CN101908822B - 升压型开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种升压型开关电源装置。其中，本发明所涉及的升压DC/DC变换器(30)具有：同步整流晶体管(M1)、输出晶体管(M2)、连接在同步整流晶体管(M1)的背栅与外部端子(T2)之间的第1背栅控制晶体管(M3)、连接在外部端子T2与接地端之间的放电晶体管(M6)、进行这些部件的导通/截止控制的控制部(X1)，控制部(X1)在使输出晶体管(M2)及同步整流晶体管(M1)的开关动作停止时，使第1背栅控制晶体管(M3)截止，并使放电晶体管(M6)导通。

Description

升压型开关电源装置
技术领域
本发明涉及使输入电压升压来生成输出电压的升压型开关电源装置(斩波型电源装置)。
背景技术
图27A～图27C是分别表示升压型开关电源装置的第1～第3现有例的电路图。此外，作为与升压型开关电源装置关联的现有技术的一个例子，可举出本申请申请人申请的日本特开2006-304500号公报。
上述现有的升压型开关电源装置，能够通过进行输出晶体管M2的导通/截止控制，使输入电压Vin(在图27A～图27C中为电源电压VCC)升压来得到期望的输出电压Vout。
但是，在图27A所示的升压型开关电源装置中，存在着经由同步整流晶体管M1所附带的寄生二极管Dx而从电源电压VCC的输入端至输出电压Vout的输出端的电流泄露路径。因此，在由于升压动作处于停止中而输出电压Vout比电源电压VCC低的情况下，若电源电压Vcc提供给升压型开关电源装置，则即使同步整流晶体管M1截止，也会经由上述电流泄露路径而向输入输出电容器Cx流入大的冲击电流。此时，若提供电源电压VCC的电源(例如电池)的电流供给能力小，则会由上述冲击电流引起电源电压VCC的下降，从而会对接受电源电压VCC的供给而驱动的其他IC或器件(图27A～图27C中未图示)带来不良影响。另外，即使在图27B所示的升压型开关电源装置中，在输出电压Vout比电源电压VCC低的状态下，因为同步整流二极管Dy处于导通状态，所以也会发生与上述相同的情况。
另外，若为图27C所示的升压型开关电源装置，则在使升压动作停止时，通过使同步整流晶体管M1截止并且使连接在同步整流晶体管M1的背栅与源极之间的晶体管M3截止，能够切断经由寄生二极管Dx的电流泄露路径，所以关于升压动作停止中的冲击电流的产生及电源电压VCC的下降而言，就能够防患于未然。但是，在由该结构形成的升压型开关电源装置中，即使在升压动作停止中接通了电源电压VCC，输出电容器Cx也完全不被充电，所以，在升压动作启动时导通了同步整流晶体管M1的时刻，输出电压Vout处于比电源电压VCC低的状态，由于大的冲击电流输入输出电容器Cx中，故与上述情况同样会导致电源电压VCC的下降。
另外，在图27A或图27C所示的升压型开关电源装置中，若升压动作中输出端接地(与接地端或基于该接地端的低电位端短接)，则可能会在同步整流晶体管M1中流动过电流而造成损坏。另外，即使在图27B所示的升压型开关电源装置中，也会因接地而导致同步整流二极管Dy的损坏。
另外，在图27C所示的升压型开关电源装置中，由于在停止升压动作时会残留输出电容器Cx的电荷，因此，担心此后在重新开始升压动作时，输出电压Vout会从比零值高的电位开始上升，导致负载的异常动作。
发明内容
本发明鉴于申请人发现的上述问题而实现，其目的在于提供一种可适当进行升压动作的启动及停止的升压型开关电源装置、以及利用该升压型开关电源装置的多输出电源装置及电气设备。
为了实现上述目的，本发明的升压型开关电源装置采用如下构成，具有：线圈，其一端与输入电压的输入端连接；输出晶体管，其连接在所述线圈的另一端与接地端之间；同步整流晶体管，其连接在所述线圈的另一端与输出电压的输出端之间；输出电容器，其连接在所述输出电压的输出端与接地端之间；第1背栅控制晶体管，其连接在所述同步整流晶体管的背栅与所述输出电压的输出端之间；放电晶体管，其连接在所述输出电压的输出端与接地端之间；和控制部，其进行所述输出晶体管、所述同步整流晶体管、所述第1背栅控制晶体管及所述放电晶体管的导通/截止控制；所述控制部在使所述输出晶体管及所述同步整流晶体管的开关动作停止时，使所述第1背栅控制晶体管截止，并使所述放电晶体管导通。
根据由上述构成形成的升压型开关电源装置，能够适当进行升压动作的启动及停止。
另外，关于本发明的其他特征、要素、步骤、优点及特性，通过接下来进行的具体实施方式的详细说明和与此相关的附图而能够更加明了。
附图说明
图1是表示本发明所涉及的多输出电源装置的一个实施方式的框图。
图2是用于说明外部端子的功能的表。
图3是表示与多输出电源装置1连接的元件的一个例子的系统构成图。
图4是表示多输出电源装置1的电气特性的表。
图5是表示各输出电压的启动波形的时序图。
图6是用于说明基于管脚10(ENUP)的升压DC/DC变换器控制的时序图。
图7是用于说明升压DC/DC变换器30的冲击(in rush)电流抑制功能的时序图。
图8是表示过电压屏蔽(mute)功能的动作时波形的时序图。
图9A是表示在热断路(thermal shut down)时的降压DC/DC变换器10及20的输出状态的框图。
图9B是表示在热断路时的升压DC/DC变换器30的输出状态的框图。
图10是用于说明升压DC/DC变换器30的过电流检测动作的时序图。
图11是用于说明降压DC/DC变换器10、20的过电流检测动作的时序图(VDCO1过电流检测的情况)。
图12是表示电流开关(current switch)50的过电流检测特性的一个例子的图。
图13是表示限流部53的一个构成例的框图。
图14是表示各端子的输入输出等效电路的一览表。
图15是表示升压DC/DC变换器30的第1构成例的电路框图。
图16是升压DC/DC变换器30的动作状态和晶体管M1～M5的导通/截止状态的相关图。
图17是用于说明升压DC/DC变换器30的启动动作的时序图。
图18是表示升压DC/DC变换器30的第2构成例的电路框图。
图19是表示升压DC/DC变换器30的第3构成例的电路框图。
图20是升压DC/DC变换器30的动作模式(动作状态)和晶体管M1～M6的导通/截止状态的相关图。
图21是表示向光盘装置应用的应用例的框图。
图22是表示支架开闭检测系统的第1构成例的框图。
图23是表示基于支架开闭检测的激光器控制的一个动作例的时序图。
图24是表示支架开闭检测系统的第2构成例的框图。
图25是表示RS锁存部201和边缘检测部202的一个构成例的电路图。
图26是表示基于支架开闭检测的激光器控制的一个动作例的时序图。
图27A是表示升压型开关电源装置的第1现有例的电路图。
图27B是表示升压型开关电源装置的第2现有例的电路图。
图27C是表示升压型开关电源装置的第3现有例的电路图。
符号说明：
1-多输出电源装置；
10-降压DC/DC变换器(1.2V输出)；
11-P沟道型MOS场效应晶体管(输出用开关)；
12-N沟道型MOS场效应晶体管(同步整流用开关)；
13-控制驱动部；
14-误差放大器；
15-PWM比较器；
16-限流部；
20-降压DC/DC变换器(3.3V输出)；
21-P沟道型MOS场效应晶体管(输出用开关)；
22-N沟道型MOS场效应晶体管(同步整流用开关)；
23-控制驱动部；
24-误差放大器；
25-PWM比较器；
26-限流部；
30-升压DC/DC变换器；
31-N沟道型MOS场效应晶体管(输出用开关)；
32-P沟道型MOS场效应晶体管(同步整流用开关)；
33-控制驱动部；
34-误差放大器；
35-PWM比较器；
36-限流部；
37-背栅控制部；
40-复位电路；
50-电流开关；
51-P沟道型MOS场效应晶体管；
52-控制驱动部；
53-限流部；
531-过电流检测比较器；
532-输出电压检测比较器；
60-LED驱动器；
61-P沟道型MOS场效应晶体管；
62-控制驱动部；
63-限流部；
70-锯齿波生成电路；
80-基准电压生成电路
91～93-缓冲器；
100-DSP；
101-RF电路；
102-拾取器部；
102a-光拾取器；
102b-光电二极管IC；
102c-激光二极管IC；
103-缓存器；
104-主轴电动机；
105-电动机驱动器；
106-支架检测部；
107-CR微分脉冲生成部；
108-RS锁存部；
201-RS锁存部；
201a、201b-与非运算器(NAND)；
201c、201d-N沟道型MOS场效应晶体管；
201e-电阻；
201f-反相器；
202-边缘检测部；
202a-P沟道型MOS场效应晶体管；
202b-N沟道型MOS场效应晶体管；
202c-电阻；
202d-电容器；
202e-与非运算器(NAND)；
203、204-反相器(有磁滞)；
205-反相器(无磁滞)；
L1～L3-线圈；
C1～C7-电容器；
R1～R4-电阻；
SW1～SW3、SWa-开关；
P-背面焊盘；
X1-控制部；
X2-误差放大器；
X3-振荡器；
X4-PWM比较器；
X5-接地检测部(比较器)；
X6-限流电阻；
X7-限流电阻；
M1-同步整流晶体管(P沟道型MOS晶体管)；
M2-输出晶体管(N沟道型MOS晶体管)；
M3-第1背栅控制晶体管(P沟道型MOS晶体管)；
M4-第2背栅控制晶体管(P沟道型MOS晶体管)；
M5-限流晶体管(P沟道型MOS晶体管)；
M6-放电晶体管(N沟道型MOS晶体管)；
T1～T5-外部端子；
Ra～Rd-电阻；
Ca、Cb-电容器；
SWa-开关。
具体实施方式
