JP2004048952A - 高圧電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】安定した高圧を効率よく出力できる高圧電源装置を提供する。
【解決手段】コンデンサ(C)とダイオード(D)で構成される倍電圧整流回路(5)と、倍電圧整流回路(5)の出力電圧(Vo)を一定に維持するために倍電圧整流回路(5)に入力する交流電圧の周波数(Fr)を制御する周波数制御回路(3,6,7)とを具備する。
【効果】倍電圧整流回路(5)に入力する交流電圧の周波数(Fr)を調整して出力電圧(Vo)を安定化するので、パワー素子を含む電圧制御直流電圧変換回路が不要となり、低コスト化できると共に、効率を高くでき、さらに、装置全体を小型化できる。
【選択図】 図1
【解決手段】コンデンサ(C)とダイオード(D)で構成される倍電圧整流回路(5)と、倍電圧整流回路(5)の出力電圧(Vo)を一定に維持するために倍電圧整流回路(5)に入力する交流電圧の周波数(Fr)を制御する周波数制御回路(3,6,7)とを具備する。
【効果】倍電圧整流回路(5)に入力する交流電圧の周波数(Fr)を調整して出力電圧(Vo)を安定化するので、パワー素子を含む電圧制御直流電圧変換回路が不要となり、低コスト化できると共に、効率を高くでき、さらに、装置全体を小型化できる。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高圧電源装置に関し、さらに詳しくは、安定した高圧を効率よく出力できる高圧電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図3は、従来の高圧電源装置の一例を示す回路図である。
この高圧電源装置500は、入力直流電圧Vddを誤差電圧Ecに応じた出力直流電圧Vr(例えば20V〜30V)に変換する電圧制御直流電圧変換回路51と、直流電圧Vrを交流電圧に変換するドライブ回路2と、交流電圧の周波数Fc(例えば60kHz)を規定する発振器53と、一次側に入力された交流電圧を昇圧した交流電圧(例えば1.25kVo−p)を二次側に出力するトランス4と、コンデンサCa〜ChとダイオードDa〜Dhを組み合わせたコッククロフト−ウオルトン回路により交流電圧を整流・昇圧した出力電圧Vo(例えば10kV)を出力する倍電圧整流回路5と、倍電圧整流回路5の出力電圧Voを検出する出力電圧検出回路6と、出力電圧Voを抵抗R1,R2で1/2000程度に分圧した分圧電圧と参照電圧Vs(例えば5V)の差分に相当する誤差電圧Ecを出力する誤差検出回路7とを具備している。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の高圧電源装置500では、次の問題点がある。
(1)電圧制御直流電圧変換回路51に直流電圧変換用の高価なパワー素子が必要となるため、コスト高になる。
(2)電圧制御直流電圧変換回路51での電力損失が大きいため、効率が悪い。
(3)電圧制御直流電圧変換回路51の部品数が多いため、装置全体が大型化してしまう。
そこで、本発明の目的は、安定した高圧を効率よく出力できる高圧電源装置を提供することにある。
【0004】
【課題を解決するための手段】
第1の観点では、本発明は、コンデンサ(C)とダイオード(D)で構成される倍電圧整流回路(5)と、前記倍電圧整流回路(5)の出力電圧(Vo)を検出する出力電圧検出回路(6)と、目標電圧に対する前記出力電圧(Vo)の誤差電圧(Ec)を出力する誤差検出回路(7)と、前記誤差電圧(Ec)に応じた周波数(Fr)で発振する電圧制御発振回路(3)と、直流電圧(Vdd)を前記周波数(Fr)の交流電圧に変換するドライブ回路(2)と、前記交流電圧を昇圧して前記倍電圧整流回路(5)に入力するトランス(4)とを具備したことを特徴とする高圧電源装置(100)を提供する。
上記第1の観点による高圧電源装置(100)では、倍電圧整流回路(5)に入力する交流電圧の周波数(Fr)を変化させることで、出力電圧(Vo)を安定化する。すなわち、トランス(4)が電磁トランスの場合はそのインダクタンスおよび浮遊容量に応じた共振周波数があり、圧電トランスの場合はその形状に応じた共振周波数があるが、その共振周波数近傍で交流電圧の周波数(Fr)を変化させると波高値が変化する。そこで、負荷が軽くて出力電圧(Vo)が上昇したときには、波高値を低くするように交流電圧の周波数(Fr)を変化させれば、出力電圧(Vo)が下がる。また、負荷が重くて出力電圧(Vo)が低下したときには、波高値を高くするように交流電圧の周波数(Fr)を変化させれば、出力電圧(Vo)が上がる。この結果、出力電圧(Vo)を安定化できる。そして、パワー素子を含む電圧制御直流電圧変換回路(図3の51)が不要となるため、低コスト化できると共に、効率を高くでき、さらに、装置全体を小型化できる。
