CN102012715A - 高阶曲率补偿的带隙基准电压源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及带隙基准非线性补偿领域，其特征在于利用非线性分段补偿的原理，增加了两条支路电流，依据输出支路内部温度负反馈结构，分别为对基准输出支路分压电阻抽取和注入电流，依据在不同温度范围内抽取与注入电流温度系数对输出电压的影响，从而改变了输出基准电压源的温度特性，使得在整个工作温度范围内输出基准电压多次达到局部极值点，其输出电压基准对温度的一阶导数在这些点处为零，达到分段补偿的目的，有效的降低了输出基准电压源的温度系数。

Description

高阶曲率补偿的带隙基准电压源

技术领域

本发明设计低温度系数的带隙基准电压源电路，具体涉及高阶曲率补偿的带隙基准电压源。

背景技术

在模拟集成电路中基准电压源是一个非常重要的模块，一个有效的基准电压源在一定范围内基本上与电源电压变化、工艺参数变化、温度变化等无关。自从Widlar基准电压源被介绍以来，在双极集成电路中带隙电压源技术被广泛应用。随着一些新的电路被设计和技术的革新，例如，温度补偿、激光修正等技术，促使带隙基准电压源的性能不断得到提高；在CMOS技术迅速发展的今天，带隙基准电压源技术也获得了飞速发展。因而带隙基准电压源被广泛地应用在DC-DC转换、RF电路中，基准源在模数转换器(ADC)和数模转换器(DAC)等混合信号电路中的作用更大，是该转换器精度高低的重要决定因素，其精度必须优于ADC本身的精度，否则会严重影响ADC的性能。因此，高精度、高稳定性电压基准电路在现代混合信号集成电路设计中具有不可或缺的地位。

对于一阶带隙电压基准源的基本原理如图1所示，它的设计思路是：利用V_BE在一阶特性上具有负温度系数的特点，而ΔV_BE则具有正温度系数，两者线性叠加，在一阶特性上可以实现基准V_REF的温度系数为零，因此也叫做一阶基准电压源。由于V_REF等于硅半导体材料在热力学零温度时的外推禁带宽度(能带间隙)。因此这种基准电压称为带隙基准电压源，带隙基准电压源的核心电路是ΔV_BE，ΔV_BE实际上是两个不同电流密度的匹配晶体管Q₃和Q₄的基射结电压差，Q₃的电流密度是Q₄的N倍，有

$V_{\mathrm{BE}4}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{I_4}{I_S}\right)$

$V_{\mathrm{BE}3}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(\frac{I_3}{I_S}\right)$

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}=V_{\mathrm{BE}4}-V_{\mathrm{BE}3}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(N\right)$

由此可见，构造ΔV_BE的目的是为了消除与温度密切相关的饱和电流I_S，使ΔV_BE与绝对温度成正比(PTAT)，具有正温度系数。此正温度系数电压经过电阻R₁产生了正温度系数电流I_PTAT，I_PTAT经过M_p8镜像，在基准输出支路中得出输出基准电压V_REF，有

$V_{\mathrm{REF}}=\frac{\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{BE}}}{R_1}\·R_2+V_{\mathrm{BE}}=\frac{R_2}{R_1}\·\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \left(N\right)+V_{\mathrm{BE}}$

只要选择适当的R₁、R₂和N，就可以得到图3中一阶对称输出参考电压V_REF，温度系数做到大约在20ppm/℃左右，而在某些高精度要求场合，如高分辨率的DAC和ADC，就必须采用高阶温度补偿，以进一步降低带隙基准源的温度系数。