图1是表示本发明所涉及的多输出电源装置的一个实施方式的框图。本实施方式的多输出电源装置1是将光盘设备或一般家用设备的电源周边部件集成在1片芯片上的多功能功率管理IC，该多输出电源装置1具有：双通道的降压DC/DC变换器10及20、单通道的升压DC/DC变换器30、复位电路40、电流开关50、LED[Light Emitting Diode]驱动器60、锯齿波生成电路70、基准电压生成电路80和缓冲器91～93。本实施方式的多输出电源装置1，通过将上述的电路要素集成在1片芯片上，有助于置位电源部的省空间化。
如图1所示，降压DC/DC变换器10具有：P沟道型MOS[Metal OxideSemiconductor]场效应晶体管11(输出用开关)、N沟道型MOS场效应晶体管12(同步整流用开关)、控制驱动部13、误差放大器14、PWM[PulseWidth Modulation]比较器15和限流部16。
另外，降压DC/DC变换器20具有：P沟道型MOS场效应晶体管21(输出用开关)、N沟道型MOS场效应晶体管22(同步整流用开关)、控制驱动部23、误差放大器24、PWM比较器25和限流部26。
另外，升压DC/DC变换器30具有：N沟道型MOS场效应晶体管31(输出用开关)、P沟道型MOS场效应晶体管32(同步整流用开关)、控制驱动部33、误差放大器34、PWM比较器35、限流部36和背栅控制部37。
另外，电流开关50具有：P沟道型MOS场效应晶体管51、控制驱动部52和限流部53。
另外，LED驱动器60具有：P沟道型MOS场效应晶体管61、控制驱动部62和限流部63。
另外，多输出电源装置1为了确立与装置外部的电连接而具有多个外部端子(管脚1～20及背面焊盘P)。图2是用于说明外部端子的功能的表。管脚1(CSWON)是电流开关控制端子(CSWON＝High时为导通状态)。管脚2(DCSW1)是降压DC/DC变换器10的开关端子。管脚3(PVCC1)是降压DC/DC变换器10用的电源输入端子。管脚4(VDCO1)是降压DC/DC变换器10的反馈端子。管脚5(PGND1)是降压DC/DC变换器10用的GND端子。管脚6(PGND2)是降压DC/DC变换器20用的GND端子。管脚7(VDCO2)是降压DC/DC变换器20的反馈端子。管脚8(PVCC2)是降压DC/DC变换器20用的电源输入端子。管脚9(DCSW2)是降压DC/DC变换器20的开关端子。管脚10(ENUP)是升压DC/DC变换器30的使能(enable)端子(ENUP＝High时升压DC/DC变换器30启动)。管脚11(DCSW3)是升压DC/DC变换器30的开关端子。管脚12(PGND3)是升压DC/DC变换器30用的GND端子。管脚13(VDCO3)是升压DC/DC变换器30的输出端子。管脚14(AGND)是模拟部的GND端子。管脚15(FB3)是升压DC/DC变换器30的反馈端子。管脚16(XRESET)是复位输出端子。管脚17(LEDO)是LED驱动器60的输出切换端子。管脚18(AVCC)是模拟部的电源端子。管脚19(CSWO)是电流开关50的输出端子。管脚20(XLEDON)是LED驱动器控制信号(XLEDON＝High时为导通状态)。背面焊盘(GND)是散热用的GND焊盘。
返回到图1，对多输出电源装置1的内部的元件、电路块、及外部端子的相互连接关系进行详细说明。
晶体管11的源极及背栅与管脚3连接。晶体管11的漏极与管脚2连接。晶体管11的栅极与控制驱动部13连接。晶体管12的源极及背栅与管脚5连接。晶体管12的漏极与管脚2连接。晶体管12的栅极与控制驱动部13连接。误差放大器14的反相输入端(-)与管脚4连接。误差放大器14的非反相输入端(+)与基准电压生成电路80连接。PWM比较器15的非反相输入端(+)与误差放大器14的输出端连接。PWM比较器15的反相输入端(-)与锯齿波生成电路70的输出端连接。PWM比较器15的输出端与控制驱动部13连接。限流部16被连接为检测流经晶体管11的源极的电流，并将该检测结果传送给控制驱动部13。
晶体管21的源极及背栅与管脚8连接。晶体管21的漏极与管脚9连接。晶体管21的栅极与控制驱动部23连接。晶体管22的源极及背栅与管脚6连接。晶体管22的漏极与管脚9连接。晶体管22的栅极与控制驱动部23连接。误差放大器24的非反相输入端(+)与管脚7连接。误差放大器24的反相输入端(-)与基准电压生成电路80连接。PWM比较器25的反相输入端(-)与误差放大器24的输出端连接。PWM比较器25的非反相输入端(+)与锯齿波生成电路70的反相输出端连接。PWM比较器25的输出端与控制驱动部23连接。限流部26被连接为检测流经晶体管21的源极的电流，并将该检测结果传送到控制驱动部23。
晶体管31的源极及背栅与管脚12连接。晶体管31的漏极与管脚11连接。晶体管31的栅极与控制驱动部33连接。晶体管32的源极与管脚13连接。晶体管32的漏极与管脚11连接。晶体管32的栅极与控制驱动部33连接。晶体管32的背栅与背栅控制部37连接。误差放大器34的反相输入端(-)与管脚15连接。误差放大器34的非反相输入端(+)与基准电压生成电路80连接。PWM比较器35的非反相输入端(+)与误差放大器34的输出端连接。PWM比较器35的反相输入端(-)与锯齿波生成电路70的输出端连接。PWM比较器35的输出端与控制驱动部33连接。限流部36被连接为检测流经晶体管31的源极的电流，并将该检测结果传送给控制驱动部33。背栅控制部37连接在管脚11与管脚13之间。
晶体管51的源极及背栅与管脚18连接。晶体管51的漏极与管脚19连接。晶体管51的栅极与控制驱动部52连接。限流部53被连接为，检测流经晶体管51的源极的电流，并将该检测结果传送给控制驱动部52。
晶体管61的源极及背栅与管脚18连接。晶体管61的漏极与管脚17连接。晶体管61的栅极与控制驱动部62连接。限流部63被连接为检测流经晶体管61的源极的电流，并将该检测结果传送给控制驱动部62。
管脚1经由缓冲器91与控制驱动部52连接。管脚10经由缓冲器92与控制驱动部33连接。管脚14与模拟部的GND线连接。管脚16与复位电路40连接。管脚20经由缓冲器93与控制驱动部62连接。
图3是表示与多输出电源装置1的外部连接的元件的一个例子的系统构成图。如本图所示，在构筑系统时，在多输出电源装置1的外部连接线圈L1～L3、电容器C1～C7、电阻R1～R4和开关SW1～SW3。
线圈L1的一端与管脚2连接。线圈L1的另一端与管脚4和输出电压VDCO1的输出端连接。线圈L2的一端与管脚9连接。线圈L2的另一端与管脚7和输出电压VDCO2的输出端连接。线圈L3的一端与管脚11连接。线圈L3的另一端与电源电压VCC的施加端连接。
电容器C1的一端与管脚3连接。电容器C1的另一端与接地端连接。电容器C2的一端与管脚8连接。电容器C2的另一端与接地端连接。电容器C3的一端与线圈L1的另一端连接。电容器C3的另一端与接地端连接。电容器C4的一端与线圈L2的另一端连接。电容器C4的另一端与接地端连接。电容器C5的一端与管脚13连接。电容器C5的另一端与管脚12连接。电容器C6的一端与管脚12连接。电容器C6的另一端与线圈L3的另一端连接。电容器C7的一端与管脚14连接。电容器C7的另一端与管脚13连接。
电阻R1的一端与管脚18连接。电阻R1的另一端与管脚16连接。电阻R2的一端与管脚15连接。电阻R2的另一端与管脚14连接。电阻R3的一端与管脚15连接。电阻R3的另一端与管脚13连接。电阻R4的一端与管脚15连接。电阻R4的另一端与管脚14连接。
开关SW1的共用端与管脚1连接。开关SW1的第1选择端(接通选择端)与电源电压VCC的施加端连接。开关SW1的第2选择端(断开选择端)与接地端连接。开关SW2的共用端与管脚10连接。开关SW2的第1选择端(接通选择端)与电源电压VCC的施加端连接。开关SW2的第2选择端(断开选择端)与接地端连接。开关SW3的共用端与管脚20连接。开关SW3的第1选择端(断开选择端)与电源电压VCC的施加端连接。开关SW3的第2选择端(接通选择端)与接地端连接。
管脚1与开关SW1的共用端连接。管脚2与线圈L1的一端连接。管脚3与电源电压VCC的施加端连接。管脚4与输出电压VDCO1的输出端连接。管脚5及管脚6都与接地端连接。管脚7与输出电压VDCO2的输出端连接。管脚8与电源电压VCC的施加端连接。管脚9与线圈L2的一端连接。管脚10与开关SW2的共用端连接。管脚11与线圈L3的一端连接。管脚12与接地端连接。管脚13与输出电压VDCO3的输出端连接。管脚14与接地端连接。管脚15与电阻R2～R4的各一端连接。管脚16与复位信号XRESET的输出端连接。管脚17与LED驱动器输出LEDO的输出端连接。管脚18与电源电压VCC的施加端连接。管脚19与电流开关输出CSWO的输出端连接。管脚20与开关SW3的共用端连接。背面焊盘P与接地端连接。
管脚3、管脚8及管脚18应与基板上的电源连接。优选与管脚3、管脚8及管脚18连接的布线以粗、短的方式进行布局，阻抗设计得非常低。管脚5、管脚6、管脚12及管脚14应与基板上的GND连接。优选与管脚5、管脚6、管脚12及管脚14连接的布线以粗、短的方式进行布局，阻抗设计得非常低。优选输出电压VDCO1从输出侧电容器C3的两端取出。优选输出电压VDCO2从输出侧电容器C4的两端取出。优选输出电压VDCO3从输出侧电容器C5的两端取出。因为降压DC/DC变换器10、降压DC/DC变换器20、及升压DC/DC变换器30的性能都受到基板图案或周边部件的影响，所以优选对周边电路的设计进行充分研究。关于连接在管脚3与管脚5之间的旁路电容器C1、连接在管脚8与管脚6之间的旁路电容器C2、及连接在升压用线圈L3与管脚12之间的电容器C6而言，优选使用ESR[Equivalent Series Resistance]低的陶瓷电容器，且尽可能配置在多输出电源装置1的附近。优选与管脚14连接的布线从输入侧电容器C1、C2的GND侧开始作为独立布线。除此之外，优选线圈L1～L3或电容器C1～C7等外带部件尽可能配置在多输出电源装置1的附近。尤其，关于与流动大电流的部件连接的布线而言，优选以粗、短的方式进行布线。