【0005】
第2の観点では、本発明は、上記構成の高圧電源装置(100)において、前記トランス(4)が電磁トランスであり、その電磁トランスに共振コンデンサ(C’)を接続したことを特徴とする高圧電源装置(100)を提供する。
電磁トランスの浮遊容量が小さい場合、その共振周波数近傍は、交流電圧の周波数(Fr)として適当でないことがある。
そこで、上記第2の観点による高圧電源装置(100)では、電磁トランスに共振コンデンサ(C’)を接続することで、交流電圧の周波数(Fr)に対して適当な共振周波数に調整することが出来る。
【0006】
【発明の実施の形態】
以下、図に示す実施の形態により本発明をさらに詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定されるものではない。
【0007】
図1は、本発明の一実施形態にかかる高圧電源装置を示す回路図である。このような高圧電源装置は、例えば、FED(Field Emmission Display)用のアノード電圧電源や、電気集塵機・陰イオン発生装置に使用される。
【0008】
この高圧電源装置100は、入力直流電圧Vddを交流電圧(例えば24V)に変換するドライブ回路2と、誤差電圧Ecに応じて交流電圧の周波数Fr(例えば60kHz〜55kHz)を制御する電圧制御発振器3と、一次側に入力された交流電圧を昇圧した交流電圧(例えば1.25kVo−p)を二次側に出力するトランス4と、トランス4が電磁トランスで浮遊容量が小さい場合に接続される共振コンデンサC’と(トランス4が電磁トランスで浮遊容量が大きい場合やトランス4が圧電トランスの場合は省略可)、コンデンサCa〜ChとダイオードDa〜Dhを組み合わせたコッククロフト−ウオルトン回路により交流電圧を整流・昇圧した出力電圧Vo(例えば10kV)を出力する倍電圧整流回路5と、倍電圧整流回路5の出力電圧Voを検出する出力電圧検出回路6と、出力電圧Voを抵抗R1,R2で1/2000程度に分圧した分圧電圧と参照電圧Vs(例えば5V)の差分に相当する誤差電圧Ecを出力する誤差検出回路7とを具備している。
【0009】
トランス4は、電磁トランスまたは圧電トランスである。電磁トランス(電気→磁気→電気の変換過程を有するトランス)を採用した場合、大電力を取り出しやすい利点がある。また、圧電トランス(電気→機械的振動→電気の変換過程を有するトランス)を採用した場合、薄型化,小型化,軽量化,不燃化に対応しやすい利点がある。
【0010】
ドライブ回路2と電圧制御発振器3とは、1チップの集積回路ICである。これにより、より小型化が可能になる。
【0011】
図2は、周波数−出力電圧特性図である。
負荷が一定ならば、周波数可変範囲(fl−fh)において、周波数Frが高くなるほど出力電圧Voは下がる。
そこで、負荷が軽いときは周波数Frを高くし、負荷が重いときは周波数Frを低くすることで、出力電圧Voを一定値HVに維持することが出来る。
【0012】
なお、このような周波数−出力電圧特性は、トランス4に係る共振周波数の近傍に周波数可変範囲(fl−fh)を設定することにより得られる。
【0013】
トランス4に係る共振周波数は、図2の特性図のピークに相当する周波数であり、負荷の軽重により変化する。
【0014】
以上の高圧電源装置100によれば、パワー素子を含む電圧制御直流電圧変換回路(図3の51)が不要となるため、低コスト化できると共に、効率を高くでき、さらに、装置全体を小型化できる。
【0015】
【発明の効果】
本発明の高圧電源装置によれば、倍電圧整流回路に入力する交流電圧の周波数を調整して出力電圧を安定化するので、パワー素子を含む電圧制御直流電圧変換回路が不要となり、低コスト化できると共に、効率を高くでき、さらに、装置全体を小型化できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態にかかる高圧電源装置を示す回路図である。
【図2】図1の高圧電源装置の周波数−出力電圧特性を示すグラフである。
【図3】従来の高圧電源装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
100 高圧電源装置
2 ドライブ回路
3 電圧制御発振器
4 トランス
5 倍電圧整流回路
6 出力電圧検出回路
7 誤差検出回路
Ca〜Ch コンデンサ
Da〜Dh ダイオード
IC 集積回路
R1,R2 抵抗
Ec 誤差電圧
Vs 参照電圧
