CN101881986A - 基于混合模式高阶补偿的超低温度系数带隙基准电路 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种基于混合模式高阶补偿的超低温度系数带隙基准电路，包括带隙基准电流产生电路、反馈控制环路、温度调节电路和输出电路，其中带隙基准电流产生电路由四个PMOS管、两个NMOS管、两个电阻和两个PNP三极管构成，反馈控制环路由两个PMOS管、两个NMOS管和两个PNF三极管构成，温度调节电路由两个NMOS管构成，输出电路由两个PMOS管、四个电阻和一个PNP三极管组成。本发明电路具有较低的温度系数、较高的电源抑制比和较高的工艺稳定性。

Description

基于混合模式高阶补偿的超低温度系数带隙基准电路

技术领域

本发明涉及一种高阶温度补偿带隙基准电路，具体涉及一种混合模式高阶温度补偿带隙基准电路，属于模拟电路技术领域。

背景技术

电压或电流基准电路能为系统提供不随温度和电源变化的电压或电流源，基准精度对系统性能的影响和作用日益显著。带隙基准因具有低温度系数、高电源抑制比以及与传统CMOS工艺相兼容等优点，获得了广泛的应用。

现有的电压模带隙基准在-40℃～125℃温度范围内，经一阶线性补偿后温度系数可降到10ppm/℃以内，高阶温度补偿能进一步将温度系数降至3～5ppm/℃。常规的高阶温度补偿一般是利用多路补偿电流的叠加控制，不但补偿结构复杂，芯片占用面积较大，而且工艺敏感度高，无法克服工艺漂移对电路性能的影响，基准温度系数的最大工艺漂移达到数十倍之巨，其性能和工艺稳定性甚至还不如相应的一阶线性补偿基准，使得基准高阶补偿结构的实用价值难以体现。此外，当温度系数较低时，基准的电源抑制比(PSRR)受到影响和制约更为显著，需要折中处理以满足电路系统对高精度基准的要求。新的高阶补偿应满足工艺稳定下的电路系统的综合指标要求。

发明内容

技术问题：本发明所要解决的技术问题是针对一种基于混合模式高阶补偿的超低温度系数带隙基准电路，基于负反馈偏置下失配控制的带隙基准电路，增加简单分段补偿结构，实现一种混合模式高阶补偿方法，在保持较高电源抑制比的基础上进一步降低温度系数，提高电路工艺实现的健壮性，满足电路系统对高精度电压基准的应用需要。

技术方案：混合模式高阶温度补偿带隙基准电路，包括带隙基准电流产生电路、反馈控制环路、温度调节电路和输出电路，其中带隙基准电流产生电路由四个PMOS管、两个NMOS管、两个电阻和两个PNP三极管构成，反馈控制环路由两个PMOS管、两个NMOS管和两个PNP三极管构成，温度调节电路由两个NMOS管构成，输出电路由两个PMOS管和四个电阻和一个PNP三极管组成；

带隙基准电流产生电路：第一PMOS管和第三PMOS管的源极分别接电源，第一PMOS管的栅极分别接第三PMOS管的栅极、第二PMOS管的漏极和第一NMOS管的漏极，第一PMOS管的漏极接第零PMOS管的源极，第三PMOS管的漏极接第二PMOS管的源极，第零PMOS管的漏极接第零NMOS管的漏极，第零PMOS管的栅极接第二PMOS管的栅极，第零NMOS管的栅极接第一NMOS管的栅极，第零NMOS管的源极接第零电阻的一端，第一NMOS管的源极接第一PNP三极管的发射极，第零电阻的另一端接第一电阻的一端，第一电阻的另一端接第零PNP三极管的发射极，第零PNP三极管的集电极分别与第零PNP管的基极、第一PNP三极管的集电极和基极连接接地；

反馈控制环路：第六PMOS管和第七PMOS管的源极分别接电源，第六PMOS管的栅极分别接第零PMOS管的栅极、第二NMOS管的漏极和第六PMOS管的漏极，第七PMOS管的栅极接第零PMOS管的漏极，第七PMOS管的漏极分别接第三NMOS管的漏极和栅极、第一NMOS管的栅极和第二NMOS管的栅极，第三NMOS管的源极接第三PNP管的发射极，第二NMOS管的源极接第二PNP管的发射极，第三PNP管的集电极分别与第三PNP管的基极、第二PNP管的基极和集电极连接接地；