另外，上述的开关SW1～SW3无需一定准备为分立部件，也可以从逻辑电路向各管脚输入为上述逻辑的控制信号。
由上述构成形成的多输出电源装置1的第1优点在于，内置了可固定输出1.2V的同步整流型的降压DC/DC变换器10。第2优点在于，内置了可固定输出3.3V的同步整流型的降压DC/DC变换器20。第3优点在于，内置了同步整流型的升压DC/DC变换器30。第4优点在于，内置了输出电流限制和短路保护功能。第5优点在于，内置了降压DC/DC变换器10及20所分别包括的误差放大器14、24的相位补偿电路。第6优点在于，降压DC/DC变换器10、降压DC/DC变换器20及升压DC/DC变换器30都进行高速开关控制(降压DC/DC的动作频率：3.0MHz(typ.)、升压DC/DC的动作频率：1.5MHz(typ.))，且能够使用小型、廉价的线圈。第7优点在于，内置了复位电路40、电流开关50、及LED驱动器60。第8优点在于，内置了升压DC/DC变换器30的关闭(shut down)功能。
图4是表示多输出电源装置1的电气特性的表。其中，只要不特别指定，就采用PVCC1＝PVCC2＝AVCC＝5.0V、Ta＝25℃。
接着，对形成多输出电源装置1的各块的动作进行概略说明。
降压DC/DC变换器10及降压DC/DC变换器20分别是内置有输出级功率MOS晶体管的双通道的同步整流型的降压DC/DC变换器。在电源接通时，以UVLO解除电压(3.7V(typ.))开始动作，通过内置于多输出电源装置1的软起动电路(在图1中未图示，软起动期间：1.0ms(typ.))，输出电压VDCO1、VDCO2缓慢上升。输出电压VDCO1固定为1.2V，输出电压VDCO2固定为3.3V。降压DC/DC变换器10及降压DC/DC变换器20在关闭时停止开关转换。此时，管脚2(DCSW1)、管脚4(VDCO1)、管脚7(VDCO2)及管脚9(DCSW2)，通过内置的电阻而被放电。如图3所示，在降压DC/DC变换器10及降压DC/DC变换器20中需要规定的外带部件(线圈、输出电容器、旁路电容器)。
升压DC/DC变换器30是内置有输出级功率MOS晶体管的同步整流型的升压DC/DC变换器。在管脚10(ENUP)被固定为高电平的情况下，升压DC/DC变换器30从确定出复位解除动作的时刻、即管脚16(XRESET)从低电平切换为高电平的时刻开始，使内置的冲击电流抑制功能有效，使输出电压VDCO3缓慢上升到电源电压VCC的电位附近。然后，升压DC/DC变换器30通过内置于多输出电源装置1的软起动电路，使输出电压VDCO3缓慢提升到输出电压设定值。在复位解除状态(管脚16(XRESET)为高电平的状态)下，在进行了利用管脚10(ENUP)的导通/截止控制时，升压DC/DC变换器30的启动动作也与上述相同。因为冲击电流抑制功能在启动时的负载电流为零时得到最大程度的效果，所以优选在启动时尽可能处于无输出电流的状态。升压DC/DC变换器30中所使用的PWM信号的占空比在内部被设定为限制在80％(typ.)。另外，升压DC/DC变换器30在关闭时通过背栅控制功能，从升压DC/DC变换器30的输出端完全切断负载，通过内置的电阻进行管脚13(VDCO3)的放电。如图3所示，在升压DC/DC变换器30中需要规定的外带部件(线圈、输出电容器、旁路电容器)。
由于复位电路40是集电极开路输出形式，故如图3所示，在作为复位信号XRESET的输出端子的管脚16需要连接上拉电阻R1。优选上拉电阻R1的值被设定为：在复位电路40的输出晶体管处于导通状态时，流入该输出晶体管的电流(吸入电流)的最大值不会过大的电阻值(未超过1mA的电阻值)。复位电路40在下述任意一个条件成立的时刻，使自身的输出晶体管导通，使复位信号XRESET处于低电平，所述条件包括：电源电压VCC在设定的检测电压(3.7V(typ.))以下、降压DC/DC变换器10的输出电压VDCO1或降压DC/DC变换器20的输出电压VDCO2的其中一个在设定的检测电压以下、及被指示了关闭。另一方面，关于复位解除动作而言，复位电路40从电源电压VCC的启动检测、降压DC/DC变换器10及降压DC/DC变换器20的启动检测、及关闭模式解除检测的所有条件成立的时刻起，开始内置于多输出电源装置1的计时器电路(在图1中未图示)的计数，在经过50ms(typ.)之后为了解除复位状态，而使自身的输出晶体管截止，使复位信号XRESET处于高电平。
在管脚1(CSWON)为高电平时，电流开关50使内置的开关元件(PMOS晶体管51)处于导通状态。另一方面，在管脚1(CSWON)为低电平时，电流开关50使内置的开关元件(PMOS晶体管51)处于断开状态，通过内置的电阻进行放电。其中，电流开关50在管脚18(AVCC)侧连接电源电压VCC、在管脚19(CSWO)侧连接负载而使用。
在管脚20(XLEDON)为低电平时，LED驱动器60使内置的开关元件(PMOS晶体管61)处于导通状态。另一方面，在管脚20(XLEDON)为高电平时，LED驱动器60使内置的开关元件(PMOS晶体管61)处于断开状态，通过内置的电阻进行放电。其中，LED驱动器60在管脚18(AVCC)侧连接电源电压VCC、在管脚17(LEDO)侧连接负载(LED)而使用。
另外，多输出电源装置1具备：保护IC使其不受过电流或输出短路(接地)影响的过电流/短路保护功能、防止IC热损坏的热断路功能、防止因过电压引起的IC的误动作的过电压屏蔽功能、防止因折算电压引起的IC的误动作的UVLO功能、强制停止DC/DC变换器的输出动作的关闭功能、以及防止电源电压短路引起的IC损坏的短路损坏防止功能。
关于过电流/短路保护功能而言，多输出电源装置1针对流经升压DC/DC变换器30的NMOS晶体管31的电流，内置了过电流保护电路(限流部36)。另外，多输出电源装置1内置了短路保护电路(在图1中未图示)，用于检测升压DC/DC变换器30的输出短路。另外，多输出电源装置1针对流经降压DC/DC变换器10的PMOS晶体管11的电流、流经降压DC/DC变换器20的PMOS晶体管21的电流、流经电流开关50的PMOS晶体管51的电流、及流经LED驱动器60的PMOS晶体管61的电流，内置了过电流保护电路(限流部16、26、53、63)。另外，多输出电源装置1内置短路保护电路(在图1中未图示)，用于检测降压DC/DC变换器10、降压DC/DC变换器20、电流开关50、及LED驱动器60的输出短路。
关于UVLO功能而言，在多输出电源装置1中，在电源电压VCC为3.6V(typ.)以下(在LED驱动器60中为3.70V(typ.)以下)的情况下，为了防止因折算电压引起的IC的误动作，而启动关闭功能。此外，在电源电压VCC返回到3.7V(typ.)以上(在LED驱动器60中为3.90V(typ.)以上)时，多输出电源装置1解除关闭功能而重新启动。
关于关闭功能而言，多输出电源装置1可利用管脚10(ENUP)进行升压DC/DC变换器30的关闭控制。在管脚10(ENUP)为低电平的情况下，除了升压DC/DC变换器30以外都处于关闭状态。在利用管脚10(ENUP)进行上述的关闭控制的情况下，优选关闭区间(管脚10(ENUP)的低电平区间)为100μs。
关于短路损坏防止功能而言，在降压DC/DC变换器10及20的输出(VDCO1、VDCO2)为3.6V(typ.)以上时，多输出电源装置1通过内置的电阻对降压DC/DC变换器10及20的输出进行放电。
接着，关于多输出电源装置1的启动动作而言，一边参照图5一边详细地说明。图5是表示各输出电压的启动波形的时序图。在基于VCC的启动(ENUP＝High、XLEDON＝Low、CSWON＝High)的情况下，从VCC达到UVLO解除电压(3.7V(typ.))的时刻起，首先降压DC/DC变换器10及20、电流开关50以及LED驱动器60开始启动。然后，从经过了50ms(typ.)后的复位解除时刻(复位信号XRESET从低电平切换为高电平的时刻)起，升压DC/DC变换器30开始启动。另外，在因某种原因发生了VCC电压的下降或降压DC/DC变换器10、20的输出下降，而检测到关闭动作的复位的时刻(复位信号XRESET从高电平切换为低电平的时刻)，升压DC/DC变换器30强制向关闭动作转移。
接着，关于基于管脚10(ENUP)的升压DC/DC变换器控制而言，一边参照图6一边进行详细说明。图6是用于说明基于管脚10(ENUP)的升压DC/DC变换器控制的时序图。在利用管脚10(ENUP)控制升压DC/DC变换器30的情况下，在复位信号XRESET被维持在低电平的区间，利用管脚10(ENUP)的控制无效，升压DC/DC变换器30被强制维持在关闭的状态。即，在复位信号XRESET从低电平提升到高电平而解除了复位状态以后的任意时刻，对升压DC/DC变换器30进行控制时使用管脚10(ENUP)。
