Q101导通时，通过电感器L100产生反电动势电压。此时，电荷经二极管D102移动到电容器C102，电容器C102被充电。结果，回扫电压Vmax1施加到电容器C102作为电容器C101处的最大电压Vmax1的基础，最大电压Vmax1放大成最大电压Vmax2（≈Vmax1×2）。该二极管D102和电容器C102用作整流器电路的第二级。此外，由于充电而存储于电容器102中的电荷在场效应晶体管Q101截止时经二极管103移动到电容器C103，电容器C103被充电。结果，最大电压Vmax3（≈Vmax1×3）保持在电容器C103处。之后，通过重复地将回扫电压增加到保持电压多次（次数等于与电容器C104和二极管D104以及电容器C105和二极管D105相关的整流器电路级数），电压被类似地放大。这里，当电压被放大时，产生由于每个电容器和二极管的性能所引起的损耗。因此，谐振电路的回扫电压的放大因子不能是整流器电路的级数。然而，可以通过预先考虑由于每个电容器和二极管的性能所引起的损耗来获得目标电压输出。在二极管D105连接到电容器C105的连接单元处产生的电压被平流电容器C106平滑化且作为稳定电压从输出端104（Vout）输出。这里，在实施例1中，控制以这样的方式进行：输出信号的频率可以改变；然而，频率的占空比（导通时间与截止时间之间的比）设置成固定值。如上所述，设置以场效应晶体管Q101不进行硬件开关的方式得到设置。

这里，图12示出根据该实施例的典型电路的负载特性。图12所示的负载特性是在电源电压是24V，谐振电路的L＝220μH，谐振电路的C＝330pH，且整流器电路的C＝330pH的情况下的特性。其中使用具有100MΩ或更高的高电阻的负载的情况将使用具体数值来进行描述。当频率f是160kHz时，电压谐振电路的回扫电压的峰值电压为约180V。当整流器电路具有四级时，是该峰值电压的约三倍高的电压，即约540V，被输出。此外，当整流器电路具有十级时，是该峰值电压的约六倍高的电压，即约1080V，被输出。此外，输出电压可通过根据输入频率改变谐振电路的回扫电压而得到控制。例如，在整流器电路的级数为四的情况下，如果频率f为300kHz（被乘以两倍），则输出电压降低约一半。以此方式，相对于电源电压，可以产生足够高的电压。此外，输出电压可以容易地根据整流器电路的级数以及控制信号和输出电压来调节，且输出电压可以根据负载变化调节成具有适当的值。

上述实施例说明了能输出正电压的高压电源的电路结构和电路操作，且说明了操作进行时的电压和电流波形。这里，能输出负高电压的高压电源的电路结构可以通过例如图3所示的电路实现。在图3中，整流器电路的二极管以这样的方式彼此连接：与图1所示的能输出正电压的电路结构相比，二极管的极性相反。除了这之外，输出电压检测电路和压控振荡器101也应具有与负高电压对应的电路常数和规格。此外，在整流器电路具有许多级的情况下，与输出正电压的情况相比，需要反转全部二极管的极性。这通过比较图1和图3而是清楚的，因为二极管D101、D102、D103、D104和D105被反转。采用电源电路的上述结构，可以在输出端104（Vout）产生具有负极性的稳定高电压。

这里，上述电子照相图像形成装置中高电压施加到的目标可以用作该实施例中描述的高压电源的输出将被提供到的负载的示例。例如，激光束打印机中给用作图像承载构件的光导电鼓充电的充电器单元（充电辊）、显影由于曝光而形成在光导电鼓上的静电潜像的显影器单元（显影辊）、将显影在光导电鼓上的图像转印到记录材料上的转印单元（转印辊）等可以用作负载。而且，除了图像形成装置之外，需要高电压且其条件根据环境变化而改变的负载亦可应用。

