CN102390342B

CN102390342B - 一种用于电子安全的高压变换电路

Info

Publication number: CN102390342B
Application number: CN 201110360420
Authority: CN
Inventors: 肖洪兵; 杨伟杰; 郭培源
Original assignee: Beijing Technology and Business University
Current assignee: Beijing Technology and Business University
Priority date: 2011-11-15
Filing date: 2011-11-15
Publication date: 2013-08-14
Anticipated expiration: 2031-11-15
Also published as: CN102390342A

Abstract

本申请公开了一种用于电子安全的高压变换电路，包括主电路和量子型控制电路两部分，其中，主电路由逆变驱动电路、压电变压器和输出电路组成，逆变驱动电路包括开关网络和输入匹配网络，输出电路包括输出匹配网络、整流电路以及负载电路；所述量子模式控制电路由分压采样电路、参考比较电路和逻辑控制电路组成，采样电路将高压电容的输出电压通过分压送入参考比较电路，与预设参考电压的上下限进行比较，并输出相应的高低电平，逻辑控制电路部分负责分频产生选定的、具有固定占空比的开关频率信号，并连同比较电路的输出信号，调制后输出到功率开关的驱动电路端。

Description

一种用于电子安全的高压变换电路

技术领域

本发明涉及一种控制车内安全气囊打开用的高压变换电路。

背景技术

现有安全气囊存在的问题主要表现在可靠性、准确性、同步性和复杂度几个方面。

可靠性较低。其现象是该开不开，不该开则开。造成的原因是点火电压过低(5~30v)，汽车内一般的静电放电电压可达上千伏，易引起误爆。

方位准确性不够。其现象是展开方向与实际碰撞有偏差，剧烈碰撞易造成误伤。造成的原因是碰撞方位检测不到位以及点火方位无控制。

多个气囊的同步性差。其现象是多个气囊不能同时打开。造成的原因是多个气囊相互独立控制。

软件复杂度高。其现象是气囊打开的实时性较差。造成的原因是软件控制算法需要时间。

发明内容

针对上述问题，本发明提供一种用于电子安全的高压变换电路，拟解决的办法是，提高点火能量；实现定向精准点火与同步控制。

一种用于电子安全的高压变换电路，包括主电路和量子型控制电路两部分，其中，主电路由逆变驱动电路、压电变压器和输出电路组成，逆变驱动电路包括开关网络和输入匹配网络，输出电路包括输出匹配网络、整流电路以及负载电路；所述量子模式控制电路由分压采样电路、参考比较电路和逻辑控制电路组成，采样电路将高压电容的输出电压通过分压送入参考比较电路，与预设参考电压的上下限进行比较，并输出相应的高低电平，逻辑控制电路部分负责分频产生选定的、具有固定占空比的开关频率信号，并连同比较电路的输出信号，调制后输出到功率开关的驱动电路端。

所述逆变驱动电路由开关网络和输入匹配网络组成。

所述输出电路由输出匹配网络、整流电路以及负载电路组成。

所述量子型控制电路的工作原理是利用变换器输出电压的反馈信息，控制驱动电路工作，振荡器产生恒定频率和占空比的驱动信号，主电路输出电平在输入信号的作用下，开始逐渐上升，当控制电路检测到输出电平达到预设最大值时，立刻切断驱动回路的输入信号，当输出电平低于最小预设值，驱动回路再次启动，如此往复将输出电压控制在预设的范围内。

这种用于电子安全的高压变换电路可用于汽车安全气囊点火系统。

国外尚没有看到采用压电变压器应用到电子安全系统中，如汽车和引信应用。压电变压器是一种绿色高效的能源设备。与传统的电磁感应变压器相比，它具有功率密度高，体积小，电磁噪声低，良好的输入输出端口电气隔离特性，成本低，便于大规模生产等优点。从应用的角度来看，现在重点应用在冷阴极荧光灯等场景中，尚没有用在充电电容中。本电路是利用压电变压器的高充电效率，在适当的频率下，以实现在有限的电源电压、快速充电时间（小于1s）和小尺寸的电子安全系统中的稳定性和可靠性。