接着，关于升压DC/DC变换器30的冲击电流抑制功能而言，一边参照图7一边进行详细说明。图7是用于说明升压DC/DC变换器30的冲击电流抑制功能的时序图。在升压DC/DC变换器30的启动时，在开始开关转换之前，会发生输出电压VDCO3从0V上升到电源电压VCC附近的动作，在该过程中，发生流向输出电容器C5的充电电流(冲击电流)。在本实施方式的多输出电源装置1中，从升压DC/DC变换器30的启动开始时刻起，内置的冲击电流抑制功能变为有效，如图7所示，通过使输出电压VDCO3缓慢上升来抑制冲击电流。通过冲击电流抑制功能，在提升输出电压VDCO3时，因输出接地等而输出电压VDCO3未达到1.5V(typ.)以上的情况下，软起动功能不动作，继续维持冲击电流抑制状态。在解除冲击电流抑制功能之后，通过内置于多输出电源装置1的软起动电路，输出电压VDCO3向由设定电阻比确定的电压值缓慢上升。因为冲击电流抑制功能在启动时的负载电流为零时起到最大程度的效果，所以优选启动时尽可能处于无输出电流的状态。
接着，关于过电压屏蔽功能及UVLO功能而言，一边参照图8一边进行详细说明。图8是表示过电压屏蔽功能的动作时波形的时序图。另外，在图8中描述了ENUP＝CSWON＝High、XLEDON＝Low的情况。在VCC为6.5V(typ.)而过电压屏蔽功能动作的情况下，升压DC/DC变换器30的输出、降压DC/DC变换器10及20的输出、电流开关50的输出以及LED驱动器60的输出都被关闭，通过内置于多输出电源装置1的电阻进行放电。另外，在UVLO功能动作的情况下，也成为与过电压屏蔽功能相同的动作。
接着，关于热断路功能而言，一边参照图9A及图9B一边进行详细说明。图9A是表示热断路时的降压DC/DC变换器10、20的输出状态的框图，图9B是表示热断路时的升压DC/DC变换器30的输出状态的框图。如图9A所示，在热断路动作时，降压DC/DC变换器10、20的DCSW1、DCSW2都处于高阻抗状态。另外，如图9B所示，在热断路动作时，在形成升压DC/DC变换器30的功率晶体管中，PMOS晶体管32处于导通的状态，NMOS晶体管31处于断开的状态。其中，关于电流开关输出CSWO及LED驱动器输出LEDO而言，都输出0V。
接着，关于升压DC/DC变换器30的过电流保护功能而言，一边参照图10一边进行详细说明。图10是用于说明升压DC/DC变换器30的过电流检测动作的时序图。升压DC/DC变换器30内置了过电流保护功能，所述过电流保护功能在负载中流动过电流的情况下进行动作。实际上，在升压DC/DC变换器30中监视流经NMOS晶体管31的电流，在检测出过电流时，NMOS晶体管31处于截止状态，再次发动软起动功能，返回到通常动作。另外，在第一次检测出过电流之后在规定期间以内又检测出第二次过电流时，从第一次检测出过电流起在所述规定期间之后，以PMOS晶体管32处于导通、NMOS晶体管31处于截止的状态进行锁存。关于降压DC/DC变换器10、20的输出动作、电流开关50的输出动作、LED驱动器60的输出动作以及复位电路40的输出动作而言，与升压DC/DC变换器30的过电流检测动作无关，继续维持各动作。通过进行电源再接通或在ENUP端子进行关闭，锁存状态被解除，从而升压DC/DC变换器30复原。
接着，关于降压DC/DC变换器10、20的过电流保护功能而言，一边参照图11一边进行详细说明。图11是用于说明降压DC/DC变换器10、20的过电流检测动作的时序图(检测VDCO1过电流的情况)。在检测出过电流时，禁止从PVCC向输出电容器C3的充电。若过电流检测状态(包括接地检测状态)持续1.5ms(typ.)的期间，则短路保护电路启动进行锁存，降压DC/DC变换器10、20的输出停止开关转换(DCSW1＝0V、DCSW2＝0V)。另外，电流开关的输出和LED驱动器的输出与降压DC/DC变换器10、20的过电流检测动作无关，因此继续进行其动作。另一方面，升压DC/DC变换器30通过基于降压DC/DC变换器10、20的输出下降的复位检测而向关闭动作转移。通过再次进行电源接通而上述的锁存状态被解除，各降压DC/DC变换器10、20复原。
接着，关于电流开关50及LED驱动器60的过电流保护功能而言，一边参照图12及图13一边进行详细说明。图12是表示电流开关50的过电流检测特性的一个例子的图。图13是表示限流部53的一个构成例的框图。另外，关于LED驱动器60的过电流保护功能而言，由于与电流开关50的过电流保护功能相同，故这里只进行电流开关50的过电流保护功能的说明，而省略LED驱动器60的过电流保护功能的重复说明。如图13所示，限流部53具有：过电流检测比较器531和输出电压检测比较器532。在CSWO端子发生了过电流的情况下，多输出电源装置1内部的过电流检测比较器531动作，流经输出的电流量被限制为ILIM1。在CSWO端子的输出电压为输出电压检测比较器532的阈值VTH以下时，限流值又被限制为ILIM2。升压DC/DC变换器30、及降压DC/DC变换器10、20与该过电流保护电路的动作无关，继续进行各自的动作。
图14是表示各端子的输入输出等效电路的一览表。
接着，对升压DC/DC变换器30的构成及动作进行更详细的说明。
图15是表示升压DC/DC变换器30的第1构成例的电路框图。如图15所示，该构成例的升压DC/DC变换器30具有：控制部X1(相当于控制驱动部33)、误差放大器X2(相当于误差放大器34)、振荡器X3(相当于锯齿波生成电路70)、PWM[Pulse Width Modulation]比较器X4(相当于PWM比较器35)、接地检测部X5、同步整流晶体管M1(相当于PMOS晶体管32)、输出晶体管M2(相当于NMOS晶体管31)、背栅控制晶体管M3及M4(相当于背栅控制部37)和限流晶体管M5。
晶体管M1是P沟道型MOS[Metal-Oxide-Semiconductor]场效应晶体管，其漏极与外部端子T1(相当于开关端子、管脚11)连接。晶体管M1的源极与外部端子T2(相当于输出端子、管脚13)连接。晶体管M1的栅极与控制部X1的第1栅极信号输出端连接。其中，虽然在图15中未描述，但是在晶体管M1的漏极与背栅之间附带寄生二极管，以使阳极与漏极连接、阴极与背栅连接。
晶体管M2是N沟道型MOS场效应晶体管，其漏极与外部端子T1连接。晶体管M2的源极及背栅与外部端子T3(相当于接地端子、管脚12)连接。晶体管M2的栅极与控制部X1的第2栅极信号输出端连接。
晶体管M3是P沟道型MOS场效应晶体管，其漏极与外部端子T2连接。晶体管M3的源极及背栅与晶体管M1的背栅连接。晶体管M3的栅极与控制部X1的第3栅极信号输出端连接。
晶体管M4是P沟道型MOS场效应晶体管，其漏极与外部端子T1连接。晶体管M4的源极及背栅与晶体管M1的背栅连接。晶体管M4的栅极与控制部X1的第4栅极信号输出端连接。其中，晶体管M4的漏极也可以与外部端子T0(相当于电源端子、管脚3或管脚8)连接。
晶体管M5是导通电阻值比晶体管M1大的P沟道型MOS场效应晶体管，其漏极与外部端子T1连接。晶体管M5的源极与外部端子T2连接。晶体管M5的栅极与控制部X1的第5栅极信号输出端连接。晶体管M5的背栅与晶体管M1的背栅连接。其中，晶体管M5的漏极也可以与外部端子T0连接。
误差放大器X2的反相输入端(-)与外部端子T4(相当于反馈端子、管脚15)连接。误差放大器X2的非反相输入端(+)与基准电压Vref的施加端连接。PWM比较器X4的非反相输入端(+)与误差放大器X2的输出端连接。PWM比较器X4的反相输入端(-)与振荡器X3的输出端连接。PWM比较器X4的输出端与控制部X1的PWM信号输入端连接。
接地检测部X5是检测外部端子T2是否接地(向接地端或基于该接地端的低电位端的短路)的单元，在图15所示的第1构成例中，作为接地检测部X5而利用如下的比较器，反相输入端(-)与外部端子T2连接，非反相端(+)与阈值电压Vth的施加端连接，输出端与控制部X1的接地检测信号输入端连接。
在多输出电源装置1的外部，外部端子T0及线圈L3的一端分别与输入电压Vin(在图15中为电源电压VCC)的输入端连接。其中，提供给外部端子T0的电源电压VCC用于集成于多输出电源装置1的内部的电路块(在图15中，为控制部X1、误差放大器X2、振荡器X3、PWM比较器X4及接地检测部X5)的驱动。外部端子T1与线圈L3的另一端连接。外部端子T2与未图示的负载连接，并且在经由输出电容器C6的路径及经由电阻R2和电阻R3所形成的分压电路的路径上分别与接地端连接。外部端子T3与接地端连接。外部端子T4与电阻R2和电阻R3的连接节点连接。外部端子T5与未图示的主机(置位侧CPU[CentralProcessing Unit]等)的使能信号输出端连接。其中，提供给外部端子T5的使能信号ENUP被输入到控制部X1，用于升压动作的使能/无效控制。
首先，对上述构成的升压DC/DC变换器30的基本动作(升压动作)进行说明。
晶体管M2是根据来自控制部X1的第2栅极电压进行开关控制(开闭控制)的输出晶体管，晶体管M1是根据来自控制部X1的第1栅极电压进行开关控制(开闭控制)的同步整流晶体管。
在使输入电压Vin(＝电源电压VCC)升压来得到输出电压Vout(相当于输出电压VDCO3)时，控制部X1使晶体管M3导通、使晶体管M4及晶体管M5都截止，并且互补地对控制晶体管M1和晶体管M2进行开关控制。
其中，在本说明书中使用的“互补”这一用语，除了晶体管M1、M2的导通/截止完全相反的情况之外，从贯通电流防止的观点出发，还包括对晶体管M1、M2的导通/截止迁移定时赋予规定的延迟的情况。
在晶体管M2处于导通状态后，线圈L3中流动经由晶体管M2而向接地端流动的线圈电流IL，且该电能被蓄积。另外，在晶体管M2的导通期间，在输出电容器C6中已经蓄积有电荷的情况下，与外部端子T2连接的负载(未图示)中会流动来自输出电容器C6的电流。另外，此时，由于作为同步整流元件的晶体管M1相对于晶体管M2的导通状态而互补地处于截止状态，故电流不会从输出电容器C6流向晶体管M2。
