CN102075184A - 运行参数监控电路和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及运行参数监控电路和方法。一种用于监控集成电路2的运行参数的监控电路14、16、18、20、22包括环形振荡器电路80，所述环形振荡器电路80包括多个串联连接的反相级82-1、82-2、82-3。反相级82-1、82-2中的至少一个包括至少一个泄漏晶体管64-1、64-2，其配置为在泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过至少一个泄漏晶体管的电流都是泄漏电流；以及电容元件70-1，其设置为依靠于泄漏电流而充电或放电。因此环形振荡器电路80产生振荡信号，其具有取决于电容元件70-1充电或放电的速度的振荡周期。运行参数控制泄漏电流的幅值，使得振荡周期指示运行参数。

Description

运行参数监控电路和方法

技术领域

本发明涉及集成电路领域。更具体地，本发明涉及在集成电路中监控运行参数。

背景技术

已知为集成电路配备一个或多个监控电路，该监控电路力图提供关于集成电路的运行参数的监控信息。监控的典型运行参数是运行温度。可以监控的其他运行参数包括运行电压。该信息可以用于确保集成电路的正确操作，并且在一些情况下可以用于使用反馈机制来调整操作。

已知地，提供环形振荡器电路，其中振荡频率给出集成电路的运行温度的指示。由于集成电路变热，构成环形振荡器中的反相器链路的晶体管将会更迅速地运行，因此振荡频率将会增加。这样的机制的问题是振荡频率与温度之间的关系是复杂的，并且环形振荡器可能需要相对复杂的偏置电路和/或模拟输出。另外，为了获得能够测量的足够低的频率，环形振荡器需要包括相对大量的门电路。

由于工艺几何在尺寸上的减小，所以基础的MOSFET特性的局部变化变得很大，使得简单的芯片级保护频带设计变成严重过度设计和效率低。另外，关键的系统效应、例如植入遮蔽效应或应力工程效应增加了应该监控的MOSFET实现的置换数量。归功于这样的效应，MOSFET特性已经变成位置和环境特有的。因此，由于不能从提供晶片监控器的较远区域监控到环境相关效应和局部变化，所以依赖于一组简单的提供边界的晶片接收测试MOSFET参数将会比片上系统嵌入式MOSFET监控器的精度低。因此，需要用于嵌入式MOSFET监控以及硅接收测试、性能分级(performance binning)和适应性电路的小型且低功率的监控电路。

发明内容

从一个方面看，本发明提供一种用于监控集成电路的运行参数的监控电路，所述监控电路包括：

配置为产生振荡信号的环形振荡器电路，所述环形振荡器电路包括多个串联连接的反相级；

其中至少一个所述反相级包括：

(a)至少一个泄漏晶体管，其配置为在泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个泄漏晶体管的电流都是泄漏电流；以及

(b)电容元件，其配置为依靠于所述泄漏电流而充电或放电，所述振荡信号的振荡周期取决于所述电容元件充电或放电的速度；并且

所述运行参数控制所述泄漏电流的幅值，使得所述振荡周期指示所述运行参数。

环形振荡器具有至少一个反相级，该反相级包括能够在泄漏模式下运行的至少一个泄漏晶体管，以及设置为依靠于经过至少一个泄漏晶体管的泄漏电流而充电或放电的电容元件。经过至少一个泄漏晶体管的泄漏电流具有随着多个运行参数的可预测的变化，可以使用监控电路而对其进行监控。由于泄漏电流随着运行参数而变化，所以电容元件充电或放电的速度也相应地变化。这意味着振荡信号经过环形振荡器电路传播的速度取决于运行参数，并且因此振荡周期是运行参数的指示器(indicator)。以这样的方式操作环形振荡器提供了小型的、低成本的并且低功率的监控电路，同时提供了监控集成电路的多种参数的可能性。

传统的环形振荡器是大型的以确保振荡周期足够长从而能够测量，与其不同，由于电容元件耗费有限的时间以进行充电或放电，因而这延迟了振荡信号经过环形振荡器的传播，因此将振荡周期增加至可测量的范围，所以本技术的监控电路的环形振荡器可以形成为小型的。因此，减少了监控电路的整体尺寸和功率消耗，这使得能够在集成电路上的不同位置上提供多个监控电路。通过在单个集成电路上提供多个监控电路，可以监控MOSFET特性的局部变化。

在本技术中，至少一个反相级具有至少一个泄漏晶体管和电容元件。能够使环形振荡器的多个或全部反相级包括一个或多个泄漏晶体管和电容元件。

虽然电容元件可以是电容器，但是由于监控电路的电路元件本身将会具有相当可观的电容值，因而可以起到电容元件的作用，所以该电容器不是必需的。例如，晶体管的硅上金属接口可以充当电容元件。

同样地，由于可以使用单个晶体管或多个晶体管来实现用于对电容元件充电的至少一个泄漏晶体管，所以对于单个“泄漏晶体管”的任何提及应该被认为是也包括其中提供多个泄漏晶体管的等效实施方式，每一个泄漏晶体管能够在基本所有经过泄漏晶体管的电流都是泄漏电流的泄漏模式下运行。

在一个实施方式中，运行参数是至少一个泄漏晶体管的运行温度。泄漏电流是取决于温度的，因而环形振荡器的振荡信号的振荡周期将会取决于泄漏晶体管的运行温度。通过将监控电路定位在集成电路上，泄漏晶体管的运行温度可以很好地与集成电路的周围部分的运行温度相关，因而监控电路可以给出那些周围部分的温度的指示。

运行参数还可以是供应给至少一个泄漏晶体管的电源电压。泄漏电流取决于供应给泄漏晶体管的电压(例如，施加给泄漏晶体管的门极电压或源极电压)。这意味着在给定的温度下，环形振荡器的振荡周期可以指示施加给泄漏晶体管的电压电平。

能够测量的其他运行参数包括在特定温度或门极电压下泄漏电流自身的幅值，以及泄漏电流大致变为零时的阈值电源电压(例如门极或源极电压)。通常期望减少由集成电路消耗的功率数量。减少泄漏电流将会帮助减少功率消耗。当门极-源极电压差趋向于阈值时，泄漏电流趋向于零。因此，能够确定在什么样的电压下泄漏电流变为零是有用的。通过在该阈值电压下运行，可以减少功率消耗。

在一个实施方式中，至少一个泄漏晶体管包括耦合在电源电压与电容元件之间的至少一个p型晶体管，并且电容元件依靠于经过至少一个p型晶体管的泄漏电流而充电。在该实施方式中，当p型晶体管设置在泄漏模式下时，则基本所有经过p型晶体管的电流都是泄漏电流，其缓慢地对电容元件进行充电。电容元件充电的速度确定环形振荡器的振荡周期。

虽然能够将可变的门极电压提供给至少一个p型泄漏晶体管(因此使得p型泄漏晶体管能够选择性地设置在泄漏模式下或者脱离泄漏模式)，但是在一个实施方式中，至少一个p型晶体管具有耦合至电源电压的门极。这意味着p型晶体管永久性地设置在泄漏模式下，因而将总是经过泄漏电流。由于将供应给泄漏晶体管的电压保持为恒定，则温度将会是确定泄漏电流的幅值的主要因素，因而这样的设置提供了用于测量温度作为运行参数的简单电路。

至少一个反相级还可以包括用于使电容元件放电的至少一个下拉晶体管。因此，通过使用经过p型晶体管的泄漏对电容元件充电以及使用下拉晶体管使电容元件放电的周期而产生振荡信号。