温度调节电路：第四NMOS管的漏极和源极分别与第零电阻的两端连接，第四NMOS管的栅极与第二电阻的一端或另一端连接，第五NMOS管的漏极和源极分别与第四电阻的两端连接，第五NMOS管的栅极与第二电阻的一端或另一端连接；

输出电路：第五PMOS管的源极接电源，第五PMOS管的漏极接第四PMOS管的源极，第五PMOS管的栅极接第一PMOS管的栅极，第四PMOS管的漏极依次串接第二电阻、第三电阻、第四电阻、第五电阻后接第四PNP管的发射极，第四PMOS管的栅极接第零PMOS管的栅极，第四PNP管的基极和集电极连接后接地；

有益效果：本发明电路具有较低的温度系数、较高的电源抑制比和较高的工艺稳定性。基于SMIC 0.13μm CMOS工艺的仿真结果表明，在-40℃～130℃温度范围内，基准电压温度系数仅为0.5ppm/℃左右，在低频范围内平均电源抑制比可达95dB以上。

附图说明

图1本发明所述的高阶温度补偿电路结构图；

图2基于一阶非平衡状态的基准电压高阶补偿温度特性；

图3基准高温分段NMOS补偿控制结构；

图4图1所示基准电路的输出电压的温度特性图；

图5图1所示基准电路的输出电压的PSRR特性图。

具体实施方式

本发明的实施分为三个部分，即：(一)失配控制的高阶补偿技术，(二)自适应高阶分段补偿技术，(三)混合模式高阶补偿技术。下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

T-I型补偿：失配控制的高阶补偿技术

图1中，不考虑温度调节电路，若基准电流产生电路中的电流镜完全匹配，两个支路Q0与Q1中的电流相等，则可以得一阶阶线性带隙基准为：

$V_{\mathrm{ref}\_I}=V_{\mathrm{EB}4}+\frac{V_T\ln N}{R_n}\·m{R}_{\mathrm{ref}}---\left(1\right)$

式中N为Q0与Q1发射区面积之比，V_T＝KT/q为热电压，常温下近似为26mV。m为输出电路中的电流镜传输系数。R_n＝R₀+R₁，基准输出转换电阻R_ref＝R₃+R₄+R₅。若考虑V_EB的非线性温度特性以及实际应用中两个支路电流的失配则上式应进行修正。

根据V_EB的非线性温度特性：

$V_{\mathrm{EB}}\left(T\right)=V_G\left(T\right)-[V_G\left(T_0\right)-V_{\mathrm{EB}}\left(T_0\right)]\frac{T}{T_0}-V_T(\mathrm{\γ}-\mathrm{\α})\ln \frac{T}{T_0}---\left(2\right)$

式中V_G为硅的带隙电压，常温T₀＝300K，γ、α分别为与三极管基区空穴迁移率和集电极电流指数温度系数相关的系数。考虑到实际电路中Q₀与Q₁支路的电流失配，输出基准电压修正为：

$V_{\mathrm{ref}}=V_{\mathrm{EB}4}+\frac{V_T\ln N}{R_n}\·m{R}_{\mathrm{ref}}+\frac{V_T\ln \mathrm{\β}}{R_n}\·m{R}_{\mathrm{ref}}=V_{\mathrm{ref}\_I}+V_{\mathrm{NL}}---\left(3\right)$

式中β＝I_C1/I_C0，当支路电流I_C0(T)相对I_C1(T)存在微小的失配ΔI(T)时，β＝1+ΔI(T)/I_C0(T)，根据x→0时ln(1+x)≈x的近似关系可得lnβ≈ΔI(T)/I_C0(T)。只要ΔI足够小，V_A＝V_B的条件仍然有效，则lnβ≈R_nΔI/(V_Tln/V)。同时考虑电阻的温度特性：

R(T)＝R₀[1+TC₁(T-T₀)+TC₂(T-T₀)²]        (4)