对于高阶曲率补偿，主要包括结构简单但精度有限的分段线性补偿(见文献Rincon-Mora G，Allen P E.A 1.1-V current-mode and piecewise-linearcurvature-corrected bandgap voltage reference.IEEE J Solid-StateCircuits，1998，33(10)：1551以及Wang Hongyi，Lai Xinquan，Li Yushan，et al.APiecewise-Linear Compensated Bandgap Reference.Chinese Journal OfSemiconductors，2004，25(7)：771)，以及利用PN结电流非线性抵消输出电压非线性的补偿方法(见文献Malcovati P，Maloberti F，Fiocchi C，et al.Curvature-Compensated BiCMOS Bandgap with 1-V Supply Voltage.IEEE JSolid-State Circuits，2001，36(7)：1076以及Xing Xinpeng，Li Dongmei，Wang Zhihua.A near-1V 10ppm/℃ CMOS Bandgap Reference With Curvature Compensation.Journal of Semiconductor，2008，29(1)：24)，理论上可达到理想的补偿效果，但补偿控制结构复杂，运放失调等非理想特性的影响使理想补偿效果难以实现，可控性与稳定性不高。同时也有其它一些解决方案，例如专利CN 100428104C，对带隙基准电压源通过对产生I_PTAT电流支路中的两个三极管集电极注入电流和取出电流，来改变两个三极管电流的温度特性，实现对基准电压源的多点曲率补偿，并在专利中对多点曲率补偿电路的存在性进行了理论的推导。但该方案相对于本发明存在以下几个不足之处，电路中应用了运放电路增加了电路的复杂性与功耗，以及运放输入的失调对输出参考电压的影响会比较明显，同时补偿电路对产生I_PTAT两条支路进行补偿。而本发明中只对输出支路进行补偿，而且输出支路存在补偿的自适应负反馈作用，因此本发明无论在控制的简易程度还是稳定性方面都得到了提高。

发明内容

本发明提供一种高阶曲率补偿的带隙基准电压源。它所解决的技术问题是采用基本的分段补偿原理，结合自适应负反馈控制结构，提出了一种结构简化且精度更高的非线性温度电流补偿结构，该电压源通过对低中高温度范围内的输出电压进行补偿，使得输出电压在整个温度范围内有多个局部极值点，明显降低了输出电压的温度系数，提高了输出电压精度。

本发明的特征在于，该带隙基准电压源含有：

一阶补偿带隙基准电压源部分，包括：

PMOS管M_P1，该管的衬底和源极接电源，漏极接PMOS管M_P2的源极，M_P2管的衬底接电源，漏极接NMOS管M_N1的漏极，M_N1的栅极和漏极短接，衬底接地，源极接三极管Q1的发射极，Q1的基极与集电极接地；

PMOS管M_P3，该管的衬底和源极接电源，漏极和栅极短接与M_P2的栅极以及NMOS管M_N2的漏极相连，M_N2的栅极和M_N1的栅极相连，衬底接地，源极接三极管Q2的发射极，Q2的基极与集电极接地；

PMOS管M_P4，该管的衬底和源极接电源，漏极接PMOS管M_P5的源极，M_P5管的衬底接电源，栅极和M_P3管的栅极相连，漏极接M_P1的栅极、NMOS电容M_nc的栅极以及NMOS管M_N3的漏极，M_nc的漏极、源极与衬底接地，M_N3的栅极和M_N1的栅极相连，漏极经电阻R₁后接三极管Q3的发射极，Q3的基极与集电极接地；

PMOS管M_P6，该管的衬底和源极接电源，漏极接PMOS管M_P7的源极，M_P7管的衬底接电源，栅极和M_P3管的栅极相连，漏极接M_P6、M_P4的栅极以及NMOS管M_N4的漏极，M_N4的栅接M_N1的栅，衬底接地，源极接三极管Q4的发射极，Q4的基极与集电极接地；

PMOS管M_P8，该管的衬底和源极接电源，漏极接PMOS管M_P9的源极，M_P9管的衬底接电源，栅极接M_P3的栅极，漏极经电阻R₂后为输出端V_REF，该V_REF端经电阻R₃、R₄后接三极管Q5的发射极，Q5的基极与集电极接地；