在另一个实施方式中，至少一个泄漏晶体管包括耦合在地电压与电容元件之间的至少一个n型晶体管，并且电容元件依靠于经过至少一个n型晶体管的泄漏电流而放电。因此能够提供基于NFET泄漏的监控电路。由于泄漏电流经过n型晶体管而泄漏，所以使电容元件以取决于运行参数的速度而放电。由于在n型和p型晶体管中的泄漏机制不同地运行，因而有时包括n型或p型泄漏晶体管的监控电路可能是比其他类型的更优选的，所以除了基于PFET泄漏的传感器以外或者替代基于PFET泄漏的传感器而提供基于NFET泄漏的传感器是有用的。例如，如果在集成电路的具有比其他类型多的一种电荷载体型晶体管的区域中放置监控电路，则可以选择具有支配型泄漏晶体管的监控电路。

至少一个n型晶体管具有耦合至地电压的门极。这意味着n型晶体管永久性地设置在泄漏模式下，使得基本上只有经过n型晶体管的电流是泄漏电流。这避免了供应给n型晶体管的门极电压的变化，因而能够使用简单电路进行温度测量。

至少一个反相级还可以包括用于对电容元件充电的至少一个上拉晶体管。然后将会通过交替地使用经过至少一个n型泄漏晶体管的泄漏使电容元件放电以及使用上拉晶体管对电容元件充电而产生振荡信号。

至少一个反相级还可以包括缓冲器，其配置为输出振荡信号值到下一反相级，并且缓冲器可以配置为当电容元件充电或放电超过阈值电荷电平时使振荡信号值在高值和低值之间切换。由于当电容元件部分地充电或放电时，缓冲器防止将振荡信号值设置为中间值，所以这是有用的。这确保将缓冲器下游的晶体管完全导通或完全关断，因此避免了振荡信号中的亚稳定性。

由于电容元件的至少一部分可以由缓冲器的一部分形成，所以缓冲器的形成还是有用的。这意味着电容元件在本质上不必是电容器，而是可以由已经提供为输出振荡信号值的缓冲器的一部分形成。这帮助将电路面积和门电路数量保持为低。例如，在缓冲器的一个门电路中的硅上金属接口具有一定量的电容值，因而可以形成电容元件。缓冲器中的导线也可以具有一些电容值。电容元件还可以由缓冲器的一部分与该反相级的其他元件结合而形成。

在一个实施方式中，至少一个反相级包括反相器，其配置为输出振荡信号值到下一反相级，并且反相器可以配置为当电容元件充电或放电超过阈值电荷电平时使振荡信号值在高值和低值之间切换。与包括缓冲器的实施方式一样，该反相器确保将提供给下一反相级的振荡信号设定为高值或低值，而不是中间值。然而，与缓冲器不同，反相器在将信号值输出至下一级时还将其反相。在电路中的一些点上这是有利的，由于一些信号脉冲的宽度增加，这可以使得能够更容易地测量信号传播经过环形振荡器的相对定时。

电容元件的至少一部分可以由反相器的一部分形成。与缓冲器一样，例如其可以由晶体管中的硅上金属接口或者形成一部分反相器的导线而形成。电容元件还可以包括多个元件，一些在反相器中，并且一些在反相级的其余部分中。

传播经过环形振荡器的振荡信号的振荡周期应该在可测量的范围内。如果电容元件不具有足够的电容值以提供可测量的振荡周期(例如，如果经过泄漏晶体管的泄漏特别地高，或者如果使用快速切换晶体管)，则可以提供延迟元件从而将振荡周期增加至可测量的范围。该延迟元件使振荡信号经过至少一个反相级的传播延迟。这意味着具有较低分辨率的计数器可以用于测量振荡周期，因而可以减少计数器上的功率消耗。

在一个实施方式中，电容元件可以包括：

主要电容部分；

至少一个附加电容部分；以及

至少一个传输门电路，每个传输门电路配置为选择性地将相应的附加电容部分设置在激活模式下，在该模式中所述泄漏电流对所述相应的附加电容部分充电或放电；

其中所述电容元件的电容值取决于当前设置在所述激活模式下的所述至少一个附加电容部分的数量。

在这样的实施方式中，可以提供具有可变电容值的电容元件，从而能够调节振荡周期的范围。可以通过选择性地切换为信号通道的相应附加电容部分而改变电容值，从而补充由主要电容部分提供的电容值。通过切换对应的传输门电路，可以单独地将每个附加电容部分设置在激活状态下，其中泄漏电流对附加电容部分充电或放电。当一个或多个附加电容部分处于激活状态下时，在主要电容部分中积聚或从主要电容部分消散较少的电荷，因而主要电容部分比没有附加电容部分处于激活状态下的时候更缓慢地充电或放电。因此，主要电容部分耗费更长的时间以充电或放电超过阈值电平而用于触发级输出信号的切换，因而振荡周期变得更长。因此，通过将单独的电容部分切换为处于或脱离激活状态，可以改变振荡周期的长度。这可以用于调整振荡周期的幅度，从而使得可以使用具有给定计数器分辨率的计数器来测量它。此外，针对快速或低速集成电路可以进行一些充电时间调整，并且使那些电路的延迟与更多典型电路一致。

在一个实施方式中，电容元件可以包括：

第一电容元件，其配置为依靠于所述泄漏电流而充电或放电；以及

第二电容元件，其配置为一旦所述第一电容元件已经充电或放电超过阈值电荷电平，则依靠于附加泄漏电流而充电或放电；其中：

所述振荡周期取决于所述第一电容元件充电或放电的速度以及所述第二电容元件充电或放电的速度；并且

所述运行参数控制所述泄漏电流的幅值和所述附加泄漏电流的幅值，使得所述振荡周期指示所述运行参数。

第一和第二电容元件被配置为使得当第一电容元件充电或放电超过阈值电荷电平时，第二电容元件开始充电或放电。振荡周期取决于用于将第一和第二电容元件充电或放电超过各自的阈值电平的总时间。这意味着用于使信号传播经过反相级的总时间更长，因而可以将振荡周期增加至可测量的水平。应该理解到，可以以这样的方式设置多于两个的电容元件，使得当在前的电容元件已经达到预定的阈值电荷电平时，每个相继的电容元件开始充电或放电。串联设置越多的电容元件，传播延迟越长，因而振荡周期越长。

在一个实施例中，第一电容元件依靠于泄漏电流而充电，而第二电容元件依靠于附加泄漏电流而放电。在该配置中，相对简单的电路可以提供可测量的振荡周期。

第一电容元件可以包括门控晶体管的门极接口，并且该门控晶体管可以配置为一旦该门极接口已经充电或放电超过阈值电荷电平，则允许第二电容元件充电或放电。在该实例中，一旦门极接口已经充电或放电超过阈值电荷电平，则门控晶体管导通或关断，因此触发第二电容元件开始充电或放电。因此，门控晶体管确保直至第一电容元件已经达到阈值电荷电平，第二电容元件才开始充电或放电。

第二电容元件可以包括至少一个反相器。该反相器具有与其相关联的一定数量的电容值。使用越多的反相器以形成第二电容元件，第二电容元件的电容值越大，并且因此对第二电容元件总体上充电所耗费的时间越长。

监控电路可以包括用于测量振荡信号的振荡周期的测量电路。因此，测量的振荡周期可以用于计算集成电路的运行参数。

可替换地，可以从监控电路输出振荡信号用于外部测量电路进行的分析。例如，被监控的集成电路的处理器可以测量振荡信号的振荡周期。

所述电路可以包括校准电路，其用于执行校准，从而使测量的振荡周期值与运行参数值具有相关性。尽管非校准的测量电路可以给出运行参数的相对指示(即，在第一时刻的运行参数是否大于或小于在第二时刻的运行参数)，但是为了提供运行参数的绝对值需要校准。