开关驱动频率是变换器设计的关键参数，这是因为：首先，压电变压器的工作效率、电压增益都是频率函数，频率的选择直接影响变压器的工作性能表现；其次，驱动频率选择还涉及到变换器开关器件的软开关实现条件；而且，驱动频率选择关系到整个变换器是否能实现对负载高压电容的恒流等台阶充电。目前，由于对压电变压器应用于电容充电电源领域的相关文献很少，至今未获得相关文献对量子模式控制下频率选择所做的详细分析。量子控制模式，结构简单便于提高系统的可靠性，能满足本电路应用背景的要求，但由于该模式下采用固定频率控制，因此在上述约束条件下，不能同时满足最优。本电路主要通过恒流充电条件，零电压开关的实现条件，来优化选择量子控制模式下的驱动频率值。

这种用于电子安全的高压变换电路，包括主电路和量子型控制电路两部分，其中，主电路由逆变驱动电路、压电变压器和输出电路组成，逆变驱动电路包括开关网络和输入匹配网络，输出电路包括输出匹配网络、整流电路以及负载电路；所述量子模式控制电路由分压采样电路、参考比较电路和逻辑控制电路组成，采样电路将高压电容的输出电压通过分压送入参考比较电路，与预设参考电压的上下限进行比较，并输出相应的高低电平，逻辑控制电路部分负责分频产生选定的、具有固定占空比的开关频率信号，并连同比较电路的输出信号，调制后输出到功率开关的驱动电路端。

附图说明

图1：安全气囊点火系统结构。

图2：高压压电变换电路组成。

图3：简单开关变换器电路。

图4：倍压整流电路的拓扑结构。

图5：导通角与工作周期数的关系曲线。

图6：压电变压器主边等效电路。

图7：谐振支路主要波形示意图。

图8：相位差

与导通角

的关系曲线。

图9：比较和控制逻辑电路示意图。

图10：变换器方案的电路原理图。

图11：

与

实验波形。

图12：与

实验波形。

图13：

与

实验波形。

图14：负载短路放电时的电压输出波形。

图15：实际系统图。

具体实施方式

本发明的结构组成如图1所示，汽车安全气囊点火系统包括中央电子控制器(ECU)、压电高压变换器模块和多点起动模块构成。

这种用于电子安全的高压变换电路包括主电路和量子型控制电路两部分，其中，主电路由逆变驱动电路、压电变压器和输出电路组成，逆变驱动电路包括开关网络和输入匹配网络，输出电路包括输出匹配网络、整流电路以及负载电路；所述量子模式控制电路由分压采样电路、参考比较电路和逻辑控制电路组成，采样电路将高压电容的输出电压通过分压送入参考比较电路，与预设参考电压的上下限进行比较，并输出相应的高低电平，逻辑控制电路部分负责分频产生选定的、具有固定占空比的开关频率信号，并连同比较电路的输出信号，调制后输出到功率开关的驱动电路端。

通过理论分析，建立的安全气囊点火系统压电高压变换器电路模型如图2所示。系统由主电路和量子型控制电路组成。其中，主电路由逆变驱动电路、压电变压器和输出电路等组成。逆变驱动电路包括开关网络和输入匹配网络；而输出电路包括输出匹配网络、整流电路以及负载电路。

变压器等效电路的选择：

为了弥补传统等效电路模型的不足，本电路采用一种改进型的等效电路模型。该模型用两个相互独立的受控源来替代传统模型中的理想变压器，其中主边用一个受控电压源替代，副边则用一个受控电流源替代，传输比

表征两电源之间的变比关系。基于这个模型，其参数的测量或计算，如表一所示。

表一变压器参数

参数

Cin

Rm

Cr

Lr

Co

n

值

10.1nF

10.71Ω

301pF

15.12mH

18.37pF

10.25

其中Cin是输入电容，Rm是漏电阻，Cr是谐振分支电容，Lr是谐振分支电感，Co是输出电容，n为变压的比例。

逆变驱动电路的选择：

逆变驱动电路的作用是把直流能量转换为驱动压电变压器工作的交流能量，开关的输入信号通常为一个方波信号，经过逆变驱动电路输出电压通常为一个正弦波或准正弦波信号。对于电子安全系统的高压变换电路，工作过程中开关上的电压最大值为直流电源的数倍，功率开关承受的电压应力较高，而压电变压器的自身谐振频率也比较高，所以为了有效减小开关损耗，逆变驱动电路中的功率开关必须工作在软开关状态。此外逆变驱动电路应能灵活调节网络输出准正弦电压的幅值，以此调节压电变压器的输出功率，满足对系统设计的要求。