Vo 出力電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、高圧電源装置に関し、さらに詳しくは、安定した高圧を効率よく出力できる高圧電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図3は、従来の高圧電源装置の一例を示す回路図である。
この高圧電源装置500は、入力直流電圧Vddを誤差電圧Ecに応じた出力直流電圧Vr(例えば20V〜30V)に変換する電圧制御直流電圧変換回路51と、直流電圧Vrを交流電圧に変換するドライブ回路2と、交流電圧の周波数Fc(例えば60kHz)を規定する発振器53と、一次側に入力された交流電圧を昇圧した交流電圧(例えば1.25kVo−p)を二次側に出力するトランス4と、コンデンサCa〜ChとダイオードDa〜Dhを組み合わせたコッククロフト−ウオルトン回路により交流電圧を整流・昇圧した出力電圧Vo(例えば10kV)を出力する倍電圧整流回路5と、倍電圧整流回路5の出力電圧Voを検出する出力電圧検出回路6と、出力電圧Voを抵抗R1,R2で1/2000程度に分圧した分圧電圧と参照電圧Vs(例えば5V)の差分に相当する誤差電圧Ecを出力する誤差検出回路7とを具備している。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の高圧電源装置500では、次の問題点がある。
(1)電圧制御直流電圧変換回路51に直流電圧変換用の高価なパワー素子が必要となるため、コスト高になる。
(2)電圧制御直流電圧変換回路51での電力損失が大きいため、効率が悪い。
(3)電圧制御直流電圧変換回路51の部品数が多いため、装置全体が大型化してしまう。
そこで、本発明の目的は、安定した高圧を効率よく出力できる高圧電源装置を提供することにある。
【0004】
【課題を解決するための手段】
第1の観点では、本発明は、コンデンサ(C)とダイオード(D)で構成される倍電圧整流回路(5)と、前記倍電圧整流回路(5)の出力電圧(Vo)を検出する出力電圧検出回路(6)と、目標電圧に対する前記出力電圧(Vo)の誤差電圧(Ec)を出力する誤差検出回路(7)と、前記誤差電圧(Ec)に応じた周波数(Fr)で発振する電圧制御発振回路(3)と、直流電圧(Vdd)を前記周波数(Fr)の交流電圧に変換するドライブ回路(2)と、前記交流電圧を昇圧して前記倍電圧整流回路(5)に入力するトランス(4)とを具備したことを特徴とする高圧電源装置(100)を提供する。
上記第1の観点による高圧電源装置(100)では、倍電圧整流回路(5)に入力する交流電圧の周波数(Fr)を変化させることで、出力電圧(Vo)を安定化する。すなわち、トランス(4)が電磁トランスの場合はそのインダクタンスおよび浮遊容量に応じた共振周波数があり、圧電トランスの場合はその形状に応じた共振周波数があるが、その共振周波数近傍で交流電圧の周波数(Fr)を変化させると波高値が変化する。そこで、負荷が軽くて出力電圧(Vo)が上昇したときには、波高値を低くするように交流電圧の周波数(Fr)を変化させれば、出力電圧(Vo)が下がる。また、負荷が重くて出力電圧(Vo)が低下したときには、波高値を高くするように交流電圧の周波数(Fr)を変化させれば、出力電圧(Vo)が上がる。この結果、出力電圧(Vo)を安定化できる。そして、パワー素子を含む電圧制御直流電圧変換回路(図3の51)が不要となるため、低コスト化できると共に、効率を高くでき、さらに、装置全体を小型化できる。
【0005】
第2の観点では、本発明は、上記構成の高圧電源装置(100)において、前記トランス(4)が電磁トランスであり、その電磁トランスに共振コンデンサ(C’)を接続したことを特徴とする高圧電源装置(100)を提供する。
電磁トランスの浮遊容量が小さい場合、その共振周波数近傍は、交流電圧の周波数(Fr)として適当でないことがある。
そこで、上記第2の観点による高圧電源装置(100)では、電磁トランスに共振コンデンサ(C’)を接続することで、交流電圧の周波数(Fr)に対して適当な共振周波数に調整することが出来る。
【0006】
【発明の実施の形態】
以下、図に示す実施の形態により本発明をさらに詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定されるものではない。
【0007】
図1は、本発明の一実施形態にかかる高圧電源装置を示す回路図である。このような高圧電源装置は、例えば、FED(Field Emmission Display)用のアノード電圧電源や、電気集塵機・陰イオン発生装置に使用される。
【0008】