从另一方面看，本发明提供一种集成电路，其包括至少一个如上所述的监控电路。可以假定监控电路的运行参数与集成电路的附近部分的运行参数相关，因而监控电路可以用于监控集成电路的状态。由于集成电路中的运行状态可以具有一些局部变化，所以在芯片上的不同位置放置多于一个监控电路使得能够监控局部运行参数。

从再另一方面看，本发明提供一种监控系统，其包括：

(i)第一环形振荡器电路，其配置为产生第一振荡信号，所述第一环形振荡器电路包括多个串联连接的第一反相级，其中至少一个所述第一反相级包括：

(a)至少一个p型泄漏晶体管，其配置为在第一泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个p型泄漏晶体管的电流是第一泄漏电流；和

(b)第一电容元件，其配置为依靠于所述第一泄漏电流而充电，所述第一振荡信号的第一振荡周期取决于所述第一电容元件充电的速度；以及

(ii)第二环形振荡器电路，其配置为产生第二振荡信号，所述第二环形振荡器电路包括多个串联连接的第二反相级，其中至少一个所述第二反相级包括：

(c)至少一个n型泄漏晶体管，其配置为在第二泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个n型泄漏晶体管的电流是第二泄漏电流；和

(d)第二电容元件，其配置为依靠于所述第二泄漏电流而放电，所述第二振荡信号的第二振荡周期取决于所述第二电容元件放电的速度；

其中所述运行参数控制所述第一泄漏电流和所述第二泄漏电流的幅值，使得所述第一振荡周期和所述第二振荡周期指示所述运行参数。

当制造硅晶体管时，例如温度或湿度变化的工艺变化可能导致硅中的掺杂浓度(以及因此电子或空穴迁移率)在各个晶体管中不同。这意味着晶体管在导通和关断状态之间切换的速度可以在各个晶体管中不同。此外，在芯片P型晶体管的一些部分中可能比n型晶体管切换地更迅速，或者反之亦然。“工艺角”是芯片的一个区域，其中晶体管以不同于芯片的另一个区域中的晶体管的速度进行切换。可以将工艺角分为下列类型：TT(典型n型，典型p型)，SS(低速n型，低速p型)，FF(快速n型，快速p型)，SF(低速n型，快速p型)和FS(快速n型，低速p型)。对于SF或FS角，p和n型晶体管以不同的速度切换。这意味着使用n型泄漏晶体管的监控电路将会与使用p型泄漏晶体管的监控电路不同地运行。通常，具有对应于较低速切换电荷载体型的泄漏晶体管的监控电路将提供更精确的结果(因为具有固定计数频率的计数器在每个振荡周期中对于较低速切换电荷载体型将比较快速切换电荷载体型测量更多的计数)。然而，因为工艺变化是随意的，并且因此工艺角的位置是不可预知的，所以不能预先确定监控电路会使用哪种类型。因此，提供包括具有p型泄漏晶体管的第一环形振荡器电路和具有n型泄漏晶体管的第二环形振荡器电路的监控系统是有用的。可以在制造过程中，在可以知道将会产生哪种角类型之前，在集成电路上提供该监控系统。在使用过程中，则可以选择第一振荡周期或第二振荡周期。

监控系统还可以通过同时使用n型和p型环形振荡器电路来测量振荡周期，然后比较使用测量的振荡周期而确定的运行参数值，而用于识别高度偏斜的角(SF或FS)。当从基于n型和p型泄漏的电路获得的运行参数值明显不同时，可以识别SF或FS角。如果确定监控电路中的硅具有高度偏斜的角类型，则集成电路的周围部分可能具有相同的角类型。

从另一方面看，本发明提供一种用于监控集成电路的运行参数的监控电路，所述监控电路包括：

环形振荡器装置，其用于产生振荡信号，所述环形振荡器装置包括多个串联连接的反相级装置；

其中至少一个所述反相级装置包括：

(a)至少一个泄漏晶体管装置，其用于在泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个泄漏晶体管装置的电流都是泄漏电流；和

(b)电容装置，其用于依靠于所述泄漏电流而充电或放电，所述振荡信号的振荡周期取决于所述电容装置充电或放电的速度；

其中所述运行参数控制所述泄漏电流的幅值，使得所述振荡周期指示所述运行参数。

从另一方面看，本发明提供一种用于监控集成电路的运行参数的方法，所述方法包括下列步骤：

使用环形振荡器电路产生振荡信号，该环形振荡器电路包括多个串联连接的反相级，至少一个所述反相级包括至少一个泄漏晶体管和电容元件；

使所述至少一个泄漏晶体管在泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个泄漏晶体管装置的电流都是泄漏电流；以及

依靠于所述泄漏电流而使所述电容元件充电或放电，所述振荡信号的振荡周期取决于所述电容元件充电或放电的速度；

其中所述运行参数控制所述泄漏电流的幅值，使得所述振荡周期指示所述运行参数。

从再一个方面看，本发明提供一种校准用于监控集成电路的运行参数的环形振荡器电路的方法，该方法包括下列步骤：

使用在已知运行参数值运行的所述环形振荡器电路执行如上所述的监控集成电路的运行参数的方法；

测量指示所述振荡周期的量；

依靠于测量的所述量和所述已知运行参数值而计算至少一个校准系数；以及

存储所述至少一个校准系数，用于在监控到未知运行参数值时使用。

使用校准而基于测量的振荡周期值确定绝对的运行参数值。为了校准监控电路，环形振荡器电路在已知运行参数值运行，并且在该已知运行参数值下测量指示振荡周期的量。使用测量的量和已知运行参数值，计算至少一个校准系数并将其存储，用于在将来监控到未知运行参数值时使用。

从另一方面看，本发明提供一种用于确定集成电路的未知运行参数值的方法，其包括下列步骤：

使用在所述未知运行参数值运行的所述环形振荡器电路执行如上所述的监控集成电路的运行参数的方法；

测量指示所述振荡周期的量；以及

使用所述量和至少一个预定的校准系数而计算所述未知运行参数值。

为了获得未知参数值的测量，环形振荡器电路在未知参数值运行，测量指示振荡周期的量，并且使用测量的量和已经在校准过程中存储的至少一个预定的校准周期而计算未知运行参数值。

在上述校准和确定方法中，指示振荡周期的量可以是例如逐渐增加直至振荡信号值在高态和低态之间改变的计数器值。在信号在高与低之间切换的时刻的计数器值是振荡周期的指示。可替换地，另一个指示振荡周期的量，例如振荡信号的振荡频率可以被用作指示振荡周期的量。