如上所述，根据该实施例，在不使用变压器的高压电源中，输出电压可以根据负载变化而被适当地调节。

实施例2

接下来，将根据图4所示的操作波形描述根据实施例2的高压电源。这里，关于与根据实施例1的高压电源的电路相同的部分的描述将被省略。根据实施例2的电路类似于图1所示的根据实施例1的电路。然而，实施例2的控制输出电压的方法不同于实施例1的方法。在实施例2采用的控制输出电压的方法中以这样的方式控制输出电压：输入到场效应晶体管Q101的栅极端的控制信号的截止时间（图4中的toff时间）设置为固定值，仅控制信号的导通时间（图4中的ton时间）可以改变。

与实施例1类似，图4示出图1所示的电路的各种单元的操作波形，该波形是根据实施例2的操作波形。输出低压时的图（图4的a部分）和输出高压时的图（图4的b部分）是分开的图。首先，4A和4E表示从压控振荡器101施加到场效应晶体管Q101的栅极端的电压的波形。当场效应晶体管Q101导通时，电流从电源电压Vcc流到电感器L100。此时流过场效应晶体管Q101的漏极电流的波形由4B和4F表示。也就是说，根据电流流动的时间，能量积累在电感器L100中。接下来，当场效应晶体管Q101截止时，电压谐振发生在电容器C100和电感器L100之间。此时场效应晶体管Q101的漏极电压的波形由4C和4G表示。具有该波形的电压一般称为回扫电压。电压谐振使谐振电路的回扫电压的最大值V2a（4C）和V2c（4G）成为是电源电压Vcc的若干倍的电压值。电压可以有效地施加到下游级电路而不需要通过将场效应晶体管Q101的下一个导通时间设置为开始于该谐振电压为0V或更小时来进行硬件开关。该谐振电路产生的电压增大与整流器电路的下游级的级数对应的量。通过利用平流电容器C106平滑化和稳定化从整流器电路输出的电压波形所获得的波形是4D和4H表示的在输出端104（Vout）处的电压波形。电压V2b（4D）和V2d（4H）被输出。

接下来，将描述当控制以从压控振荡器101输入到场效应晶体管Q101的栅极端的控制信号的频率可以被改变的方式进行时所进行的操作。在基于频率的输出电压控制中，输出电压可以以当期望输出电压更高时频率变低且当期望输出电压更低时频率变高的方式受到控制。更具体而言，当频率变低时，随着场效应晶体管Q101的导通时间ton变长，更多能量储存于电感器L100中。结果，谐振电路的回扫电压波形的最大值也变大。也就是说，从输出端104输出的电压变高。相反，当频率变高时，随着场效应晶体管Q101的导通时间ton变短，更少能量储存于电感器L100中。结果，谐振电路的回扫电压波形的最大值也变小。也就是说，从输出端104输出的电压变低。以此方式，输出电压可以通过改变频率而受到控制。

关于该操作，当在控制信号的占空比（导通时间对截止时间的比）设置为固定值的状态下频率变高时，场效应晶体管Q101的导通时间ton和截止时间toff相似地变短。当导通时间ton和截止时间toff相似地变短且频率变高到某个值时，Q101导通而场效应晶体管Q101的漏极电压具有电势。也就是说，场效应晶体管Q101进行硬件开关且开关操作导致的损耗变大。如上所述，当进行硬件开关而漏极电压高时，在Q101导通时电流在漏极和源极之间流动，导致更大的损耗。

因此，在实施例2中，如图4所示，控制以这样的方式进行：在其期间产生回扫电压的截止时间toff设置为固定值，控制信号在回扫电压下降到0V或更低之后导通，且仅导通时间ton可以改变。这里，使截止时间toff长于根据电感器L100和电容器C100构成的电压谐振电路的谐振频率设置的回扫电压波形的时间宽度。此外，用于输出低电压时的导通时间ton1与用于输出高电压时的导通时间ton2之间的关系控制为ton1<ton2。