另一方面，在晶体管M2处于截止状态时，因在线圈L3中生出的反电压而释放出蓄积在其中的电能。此时，由于晶体管M1相对于晶体管M2的截止状态而互补地处于导通状态，故从外部端子T1经由晶体管M1流动的电流，从外部端子T2流入到负载，并且，经由输出电容器C6还流入接地端，从而对该输出电容器C6进行充电。通过反复进行上述的动作，从而向负载提供由输出电容器C6平滑后的输出电压Vout。
由此，本构成例的升压DC/DC变换器30通过晶体管M1、M2的开关控制，将输入电压Vin(＝电源电压VCC)升压来生成输出电压Vout。
接着，对由上述构成形成的升压DC/DC变换器30的反馈控制进行说明。
误差放大器X2对从电阻R2和电阻R3的连接节点引出的输出反馈电压Vfb(相当于输出电压Vout的实际值)、与规定的基准电压Vref(相当于输出电压Vout的目标值)的差分进行放大，生成误差电压Verr。即，输出电压Vout比其目标值越低，误差电压Verr的电压电平越为高电平。另一方面，振荡器X3生成规定频率的锯齿波电压Vsaw。
PWM比较器X4比较误差电压Verr和锯齿波电压Vsaw，生成PWM信号S1。即，PWM信号S1的导通占空比(晶体管M2的导通期间占单位期间的比率)随误差电压Verr和锯齿波电压Vsaw的相对高低而逐渐变动。具体地说，输出电压Vout比其目标值越低，PWM信号S1的导通占空比越大，随着输出电压Vout接近其目标值而PWM信号S1的导通占空比变小。
控制部X1在使输入电压Vin(＝电源电压VCC)升压来得到输出电压Vout时，根据PWM信号S1互补地对晶体管M1及晶体管M2进行开关控制。具体地说，在PWM信号S1的高电平期间，控制部X1使晶体管M2处于导通状态、使晶体管M1处于截止状态，另一方面，在PWM信号S1的低电平期间，控制部X1使晶体管M2处于截止状态、使晶体管M1处于导通状态。
由此，本构成例的升压DC/DC变换器30通过基于误差电压Verr的输出反馈控制，能够使输出电压Vout符合其目标值。
接着，关于由上述构成形成的升压DC/DC变换器30的启动动作和接地保护动作而言，一边参照图16及图17一边进行详细说明。图16是用于说明升压DC/DC变换器30的启动动作的时序图，图17是用于说明升压DC/DC变换器30的动作状态和晶体管M1～M5的导通/截止状态的相关图。其中，在图16中，从上开始依次描绘了电源电压VCC、输出电压Vout、使能信号ENUP、线圈电流IL、开关电压Vsw(开关端子T1处出现的电压)以及晶体管M1～M5的栅极电压(第1～第5栅极信号)。
从时刻t1对升压DC/DC变换器30接通了电源电压VCC开始，到时刻t2使能信号ENUP从低电平上升到高电平为止的期间，升压DC/DC变换器30处于等待状态(升压动作的待机状态)。
在上述的等待状态中，控制部X1只使晶体管M4导通，使其余的晶体管M1、晶体管M2、晶体管M3、及晶体管M5都截止。即，控制部X1使晶体管M2和晶体管M4的栅极电压处于低电平(GND)，使晶体管M1、晶体管M3及晶体管M5的栅极电压处于高电平(VCC)。
通过这样的栅极电压控制，能够可靠地切断包括经由晶体管M1所附带的寄生二极管的电流泄露路径在内的、从外部端子T1至外部端子T2的所有电流泄露路径。
另外，通过使晶体管M4导通，能够使晶体管M1、M3、M4、M5的背栅与等待状态下的最高电位点(开关电压Vsw(＝电源电压VCC))连接，所以，能够更可靠地使晶体管M1、M3、M5处于截止状态。
从时刻t2使能信号ENUP从低电平提升到高电平之后，经过规定期间Tx为止的期间(时刻t2～时刻t3)，升压DC/DC变换器30处于第1启动状态(输出电容器C6的预充电状态)。
在上述的第1启动状态下，控制部X1使晶体管M4及晶体管M5都导通，使晶体管M1～M3都截止。即，控制部X1使晶体管M2、晶体管M4及晶体管M5的栅极电压处于低电平(GND)，使晶体管M1和晶体管M3的栅极电压处于高电平(VCC)。
通过这样的栅极电压控制而从等待状态转移到激活状态时，能够在开始晶体管M1的开关控制之前，使导通电阻值比晶体管M1大的晶体管M5先导通规定期间Tx，由此能够通过经由晶体管M5的电流路径缓慢地对输出电容器C6进行充电，所以能够防止过大的冲击电流流入输出电容器C6，能够防止电源电压VCC的下降。
其中，在使能信号ENUP提升到高电平的时刻电源电压VCC未接通或电源电压VCC未上升到规定电压电平的情况下，升压DC/DC变换器30在等待电源电压VCC达到规定电压电平之后，转移到上述的第1启动状态。
另外，在上述的第1启动状态下，控制部X1也可以采用如下的构成，为了在导通晶体管M5时缓慢提高其导通度，使晶体管M5的栅极电压从高电平(VCC)向低电平(GND)进行扫描(sweep)控制。通过采用这样的构成，能够缓慢增大经由晶体管M5流入输出电容器C6的电流，所以能够进一步抑制冲击电流。
在时刻t3上述的第1启动状态结束之后，又经过规定期间Ty为止的期间(时刻t3～时刻t4)，升压DC/DC变换器30处于第2启动状态(向激活状态转移的转移准备状态)。
在上述的第2启动状态下，控制部X1使晶体管M1及晶体管M3都导通，使晶体管M2、晶体管M4及晶体管M5都截止。即，控制部X1使晶体管M1～M3的栅极电压处于低电平(GND)，使晶体管M4和晶体管M5的栅极电压处于高电平(VCC)。
通过这样的栅极电压控制，由于在向激活状态转移之前，使晶体管M5截止的同时使晶体管M1导通，所以能够继续进行输出电容器C6的预充电。
另外，作为计时上述的规定期间Tx、Ty的单元，可以利用与等待状态的解除同时开始计数动作的计时器(计数器)；或者可以采用如下构成，监视与等待状态的解除同时电压电平开始缓慢上升的软起动电压Vss，基于软起动电压Vss和阈值电压Vx、Vy(分别相当于规定期间Tx、Ty)的比较结果，进行从第1启动状态向第2启动状态转移的转移处理、及从第2启动状态向激活状态转移的转移处理。
此外，上述的软起动电压Vss也可以用作输入到误差放大器X2的非反相输入端(+)的基准电压Vref，或者，也可以采用如下构成，向PWM比较器X4的非反相输入端(+)并行输入误差电压Verr和软起动电压Vss，在PWM比较器X4中，对误差电压Verr和软起动电压Vss中低的一方与锯齿波电压Vsaw进行比较。
在时刻t4上述的第2启动状态结束时，升压DC/DC变换器30成为激活状态(升压动作状态)。
在上述的激活状态下，控制部X1如上所述，在使晶体管M3导通、使晶体管M4及晶体管M5都截止的基础上，互补地对晶体管M1和晶体管M2进行开关控制。即，控制部X1将晶体管M3的栅极电压固定为低电平(GND)、将晶体管M4和晶体管M5的栅极电压固定为高电平(Vout)，并且在低电平(GND)和高电平(Vout)之间对晶体管M1和晶体管M2的栅极电压进行脉冲驱动。
通过这样的栅极电压控制，能够进行晶体管M1、M2的互补的开关控制，将输入电压Vin(＝电源电压VCC)升压来生成输出电压Vout。
另外，控制部X1监视来自接地检测部X5的接地检测信号S2，并且在判断出在外部端子T2发生接地时(即，接地检测信号S2在刚刚启动之后以外的时刻处于高电平时)，使晶体管M4及晶体管M5都导通，使晶体管M1～M3都截止。即，在接地检测时，控制部X1使晶体管M2、晶体管M4及晶体管M5的栅极电压处于低电平(GND)，使晶体管M1和晶体管M3的栅极电压处于高电平(Vcc)。其中，该接地检测时的状态与第1启动状态相同。
通过这样的栅极电压控制，因为在接地检测时能够在经由导通电阻值比晶体管M1大的晶体管M5的路径中流动电流，所以能够抑制过电流的峰值。
图18是表示升压DC/DC变换器30的第2构成例的电路框图。在先的第1构成例中，作为用于抑制启动时或输出接地时流过的电流的限流元件，虽然只设置了晶体管M5，但是如图18所示，第2构成例的升压DC/DC变换器30采用了如下的构成，作为限流元件，不只具有晶体管M5，还具有与其串联连接的限流电阻X6。
通过采用这样的构成，无需将晶体管M5设计为导通电阻值极大，所以能够消除随着元件尺寸的缩小带来的晶体管M5的耐压不足等。另外，在利用限流电阻X6的构成的情况下，因为通过激光器修整能够任意、容易地调整限流电阻X6的电阻值，所以能够实施与多输出电源装置1的容许损失等相应的限流。
另外，在图18中，虽然举出了在晶体管M5的源极与外部端子T2之间插入了限流电阻X6的构成的例子，但是关于该插入位置而言并不限定于此，也可以插入到晶体管M5的漏极与外部端子T1(或外部端子T0)之间，也可以插入到上述双方的位置。
图19是表示升压DC/DC变换器30的第3构成例的电路框图。与在先的第1构成例及第2构成例不同，如图19所示，第3构成例的升压DC/DC变换器30采用了如下的构成，具有：连接在外部端子T2与外部端子T3之间的输出电压放电用的N沟道型MOS场效应晶体管M6(放电晶体管)和、与该N沟道型MOS场效应晶体管M6串联连接的限流电阻X7。
图20是升压DC/DC变换器30的动作模式(动作状态)和晶体管M1～M6的导通/截止状态的相关图。
VCC输出模式是相当于图17的第2启动状态的动作模式，只有晶体管M3被导通，其余的晶体管M1、晶体管M2及晶体管M4～M6都截止。其中，选择VCC输出模式的条件是热断路动作时及过电流检测时。例如，在线圈L3短路的情况下，因为升压DC/DC变换器30处于VCC输出模式、输出晶体管M2截止，所以能够快速地抑制流过该晶体管M2的过电流，能够防止元件的损坏。此时，关于晶体管M1而言，虽然可以导通也可以截止，但是在VCC输出模式下晶体管M1被导通。由此，因为在外部端子T2输出有电源电压VCC，所以能够避免接地检测比较器X5的误检测。