附图说明

将仅以实例的方式、参照在附图中说明的本发明的实施方式进一步描述本发明，其中：

图1示意性地说明了包括多个用于监控集成电路的运行参数的监控电路的集成电路；

图2示意性地说明了场效应晶体管中的泄漏电流；

图3示意性地说明了基于p型泄漏的环形振荡器电路的反相级；

图4说明了包括多个依照图3的反相级的环形振荡器电路；

图5是说明在图4中所示例的环形振荡器的不同点上振荡信号的轮廓和相对定时的波形图；

图6示出了基于n型泄漏的环形振荡器电路；

图7说明了其中提供反相器以为下一反相级提供振荡信号的环形振荡器电路；

图8示例了说明在图7的环形振荡器信号的不同点上振荡信号的轮廓和相对定时的波形图；

图9说明了其中提供了具有可配置的电容的电容元件的环形振荡器电路；

图10说明了环形振荡器的反相级，在该环形振荡器中第一和第二电容元件串联耦合从而相继地充电或放电；

图11说明了包括多个如图10所示类型的反相级的环形振荡器电路；

图12说明了示出在图11中所示的电路的不同点上振荡信号的相对时刻和轮廓的波形图；

图13说明了监控集成电路的运行参数的方法；

图14说明了测量的振荡周期与温度之间的关系；

图15说明了校准监控电路的方法；

图16说明了使用监控电路确定未知运行参数的值的方法；

图17说明了监控电路的真实温度与使用被校准的监控电路获得的测量温度之间的关系；以及

图18说明了包括基于p型泄漏的环形振荡器电路和基于n型泄漏的环形振荡器电路的监控系统。

具体实施方式

图1示意性地说明了片上系统集成电路2，其包括多个经由系统总线4而互连的功能单元6、8、10、12。功能单元包括处理器核心6、图形处理单元8、数字信号处理器10和存储器12。应该意识到，本技术能够可应用于多种不同的集成电路，并且功能单元的精确排列并不重要。

位于集成电路2内部的是多个监控电路14、16、18、20、22。监控电路16位于处理器6内部，并且用于监控处理器6的运行参数。该运行参数可以是例如与用于减少泄漏电流的低功率状态相关的阈值电压电平、运行电压、运行温度等等。以相似的方式，将监控电路18、20嵌入在图形处理单元8内部。进一步地将监控电路14、22设置在集成电路2上的间隔位置上，从而监控例如运行温度和/或阈值电压的参数。监控电路14、16、18、20、22中的每一个包括根据如下所述的一个实施方式的环形振荡器电路。

应该理解到，例如运行温度的运行参数可能在集成电路2内部变化，使得该集成电路的一个特殊部分可能运行过热，而同时其他部分在可接受的温度下运行。因此，与仅提供一个监控电路相比，在集成电路内部分布提供多个监控电路14、16、18、20、22提供了对于不适当操作的更大程度的保护，并且允许实现运行参数监控的更加精确和细密的水平。此外，集成电路2上的工艺变化、例如排列、掺杂、层厚度等等中的变化可能导致在同样的集成电路内部的不同位置上出现不同的运行参数，并且因此将多个监控电路14、16、18、20、22分布为遍及集成电路2使得能够正确地感测到这样不同的运行参数。

图2说明了经过场效应晶体管30的横截面。场效应晶体管30包括源极区域34、漏极区域38和在源极区域34与漏极区域38之间延伸的沟道区域40。由绝缘层46而与沟道区域40分离的门极42被提供为控制在源极区域34与漏极区域38之间流动经过沟道区域40的电流。沟道区域40和场效应晶体管30的其他部分形成在主体半导体区域50上。将门极42保持在门极电位V_G上，将源极区域34保持在源极电位V_S上，并且将漏极区域38保持在漏极电位V_D上。

施加给门极42的电压V_G控制场效应晶体管30处于“导通”状态还是“关断”状态。当晶体管30处于“导通”状态时，电流在源极区域34与漏极区域38之间流动。当晶体管30处于“关断”状态时，通常将会认为在源极区域34与漏极区域38之间没有电流流动。然而，由于例如量子隧道化的效应，即使在晶体管30处于“关断”状态时，也可能会有有限数量的电流在源极区域34与漏极区域38之间穿过。该电流被称为泄漏电流52。

由于当门极和源极之间的电压差(V_G-V_S)低于阈值电平时出现泄漏电流，所以可以将该现象称为低于阈值泄漏。当晶体管30处于泄漏模式时(即晶体管处于“关断”状态并且门极-源极电压差低于阈值电平)，基本所有在源极区域34与漏极区域38之间穿过的电流都是泄漏电流。泄漏电流与温度和门极-源极电压差成指数比例。因此，通过将这些运行参数中的一个保持为恒定，可以将泄漏电流用作其他运行参数的指示器。

图3示出了用在用于提供基于泄漏的运行参数测量的环形振荡器中的反相级60的实例。反相级60包括一个或多个泄漏晶体管64，一个或多个下拉晶体管68以及缓冲器70。泄漏晶体管64被控制为在泄漏模式下运行。在该示例性实施方式中，这通过将泄漏晶体管64的门极耦合至电源轨72从而将p型泄漏晶体管64永久性地保持在其中基本所有经过晶体管64的电流都是泄漏电流的“关断”状态下而完成。下拉晶体管68由使能信号74控制。下拉晶体管68耦合在缓冲器70与接地电源轨76之间，而泄漏晶体管64耦合在电源轨72与缓冲器70之间。

在该实施方式中，电容元件由形成缓冲器70的一部分(例如在缓冲器输入端上)的一个或多个晶体管的硅上金属接口形成，并且还可以包括由反相级60的布线提供的电容值。当使能信号74为高时，则来自接地电源轨76的电流防止经过泄漏晶体管64的泄漏电流对电容元件充电。一旦使能信号74切换为低值，则下拉晶体管68关断，使得流经泄漏晶体管64的泄漏电流对电容元件充电。尽管图3示出了其中电容元件由泄漏电流充电的设置，但是可以设计可替换的电路，其中泄漏电流改为使电容元件对地放电。

可以使PFET泄漏晶体管64比NFET下拉晶体管68小，从而确保当NFET下拉晶体管68处于“关断”状态时，经过PFET泄漏晶体管64的泄漏电流相对于经过更大的NFET下拉晶体管68的泄漏电流处于支配地位。随着泄漏电流流向电容元件，电容元件逐渐充电。缓冲器70被控制为每次电容元件充电或放电超过阈值电荷电平时切换级输出信号78。因此，当使能信号74从高切换为低时，下拉晶体管68关断，并且在取决于流经晶体管64的泄漏电流的延迟之后，缓冲器70的输出78从低值切换为高值。同样地，当使能信号从低切换为高时，下拉晶体管68导通，并且由于电容元件迅速地对地放电，缓冲器70将输出信号78切换为低值。由于泄漏电流取决于例如温度和电源电压的运行参数，所以经过反相级60的信号传播延迟(其控制环形振荡器电路的振荡周期)取决于运行参数。

在图3中示出两个泄漏晶体管64和两个下拉晶体管68。然而，本发明不限于该数量的晶体管，而是可以使用任意数量的泄漏晶体管64和下拉晶体管68。可以将多个泄漏晶体管64并联连接，从而比使用单个泄漏晶体管64时提供更大数量的经过泄漏晶体管64的泄漏电流。为了比使用单个下拉晶体管68时提供更少数量的经过下拉晶体管68的泄漏电流(期望减少经过下拉晶体管68的泄漏数量，因为否则该泄漏将会阻碍由经过泄漏晶体管64的泄漏电流对电容元件的充电或放电)，可以如图3所示将多个下拉晶体管68串联连接。

图4示出了包括多个反相级82的环形振荡器电路80。环形振荡器也可以被称为张弛振荡器。在该实施例中，第一和第二反相级82-1、82-2是如图3所示的类型。将第一反相级的缓冲器输出78-1输入至下一个反相级82-2的下拉晶体管68-2的门极。为了简明，在每一级中已经示出单个的泄漏晶体管64-1、64-2和单个的下拉晶体管68-1、68-2，尽管可以由如参照图3所述的并联的泄漏晶体管或叠层的下拉晶体管替代它们。