产生高阶曲率补偿抽取电流I_a与注入电流I_b的电流支路部分，包括：

NMOS管M_NS，该管的栅极和M_P9的漏极相连，源极连接Q5的发射极，而漏极连接电阻R₃、R₄共同结点处并抽取电流I_a；

PMOS管M_P10，该管的衬底和源极接电源，栅极和M_P6的栅相连，漏极接PMOS管M_P11的源极，M_P11的衬底接电源，栅极和M_P3的栅极相连，漏极接NMOS管M_N5的漏极，M_N5的栅极和M_N1的栅极相连，衬底接地，源极接NMOS管M_N6的漏极，M_N6的栅极接M_N5的漏极，衬底和源极接地；

电阻R₅，该电阻一端接电源，另一端接NMOS管M_N7的漏极，M_N7的栅极和M_N5的栅极相连，衬底接地，源极接NMOS管M_N8的漏极，M_N8的栅和M_N6的栅相连，衬底于源极接地；

PMOS管M_PI，该管的衬底和源极接电源，栅极接M_N7漏极，漏极连接电阻R₃、R₄共同结点处，即M_NS的漏极并注入电流I_b。

本发明的有益效果是：与传统的高阶补偿基准电路相比，基于分段补偿原理而提出的新的高阶补偿结构，具有补偿元件数量少、控制结构简单的显著特点，利用输出之路内部自适应负反馈控制，提高了注入与抽取电流随温度变化的稳定性，，通过一阶线性补偿、高阶线性补偿的相互作用，将一阶线性补偿的单峰极值变为多峰极值，使高阶曲率补偿结构对温度系数的改善十分明显，而采用共源共栅偏置结构代替高增益运放，减小功耗，简化了电路，电路设计的可控性与稳定性得到了很大的提高。

附图说明

图1一种传统的一阶带隙基准电压产生电路原理图；

图2本发明提出的高阶曲率补偿的带隙基准电压源的电路图；

图3一种典型带隙基准电压一阶温度系数与一阶非对称分布温度系数示意图

图4M_NS管高阶补偿后的温度特性示意图

图5M_PI管进行高阶曲率补偿的原理示意图

图6采用高阶曲率补偿前后的带隙基准电压源的温度特性(曲线a：一阶补偿，曲线b：M_NS管补偿，曲线c：M_NS、M_PI管共同补偿)

具体实施方式

下面结合附图以及实例对本发明作进一步说明。

本发明解决其问题的技术方案是：本发明提出的高阶曲率补偿的带隙基准电压如图2所示。它是在传统一阶带隙基准的基础之上，增加部分电路进而得到了温度特性更加优异的输出基准电压。图2中电流I_a、I_b分别由工作在线性区M_NS和工作在亚阈值以及饱和区M_PI管产生。

NMOS管M_NS的作用是抽取流过电阻R₄的I_PTAT电流，而PMOS管M_PI的作用是给电阻R₄注入正温度系数电流。M_NS管的分流作用是通过电阻R₂、R₃、R₄共同作用进行控制的。M_PI管注入电流则通过正温度系数的电流I_PTAT和电阻R₅来控制M_PI管的栅源电压进行调节，进而实现对注入电流温度系数的控制。下面就从M_NS管抽取电流与M_P1管注入电流两个方面对本发明进行详细的阐述。

图2中电阻R₂、R₃、R₄与NMOS管M_NS共同构成了抽取电流支路。该支路对一阶电路进行补偿，为了实现高阶补偿的控制目标，最有效方法是对一阶非对称分布温度特性曲线中低温区进行补偿，如图3所示。当不考虑注入电流的情况下，有