この高圧電源装置100は、入力直流電圧Vddを交流電圧(例えば24V)に変換するドライブ回路2と、誤差電圧Ecに応じて交流電圧の周波数Fr(例えば60kHz〜55kHz)を制御する電圧制御発振器3と、一次側に入力された交流電圧を昇圧した交流電圧(例えば1.25kVo−p)を二次側に出力するトランス4と、トランス4が電磁トランスで浮遊容量が小さい場合に接続される共振コンデンサC’と(トランス4が電磁トランスで浮遊容量が大きい場合やトランス4が圧電トランスの場合は省略可)、コンデンサCa〜ChとダイオードDa〜Dhを組み合わせたコッククロフト−ウオルトン回路により交流電圧を整流・昇圧した出力電圧Vo(例えば10kV)を出力する倍電圧整流回路5と、倍電圧整流回路5の出力電圧Voを検出する出力電圧検出回路6と、出力電圧Voを抵抗R1,R2で1/2000程度に分圧した分圧電圧と参照電圧Vs(例えば5V)の差分に相当する誤差電圧Ecを出力する誤差検出回路7とを具備している。
【0009】
トランス4は、電磁トランスまたは圧電トランスである。電磁トランス(電気→磁気→電気の変換過程を有するトランス)を採用した場合、大電力を取り出しやすい利点がある。また、圧電トランス(電気→機械的振動→電気の変換過程を有するトランス)を採用した場合、薄型化,小型化,軽量化,不燃化に対応しやすい利点がある。
【0010】
ドライブ回路2と電圧制御発振器3とは、1チップの集積回路ICである。これにより、より小型化が可能になる。
【0011】
図2は、周波数−出力電圧特性図である。
負荷が一定ならば、周波数可変範囲(fl−fh)において、周波数Frが高くなるほど出力電圧Voは下がる。
そこで、負荷が軽いときは周波数Frを高くし、負荷が重いときは周波数Frを低くすることで、出力電圧Voを一定値HVに維持することが出来る。
【0012】
なお、このような周波数−出力電圧特性は、トランス4に係る共振周波数の近傍に周波数可変範囲(fl−fh)を設定することにより得られる。
【0013】
トランス4に係る共振周波数は、図2の特性図のピークに相当する周波数であり、負荷の軽重により変化する。
【0014】
以上の高圧電源装置100によれば、パワー素子を含む電圧制御直流電圧変換回路(図3の51)が不要となるため、低コスト化できると共に、効率を高くでき、さらに、装置全体を小型化できる。
【0015】
【発明の効果】
本発明の高圧電源装置によれば、倍電圧整流回路に入力する交流電圧の周波数を調整して出力電圧を安定化するので、パワー素子を含む電圧制御直流電圧変換回路が不要となり、低コスト化できると共に、効率を高くでき、さらに、装置全体を小型化できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態にかかる高圧電源装置を示す回路図である。
【図2】図1の高圧電源装置の周波数−出力電圧特性を示すグラフである。
【図3】従来の高圧電源装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
100 高圧電源装置
2 ドライブ回路
3 電圧制御発振器
4 トランス
5 倍電圧整流回路
6 出力電圧検出回路
7 誤差検出回路
Ca〜Ch コンデンサ
Da〜Dh ダイオード
IC 集積回路
R1,R2 抵抗
Ec 誤差電圧
Vs 参照電圧
Vo 出力電圧
Claims (2)
- コンデンサ(C)とダイオード(D)で構成される倍電圧整流回路(5)と、前記倍電圧整流回路(5)の出力電圧(Vo)を検出する出力電圧検出回路(6)と、目標電圧に対する前記出力電圧(Vo)の誤差電圧(Ec)を出力する誤差検出回路(7)と、前記誤差電圧(Ec)に応じた周波数(Fr)で発振する電圧制御発振回路(3)と、直流電圧(Vdd)を前記周波数(Fr)の交流電圧に変換するドライブ回路(2)と、前記交流電圧を昇圧して前記倍電圧整流回路(5)に入力するトランス(4)とを具備したことを特徴とする高圧電源装置(100)。
- 請求項1に記載の高圧電源装置(100)において、前記トランス(4)が電磁トランスであり、その電磁トランスに共振コンデンサ(C’)を接続したことを特徴とする高圧電源装置(100)。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002205250A JP2004048952A (ja) | 2002-07-15 | 2002-07-15 | 高圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002205250A JP2004048952A (ja) | 2002-07-15 | 2002-07-15 | 高圧電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2004048952A true JP2004048952A (ja) | 2004-02-12 |
Family
ID=31710606