式中R₀为参考温度T₀下的电阻，TC₁、TC₂分别表示电阻的一阶和二阶温度系数，且分别在常温和高温范围内起作用。

则(3)中引入的非线性失调电压V_NL为：

$V_{\mathrm{NL}}=m\·\frac{\mathrm{\ΔI}}{\ln N}\·R_{\mathrm{ref}0}[1+{\mathrm{TC}}_1(T-T_0)+{\mathrm{TC}}_2{(T-T_0)}^2]---\left(5\right)$

由于ΔI和电阻的温度特性都是温度的函数，在整个温区变化范围内，若控制电位V_C0略大于V_C1，由于PMOS cascode电流镜强制电流相等作用使得NM0，NM1源极电位发生较小的变化从而使得三极管Q0，Q1中电流随着温度变化得到电流微小变化量ΔI(T)＞0，合理配置该失配量的大小和极性，以及电阻的阻值，能够将V_NL作为高阶补偿量对基准中的残余非线性负温度系数进行有效补偿。由于PMOS电流镜和反馈环路电流都表现为PTAT特性，PM3栅压V_C1将随温度而变化，同时V_C0的温度变化特性与V_C1近似同步，使失配电流项的补偿近似恒定为PTAT性质不变。V_PTAT中的失调补偿量lnβ应与高阶非线性剩余温度系数量相匹配，非线性失调在整个温区内的非均匀补偿作用，要求一阶补偿的非对称温度特性与之互补匹配，以使基于失配控制的高阶补偿后恢复温度曲线的对称分布，最终得到最低的温度系数。

基准中非线性温度项在高低温区下的温度系数极性不同，低温区为正温度系数，进入高温区域则转变为负温度系数，即温度曲线开口向下。非对称一阶补偿适当增加负温度系数量，可进一步补偿在低温区内的正温度系数，使低温区温度系数降低；而在高温区内的负温度系数可利用非线性失配电流的正温度系数进行补偿，降低高温区温度系数，最终实现在全温区范围内基准温度系数的高阶补偿特性。

对于电流镜的失配，通常条件下失配对高精度基准产生的不良影响，是需要被补偿或有效抑制的，但在电流镜失配数值与极性精确可控的条件下，工作点失配产生的非线性电流量可成为实现高阶补偿控制的有效方法。增加MOS管的有效面积可有效控制失配大小，此外，将电流镜中的一个MOS管分裂为若干相同子单元的并联实现方式，同样有助于控制电流镜的自身失配水平。在由电流方程推导出的电流镜偏差公式中，电流相同时W和L的选取应优化其过驱动电压，以此提高电流镜的电流匹配精度。电路参数的优化选取可既然以控制匹配精度，同样也能控制失配的精度。

图4(a)为图1所示电路(不考虑温度调节电路)V_ref＝1.213V基准输出的温度特性曲线，从图中可以得到在-40℃～130℃温度范围内经失配控制的非线性补偿后基准电压温度系数可降低到1.16ppm/℃。

T-II型补偿：自适应高阶分段补偿技术

本部分主要分析基于简单分段补偿的温度调节电路，即图1中两NMOS管NM4与NM5的高阶补偿作用。

平衡式一阶线性补偿基准的温度特性如图2(a)所示的开口向下或开口向上的单极点对称分布。由于高阶分段补偿通常只在局部温度区段起作用，因此高阶补偿应以非平衡一阶线性补偿曲线为出发点。无论基准曲线开口方向，若采用低温区的补偿策略，则一阶非对称曲线的极值点温度应向高温移动；相反，若采用高温区的补偿策略，则一阶非对称曲线的极值点温度应向低温移动。经分段高阶补偿后，原有的单峰极值变为双峰甚至多峰极值，其中一个极点为原有一阶补偿后形成的极点，另一个极点为高阶补偿下新增的极点，使宽温区范围内的纹波电压变化达到新的平衡，得到如图2(b)和(c)所示二阶补偿控制补的温度特性。

理论上高阶补偿有效的作用温度范围可以为低温区、高温区或整个温区，考虑到现实中在全温区范围内获得高精度非线性补偿难度较大，因此选择的高阶补偿有效温度范围仅占整个温区的局部范围，以降低高阶温度特性曲线调节控制的复杂程度。