这里，即使实施例1中描述的方法（其中控制以频率能通过将控制信号的占空比设置为固定值来改变的方式进行）也能以频率可以在频率范围内改变而不要求硬件开关的方式进行控制；然而，实施例2在进行控制且频率能改变的频率范围期望是更宽范围的情况下是有效的。

如上所述，根据该实施例，在不使用变压器的高压电源中输出电压可以根据负载变化而得到适当的调节，且还能防止硬件开关的进行，电路损耗可以减小，稳定的高电压可以输出。

实施例3

接下来，将参照图5和图6描述实施例3。注意，关于与根据实施例1的高压电源的电路相同的部分的描述将被省略。根据实施例3的高压电源的电路和根据实施例1的电路的不同之处在于，实施例3采用的控制输出电压的方法中，输出电压通过以除了频率控制之外供给电压还能改变的方式进行控制而改变。

首先，根据实施例3的电路的结构和操作将参照图5进行描述。从控制器（未示出）输入到输入端105的模拟信号（用于高压电源的控制信号（Vin））经电阻器R106输入到运算放大器Q100的倒相输入端（-端）。运算放大器Q100、电阻器R106和电容器C109用作积分器电路。也就是说，已经根据积分时间常数（根据电容器C109和电阻器R106的部件常数设置）平滑化的控制信号Vin被输入到运算放大器Q100。另一方面，在输出端104处产生的输出电压经构成输出电压检测装置的电压检测电阻器R101、分压电阻器R102和R103、保护电阻器R104和噪声消除电容器C107输入到运算放大器Q100的非倒相输入端（+端）。将要从输出电压检测装置输入到运算放大器Q100的非倒相输入端（+端）的反馈电压被调节成等于从控制器输入到倒相输入端（-端）的模拟电压。

运算放大器Q100的输出电压经电阻器R107使晶体管Q102的基极的电势改变。此外，通过将晶体管Q102的基极的电势减小晶体管Q102的基极和发射极之间的电势所获得的电压是施加到电感器L100的电压。这里，电容器C111被连接以稳定化将要施加到电感器L100的供给电压，且二极管D106被连接以保护晶体管Q102。用作改变将要施加到该电感器L100的电压的电压改变单元的电路的结构是本实施例3的特征。

此外，控制频率从频率输入端106（Vclk）输入到场效应晶体管Q101的栅极端。该控制频率的占空比可以设置为固定值或者可以如实施例2中描述的那样以占空比可以改变的方式设置。在本实施例3中，已经以防止场效应晶体管Q101进行硬开关的方式预设的频率从控制器（未示出）经频率输入端106（Vclk）作为控制信号输入，控制以将要施加到电感器L100的供应电压可以改变的方式进行从而获得期望的输出电压。在本实施例3中，控制信号（其频率可以改变）从控制器输入；然而，控制可以以控制信号可以如实施例1中描述的那样通过使用压控振荡器（VCO）来改变的方式进行。

图6示出图5所示的电路的各种单元的操作波形且包括下列图：用于输出低电压时的图（图6的部分a）和用于输出高电压时的图（图6的部分b）。首先，6A和6F表示从压控振荡器101施加到场效应晶体管Q101的栅极的电压的波形。用于输出低电压时的截止时间toff3与用于输出高电压时的截止时间toff4之间的关系是toff3<toff4，用于输出低电压时的导通时间ton3与用于输出高电压时的导通时间ton4之间的关系是ton3<ton4。这里，类似于实施例1，占空比设置为固定值。此外，6B和6G表示通过作为实施例3的特征的供应电压改变装置施加到电感器L100的电压。用于输出低电压时的供应电压V3a与用于输出高电压时的供应电压V3d之间的关系是V3a<V3d。