考虑到电子安全系统空间的限制，本变换器采用单开关设计。电路如图3所示，虚线框内为压电变压器。该电路的特点是简单，所需空间较小，能工作在高频状态，在实现理想零电压开关的条件下，理论功率转换效率可达100%。

该电路通过一个电感来实现驱动变压器高效工作。该电感在电路中实现的功能有：串联电感和压电变压器的输入电容组成一个低通滤波器，使其输入电压波形更接近一个正弦波，这样不仅可以使压电变压器工作在低电压应力状态下，而且也可以滤除高次谐波的影响；作为一个输入匹配网络，降低回路电流，减少变换器的能量损失；创造零电压开关的实现条件，使逆变电路的功率场效应管工作在软开关状态，且该条件不依赖于压电变压器的自身参数；降低了变换器对系统电源的传导电磁干扰噪声。

输出整流电路的选择：

在变换器输出为高压直流的应用系统中，倍压整流电路是压电变压器的输出整流电路的首选，常见的倍压整流电路有三种。图4为不对称拓扑结构，只包含一个电容和两个二极管，是三者中结构最为简单的一个。考虑到系统对变换器的设计要求，采用图4所示的倍压整流电路。

控制模式的选择：

选取量子型控制模式。该控制模式的工作原理是利用变换器输出电压的反馈信息，控制驱动电路工作，振荡器产生恒定频率和占空比的驱动信号。主电路输出电平在输入信号的作用下，开始逐渐上升，当控制电路检测到输出电平达到预设最大值时，立刻切断驱动回路的输入信号，当输出电平低于最小预设值，驱动回路再次启动，如此往复将输出电压控制在预设的范围内。这种控制方式的输入开关信号，是一个高频信号与一个低频信号的调制，高频信号就是选定的系统开关驱动频率信号，低频信号则由输出电压的上下限以及放电时间常数决定。压电变压器本身可以滤掉该低频信号，因此低频信号不会影响整个变换器的性能。该控制模式下在负载短路和无负载的情况下，变换器均能起到很好的自我保护作用，因此，不需加额外的过压和过流保护电路，可使整个变换器达到最简化。

高压压电变换电路分析与设计如下：

输出电路分析与设计：

分析易知，电流

在两个整流二极管非导通期间流入到变压器的输出电容C₀，导通角区间定义为

，在整流二极管D₂导通期间，输出电容C₀上的电压值等于负载高压电容的电压值，在二极管D₃导通期间，变压器的输出电容C₀的电压值则为零。

压电变压器输出电容C₀在二极管非导通期间的电压可以按区间和初始值划分成区间函数。

在

区间：

(1)

在

区间：

(2)

依前面假设有：

(3)

考虑到边界条件，可以得到，在一个周期中

的直流量为：

(4)

的交流量的最大值为：

(5)

因此，整流电路的输出电压是输出电容C₀电压交流峰值的2倍，而输出电容C₀上的电压正是该整流电路的输入电压，即实现了整流倍压的作用。

可以证明，恒流充电过程可使电容充电回路效率最大化。该特性的实现也是评价一个电容充电电源变换器性能好坏的一个重要标准。下面详细分析变换器实现恒流充电的条件。

电容充电电源与普通直流电源工作过程不同，前者的输出电压是随着变换器工作周期增加而呈阶梯状上升。这里记第

个工作周期，对应的二极管导通角、谐振电流最大值和初始输出电压分别为

、和

。

联立式(1)~(3)可得：

这里，

。

因此，任意第个周期流经二极管

的平均电流值为：

(6)

则在该周期中流入高压电容的电量为：

(7)

假设电容充电过程实现线性恒流充电，忽略负载分压电阻消耗电能，则第

个周期流入电容的电量等于第

个周期的流入电量，有：

(8)

将式(6)和(7)代入到(8)有：

(9)

注意到：

(10)

由式(9)和(10)可得，恒流充电条件下导通角变化的递推公式：

(11)

取

的初始值为

，利用数值分析的方法由式(11)计算得到导通角与运行周期数

的关系曲线图，如图5所示。从图中可以看出随着充电周期的增加导通角呈减小趋势。其中在开始的5000个周期导通角下降较快，之后下降速度逐渐变缓，最后基本趋于稳定值。

由式（4）可以得到，第

和第

个工作周期的谐振电流满足关系：

(12)

当变换器对高压电容实现恒流 “等台阶”充电时，显然有：

，

(13)