以开口向下的非平衡一阶基准温度特性为例，若一阶基准在高温段输出偏小，如图2(c)所示，而高阶温度补偿仅在高温范围有效，由于在中低温度下高阶补偿不起作用，即对该温区原始一阶补偿特性没有影响，因此简单调节高温区域内非线性补偿量的大小，即可获得多极值对称平衡型高阶补偿特性曲线。为使高阶补偿仅在高温区有效，此时高阶补偿量应为正温度系数。若一阶基准在低温段输出偏小，如图2(b)所示，而注入的高阶温度补偿在整个温度范围内有效，此时高阶补偿量应为负温度系数，为获得对称平衡的高阶补偿特性并降低调节难度，增加的高阶负温度系数在中低温区内即有起明显补偿作用、在高温区内的作用又不能过大，调节控制的难度相对高温度区非线性补偿控制难度明显增加。对于开口向上的基准补偿，类似分析同样表明高温区的补偿更易精确控制。总之，在图2给出的四种可能的高阶补偿控制策略中，只有图2(c)针对开口向下的高温区正温度系数的高阶补偿，或图2(b)针对开口向上的高温区负温度系数的高阶补偿，最有利于控制结构的实现与调节精度的提高。

对MOS管驱动电压V_GS的控制，可实现理论分析所要求的高温段分段补偿控制。基本的控制策略为，低温下因MOS管的V_GS＜V_TH而无附加补偿电流，温度升高后，一方面V_TH下降，同时V_GS增加，两者配合可使当温度超过某一临界点后MOS管因V_GS＞V_TH而导通，温度越高提供的补偿电流也越大，当高温正温度系数电流注入到输出支路中，即可实现高温下的非线性温度系数补偿控制。

实现以上控制原理的基准补偿结构如图3所示。图3(a)中，补偿管Mc的栅接输出基准电压，即保持V_G≈V_ref不随温度变化，控制V_S电位高低使中低温下的V_GS＝V_ref-V_S小于该温度下的开启电压，补偿电流为零，高温下Mc导通后即可提供正温度系数的补偿电流。设置的V_S电位越高，对应的补偿有效起始温度也越高，补偿管尺寸越大，补偿电流越大。由于补偿管Mc的漏直接接电源电压，或由其它支路提供所需的电压偏置，构成相对输出支路的单纯补偿电流注入型控制结构。但由于M_C补偿管一般均工作在饱和恒流区，提供的补偿电流较大，工艺失调的影响更为显著。

为抑制工艺失调的影响，可将Mc管的漏电压由电源V_DD驱动改为电位V_D可调节驱动，即图3(b)所示的Mc与Rc的并联结构，形成补偿电流的分流控制机制。当温度变化时，无论补偿管Mc的导通状态如何变化，Mc与Rc中的总电流保持原有规律不变，即Mc补偿电流的导通状态对输出支路中的其它部分的温度特性不产生影响，而只对并联部分电压降的温度特性产生作用。Mc导通后使并联等效电阻减小，导致并联结构的电压降低，形成高温下负温度系数增强的补偿机制。图3中，Vs电压的选择应使补偿管工作在弱反型区、并联电阻Rc的选择则使补偿管处于线性电阻区，同时设计补偿管合适的W/L参数，实现对微弱高阶补偿量的有效控制。可见，对于单管补偿结构，在某一特定温度区段内调整补偿管Mc的栅源电压可以实现较好的补偿效果，尤其在高温区内该结构可以对基准电压温度系数较强的调节。

图1中选择NM5管合适的W/L参数、栅端电位(接a或b)与源端电位(由R5及Q4压降决定)，使其仅在高温区开始导通，中低温下不起作用，由于NM5管有效驱动电压和导通电流随温度上升而增加，流过R4的电流正温度系数减小，输出电压降低，形成图2(b)开口向上高温区所示的二阶补偿特性。由于NM5管栅源电压及其温度特性在一定范围内可自由配置，因此可通过配置V_GS电压选择合适的高温补偿区域及其温度系数得到所需的二阶补偿特性。