冲击电流抑制模式是相当于图17的第1启动状态(或输出接地状态)的动作模式，晶体管M4、M5导通，其余的晶体管M1～M3及晶体管M6都截止。其中，如前面的说明，选择冲击电流抑制模式的条件是升压DC/DC输出启动时及输出电压短路时。
输出电压放电模式是相当于图17的等待状态的动作模式，晶体管M4、M6导通，其余的晶体管M1～M3及晶体管M5都截止。其中，选择输出电压放电模式的条件是UVLO动作时、过电压屏蔽动作时、使能信号ENUP为低电平(升压DC/DC变换器30的使能断开)时、及升压DC/DC计时器锁存动作时。由此，通过使输出电压Vout放电，能够从去除了输出电容器C6的电荷后的状态(输出电压Vout为零值的状态)重新开始升压DC/DC变换器30的输出动作。另外，因为不会向与外部端子T2连接的负载施加意外的输出电压Vout，所以有助于置位的可靠性的提高。
图21是表示向光盘装置应用的应用例的框图。本构成例的光盘装置除了具有DSP[Digital Signal Processor]100、RF[Radio Frequency]电路101、拾取器部102(包括光拾取器102a、光电二极管IC102b、激光二极管IC102c)、缓存器103、主轴电动机104和电动机驱动器105之外，作为用于综合管理DSP100、RF电路101及拾取器部102的电源的1片芯片电源IC，利用了本实施方式的多输出电源装置1。
其中，降压DC/DC变换器10、20的输出电压分别用作DSP电源及RF电源，升压DC/DC变换器30的输出电压用作拾取器电源。
通过采用这样的构成，能够防止拾取器部102的误动作或其中包括的激光二极管IC102c的破损。另外，因部件数量的削减，能够有助于小型化和省空间。另外，通过抑制升压DC/DC的冲击电流，从而能够防止启动不良。
接着，对搭载于光盘装置的支架开闭检测系统进行详细叙述。
图22是表示支架开闭检测系统的第1构成例的框图。本构成例的光盘装置除了具有在先的多输出电源装置1、DSP100、激光二极管IC102c之外，还具有支架检测部106、CR微分脉冲生成部107及RS锁存部108。
支架检测部106是检测搭载有光盘的盘支架的开闭状态的单元，具有电阻Ra、Rb、开关SWa和电容器Ca。电阻Ra的一端与电源电压VCC的施加端连接。电阻Ra的另一端与开关SWa的一端和电阻Rb的一端连接。开关SWa的另一端与接地端连接。电阻Rb的另一端与电容器Ca的一端连接。电容器Ca的另一端与接地端连接。在由上述构成形成的支架检测部106中，在盘支架打开时，开关SWa处于断开状态(开状态)。结果，电容器Ca被充电，从其一端引出的置位信号SET为高电平。另一方面，在盘支架关闭时，开关SWa处于导通状态(闭状态)。结果，电容器Ca被放电，从其一端引出的置位信号为低电平。
CR微分脉冲生成部107是对从DSP100输出的上电(power on)信号PWRON进行微分来生成清除信号CLR的单元，在DSP100的上电信号输出端与RS锁存部108的复位端(R)之间，串联连接有电阻Rd和电容器Cb。
RS锁存部108在被输入到置位端(S)上的置位信号SET的上升沿，将正相锁存输出信号RSOUT置位为高电平，将反相锁存输出信号XRSOUT置位为低电平。另一方面，RS锁存部108在被输入到复位端(R)上的清除信号CLR的上升沿，将正相锁存输出信号RSOUT复位为低电平，将反相锁存输出信号XRSOUT复位为高电平。
激光二极管IC102c基于来自RS锁存部108的正相锁存输出信号RSOUT及反相锁存输出信号XRSOUT，许可/禁止激光的点亮。具体地说，在正相锁存输出信号RSOUT为低电平、反相锁存输出信号XRSOUT为高电平时，许可激光的点亮，相反地，在正相锁存输出信号RSOUT为高电平、反相锁存输出信号XRSOUT为低电平时，禁止激光的点亮。
图23是表示基于第1构成例的支架开闭检测系统的激光器控制的一个动作例的时序图，按照从上开始的顺序依次描绘了置位信号SET、上电信号PWRON、清除信号CLR、正相锁存输出信号RSOUT、反相锁存输出信号XRSOUT。
若在时刻t11盘支架关闭、开关SWa接通，则置位信号SET从高电平下降为低电平。然后，在时刻t12，DSP100的上电信号PWRON从低电平上升为高电平后，在清除信号CLR中CR微分脉冲上升。在RS锁存部108中，将清除信号CLR的上升沿作为触发，正相锁存输出信号RSOUT复位为低电平，反相锁存输出信号XRSOUT复位为高电平。结果，在时刻t12以后，激光二极管IC102c处于许可激光的点亮的状态。然后，在时刻t13盘支架打开、开关SWa断开后，置位信号SET从低电平上升为高电平。在RS锁存部108中，将置位信号SET的上升沿作为触发，正相锁存输出信号RSOUT置位为高电平，反相锁存输出信号XRSOUT置位为低电平。结果，在时刻t13以后，激光二极管102c处于禁止激光的点亮的状态。
由此，通过进行基于第1构成例的支架开闭检测系统的激光器控制，因为在盘支架打开时禁止激光的点亮，所以激光不会直射人眼，能够提高光盘装置的安全性。另外，在第1构成例的支架开闭检测系统中，即使在DSP100的上电信号PWRON断开(低电平)时受到噪声等的影响而出现反复进行接通/断开的状态，由于正相锁存输出信号RSOUT及反相锁存输出信号XRSOUT都被保持在置位状态，因此不会误点亮激光。
图24是表示支架开闭检测系统的第2构成例的框图。本构成例的支架开闭检测系统与在先的第1构成例不同，去除由外带分立部件形成的CR微分脉冲生成部107和RS锁存部108，取而代之，采用如下的构成，将RS锁存部201、边缘检测部202及反相器203～205集成于多输出电源装置1的内部。
图25是表示RS锁存部201和边缘检测部202的一个构成例的电路图。
RS锁存部201具有：与非运算器201a及201b(以下称为NAND201a及201b)、N沟道型MOS场效应晶体管201c及201d、电阻201e和反相器201f。NAND201a的第1输入端相当于RS锁存部201的复位端(R)，与边缘检测部202的输出端(触发信号TRIG的输出端)连接。NAND201a的第2输入端与NAND201b的输出端连接。NAND201b的第1输入端与NAND201a的输出端连接。NAND201b的第2输入端相当于RS锁存部201的置位端(S)，与反相器205的输出端连接。反相器205的输入端与反相器204的输出端连接。反相器204的输入端与支架检测部106的输出端(置位信号SET的输出端)连接。晶体管201c的栅极与NAND201b的输出端连接。晶体管201c的源极及背栅与接地端连接。晶体管201c的漏极经由电阻201e与电源端连接，另一方面，作为RS锁存部201的正相输出端(Q)(正相锁存输出信号RSOUT的输出端)，也与激光二极管IC102c连接。晶体管201d的栅极与反相器201f的输出端连接。反相器201f的输入端与NAND201b的输出端连接。晶体管201d的源极及背栅与接地端连接。晶体管201d的漏极作为RS锁存部201的反相输出端(Q非)(反相锁存输出信号XRSOUT的输出端)，与激光二极管IC102c连接。
边缘检测部202具有：P沟道型MOS场效应晶体管202a、N沟道MOS场效应晶体管202b、电阻202c、电容器202d和与非运算器202e(以下称为NAND202e)。晶体管202a的源极及背栅与电源端连接。晶体管202a的漏极与电阻202c的一端连接。晶体管202b的源极及背栅与接地端连接。晶体管202b的漏极与电阻202c的另一端连接。晶体管202a的栅极和晶体管202b的栅极相互连接，其连接节点与反相器203的输出端连接。反相器203的输入端与DSP100的输出端(上电信号PWRON(＝清除信号CLR)的输出端)连接。电容器202d的一端与晶体管202b的漏极连接。电容器202d的另一端与接地端连接。NAND202e的第1输入端与晶体管202b的漏极连接。NAND202e的第2输入端与反相器203的输出端连接。NAND202e的输出端作为边缘检测部202的输出端(触发信号TRIG的输出端)，与RS锁存部201的复位端(R)连接。
其中，关于反相器203及204而言，优选采用在用于切换其输出逻辑的阈值中具有磁滞的结构。通过采用这样的构成，从而能够提高抗扰度。
图26是表示基于第2构成例的支架开闭检测系统的激光器控制的一个动作例的时序图，按照从上开始的顺序依次描绘了置位信号SET、上电信号PWRON(＝清除信号CLR)、触发信号TRIG、正相锁存输出信号RSOUT、反相锁存输出信号XRSOUT。
在时刻t21盘支架关闭、开关SWa接通后，置位信号SET从高电平下降为低电平。然后，在时刻t22，DSP100的上电信号PWRON(＝清除信号CLR)从低电平上升为高电平后，在边缘检测部202中检测上电信号PWRON(＝清除信号CLR)的上升沿，在触发信号TRIG中矩形脉冲上升。在RS锁存部201中，将触发信号TRIG的上升沿作为触发，正相锁存输出信号RSOUT复位为低电平，反相锁存输出信号XRSOUT复位为高电平。结果，在时刻t22以后，激光二极管IC102c处于许可激光的点亮的状态。然后，在时刻t23盘支架打开、开关SWa断开后，置位信号SET从低电平上升为高电平。在RS锁存部201中，将置位信号SET的上升沿作为触发，正相锁存输出信号RSOUT置位为高电平，反相锁存输出信号XRSOUT置位为低电平。结果，在时刻t23以后，激光二极管102c处于禁止激光的点亮的状态。
由此，在第2构成例的支架开闭检测系统中，能够大幅度削减外带的分立部件，又能得到与第1构成例的支架开闭检测系统相同的效果，所以有助于光盘装置的小型化和成本降低。