V_REF＝I_PTAT(R₃+R₄)+V_BE-I_aR₄

通过合理的控制I_a电流温度系数即可得到如图4所示的高阶曲率补偿电压曲线。在图4中把高阶曲率补偿分为四段：AB、BC、CD与DE。而NMOS管M_NS分流的作用是把一阶非对称分布基准电压曲线在低中温段的正温度系数降低，从而实现零温度系数输出，并出现第一个峰值B点。当温度高于B点时，由于抽取电流I_a的作用，使负温度系数大于正温度系数，输出基准电压在B点后出现下降。但是由于M_NS管抽取电流I_a正温度系数开始缓慢减小，输出电压降低速率相应减慢，随着基准电压降低，M_NS管与电阻R₄组成的负反馈作用逐渐限制了M_NS管有效驱动电压以及流过该管的正温度系数电流的增加。在常温阶段，由于抽取电流的正温度系数明显下降，I_a电流的曲率补偿作用迅速减弱，同时一阶基准源正温度系数特性逐渐占据主导作用，基准输出电压形成波谷。温度继续增加在一阶基准源的负温度特性段下，将使输出基准电压在C点出现第二个峰值。所以从图4可看出，低温度AB段主要由一阶温度带隙基准源决定，BC段主要由曲率补偿作用起主导作用，CD、DE中高温段则恢复一阶基准源的主导作用。

M_NS管与电阻R₂、R₃、R₄共同实现了图4中的高阶曲率补偿，图形中的AB段通过电阻R₃控制着温度起点A到峰值B点的大小，而BC、CD段则主要由电阻R₃起到主导作用，当电阻R₃的阻值较大时，则波谷C点抬高，为了得到好的温度电压曲线，应该控制C点与A点持平，高温区DE主要由电阻R₄起主导作用，电阻R₄阻值越小，峰值D越向低段偏移。而M_NS管比则影响着温度电压曲线在低中高温段的温度系数。通过电阻R2、R3、R4与M_NS管合理的调整即可实现类似图5补偿峰值曲线。

图2中M_N5～M_N8、M_P10、M_P11、M_PI与电阻R₅共同组成了电流注入支路。通过M_P10、M_P6以及M_N8、M_N6的镜像关系得出流过电阻R₅的电流为I_PTAT，因此M_PI的栅源电压的值为I_PTAT·R₅。在I_PTAT不变情况下，通过调节电阻R₅值控制着M_PI随温度导通的状态，而对于M_PI管，则可调节其宽长比，控制其导通后电流变化速率，从而依靠电阻R5与M_PI管共同作用，对基准电压在中高温段进行分段线性补偿。

图5为M_PI管分段线性补偿的基本思想，图中曲线A为经过M_NS管补偿后的输出电压，曲线B是经M_PI管产生的用于补偿曲线A在中高温段的温度特性的补偿电流。为了对曲线A进行补偿，需要把图4中峰值与波谷极值点向低温段偏移，增加DE段的温度范围。而曲线B对曲线A进行补偿，则为对曲线A的DE段的温度范围进行补偿，通过M_PI在DE段导通，对基准支路注入正温度系数电流，使曲线A在高温段负温度系数降低，从而再次实现零温度系数输出，形成波谷。而M_PI管在DE段工作状态也分为两种情况，在波谷产生前要求负温度系数仍然占主导作用，所以M_PI中电流温度系数较小，同时电流也相对较小，其工作在亚阈值状态，而波谷产生后，要求正温度系数迅速增加，M_PI管中电流增加相对较大，其工作在饱和状态，以此达到对基准电压进行进一步的高阶曲率补偿的作用。

以上描述高阶曲率补偿的带隙基准的工作原理。在实际的设计中，通过电路模拟软件能够准确的确定电路中晶体管的尺寸及电阻的阻值。采用Chartered公司0.35μm CMOS工艺进行仿真验证，在工作电压为3.3V，温度范围为-40～125℃的情况下得到一阶补偿、只有M_NS作用和M_NS、M_PI共同作用三种情况下温度特性仿真结果，如图6。在一阶补偿情况下，整个工作温度范围内输出电压最大值与最小值之差约为3.5mV，一阶基准电路的温度系数为17.6ppm/℃。只采用M_NS管进行补偿，输出电压最大值与最小值之差约为718μV，得到基准电路的温度系数为3.53ppm/℃。当采用M_NS、M_PI管共同补偿作用下，输出电压最大值与最小值之差只有183μV左右，电路的温度系数约为0.912ppm/℃，温度特性得到了极大的改善。