NM4管设置在中温区导通。选择NM4管合适的W/L参数、栅端电位(接a或b)与源端电位(由R1及Q0压降决定)，使NM4管始终处于亚阈值高阻区，由于NM4管导通后与R0的并联作用导致本支路总电阻的微量减小，从而使该支路的PTAT电流微弱增加，增加的PTAT补偿电流通过Cascode电流镜镜像到输出支路，转化为PTAT补偿电压，使输出电压升高，形成图2(c)开口向下高温区所示的二阶补偿特性。由于NM4管栅源电压及其温度特性在一定范围内可自由配置，因此可通过配置V_GS电压选择合适的中高温补偿区域及其温度系数得到所需的二阶补偿特性。

以上两种并联NMOS管对输出温度特性的影响性质相反，因此可配合使用。如图2(d)所示，对开口向下的一阶非对称温度特性曲线，首先可使其极高峰值点(零温度系数平衡点)A向低温区移动，形成中高温下负温度系数增强的温度特性；然后让NM4管在中温区起主导作用，使正温度系数提高，形成极低峰值点B；由于NM4管在高温区同样起作用，当输出基准正温度系数过大时，NM5管开始在高温区起主导作用，输出基准开始下降，出现第二个极高峰值点C。NM4和NM5两管配合可以在全温区出现一个极低峰值点和两个极高峰值点的“M形”的温度特性曲线。

混合模式高阶补偿技术

根据以上两部分对失配控制的高阶补偿技术(T-I型)与自适应高阶分段补偿技术(T-II型)的深入分析可知，两种补偿原理的有效适用范围不同，且补偿控制方式相互独立，因而能够相互配合使用。其中T-II型中简单单管的控制补偿结构主要在中高温温度范围内起高阶补偿作用，而T-I型温度补偿方法在整个温度范围内有效，并且不需要复杂的补偿电路。所以，结合这两种类型的补偿技术，就有可能在一个较宽的温度范围内，用较小的代价实现一个温度系数较低的电压基准。

对于开口向下的一阶温度系数曲线，由于其在平衡点T₀时候的温度系数为零，当T＜T₀时，正温度系数大于负温度系数，当T＞T₀时，负温度系数大于正温度系数。因此对一阶平衡点的调节可以使一阶温度曲线在中高温度范围内和中低温度范围内表现出不平衡的正负温度系数，而这种非平衡的一阶温度曲线可以先用T-I型补偿方法获得，由于T-I型补偿对一阶电压温度特性曲线的开口方向没有任何要求，并且T-II型方法在某一个温度区间内补偿效果最优，因此采用T-I型技术首先进行补偿较为合适。非对称的一阶温度曲线通过调节可使其零温度系数平衡点向高温范围移动，对于中低温区内利用T-I型补偿，只需调节失配量的大小就可以将一阶基准温度特性曲线中的中低温度范围内残余正温度系数控制在更小的范围内，由于T-I型属于全温度区域补偿，所以控制合适的一阶平衡点可以后，原来高温区较强的负温度系数变得很小，甚至出现拐点使得高温区正温度系数作用增强。这时，再利用T-II型补偿技术的独特优势进行中高温区的有效补偿，即通过注入带有相反温度系数电流实现温度特性曲线的更高阶补偿，从而使补偿后的基准电压温度曲线在完整的宽温度范围内实现极低的温度系数。

同理，对于开口向上的一阶温度曲线，仍然可以先用T-I型补偿方法进行高阶补偿，再对补偿后的残余温度系数进行有选择的T-II型补偿，最终实现二阶基准电压残余温度系数的更精确补偿。显然，兼容T-I型和T-II型补偿技术的混合模式补偿技术，补偿方式非常灵活，理论上可以实现比各种独立模式的二阶补偿更高的温度精度，但是电路调节难度也明显增大，不仅要调节好一阶温度特性的残余温度特性，而且需要对T-I型补偿后温度系数特性进行进一步的分析和判断，然后再采用适当特性的T-II型温度补偿完成整个电压基准设计。

对图1所示电路可以根据T-I型补偿后的温度特性曲线特点灵活采用以下混合模式高阶补偿实现方法：

(1)T-I型补偿+单管T-II型补偿(NM4管)：若用T-I型补偿在中低温下得到双极高峰值点“M形”或多极高峰值点的较低的温度特性曲线，可仅用NM4管进行高温区补偿，得到高温“V形”温度曲线，最终形成图4(b)所示温度特性曲线，在-40℃～130℃温度范围内，其温度系数为0.52ppm/℃。此方法较容易调节，温度系数通常可以控制在0.5～1ppm/℃范围内。