接下来，当场效应晶体管Q101导通时，电流从电源电压Vcc流到电感器L100。此时流过场效应晶体管Q101的漏极电流的波形由6C和6H表示。漏极电流根据供应电压而改变。接下来，当场效应晶体管Q101截止时，电压谐振发生在电容器C100与电感器L100之间。此时场效应晶体管Q101的漏极电压的波形由6D和6I表示。该漏极电压根据供应电压和漏极电流而改变。这里，用于输出低电压时的上述截止时间toff3以场效应晶体管Q101的下一个导通始于谐振电压为0V或更低时的方式设置。结果，电压可以有效地施加到下游级的电路而不进行硬件开关。

通过谐振电路产生的回扫电压增大与整流器电路的下游级的级数对应的量。通过使用平流电容器C106平滑化和稳定化从整流器电路输出的电压波形所获得的电压波形是6E和6J表示的在输出端104（Vout）处的电压波形。用于输出低电压时的供应电压V3c与用于输出高电压时的供应电压V3f之间的关系是V3c<V3f。

如上所述，根据本实施例，不使用变压器的高压电源中输出电压可以根据负载变化而得到适当的调节，此外进行控制的电压范围可以通过以供应电压可以改变且频率也可改变的方式进行控制而更宽。这里，在本实施例3中，尽管已经描述了控制以供应电压可以改变且频率也可改变的方式进行，但是其中输出电压通过将频率设置成固定值且以供应电压可以改变的方式进行控制来得到控制的方法也是有效的。

实施例4

接下来，将参照图7和8描述本发明的实施例4。注意，关于与根据实施例1的高压电源的电路相同的部分的描述将被省略。本实施例4和上述实施例1的不同之处在于，如图7的电路所示，电感器L101串联插置在连接构成电压谐振电路的电感器L100和电容器C100的连接单元与整流器电路之间，且电流谐振电路利用下游级的二极管和电容器的电容特性形成。

图8示出图7所示的各种单元的操作波形。这里，8A表示施加到场效应晶体管Q101的栅极端的电压。表示流过场效应晶体管Q101的漏极电流的波形由8B表示。场效应晶体管Q101的漏极电压的波形由8C表示。电压谐振使回扫电压的最大值V4a放大到是电源电压Vcc的若干倍的电压值。流过电感器L101的电流的波形由8D表示。这里，该电流波形随电路的常数而改变。具有恒定频率的正弦波的电流振幅I4a叠加在流过电感器L101的电流上。这是根据整流器电路的下游级的电容特性和电感器L101的常数设置的频率分量。二极管的电容特性一般较低，因此谐振频率变高。在电感器L101的输出侧的电压由8E表示，电压的最大值V4b与上述回扫电压的最大值V4a几乎相同。然而，电压波形通过经过电感器L101而改变，且回扫电压的有效值增大。此外，电压振幅V4c在回扫电压为0V的区域被8E部分中产生的具有高频的电流振幅叠加。通过该电路操作，回扫电压变成具有这样的电压波形（基本正弦波上的电压波形），该电压波形具有更高的有效值。在布置于整流器电路的最后一级处的二极管D105的阳极端处的电压的波形由8F表示。该电压波形具有最大电压值V4d，上述振幅的电压V4b理想地叠加在电压波形上。此外，在二极管D105的阴极端的电压是恒定电压V4d。在输出端104（Vout）处的由平流电容器C106平滑化和稳定化的电压波形由8G表示。

如上所述，根据本实施例，在不使用变压器的高压电源中输出电压可以根据负载变化而得到适当的调节，且回扫电压的有效值可以增大。因此，可以获得更高的输出功率。

实施例5

接下来，将参照图9、10和11描述实施例5。注意，关于与根据实施例1的高压电源的电路相同的部分的描述将被省略。本实施例5与上述实施例1的不同之处在于，与实施例1的其中电感器和电容器并联连接的电压谐振电路不同，通过将NPN晶体管Q102的基极连接到PNP晶体管Q103的基极且将NPN晶体管Q102的发射极连接到PNP晶体管Q103的发射极来构建推挽式电流放大器电路，NPN晶体管Q102和PNP晶体管Q103用作开关单元（开关元件）。此外，电容器C110插置在电流放大器电路的输出单元与整流器电路之间且电感器L110和电阻器R110串联连接到接地，从而构成LCR串联谐振电路。在本实施例5中，使用电容器C110、电感器L110和电阻器R110的电路示出为电流谐振电路的示例。