环形振荡器80的第三级包括NAND门电路86。由NAND门电路86在NAND运算中将使能信号88和第二反相级82-2的缓冲器70-2的输出78-2结合。将NAND门电路86的输出循环作为下拉晶体管68-1的输入。

环形振荡器电路80包括传播经过电路的信号的三个反相。首先，泄漏晶体管64-1和下拉晶体管68-1的作用是将下拉晶体管68-1的门极输入反相。其次，第二反相级82-2的晶体管64-2和68-2将第一反相级82-1的缓冲器输出78-1反相。另外，当使能信号88为高时，NAND门电路86将第二反相级82-2的缓冲器70-2的输出78-2反相。然后将NAND门电路86的输出循环作为下拉晶体管64-1的输入。虽然在环形振荡器80中提供具有三个反相的三个级，但是反相级82和反相的总数并不重要，尽管围绕环形应该有奇数个反相从而使得在围绕环形振荡器80的任意点上的信号都将在高值和低值之间振荡。由于当环形振荡器80具有更多级时信号将会耗费更长时间以传播经过环形振荡器80，所以反相级的数量越多，振荡周期将会越长。

使能信号88作用为控制振荡器电路80是否产生振荡信号。当使能信号88为低时，则NAND门电路86的输出必须一直为高，因而下拉晶体管68-1永久性地处于“导通”状态，因此防止位于缓冲器70的电容元件充电超过接地电源电平。因此，缓冲器输出78-1将会一直处于低电平，因而第二反相级82-2将会使下拉晶体管68-2永久性地处于“关断”状态，因此允许由经过泄漏晶体管64-2的泄漏电流对至少部分地由缓冲器70-2形成的电容元件充电。所有信号值将保持恒定，因而不会有振荡。

另一方面，当使能信号88为高时，则NAND门电路86输出依据于输入至NAND门电路86的值而振荡的值。作为围绕该环的奇数个反相的结果，由环形振荡器电路80产生振荡信号，并且可以通过分析经过标记为图4中的A至E的点中的一个点的信号而测量振荡信号的振荡周期。振荡周期指示运行参数，由于泄漏晶体管64-1和64-2耦合至电源轨90，所以在图4的实施方式中运行参数将会是温度。如果测量电源电压作为运行参数，则泄漏晶体管64应该配备有独立于电源轨90的门极电压电源。在该情况下，可以改变电压，因而可以将电源电压认为是可以由系统测量的运行参数。如果例如使用由集成电路2的一部分产生的信号来供应给泄漏晶体管64-1和64-2的门极，在该情况下监控电路80可以用于测量所产生的信号的电压电平，则这可能是有用的。

缓冲器70作用为使得当输入信号(与在相关的电容元件上积聚的电荷成比例)上升超过缓冲器阈值电平时，缓冲器70将其输出信号78切换至高电平，并且当输入信号降低到阈值电平以下时，将输出信号78切换至低电平。这样，缓冲器70避免使中间值转到下一个反相级，因此确保将缓冲器70-1或70-2的下游的下拉晶体管78-2或NAND门电路86完全导通或完全关断。

图5示出了显示在环形振荡器电路80的不同点上传播的振荡信号的轮廓和定时的波形图。图5中的每个波形由一个字母标记，并且指示在由图4中的对应字母标记的点上发生的信号。波形A表示在缓冲器70-1的输入附近的电容元件上的信号，并且与在电容元件上积聚的电荷成比例。波形B表示缓冲器70-1的输出78-1，其被输入至下拉晶体管68-2。当电容元件上的电荷(波形A)超过阈值电平Th1时，缓冲器输出78-1(波形B)切换至高电平，并且当电荷低于阈值电平Th1时，缓冲器输出78-1(波形B)切换至低电平。波形C表示在缓冲器70-2的输入端上的信号，并且与在第二反相级82-2的电容元件上积聚的电荷成比例。波形D表示缓冲器70-2的输出，其被输入至NAND门电路86。此外，缓冲器72-2的输出取决于缓冲器70-2上的电容元件被充电超过还是低于阈值电平Th2。波形E表示NAND门电路86的输出，其被馈送作为下拉晶体管68-1的输入。

图5假定将使能信号88保持在高电平上(当使能信号88为低时，将不会有振荡)。在图5所示的时间段的开始，NAND门电路86的输出为低(参见图5中的E-1)，因而下拉晶体管68-1处于“关断”状态。因此，经过泄漏晶体管64-1的泄漏电流逐渐对缓冲器70-1中的电容元件充电(A-1)。一旦电容元件充电超过阈值电平Th1，则缓冲器70-1将其输出78-1切换为高电平(B-1)。这使得下拉晶体管68-2导通，其使第二反相级82-2的电容元件放电(C-1)。当电容元件放电超过阈值电平Th2时，第二反相级82-2的缓冲器输出78-2切换为低值(D-1)，然后NAND门电路86将其输出切换为高电平值(E-2)。这又使第一反相级82-1的下拉晶体管68-1导通，并因此使第一反相级82-1的电容元件对地放电(A-2)。当电容元件放电超过电荷阈值电平Th1时，缓冲器70-1将其输出78-2设置为低值(B-2)。当缓冲器输出78-2被设置为低值时，下拉晶体管68-2切换为关断状态，因此经过晶体管64-2的泄漏电流开始对第二反相级82-2中的电容元件充电(C-2)。一旦第二反相级82-2的电容元件达到阈值电平Th2，则缓冲器输出78-2切换回高值(D-2)，然后其将NAND门电路的输出重新设置为低值(E-3)。然后该循环再次重复。如果被监控的运行参数不变，则振荡以图5中所示的恒定周期重复。由于图5中所示的每个信号的周期都相同，所以可以在电路中的任意点上测量振荡信号的周期。在脉冲相对为方形并且宽的位置(例如在D或E中)测量振荡周期可能是最简单的。例如可以由计数技术测量周期。该周期给出了运行参数的指示。

在图5的实例中，阈值电平Th1和Th2都设置在与由电源轨90提供的电源电压的一半相等的电平上。然而，这些阈值可以改变。由于改变阈值将会导致电容元件更迅速地或更缓慢地达到阈值电平Th1或Th2，所以这将会改变在图5中所示的那些波形的相关定时和轮廓。

图6示出了图4的环形振荡器电路80的变形。在图6中，环形振荡器电路100基于n型泄漏而不是p型泄漏。环形振荡器电路100同样具有三个反相级102-1、102-2、102-3。然而，这次第一和第二反相级102-1、102-2中的每一个具有耦合在接地轨110与至少部分地由缓冲器70提供的电容元件之间的n型泄漏晶体管106。p型上拉晶体管114耦合在电容元件与电源轨118之间。在本实例中的泄漏晶体管106具有耦合至接地电源轨110的门极，而p型上拉晶体管114具有耦合至先前反相级102的输出端的门极。图6的环形振荡器100产生与图5中所示的相似的振荡，但是此时是由经过n型晶体管106-1的泄漏电流通过使电容元件逐渐放电而驱动振荡，并且在由先前级的输出使p型晶体管114导通时，将电容元件充电至电源电平。因此，我们可以从图4和6中看出，怎样能够提供基于p型泄漏和基于n型泄漏的环形振荡器80、100。

图7示出了环形振荡器电路120的另一实例。环形振荡器电路120与图4中的相似，因此使用相同的参考数字标记相似的元件。环形振荡器电路120与环形振荡器电路80的不同之处在于使用反相器124-1、124-2代替缓冲器70-1、70-2。因此，与环形振荡器电路80中的三个反相相比，在经过环形振荡器电路120的单个通路上发生五个反相。