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP2002205250A Pending JP2004048952A (ja) | 2002-07-15 | 2002-07-15 | 高圧電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2004048952A (ja) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009238414A (ja) * | 2008-03-26 | 2009-10-15 | Fuji Heavy Ind Ltd | 電界放出型ランプの駆動装置 |
WO2011077583A1 (ja) * | 2009-12-26 | 2011-06-30 | キヤノン株式会社 | 高圧電源 |
WO2012004960A1 (en) * | 2010-07-09 | 2012-01-12 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
JP2015211601A (ja) * | 2014-04-30 | 2015-11-24 | 日置電機株式会社 | 電圧生成回路 |
KR101625780B1 (ko) | 2011-12-20 | 2016-05-30 | 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 | 임펄스 전압 발생 장치 |
-
2002
- 2002-07-15 JP JP2002205250A patent/JP2004048952A/ja active Pending
Cited By (14)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009238414A (ja) * | 2008-03-26 | 2009-10-15 | Fuji Heavy Ind Ltd | 電界放出型ランプの駆動装置 |
US8325503B2 (en) * | 2009-12-26 | 2012-12-04 | Canon Kabushiki Kaisha | High voltage power supply |
US8102685B2 (en) | 2009-12-26 | 2012-01-24 | Canon Kabushiki Kaisha | High voltage power supply |
US20120087162A1 (en) * | 2009-12-26 | 2012-04-12 | Canon Kabushiki Kaisha | High voltage power supply |
WO2011077583A1 (ja) * | 2009-12-26 | 2011-06-30 | キヤノン株式会社 | 高圧電源 |
JP5627607B2 (ja) * | 2009-12-26 | 2014-11-19 | キヤノン株式会社 | 高圧電源及び画像形成装置 |
WO2012004960A1 (en) * | 2010-07-09 | 2012-01-12 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
JP2012019659A (ja) * | 2010-07-09 | 2012-01-26 | Canon Inc | 高圧電源 |
KR20140147152A (ko) * | 2010-07-09 | 2014-12-29 | 캐논 가부시끼가이샤 | 고압 전원 |
KR101504847B1 (ko) | 2010-07-09 | 2015-03-20 | 캐논 가부시끼가이샤 | 고압 전원 |
US9052676B2 (en) | 2010-07-09 | 2015-06-09 | Canon Kabushiki Kaisha | High-voltage power source |
KR101629130B1 (ko) | 2010-07-09 | 2016-06-09 | 캐논 가부시끼가이샤 | 고압 전원 및 화상 형성 장치 |
KR101625780B1 (ko) | 2011-12-20 | 2016-05-30 | 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 | 임펄스 전압 발생 장치 |
JP2015211601A (ja) * | 2014-04-30 | 2015-11-24 | 日置電機株式会社 | 電圧生成回路 |
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