本发明的主要技术特征在于：采用高阶曲率补偿的方法，不同于一阶补偿只对整个工作温度范围内单一的温度点进行补偿，而是在整个温度范围内寻找多个输出基准电压局部极值点，采用分段补偿控制方法减小基准温度特性，这是不同于以往带隙基准曲率补偿的新思想。而且，本发明还给出了实用电路，利用输出支路内部自适应负反馈控制，通过在低中温和中高温段分别对基准输出电压支路抽取与注入正温度系数电流，将一阶带隙基准源的单峰极值改变为多峰极值，从而改善了输出电压的温度特性，仿真结果表明此电路较普通一阶基准电压源温度特性有了很大的提高。

Claims (1)

1.高阶曲率补偿的带隙基准电压源，其特征在于，该带隙基准电压源含有：

一阶带隙基准电压源部分，包括：

PMOS管M_P1，该管的衬底和源极接电源，漏极接PMOS管M_P2的源极，M_P2管的衬底接电源，漏极接NMOS管M_N1的漏极，M_N1的栅极和漏极短接，衬底接地，源极接三极管Q1的发射极，Q1的基极与集电极接地；

PMOS管M_P3，该管的衬底和源极接电源，漏极和栅极短接与M_P2的栅极以及NMOS管M_N2的漏极相连，M_N2的栅极和M_N1的栅极相连，衬底接地，源极接三极管Q2的发射极，Q2的基极与集电极接地；

PMOS管M_P4，该管的衬底和源极接电源，漏极接PMOS管M_P5的源极，M_P5管的衬底接电源，栅极和M_P3管的栅极相连，漏极接M_P1的栅极、NMOS电容M_nc的栅极以及NMOS管M_N3的漏极，M_nc的漏极、源极与衬底接地，M_N3的栅极和M_N1的栅极相连，漏极经电阻R₁后接三极管Q3的发射极，Q3的基极与集电极接地；

PMOS管M_P6，该管的衬底和源极接电源，漏极接PMOS管M_P7的源极，M_P7管的衬底接电源，栅极和M_P3管的栅极相连，漏极接M_P6、M_P4的栅极以及NMOS管M_N4的漏极，M_N4的栅接M_N1的栅，衬底接地，源极接三极管Q4的发射极，Q4的基极与集电极接地；

PMOS管M_P8，该管的衬底和源极接电源，漏极接PMOS管M_P9的源极，M_P9管的衬底接电源，栅极接M_P3的栅极，漏极经电阻R₂后为输出端V_REF，该V_REF端经电阻R₃、R₄后接三极管Q5的发射极，Q5的基极与集电极接地；

产生高阶曲率补偿抽取电流I_a与注入电流I_b的电流支路部分，包括：

NMOS管M_NS，该管的栅极和M_P9的漏极相连，源极连接Q5的发射极，而漏极连接电阻R₃、R₄共同结点处并抽取电流I_a；

PMOS管M_P10，该管的衬底和源极接电源，栅极和M_P6的栅相连，漏极接PMOS管M_P11的源极，M_P11的衬底接电源，栅极和M_P3的栅极相连，漏极接NMOS管M_N5的漏极，M_N5的栅极和M_N1的栅极相连，衬底接地，源极接NMOS管M_N6的漏极，M_N6的栅极接M_N5的漏极，衬底和源极接地；

电阻R₅，该电阻一端接电源，另一端接NMOS管M_N7的漏极，M_N7的栅极和M_N5的栅极相连，衬底接地，源极接NMOS管M_N8的漏极，M_N8的栅和M_N6的栅相连，衬底于源极接地；

PMOS管M_PI，该管的衬底和源极接电源，栅极接M_N7漏极，漏极连接电阻R₃、R₄共同结点处，即M_NS的漏极并注入电流I_b。

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