图8示出了在如图7所标记的V至Z点上的信号的相对轮廓和定时。振荡的机制与关于图5讨论的相似。然而，与图4的缓冲器70相反，当缓冲器输入信号(与在电容元件上积聚的电荷成比例)降低到阈值电平Th1或Th2以下时，反相器124将它们的输出信号128切换为高电平，并且当缓冲器输入信号上升到阈值电平以上时，将输出信号128切换为低电平。这意味着如图8所示的信号具有不同的形状。通过比较图5和图8，我们可以看出，图8的部分W中的脉冲如何相对较宽，并且不是像图5的部分B中一样的尖的假脉冲。这意味着在图7的实施方式中，更容易使用点W处的信号测量振荡周期。相反地，在点Y和Z处的信号是比在图5所示的点D和E处的信号更窄和更小的方形。

应该理解到，图7的反相器124-1、124-2也可以使用图6的n型实施方式。在该情况下，将会由经过如图6中的n型泄漏晶体管106-1的泄漏电流使电容元件放电，而不是由经过如图7和8所示的p型泄漏晶体管64-1的泄漏电流对电容元件充电。

图9示出了环形振荡器140的实施方式，其中提供了具有可配置的电容值的电容元件141。环形振荡器电路140具有至少一个反相级(在本实施例中为第一反相级82-1，但是可以以与级82-1相似的方式形成其他反相级)，其中电容元件配备有主要电容元件70-1和一个或多个附加电容元件142-1、142-2、142-n。在本实例中，主要电容元件70-1和每个附加电容元件142形成为缓冲器的一部分，但是也可以使用其他形式的电容。每个附加电容元件142-1、142-2、142-n与相应的传输门电路146-1、146-2、146-n相关联，这些传输门电路响应于控制信号而选择性地将每个附加电容元件切换为激活模式，在该模式中经过泄漏晶体管64-1的泄漏电流可以流向附加电容元件142或从附加电容元件142流出。可以将传输门电路146控制为在需要时将单独的附加电容元件142切换为激活模式，从而暂时地增加电容元件141总体的电容值。

当将附加电容元件142设置在激活状态下时，在之前流向主要电容元件140的电荷将会转向附加电容元件142中的一个，因此主要电容元件70-1将耗费更长的时间来充电。可替换地，在由泄漏电流使电容元件141放电的实施方式中，泄漏电流将从附加电容元件142而不是主要电容元件70-1移除一些电荷，因此主要电容元件70-1将会更缓慢地放电。在任一个情况下，振荡信号经过第一反相级82-1的传播被延迟，因此振荡信号的周期增长。因此，附加电容部分可以被认为是延迟元件。尽管图9说明了三个附加电容元件142，但是可以提供任意数量的元件142和相关的传输门电路146。

图10示出了用在环形振荡器电路中的可替换类型的反相级150。反相级150包括下拉晶体管152、p型泄漏晶体管156、门控晶体管160和负载164。将负载164的输出输入至电平移动器170。门控晶体管160例如在其门极接口中具有一些固有的电容值，因此起到第一电容元件的作用，其由泄漏经过泄漏晶体管156的泄漏电流而充电。当下拉晶体管152导通时，门控晶体管160中的电容元件最初对地放电，但是当下拉晶体管152关断时，经过泄漏晶体管156的泄漏电流缓慢地对门控晶体管160上的电容元件充电。当在第一电容元件上积聚的电荷达到阈值时，将门控晶体管160关断，因此由负载164(当门控晶体管160处于导通状态时，其已经被保持在高值)的电路元件形成的第二电容元件开始放电。例如，负载164可以包括如图10所示的一串反相器，并且反相器的元件将会具有一定量的电容值的部分。可以使用其他形式的负载代替反相器。负载164耦合至地，因此由泄漏经过形成负载164的部件的附加泄漏电流而逐渐放电。电平移动器170被提供为每次负载164上的电荷超过阈值时触发，因此确保具有高值或低值而不是中间值的信号传播经过到下一个反相级。

使用图10的反相级150，经过级150的传播延迟比经过图3的反相级60(提供的两个反相级由以相同速度切换的晶体管形成)的传播延迟长。这是因为两个电容元件连续地充电或放电，因此信号经过该级的时间取决于经过泄漏晶体管156的泄漏电流和从负载164到地的泄漏电流。第二电容元件(例如负载164)可以被认为是延迟元件。因此可以使振荡慢下来。在某些实施方式、例如在使用快速切换部件的实施方式中，由于在这样的情况下它可以帮助确保振荡周期在可测量的范围内，所以这可能是有用的。当使用较慢切换部件时，图3的反相级60的振荡周期可能是足够的。

尽管已经在图10中说明了p型泄漏的实施方式，也可以开发在与图10相似的原理上运行的n型泄漏的实施方式。同样地，尽管已经将两个电容元件链接在一起从而相继地充电或放电，但是可替换地可以设置三个或多个电容元件，使得当先前电容元件已经达到阈值电荷电平时，每个电容元件开始充电或放电，并且一旦串联电容元件的最后一个已经达到其阈值电荷电平，则反相级150的输出切换。

图11示出了用作环形振荡器电路180的一部分的反相级150的实例。在本实例中，环形振荡器电路180由两个如图10中所示形成的反相级150-1、150-2和具有NAND门电路86的第三反相级150-3形成。在图11的实例中，负载164再次显示为多个反相器(注意，可以将任意数量的反相器用作负载164)。振荡信号以在图12中示例的波形传播经过该系统。波形L、M和N说明了在图11中标记的对应点上的信号的形式。

当下拉晶体管152-1关断时，由经过泄漏晶体管156-1的泄漏电流对第一电容元件充电(参见图12中的L-1)。直至门控晶体管160-1中的第一电容元件达到阈值电平Th1，门控晶体管160-1保持导通，因此第二电容元件处于充电状态(M-1)。当第一电容元件充电超过阈值电平Th1时，门控晶体管160-1关断，并且第二电容元件(例如负载164-1的一部分)逐渐对地放电(M-2)。当第二电容元件放电到低于阈值Th2时(N-1)，将反相级的输出切换为低值。然后振荡信号传播经过环形振荡器180，因此使下拉晶体管152-1导通。这使第一电容元件放电(L-2)，使门控晶体管160-1导通，因此对第二电容元件充电(M-3)。这导致将级输出设置为高值(N-2)。

第二反相级150-2以与第一反相级150-1相同的方式运行。该循环反复从而产生具有如图12所示周期的振荡信号，该周期可以被测量并且被用作运行参数的指示。

注意到，与图4的环形振荡器电路80的反相级82-1、82-2相比，尽管已经将附加延迟元件添加至图11的环形振荡器电路180的反相级150-1、150-2，但是在图12的实例中的振荡周期大约为50ns，比如图5的实例中所示的大约2μs的周期短。这是因为在图5和12中所示的仿真结果是对于不同的技术库计算的。图5示出了对于32nm低功率过程的实施例仿真结果，其中的泄漏少因此振荡周期相对大，而图12示出了对于40nm通用过程的实施例仿真结果，其中与图5的相比，泄漏相对大因此振荡周期相对短。在例如通用过程的高泄漏系统中，为了增加振荡周期使其处于可测量的范围内，由负载164-1、164-2提供的额外延迟元件是有用的。