该电流谐振电路的频率特性示于图10中。在谐振频率f0处增益（dB）达到最大值，f0根据电感器L110的常数和电容器C110的常数设置。此外，清楚的是，该电路具有高Q的特性。为了实现更佳的控制，期望的是插置电阻器R110以优化电路的Q。因此，电路的输出性能可通过将控制频率设置在谐振频率f0附近而得到改善。

图11示出图9所示的电路的各种单元的操作波形。这里，11A表示施加到NPN晶体管Q102和PNP晶体管Q103二者的栅极端的基极电压，栅极端彼此连接。在NPN晶体管Q102和PNP晶体管Q103二者的发射极端的发射极电压由11B表示，发射极端彼此连接。由于形成了电流放大器电路，所以栅极端和发射极端具有基本相同的电压。流过电容器C110的电流的波形由11C表示。该电流波形的相位为在栅极端获得的且由11A表示的电压波形的相位前面45度。在连接构成电流谐振电路的电容器C110和电感器L110的连接单元处的电压由11D表示，该电压被电流谐振电路转变成具有振幅电压V5a的正弦波。该电压波形的相位为在栅极端获得的且由11A表示的电压波形的相位后面45度，且在11C表示的电容器C110的电流波形的相位后面90度。在布置于整流器电路的最后一级处的二极管D105的阳极端的电压波形由11E表示。该电压波形具有最大电压值V5b，上述振幅电压V5a理想地叠加在该电压波形上。此外，在二极管D105的阴极端的电压是恒定电压V5b。在输出端104（Vout）处通过平流电容器C106平滑化和稳定化的电压波形由11F表示。

如上所述，根据该实施例，电流放大由推挽式电流谐振电路来进行且控制在谐振频率f0附近进行以利用电流谐振电路的具有高增益的特性。此外，在不使用变压器的高压电源中，通过由多级整流器电路进行电压放大，输出电压能根据负载变化而得到适当的调节，且可以获得更高的电压功率。此外，根据本实施例5的电路结构还具有不需使用能经受高电压的晶体管的优点，因为电流放大是利用原样的电源电压进行。

实施例6

接下来，将参照图13描述根据本实施例6的高压电源。注意，关于与根据实施例1的高压电源的电路相同的部分的描述将被省略。本实施例6和上述实施例1的不同之处在于，根据本实施例的电路具有第一输出电压（Vout1）和第二输出电压（Vout2）两个通道。此外，本实施例的特征还在于，第一输出电压从用作整流器单元的整流器电路的最后一级获得，第二输出电压从整流器电路的相对于其最后一级的上游部分获得。例如，当整流器电路具有两级时，从第一电压输出单元输出的电压（Vout1）是来自整流器电路的用作第二整流器单元的第二级（其是最后一级）的输出，从第二电压输出单元输出的电压（Vout2）是来自整流器电路的用作第一整流器单元的第一级的输出。

将参照图13描述电路结构和操作。如在实施例1中描述的那样，根据整流器电路的理想操作，可以获得是回扫电压Vmax的n倍的DC输出（n是整数）。更具体而言，是Vmax两倍的输出可以在图13所示的D103的阴极侧获得。这里，如果是Vmax的n倍的输出在图13所示的电路的D105的阴极侧获得，也就是说，如果整流器电路具有其中输出Vout1是n或Vmax×n的结构，则输出Vout2是Vmax的（n–1）倍。因此，如下表示的两个任意电压输出可以从图13所示的电路获得。