另外，本发明的构成除了上述实施方式以外，只要在不脱离发明的主旨的范围内就能进行各种变更。例如，在上述实施方式中，作为内置于IC中的多个电源电路，虽然举出双系统的降压DC/DC变换器和单系统的升压DC/DC变换器的例子，但是本发明的构成并不限定于此，内置于IC中的电源电路的系统数是任意的。
即，虽然在上述中关于本发明的最优方式进行了说明，但是所公开的发明能够以各种方法进行变形，另外，对于本技术领域的技术人员而言，能够取得与上述具体举出的构成不同的各种实施方式是显而易见的。因此，本发明所要求保护的范围包括不脱离本发明宗旨或技术领域的范围的本发明所有变形例。
最后，对本发明的产业上的可用性进行叙述。本发明在提高升压型开关电源装置的可靠性方面是有用的技术，是可用于需要比输入电压还高的输出电压的所有电子设备(例如蓝光光盘驱动器等光盘驱动器、或数码相机/数码摄像机/移动电话等便携式设备)的技术。

Claims (18)

1.一种升压型开关电源装置，其特征在于，具有：
线圈，其一端与输入电压的输入端连接；
输出晶体管，其连接在所述线圈的另一端与接地端之间；
同步整流晶体管，其连接在所述线圈的另一端与输出电压的输出端之间；
输出电容器，其连接在所述输出电压的输出端与接地端之间；
第1背栅控制晶体管，其连接在所述同步整流晶体管的背栅与所述输出电压的输出端之间；
第2背栅控制晶体管，其连接在所述同步整流晶体管的背栅与所述线圈的另一端之间；
放电晶体管，其连接在所述输出电压的输出端与接地端之间；和
控制部，其进行所述输出晶体管、所述同步整流晶体管、所述第1背栅控制晶体管、所述第2背栅控制晶体管及所述放电晶体管的导通/截止控制，
所述控制部在使所述输出晶体管及所述同步整流晶体管的开关动作停止时，使所述输出晶体管、所述同步整流晶体管以及所述第1背栅控制晶体管截止，并使所述第2背栅控制晶体管以及所述放电晶体管导通。
2.根据权利要求1所述的升压型开关电源装置，其特征在于，
还具有与所述放电晶体管串联连接的限流电阻。
3.根据权利要求1所述的升压型开关电源装置，其特征在于，
在所述输入电压低于规定的下限值的情况、所述输入电压高于规定的上限的情况、从装置外部指示了停止升压动作的情况、或检测到升压动作异常的情况下，所述控制部使所述输出晶体管及所述同步整流晶体管的开关动作停止。
4.根据权利要求1所述的升压型开关电源装置，其特征在于，还具有：
误差放大器，其对根据所述输出电压而变动的反馈电压与规定的参照电压之间的差分进行放大，来生成误差电压；
振荡器，其生成规定的锯齿波电压；和
PWM比较器，其比较所述误差电压和所述锯齿波电压来生成PWM信号；
在根据所述输入电压生成所述输出电压时，所述控制部基于所述PWM信号，互补地对所述输出晶体管和所述同步整流晶体管进行开关控制。
5.一种多输出电源装置，其特征在于，具有：
控制装置用电源电路，其生成控制装置用的输出电压；和
被控制装置用电源电路，其生成由所述控制装置控制的被控制装置用的输出电压；
所述控制装置用电源电路是使输入电压降压来生成所述控制装置用的输出电压的降压型开关电源装置，
所述被控制装置用电源电路是权利要求1所述的升压型开关电源装置，使所述输入电压升压来生成所述被控制装置用的输出电压。
6.一种电气设备，其特征在于，具有：
权利要求5所述的多输出电源装置；
控制装置，其从所述多输出电源装置接受供电而进行动作；和
被控制装置，其从所述多输出电源装置接受供电而进行动作，并由所述控制装置控制。
7.一种升压型开关电源装置，其特征在于，具有：
线圈，其一端与输入电压的输入端连接；
第1晶体管，其连接在所述线圈的另一端与接地端之间；
第2晶体管，其连接在所述线圈的另一端与输出电压的输出端之间；
输出电容器，其连接在所述输出电压的输出端与接地端之间；
第3晶体管，其连接在所述第2晶体管的背栅与所述输出电压的输出端之间；
第4晶体管，其连接在所述第2晶体管的背栅与所述线圈的另一端之间；
第5晶体管，其连接在所述输出电压的输出端与接地端之间；和
控制部，其进行所述第1晶体管、所述第2晶体管、所述第3晶体管、所述第4晶体管及所述第5晶体管的导通/截止控制，
所述控制部在使所述第1晶体管及所述第2晶体管的开关动作停止时，使所述第1晶体管、所述第2晶体管以及所述第3晶体管截止，并使所述第4晶体管以及所述第5晶体管导通。
8.根据权利要求7所述的升压型开关电源装置，其特征在于，
还具有与所述第5晶体管串联连接的限流电阻。
9.根据权利要求7所述的升压型开关电源装置，其特征在于，
在所述输入电压低于规定的下限值的情况、所述输入电压高于规定的上限的情况、从装置外部指示了停止升压动作的情况、或检测到升压动作异常的情况下，所述控制部使所述第1晶体管及所述第2晶体管的开关动作停止。
10.根据权利要求7所述的升压型开关电源装置，其特征在于，还具有：
误差放大器，其对根据所述输出电压而变动的反馈电压与规定的参照电压之间的差分进行放大，来生成误差电压；
振荡器，其生成规定的锯齿波电压；和
PWM比较器，其比较所述误差电压和所述锯齿波电压来生成PWM信号；
在根据所述输入电压生成所述输出电压时，所述控制部基于所述PWM信号，互补地对所述第1晶体管和所述第2晶体管进行开关控制。
11.一种多输出电源装置，其特征在于，具有：
控制装置用电源电路，其生成控制装置用的输出电压；和
被控制装置用电源电路，其生成由所述控制装置控制的被控制装置用的输出电压；
所述控制装置用电源电路是使输入电压降压来生成所述控制装置用的输出电压的降压型开关电源装置，
所述被控制装置用电源电路是权利要求7所述的升压型开关电源装置，使所述输入电压升压来生成所述被控制装置用的输出电压。
12.一种电气设备，其特征在于，具有：
权利要求11所述的多输出电源装置；
控制装置，其从所述多输出电源装置接受供电而进行动作；和
被控制装置，其从所述多输出电源装置接受供电而进行动作，并由所述控制装置控制。
13.一种升压型开关电源装置，其特征在于，具有：
第1端子，其被输入输入电压；
第1晶体管，其连接在所述第1端子与接地端之间；
第2端子，其用于输出输出电压；
第2晶体管，其连接在所述第1端子与所述第2端子之间；
第3晶体管，其连接在所述第2晶体管的背栅与所述第2端子之间；
第4晶体管，其连接在所述第2晶体管的背栅与所述第1端子之间；
第5晶体管，其连接在所述第2端子与接地端之间；和
控制部，其进行所述第1晶体管、所述第2晶体管、所述第3晶体管、所述第4晶体管及所述第5晶体管的导通/截止控制，
所述控制部在使所述第1晶体管及所述第2晶体管的开关动作停止时，使所述第1晶体管、所述第2晶体管以及所述第3晶体管截止，并使所述第4晶体管以及所述第5晶体管导通。
14.根据权利要求13所述的升压型开关电源装置，其特征在于，
还具有与所述第5晶体管串联连接的限流电阻。
15.根据权利要求13所述的升压型开关电源装置，其特征在于，
在所述输入电压低于规定的下限值的情况、所述输入电压高于规定的上限的情况、从装置外部指示了停止升压动作的情况、或检测出升压动作异常的情况下，所述控制部使所述第1晶体管及所述第2晶体管的开关动作停止。
16.根据权利要求13所述的升压型开关电源装置，其特征在于，具有：
误差放大器，其对根据所述输出电压而变动的反馈电压与规定的参照电压之间的差分进行放大，来生成误差电压；
振荡器，其生成规定的锯齿波电压；和
PWM比较器，其比较所述误差电压和所述锯齿波电压来生成PWM信号；
在根据所述输入电压生成所述输出电压时，所述控制部基于所述PWM信号，互补地对所述第1晶体管和所述第2晶体管进行开关控制。
17.一种多输出电源装置，其特征在于，具有：
控制装置用电源电路，其生成控制装置用的输出电压；和
被控制装置用电源电路，其生成由所述控制装置控制的被控制装置用的输出电压；
所述控制装置用电源电路是使输入电压降压来生成所述控制装置用的输出电压的降压型开关电源装置，
所述被控制装置用电源电路是权利要求13所述的升压型开关电源装置，使所述输入电压升压来生成所述被控制装置用的输出电压。
18.一种电气设备，其特征在于，具有：
权利要求17所述的多输出电源装置；
控制装置，其从所述多输出电源装置接受供电而进行动作；和
被控制装置，其从所述多输出电源装置接受供电而进行动作，并由所述控制装置控制。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5118940B2 (ja) * 2007-11-02 2013-01-16 ローム株式会社 電源装置
WO2010103799A1 (ja) * 2009-03-09 2010-09-16 パナソニック株式会社 外部装置と接続可能な電子機器及び光ディスク再生装置
US8879283B2 (en) * 2009-11-05 2014-11-04 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing protection in the event of current sensing failure for power converter
JP5714976B2 (ja) * 2011-05-12 2015-05-07 株式会社小糸製作所 半導体光源点灯回路
JPWO2013005529A1 (ja) 2011-07-01 2015-02-23 ローム株式会社 過電圧保護回路、電源装置、液晶表示装置、電子機器、テレビ
JP2013021117A (ja) 2011-07-11 2013-01-31 Rohm Co Ltd Ｌｅｄ駆動装置、照明装置、液晶表示装置