在上述实施方式中，电容元件已经形成为缓冲器、反相器或晶体管的一部分。然而，应该理解到，也可以提供专用的电容器。同样地，实际上任何电路元件都具有有限量的电容值，因此实际上电容元件不由任何一个元件形成，而是事实上分布在电路的不同元件中。

在到目前为止所描述的每个环形振荡器的实施方式中，监控电路可以包括用于测量由环形振荡器产生的信号的振荡周期的测量电路，和用于校准监控电路测量的校准电路。例如，在图6中，可以提供测量/校准电路200，用于测量缓冲器70-2与NAND门电路86之间的点上的信号，并且校准该系统从而使周期与运行参数值之间具有相关性。电路200的测量部分例如可以包括计数器。

可替换地，在到目前为止所描述的任意实施方式中，可以在监控电路外部提供测量电路，作为被监控的集成电路2的一部分。例如，微处理器6可以执行测量计算。微处理器6还可以包括用于执行校准操作的校准电路，使得被测量的振荡周期值能够与被测量的温度或电源电压的值相关。

图13说明了监控集成电路的运行参数的方法。在步骤300中，泄漏晶体管在泄漏模式下运行，在该模式中大部分经过泄漏晶体管的电流是泄漏电流。例如，这可以通过为泄漏晶体管提供适当的门极-源极电压差而完成。然后，在步骤310中，使用泄漏电流对电容元件(或者在图9和11中所示的实例中，多个电容元件)充电或放电。尽管在大多数上述实施方式中依靠于泄漏电流而对电容元件充电，但是也可以设计其中泄漏电流使电容元件放电的电路配置。在步骤320中，环形振荡器80、100、120、140、180产生振荡信号，其具有取决于电容元件充电或放电的速度的周期。该充电或放电的速度取决于泄漏电流，因此振荡周期是运行参数的指示器。

图14示出了使用环形振荡器电路测量的周期怎样取决于温度的实例。泄漏电流与温度成指数比例，因此测量的振荡周期的对数与温度成线性比例，如图14的曲线图所示。温度(T)与振荡周期(D)之间的关系具有D＝A*exp(B*T)的形式。然而，精确的关系取决于被监控的集成电路2的工艺角类型(参见图14，其示出了对于FF、TT和SS角所获得的仿真结果)。这意味着为了计算绝对温度值，应该确定对于在集成电路2上呈现的角类型的具体周期-温度关系。这可以通过校准监控电路而完成。我们可以从图14看出，B(当ln(D)相对于温度T被描绘时的梯度(gradient))对于每个角类型大致相同。这意味着可以假定B为恒定值，因此校准所需的全部就是寻找乘法系数A的值。

图15说明了校准监控电路的方法，该监控电路包括如上述任何一个示例性实施方式中所示的环形振荡器。在步骤350中，环形振荡器根据图13的方法在已知运行参数值T₀运行。在步骤360中，测量指示振荡周期D的量。该量可以是例如以秒测量的振荡周期本身，或者可以是振荡频率的指示。在步骤370中，使用公式A＝D*exp(-B*T₀)计算校准系数A，其中B是对于所有角类型假定为恒定的梯度值。如果在步骤360中已经测量了除振荡周期以外的量，则在用于步骤370中的公式之前应该将该量转换为振荡周期D。最后，在步骤380中，将计算的校准系数A存储，用于在进行测量时使用。例如，在集成电路2上提供的寄存器或存储器可以存储校准系数A。

图16说明了使用监控电路测量运行参数的方法，该监控电路包括根据前述一个实施方式所述的环形振荡器电路。在步骤400中，使用图13的方法，使环形振荡器电路在未知运行参数值T运行。当环形振荡器电路在未知运行参数值运行时，测量指示振荡周期D的量。在步骤420中，周期D用于利用公式T＝1/B*ln(D/A)而计算未知运行参数值T，其中B是对于所有硅角类型假定为恒定的梯度值，并且A是在校准过程中确定的取决于角的校准系数。因此，值T是环形振荡器电路的电流运行参数的评估，因此可以与将环形振荡器电路所基于的集成电路2的附近部分的未知运行参数相关。在测量除周期D以外的量的情况下，应该将该量转换为周期D从而用于上述公式。

在图15的步骤370中用于计算校准系数A的公式和在图16的步骤420中用于计算未知参数T的公式仅是例子，并且可以使用其他形式的公式。然而，应该保持周期与运行参数之间的指数关系。

图17示出了本技术的监控电路的仿真结果。说明了实际温度与由监控电路测量的温度之间的关系，其中假定已经在20℃下校准了监控电路。对于SS、TT和FF的角类型，以20℃的间隔显示了仿真结果。随着温度变得更加远离20℃，对于不同角类型的结果出现分叉。然而，可以通过执行如图15所示的校准操作而指引该分叉，从而确定哪种周期-温度关系最适合于具体的监控电路。

同样地，图15示出了随着温度变得更加远离20℃的校准点，从监控电路导出的温度稍微偏离实际温度。然而，导出的温度足够精确以提供有用的测量。在图15中的最坏情况的误差是±7℃。对于例如上述环形振荡器的小型的、低成本的并且低功率的监控电路，精度是可接受的。在任何情况下，精度仅在相对远离校准点的温度下减少。如果对于具体的监控电路关心100-120℃的范围，则校准点可以改为100与120℃之间的某处，从而在关心的范围内改进测量的精度。

可以以多种方式使用由监控电路提供的运行参数测量。例如，图1中的监控电路14、16、18、20、22可以用于控制热量节流，其中如果集成电路2的某些区域变得过热则将提供给这些区域的电源切断。这防止了在热击穿的情况下芯片熔化。

同样地，监控电路14、16、18、20、22可以用于控制集成电路的区域的功率门控，从而将集成电路2的某些部分设置在节能状态下。这是有用的，因为该功率门控的效力对温度敏感，因此监控电路14、16、18、20、22可以提供在集成电路2的不同部分上的局部温度的指示。功率控制器可以决定何时使用监控的运行参数将集成电路22的一部分设置为节能状态，例如估量与使用可以由将集成电路2的一部分设置为节能状态而获得的节约功率将该部分从节能状态唤醒所需的时间相关的加工成本。由于泄漏电流(并且因而功率消耗)与温度成指数比例，所以功率控制器的成本分析功能可以设置为相对于较冷部分偏向于将集成电路2的较热部分设置为低功率状态。

图18示出了监控系统500，其包括与图4所示的实施方式相同的基于p型泄漏的监控电路80和包括根据图6所示的环形振荡器电路100的基于n型泄漏的监控电路。提供这样的结合的p型和n型传感器使得能够在PFET和NFET泄漏测量之间进行选择，当集成电路2中出现工艺角时这可能是有用的。由于工艺角是不可预知的，所以提供结合PFET和NFET的系统500使得能够在由不同类型的环形振荡器产生的第一和第二振荡测量之间进行选择。由于当使用两种类型的环形振荡器电路80、100确定明显不同的振荡周期时，可以识别SF和FS角中的一个，所以监控系统500还可以用于识别高度偏斜的SF或FS角。可替换地，可以将由电路80和100使用的振荡信号周期测量取平均，从而提供不基于具体的晶体管类型的测量。代替环形振荡器电路80、100，还可以在监控系统500中将如图7、9或11中所示的环形振荡器实施方式的各个p型和n型版本结合。

尽管已经在这里描述了具体实施方式，但是应该理解到，本发明不限于此，并且可以在本发明的范围内对其进行多种改进和添加。例如，可以使下面的从属权利要求的特征与独立权利要求的特征进行各种结合，而不会背离本发明的范围。

Claims (27)