所以由式（12）可得，实现恒流充电时，谐振电流的最大值应满足：

(14)

记

，则有：

(15)

(16)

由上式可知，当谐振电流的最大值满足起始值较小而后逐渐呈等台阶增大时，变换器便可以近似实现电容的等台阶充电。

以变换器中压电变压器的主边电路为研究对象，当变换器对负载电容充电时等效电路如图6所示，电路中的主要波形及关系如图7所示。在固定频率控制模式下，重点考虑在充电后期电路的等台阶充电条件。

由分析结果知，在充电后期输出电容电压的基波比谐振电流的相位滞后约四分之一周期，即，如图8所示。

由于在选定频率时a、b两端间的阻抗一定，结合式(14)给出的等台阶充电条件，所以只要a、b间的电压呈等台阶最大递增，即可近似满足系统的恒流充电要求，且能保证在给定输入电压下输出功率的最大化。图7所示对、

和

信号相位进行分析知，只要满足谐振电流

与压电变压器的输入电压

之间的相位差

约为90°时，即可满足上述分析的条件。

(17)

对应的驱动频率为，

(18)

此时，

与

刚好反向，所以a、b间的电压峰-峰值可以得到最大，且由于

的最大值呈等台阶递增趋势，因此

的峰-峰值也呈等台阶递增，如下：

(19)

对应的谐振电流的峰-峰值为：

(20)

由分析可知，变换器工作过程中内部谐振状态持续时间逐渐增大，二极管D₂和D₃导通状态的持续时间逐渐缩短。在各个状态下，当等效电路中处于谐振状态时，电路可以获得最大的谐振电流值，同时可以得到最大的电压增益。

D₂和D₃导通状态下的工作频率为：

(21)

内部谐振状态下的工作频率为：

(22)

可以选择式(22)作为驱动频率的上限值，显然该值既可以满足在充电后期保证较大的升压比，同时因

大于实际工作过程的工作频率，所以该频率值也能给软开关的实现创造良好的条件。

将实验用变压器的参数值分别代入式(18)和(21-22)，这里选择采样分压电阻

Ω，得到

kHz，

kHz，kHz；从不同的角度对开关驱动频率进行了分析计算，计算结果显示了基本一致性。

2.2 量子模式控制电路设计

量子模式控制电路主要由分压采样电路、参考比较电路和逻辑控制电路部分组成。采样电路将高压电容的输出电压通过分压送入参考比较电路，与预设参考电压的上下限进行比较，并输出相应的高低电平。逻辑控制电路部分负责分频产生选定的具有固定占空比的开关频率信号，并连同比较电路的输出信号，调制后输出到功率开关的驱动电路端。

采样分压电阻的设计原则，主要考虑保证变换器对电容的充电功率，同时也不影响压电变压器的工作特性。输出功率如下：

可以推导出，变换器的输出等效阻抗为：

(23)

假设变换器的输出端不加采样电阻，有：

(24)

所以有：

(25)

因此在保证分压电阻的消耗功率远小于变换器输出功率的情况下，考虑到在充电前期采样电阻的大小不影响变压器频率随阻抗的变化特性，应满足两等效电阻值的大小差别不超过一个数量级。由式(25)知，取

Ω，可以满足要求。

参考比较电路和逻辑控制电路图如图9所示，采样信号经过

滤波器输入到比较器的比较端，电阻R4-R7实现参考值的上下限设置，考虑到电路的逻辑正反，控制电路由与非门电路组成。控制逻辑部分由可编程逻辑器件来实现。

3 高压压电变换电路的实现电路

基于上述分析，得到的变换器设计方案如图10示。该变换器主电路由直流电源U、逆变开关S1、谐振电感LR、箝位二极管D1、压电变压器、倍压整流电路、负载电容C1以及输出电压分压电阻R1、R2组成。C_P为并接在变压器输入端的调节电容，作用是连同谐振电感L_R一起调节压电变压器的输入电压值，并保证零电压开关的实现。为了描述方便，把电容Cin与C_P的并联等效电容称为缓冲电容，并记为Ci。

工作时逆变开关S1开关一次，完成一个周期，S1导通，直流电源对电感LR充电；S1截止，储存于电感的能量向压电变压器的输入电容放电，在压电变压器的输入端形成准正弦电压波形，经过压电变压器升压，以及倍压整流电路整流，输出一个脉动的直流电流给高压电容进行充电，分压电阻将输出电压反馈给控制电路，与预设电压值比较并控制开关S1的动作。