(2)T-I型补偿+双管T-II型补偿(NM4管和NM5管)：若用T-I型补偿在中低温下得到“N形”的较低的温度特性曲线，可先用NM5管进行中高温区补偿，再用NM4管进行高温区补偿，得到中高温区“N形”温度曲线，最终也可形成图4(b)所示温度特性曲线；若用T-I型补偿在中低温下得到同(1)一样的双极高峰值点“M形”或多极高峰值点的较低的温度特性曲线，也可先用NM4管进行中高温区补偿，再用NM5管进行高温区补偿，得到中高温区倒“N形”温度曲线，最终形成图4(c)所示温度特性曲线，在-40℃～130℃温度范围内，其温度系数为0.44ppm/℃，此方法得到的温度系数通常可以控制在0.5ppm/℃以内，但调节困难。

对以上两种混合模式高阶补偿实现方法，选择图4(b)和(c)对应的电路，在给定的-40℃～130℃全温区范围内，对(TT，SS，SNFP，FNSP，FF)五种典型工艺角下的基准温度特性进行仿真验证，其温度系数分别为(0.52，8.23，2.06，2.38，14.83)ppm/℃，(0.44，9.78，2.21，3.74，25.62)ppm/℃，可见除了在SS和FF工艺角下温漂较大外，其余工艺角下的温漂可控制在4ppm/℃以内，具有较好的工艺稳定性，为电阻修调获得最佳温度系数提供了条件。

图5给出了图1混合模式高阶补偿电路的PSRR特性曲线，图中两条曲线分别对应图4(b)和(c)相应电路的PSRR特性，结果表明在低频范围内，其PSRR绝对值分别为96.3dB和102.2dB，平均电源抑制比可达95dB以上。

由于采用内部负反馈及基于电路内部工作状态点的控制，本发明提出的电路本质为以一阶补偿结构性质以获得高阶补偿的效果，结构简单，同时在保证较高电源抑制比的基础上将温度系数降至0.5ppm/℃量级，而且具有较好的工艺稳定性。相对于其它类型的高阶补偿结构在高精度低成本方面有明显的优势。

具体组成为；

带隙基准电流产生电路：第一PMOS管PM1和第三PMOS管PM3的源极分别接电源VDD，第一PMOS管PM1的栅极分别接第三PMOS管PM3的栅极、第二PMOS管PM2的漏极和第一NMOS管NM1的漏极，第一PMOS管PM1的漏极接第零PMOS管PM0的源极，第三PMOS管PM3的漏极接第二PMOS管PM2的源极，第零PMOS管PM0的漏极接第零NMOS管NMO的漏极，第零PMOS管PM0的栅极接第二PMOS管PM2的栅极，第零NMOS管NMO的栅极接第一NMOS管NM1的栅极，第零NMOS管NMO的源极接第零电阻R0的一端，第一NMOS管NM1的源极接第一PNP三极管Q1的发射极，第零电阻R0的另一端接第一电阻R1的一端，第一电阻R1的另一端接第零PNP三极管Q0的发射极，第零PNP三极管Q0的集电极和基极、第一PNP三极管Q1的集电极和基极连接接地GND；

反馈控制环路：第六PMOS管PM6和第七PMOS管PM7的源极分别接电源VDD，第六PMOS管PM6的栅极分别接第零PMOS管PM0的栅极、第二NMOS管NM2的漏极和第六PMOS管PM6的漏极，第七PMOS管PM7的栅极接第零PMOS管PM0的漏极，第七PMOS管PM7的漏极分别接第三NMOS管NM3的漏极和栅极、第零NMOS管NM0的栅极、第一NMOS管NM1的栅极和第二NMOS管NM2的栅极，第三NMOS管NM3的源极接第三PNP管Q3的发射极，第二NMOS管NM2的源极接第二PNP管Q2的发射极，第三PNP管Q3的集电极和基极、第二PNP管Q2的基极和集电极连接接地GND；