1.一种用于监控集成电路的运行参数的监控电路，所述监控电路包括：

配置为产生振荡信号的环形振荡器电路，所述环形振荡器电路包括多个串联连接的反相级；

其中至少一个所述反相级包括：

(a)至少一个泄漏晶体管，其配置为在泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个泄漏晶体管的电流都是泄漏电流；以及

(b)电容元件，其配置为依靠于所述泄漏电流而充电或放电，所述振荡信号的振荡周期取决于所述电容元件充电或放电的速度；并且

所述运行参数控制所述泄漏电流的幅值，使得所述振荡周期指示所述运行参数。

2.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述运行参数是所述至少一个泄漏晶体管的运行温度。

3.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述运行参数是供应给所述至少一个泄漏晶体管的电源电压。

4.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述至少一个泄漏晶体管包括耦合在电源电压与所述电容元件之间的至少一个p型晶体管，所述电容元件依靠于经过所述至少一个p型晶体管的所述泄漏电流而充电。

5.根据权利要求4所述的监控电路，其中所述至少一个p型晶体管具有耦合至所述电源电压的门极。

6.根据权利要求4所述的监控电路，其中所述至少一个反相级还包括用于使所述电容元件放电的至少一个下拉晶体管。

7.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述至少一个泄漏晶体管包括耦合在地电压与所述电容元件之间的至少一个n型晶体管，所述电容元件依靠于经过所述至少一个n型晶体管的所述泄漏电流而被放电。

8.根据权利要求7所述的监控电路，其中所述至少一个n型晶体管具有耦合至所述地电压的门极。

9.根据权利要求7所述的监控电路，其中所述至少一个反相级还包括用于对所述电容元件充电的至少一个上拉晶体管。

10.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述至少一个反相级包括缓冲器，其配置为输出振荡信号值到下一反相级；并且

所述缓冲器配置为当所述电容元件充电或放电超过阈值电荷电平时使所述振荡信号值在高值和低值之间切换。

11.根据权利要求10所述的监控电路，其中所述电容元件的至少一部分由所述缓冲器的一部分形成。

12.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述至少一个反相级包括反相器，其配置为输出振荡信号值到下一反相级；并且

所述反相器配置为当所述电容元件充电或放电超过阈值电荷电平时使所述振荡信号值在高值和低值之间切换。

13.根据权利要求12所述的监控电路，其中所述电容元件的至少一部分由所述反相器的一部分形成。

14.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述至少一个反相级包括延迟元件，用于将所述振荡信号经过所述至少一个反相级的传播延迟。

15.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述电容元件包括：

主要电容部分；

至少一个附加电容部分；以及

至少一个传输门电路，每个传输门电路配置为选择性地将相应的附加电容部分设置在激活模式下，在该模式中所述泄漏电流对所述相应的附加电容部分充电或放电；

其中所述电容元件的电容值取决于当前设置在所述激活模式下的所述至少一个附加电容部分的数量。

16.根据权利要求1所述的监控电路，其中所述电容元件包括：

第一电容元件，其配置为依靠于所述泄漏电流而充电或放电；以及

第二电容元件，其配置为一旦所述第一电容元件已经充电或放电超过阈值电荷电平，则依靠于附加泄漏电流而充电或放电；其中：

所述振荡周期取决于所述第一电容元件充电或放电的速度以及所述第二电容元件充电或放电的速度；并且

所述运行参数控制所述泄漏电流的幅值和所述附加泄漏电流的幅值，使得所述振荡周期指示所述运行参数。

17.根据权利要求16所述的监控电路，其中所述第一电容元件依靠于所述泄漏电流而充电，而所述第二电容元件依靠于所述附加泄漏电流而放电。

18.根据权利要求16所述的监控电路，其中所述第一电容元件包括门控晶体管的门极接口，所述门控晶体管配置为一旦所述门极接口已经充电或放电超过所述阈值电荷电平，则允许所述第二电容元件充电或放电。

19.根据权利要求18所述的监控电路，其中所述第二电容元件包括至少一个反相器。

20.根据权利要求1所述的监控电路，包括用于测量所述振荡信号的所述振荡周期的测量电路。

21.根据权利要求20所述的监控电路，包括校准电路，其用于执行校准操作，从而使测量的振荡周期值与运行参数值具有相关性。

22.一种集成电路，其包括至少一个根据权利要求1所述的监控电路。

23.一种用于监控集成电路的运行参数的监控系统，所述监控系统包括：

(i)第一环形振荡器电路，其配置为产生第一振荡信号，所述第一环形振荡器电路包括多个串联连接的第一反相级，其中至少一个所述第一反相级包括：

(a)至少一个p型泄漏晶体管，其配置为在第一泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个p型泄漏晶体管的电流是第一泄漏电流；和

(b)第一电容元件，其配置为依靠于所述第一泄漏电流而充电，所述第一振荡信号的第一振荡周期取决于所述第一电容元件充电的速度；以及

(ii)第二环形振荡器电路，其配置为产生第二振荡信号，所述第二环形振荡器电路包括多个串联连接的第二反相级，其中至少一个所述第二反相级包括：

(c)至少一个n型泄漏晶体管，其配置为在第二泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个n型泄漏晶体管的电流是第二泄漏电流；和

(d)第二电容元件，其配置为依靠于所述第二泄漏电流而放电，所述第二振荡信号的第二振荡周期取决于所述第二电容元件放电的速度；

其中所述运行参数控制所述第一泄漏电流和所述第二泄漏电流的幅值，使得所述第一振荡周期和所述第二振荡周期指示所述运行参数。

24.一种用于监控集成电路的运行参数的监控电路，所述监控电路包括：

环形振荡器装置，其用于产生振荡信号，所述环形振荡器装置包括多个串联连接的反相级装置；

其中至少一个所述反相级装置包括：

(a)至少一个泄漏晶体管装置，其用于在泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个泄漏晶体管装置的电流都是泄漏电流；和

(b)电容装置，其用于依靠于所述泄漏电流而充电或放电，所述振荡信号的振荡周期取决于所述电容装置充电或放电的速度；

其中所述运行参数控制所述泄漏电流的幅值，使得所述振荡周期指示所述运行参数。

25.一种用于监控集成电路的运行参数的方法，所述方法包括下列步骤：

使用环形振荡器电路产生振荡信号，该环形振荡器电路包括多个串联连接的反相级，至少一个所述反相级包括至少一个泄漏晶体管和电容元件；

使所述至少一个泄漏晶体管在泄漏模式下运行，在该模式中基本所有经过所述至少一个泄漏晶体管的电流都是泄漏电流；以及

依靠于所述泄漏电流而使所述电容元件充电或放电，所述振荡信号的振荡周期取决于所述电容元件充电或放电的速度；

其中所述运行参数控制所述泄漏电流的幅值，使得所述振荡周期指示所述运行参数。

26.一种校准用于监控集成电路的运行参数的环形振荡器电路的方法，该方法包括下列步骤：

使用在已知运行参数值运行的所述环形振荡器电路执行权利要求25的方法；

测量指示所述振荡周期的量；

依靠于测量的所述量和所述已知运行参数值而计算至少一个校准系数；以及

存储所述至少一个校准系数，用于在监控到未知运行参数值时使用。

27.一种用于确定集成电路的未知运行参数值的方法，其包括下列步骤：

使用在所述未知运行参数值运行的所述环形振荡器电路执行权利要求25的方法；

测量指示所述振荡周期的量；以及

使用所述量和至少一个预定的校准系数而计算所述未知运行参数值。

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