WO2013072793A1 (en) * 2011-11-16 2013-05-23 Koninklijke Philips Electronics N.V. Circuit arrangement for operating a low- power lighting unit and method operating the same
KR20130074069A (ko) * 2011-12-26 2013-07-04 삼성전기주식회사 발광 다이오드 구동 장치
CN103248222B (zh) * 2012-02-10 2016-01-20 晶豪科技股份有限公司 升压式电压转换器
JP2013190932A (ja) * 2012-03-13 2013-09-26 Seiko Instruments Inc ボルテージレギュレータ
JP5880239B2 (ja) * 2012-04-13 2016-03-08 株式会社ソシオネクスト 電源装置及び電源の制御方法
KR102048795B1 (ko) * 2012-08-30 2019-11-26 휴렛-팩커드 디벨롭먼트 컴퍼니, 엘.피. 방전 회로, 방전 회로를 구비하는 화상 형성 장치 및 전력 공급부
JP2014057466A (ja) * 2012-09-13 2014-03-27 Ricoh Co Ltd スイッチングレギュレータ
CN103779829A (zh) * 2012-10-19 2014-05-07 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 负载保护电路
KR101361354B1 (ko) * 2012-12-24 2014-02-10 현대자동차주식회사 부스트 컨버터의 승압 제어 방법
JP2014241699A (ja) * 2013-06-12 2014-12-25 株式会社リコー スイッチングレギュレータ、電源回路装置、半導体装置、及び電子機器
US9214888B2 (en) 2013-12-20 2015-12-15 Lg Chem, Ltd. Pre-charging system for a capacitor in a voltage inverter for an electric motor
US9449546B2 (en) * 2013-12-23 2016-09-20 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. LED driver, LED driving method and controller for LED driver
US20150326103A1 (en) 2014-05-08 2015-11-12 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Switch control circuit and power supply device including the same
US10063073B2 (en) * 2014-05-21 2018-08-28 Dialog Semiconductor Inc. USB power converter with bleeder circuit for fast correction of output voltage by discharging output capacitor
US10345348B2 (en) * 2014-11-04 2019-07-09 Stmicroelectronics S.R.L. Detection circuit for an active discharge circuit of an X-capacitor, related active discharge circuit, integrated circuit and method
JP6901238B2 (ja) * 2015-06-29 2021-07-14 ローム株式会社 スイッチングレギュレータ及び集積回路パッケージ
JP6722070B2 (ja) * 2016-09-16 2020-07-15 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、電子機器
JP6789780B2 (ja) * 2016-11-28 2020-11-25 株式会社 日立パワーデバイス 整流器およびそれを用いたオルタネータ
CN110212756A (zh) * 2019-07-03 2019-09-06 山西工程技术学院 一种低成本直流电压倍升器及实现方法
CN112272021B (zh) * 2020-11-05 2023-12-22 中国航空工业集团公司西安航空计算技术研究所 一种提升机载计算机稳定性的故障锁存电路
DE102021123547A1 (de) 2021-09-10 2023-03-16 Trumpf Laser Gmbh Vorrichtung zur Erzeugung einer Stromtreiberspannung und Lasersystem
US11553570B1 (en) * 2021-10-29 2023-01-10 Infineon Technologies Ag Interface expander circuit for light emitting diode (LED) driver circuits

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101040422A (zh) * 2004-10-19 2007-09-19 罗姆股份有限公司 开关电源控制电路及开关电源装置及使用其的电子设备
JP4136445B2 (ja) * 2002-05-14 2008-08-20 富士フイルム株式会社 電源制御装置
US7479773B2 (en) * 2006-09-07 2009-01-20 Ricoh Company, Ltd. Synchronous rectification switching regulator and switching method

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7148668B1 (en) * 2004-04-28 2006-12-12 National Semiconductor Corporation Completely isolated synchronous boost DC-to-DC switching regulator
JP4657789B2 (ja) 2005-04-21 2011-03-23 ローム株式会社 昇圧型スイッチング電源装置及びこれを備えた電子機器
JP4791132B2 (ja) * 2005-10-13 2011-10-12 株式会社リコー 昇圧回路、昇圧回路を使用した定電圧回路及び昇圧回路を使用した定電流回路
JP2008029134A (ja) * 2006-07-21 2008-02-07 Asahi Kasei Electronics Co Ltd スイッチング電源装置
JP2008079360A (ja) * 2006-09-19 2008-04-03 Renesas Technology Corp 昇圧コンバータ及び半導体集積回路
JP4789768B2 (ja) * 2006-09-29 2011-10-12 パナソニック株式会社 電源装置
JP5133579B2 (ja) * 2007-02-28 2013-01-30 ローム株式会社 昇圧型スイッチング電源装置及びこれを備えた電子機器
JP5443749B2 (ja) * 2007-12-26 2014-03-19 ローム株式会社 昇圧型スイッチングレギュレータおよびその制御回路
US7973521B2 (en) * 2008-08-08 2011-07-05 Mediatek Inc. Voltage regulators
JP5152761B2 (ja) * 2008-09-08 2013-02-27 トレックス・セミコンダクター株式会社 昇圧形スイッチング電源回路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4136445B2 (ja) * 2002-05-14 2008-08-20 富士フイルム株式会社 電源制御装置
CN101040422A (zh) * 2004-10-19 2007-09-19 罗姆股份有限公司 开关电源控制电路及开关电源装置及使用其的电子设备
US7479773B2 (en) * 2006-09-07 2009-01-20 Ricoh Company, Ltd. Synchronous rectification switching regulator and switching method

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2008-29134A 2008.02.07 *
JP特许第4136445号B2 2008.08.20 *

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Publication number Publication date
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