实验结果

为了验证变换器电路的正确性，研制了一台实验样机。该样机变换器主电路中元器件采用器件的参数如下：功率场效应管IRLR3410，负载高压电容0.22μF/4kV，高压高频二极管GL506，采样分压电阻

、

分别取100MΩ和100kΩ，从频率特性可知，驱动频率信号的计算值要略大于实际测量值，所以选择频率时可直接选择计算值，能同时创造实现零电压开关的必要条件。

驱动信号电压

和变压器输入电压

的实验波形如图11所示。输入直流电压为28V，驱动信号频率

取79.4kHz，占空比

为0.2，按上述方法计算，电感

取47μH，输入端并联电容

取78nF时。可以看出实际电路的逆变开关工作于零电压软开关模式。

的最大值约为58V，与理论计算结果一致。

图12为室温下压电变压器输入电压

与负载电容输出电压的波形图。实验将输出电压控制在2.9kV～3.1kV。可以看到在量子控制模式下的输出电压的变化过程中，电容电压

曲线的上升段斜率基本恒定，表示该充电电路实现了高压电容效率较高的恒流充电工作模式。

压电变压器谐振支路电流

与负载电容输出电压

的波形图如图13所示。图示可以看出，在充电过程后期谐振电流的包络线变化趋势和输出电压值一样均呈等台阶上升状，该结果验证了系统实现恒流充电条件分析的正确性。

负载短路放电时和空负载时的高压电容输出波形如图14所示。波形显示出负载短路放电后，电路能够继续正常工作，在空载时，能够控制在预设的电压区间内。

本压电转换电路已用于实际的安全气囊点火系统中，如图15所示。它提高了车辆的高压点火能量，更加安全可靠。

本发明新的技术效果：利用压电变压器的优点，实现了高电压的压电转换器，应用到了电子安全相关的系统中。该电路包括逆变器驱动电路、压电变压器、输出电路和反馈控制电路。

该电路创新之处在于，在安全相关的电子系统中将压电变压器与高压高效的充电电容结合在一起。实验验证了转换器电路的正确性。实验结果与计算和分析结果完全一致。在不到600毫秒时间内获得的输出电压为2.9kV-3.1kV，工作在高效率的恒流充电模式，并满足零电压开关工作条件。目前该设备成功地应用在一个实际的电子安全系统中。

同样，通过提高压电变压器点火能量，安全气囊的精确定位点火得以实现，可以在中高档车的安全气囊安全系统使用。

Claims

1.一种用于电子安全的高压变换电路，包括主电路和量子型控制电路两部分，其中，主电路由逆变驱动电路、压电变压器和输出电路组成，逆变驱动电路包括开关网络和输入匹配网络，输出电路包括输出匹配网络、整流电路以及负载电路；所述量子型控制电路由分压采样电路、参考比较电路和逻辑控制电路组成，所述分压采样电路将所述输出电路的负载电容C1的输出电压通过分压电阻R1、R2的分压送入参考比较电路，与预设参考电压的上下限进行比较，并输出相应的高低电平，逻辑控制电路部分负责分频产生选定的、具有固定占空比的驱动频率信号，并连同比较电路的输出信号，调制后输出到主电路中的逆变驱动电路端。

2.根据权利要求1所述的一种用于电子安全的高压变换电路，其特征在于：所述逆变驱动电路由开关网络和输入匹配网络组成。

3.根据权利要求1所述的一种用于电子安全的高压变换电路，其特征在于：所述输出电路由输出匹配网络、整流电路以及负载电路组成。

4.根据权利要求1所述的一种用于电子安全的高压变换电路，其特征在于：所述量子型控制电路的工作原理是利用负载电容C1的输出电平的反馈信息，控制逆变驱动电路工作，逻辑控制电路产生恒定频率和占空比的驱动频率信号，负载电容C1的输出电平因所述驱动频率信号与所述参考比较电路输出信号的调制信号开始逐渐上升，当逻辑控制电路检测到负载电容C1的输出电平达到预设最大值时，立刻通过所述逻辑控制电路输出高电平从而切断逆变驱动电路的电流，当负载电容C1的输出电平低于最小预设值，逆变驱动电路再次启动，如此往复将负载电容C1的输出电平控制在预设的范围内。