Vout1＝n×Vmax（方程式1）

Vout2＝（n–1）×Vmax（方程式2）

（n是整数）

此外，电路结构简单不贵，其中仅C112用作用于将电场输出到Vout的部分。这里，在本实施例6中已经描述了有两个用于输出电压的通道的情况，但是用于输出电压的通道数不限于两个。电路结构可以具有三个或更多个通道。在该情况下，许多输出电压中的每个应从整流器级中的对应一级获得。

如上所述，根据本实施例，在不使用变压器的高压电源中输出电压可以根据负载变化而被适当地调节，且可以获得多个高电压输出。

实施例7

接下来，将参照图14描述根据实施例7的高压电源。注意，关于与根据实施例1的高压电源的电路相同的部分的描述将被省略。该实施例7与上述实施例6之间的差异将在下面描述。

在描述于实施例6中且示于图13中的电路中，如方程式2所表示的那样，输出电压Vout2仅能获得是回扫电压的最大峰值电压Vmax的n倍的值。在图14所示的本实施例7中，分压电阻器电路被应用从而使得可以获得n倍电压之外的任意电压。

本实施例7的电路结构和操作将利用图14来描述。是Vmax的n倍的电压输出在图14所示的电路的D105的阴极侧获得。也就是说，当整流器电路具有其中输出Vout1是n×Vmax的结构时，在D105的阴极侧的电压是Vmax的（n–1）倍。那么，输出Vout2是通过用电阻器R108和R109将在D104的阳极侧获得的电压分压所获得的电压。该Vout2是（R109/R108+R109）×（n–1）×Vmax。也就是说，在图14所示的电路中，可以获得如下面的方程式所表示的两个任意电压输出。

Vout2＝（R109/R108+R109）×（n–1）×Vmax（方程式3）

此外，用于输出任意电压Vout2（其不是Vmax的整数倍）的电路具有简单不贵的包括R108、R109和C112的电路结构。这里，在本实施例7中已经描述了有两个输出电压通道的情况，但是输出电压通道的数量不限于两个。电路结构可以具有三个或更多通道。在该情况下，许多输出电压中的每个应从整流器级中的对应一级获得。

如上所述，根据本实施例，在不使用变压器的高压电源中输出电压可以根据负载变化而被适当地调节，且可以获得多个高电压输出。

实施例8

接下来，将参照图15描述实施例8。注意，关于与根据实施例1的高压电源的电路相同的部分的描述将被省略。实施例8与上述实施例7之间的差异将在下面描述。

在描述于实施例7中且显示于图14中的电路中，如方程式3所表示的那样，输出电压Vout2是作为使用R108和R109的电阻器分压的结果而获得的任意电压。本实施例8的特征在于，任意电压通过使用作为恒压元件的齐纳二极管D106而获得。

电路结构和操作将参照图15进行描述。在图15所示的电路的D105的阴极侧获得是Vmax的n倍的电压输出。也就是说，当整流器电路具有其中电压输出Vout1是n×Vmax的结构时，在D104的阳极侧的电压是Vmax的（n–1）倍。输出Vout2是从在D104的阳极侧获得的电压减去齐纳二极管D106的齐纳电压Vz所获得的值，因此Vout2是（n–1）×Vmax–Vz。也就是说，在图15所示的电路中，可以如下面表示的那样获得两个任意电压输出。

Vout2＝（n–1）×Vmax–Vz（方程式4）

此外，用于输出不是Vmax的整数倍的任意电压Vout2的电路具有包括D106、C112和R110的简单不贵的电路结构。

这里，图15中的R110用于保证D105的齐纳电压。如果所连接的负载可以保证齐纳电压，则R110可以省略。这里，其中有两个输出电压通道的情况已经描述于本实施例8中，但是输出电压通道的数目不限于两个。电路结构可以具有三个或更多通道。在该情况下，多个输出电压中的每个应从整流器级中的对应一级获得。此外，在本实施例8中齐纳二极管用作恒压元件；然而，变阻器也可被使用。