温度调节电路：第四NMOS管NM4的漏极和源极分别与第零电阻R0的两端连接，第四NMOS管NM4的栅极与第二电阻R2的一端连接，第五NMOS管NM5的漏极和源极分别与第四电阻R4的两端连接，第五NMOS管NM5的栅极与第二电阻R2的一端连接；

输出电路：第五PMOS管PM5的源极接电源VDD，第五PMOS管PM5的漏极接第四PMOS管PM4的源极，第五PMOS管PM5的栅极接第一PMOS管PM1的栅极，第四PMOS管PM4的漏极依次串接第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5后接第四PNP管Q4的发射极，第四PMOS管PM4的栅极接第零PMOS管PM0的栅极，第四PNP管Q4的基极和集电极连接后接地GND。

Claims (1)

1.一种基于混合模式高阶补偿的超低温度系数带隙基准电路，其特征在于包括带隙基准电流产生电路、反馈控制环路、温度调节电路和输出电路；其中带隙基准电流产生电路由四个PMOS管、两个NMOS管、两个电阻和两个PNP三极管构成，反馈控制环路由两个PMOS管、两个NMOS管和两个PNP三极管构成，温度调节电路由两个NMOS管构成，输出电路由两个PMOS管和一个PNP三极管组成；

带隙基准电流产生电路：第一PMOS管(PM1)和第三PMOS管(PM3)的源极分别接电源(VDD)，第一PMOS管(PM1)的栅极分别接第三PMOS管(PM3)的栅极、第二PMOS管(PM2)的漏极和第一NMOS管(NM1)的漏极，第一PMOS管(PM1)的漏极接第零PMOS管(PM0)的源极，第三PMOS管(PM3)的漏极接第二PMOS管(PM2)的源极，第零PMOS管(PM0)的漏极接第零NMOS管(NM0)的漏极，第零PMOS管(PM0)的栅极接第二PMOS管(PM2)的栅极，第零NMOS管(NM0)的栅极接第一NMOS管(NM1)的栅极，第零NMOS管(NM0)的源极接第零电阻(R0)的一端，第一NMOS管(NM1)的源极接第一PNP三极管(Q1)的发射极，第零电阻(R0)的另一端接第一电阻(R1)的一端，第一电阻(R1)的另一端接第零PNP三极管(Q0)的发射极，第零PNP三极管(Q0)的集电极和基极、第一PNP三极管(Q1)的集电极和基极连接接地(GND)；

反馈控制环路：第六PMOS管(PM6)和第七PMOS管(PM7)的源极分别接电源(VDD)，第六PMOS管(PM6)的栅极分别接第零PMOS管(PM0)的栅极、第二NMOS管(NM2)的漏极和第六PMOS管(PM6)的漏极，第七PMOS管(PM7)的栅极接第零PMOS管(PM0)的漏极，第七PMOS管(PM7)的漏极分别接第三NMOS管(NM3)的漏极和栅极、第零NMOS管(NMO)的栅极、第一NMOS管(NM1)的栅极和第二NMOS管(NM2)的栅极，第三NMOS管(NM3)的源极接第三PNP管(Q3)的发射极，第二NMOS管(NM2)的源极接第二PNP管(Q2)的发射极，第三PNP管(Q3)的集电极和基极、第二PNP管(Q2)的基极和集电极连接接地(GND)；

温度调节电路：第四NMOS管(NM4)的漏极和源极分别与第零电阻(R0)的两端连接，第四NMOS管(NM4)的栅极与第二电阻(R2)的一端连接，第五NMOS管(NM5)的漏极和源极分别与第四电阻(R4)的两端连接，第五NMOS管(NM5)的栅极与第二电阻(R2)的一端连接；

输出电路：第五PMOS管(PM5)的源极接电源(VDD)，第五PMOS管(PM5)的漏极接第四PMOS管(PM4)的源极，第五PMOS管(PM5)的栅极接第一PMOS管(PM1)的栅极，第四PMOS管(PM4)的漏极依次串接第二电阻(R2)、第三电阻(R3)、第四电阻(R4)、第五电阻(R5)后接第四PNP管(Q4)的发射极，第四PMOS管(PM4)的栅极接第零PMOS管(PM0)的栅极，第四PNP管(Q4)的基极和集电极连接后接地(GND)。

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