如上所述，根据本实施例，在不使用变压器的高压电源中输出电压可以根据负载变化而被适当地调节，且可以获得多个高电压输出。

实施例9

接下来，将参照图16描述根据实施例9的电源。注意，关于与根据实施例1的高压电源的电路相同的部分的描述将被省略。本实施例9与上述实施例8之间的差异将在下面描述。

在描述于实施例8中且示于图15中的电路中，将要馈送回到运算放大器Q100的反馈电压是从Vout1获得的以补偿输出电压波动。然而，本实施例9从Vout2获得反馈电压。采用该结构，反馈电压通道中使用的部件的耐受电压可以更低。更具体而言，R111的耐受电压可以更低且能实现成本减小。

此外，在图13和14所示的电路中，类似于本实施例9，成本减小可以通过从Vout2获得反馈电压来实现。这里，其中有两个输出电压通道的情况已经描述于本实施例9中，但是输出电压通道的数量不限于两个。电路结构可以具有三个或更多通道。在该情况下，多个输出电压中的每个应从整流器级中的对应一级获得。

如上所述，根据本实施例，在不使用变压器的高压电源中输出电压可以根据负载变化而被适当地调节，且能获得多个高电压输出。

附图标记列表

L100电感器

Q101场效应晶体管

C100、C101、C102、C103、C104、C105电容器

D101、D102、D103、D104、D105二极管

Claims (11)

1.一种高压电源，包括：

开关单元，该开关单元根据频率信号被驱动；

电压谐振单元，该电压谐振单元包括电感器和电容器，通过驱动所述开关单元，所述电感器产生电压，其中所述开关单元连接到所述电压谐振单元；

整流器单元，该整流器单元连接到该电感器并且分别包含用于对在所述电感器中产生的电压进行整流的多个二极管和用于保持经所述二极管整流的电压的多个电容器；

电压输出单元，该电压输出单元输出从该整流器单元获得的电压；以及

频率控制单元，该频率控制单元根据控制信号和从该电压输出单元输出的输出信号控制该频率信号的频率，该控制信号用于设置从该电压输出单元输出的电压。

2.如权利要求1所述的高压电源，其中，该频率信号是矩形波信号，

其中，所述矩形波是导通时间和截止时间交替重复的信号，且

其中，通过该频率控制单元改变所述矩形波的导通时间以控制来自该电压输出单元的电压。

3.如权利要求1或2所述的高压电源，还包括电压改变单元，该电压改变单元改变施加到该电感器的电压，

其中，从该整流器单元输出的电压通过利用该电压改变单元改变施加到该电感器的电源电压而被控制。

4.如权利要求1所述的高压电源，其中，在该电感器和该整流器单元之间连接着另一电感器。

5.如权利要求1所述的高压电源，其中，该开关单元包括场效应晶体管。

6.如权利要求1所述的高压电源，其中，该开关单元包括推挽式电流放大器电路，该推挽式电流放大器电路包括NPN晶体管和PNP晶体管。

7.如权利要求1所述的高压电源，还包括：

连接在所述整流器单元和所述电压输出单元之间的另一个电压输出单元，

其中，从所述另一个电压输出单元输出的电压低于从前述电压输出单元输出的电压。

8.如权利要求7所述的高压电源，其中，所述另一个电压输出单元包括电容器。

9.如权利要求8所述的高压电源，其中，所述另一个电压输出单元还包括电阻器，所述电阻器与所述另一个电压输出单元所包括的所述电容器连接。

10.如权利要求9所述的高压电源，其中所述另一个电压输出单元还包括与该电阻器连接的恒压元件。

11.如权利要求1所述的高压电源，还包括图像形成装置，所述图像形成装置包含从该整流器单元输出的电压所施加到的图像形成单元，

其中，该图像形成单元包含用于对图像承载部件充电的充电器单元、用于将形成在图像承载部件上的潜像显影的显影器单元、或者用于将图像承载部件上的图像转印到记录材料上的转印单元中的任一个。