CN101809909A - 无线通信装置以及接收质量估计方法 - Google Patents

Abstract

无线基站(1100)具有：频域/时域转换部(1160)，将传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；和时域SNR估计部(1170)，基于含有再转换的时域信号序列的全部时间带之中时间带ts中包含的时域信号序列，计算无线信号的信号功率，并且基于时间带tn中包含的时域信号序列，计算噪声功率，由此估计无线信号的信号噪声比。

Description

无线通信装置以及接收质量估计方法

技术领域

本发明涉及一种将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列、基于所述无线信号中含有的已知信号计算出对无线信号的传播路径状态进行估计的传播路径估计信息的无线通信装置、以及该无线通信装置中的接收质量估计方法。

背景技术

近年来，通过使用正交频分复用(OFDM)等多载波方式实现了增大通信容量的无线通信系统。在这种无线通信系统中对实行通信的无线通信装置导入如下的方法，即：通过根据无线信号的接收质量自适应分配副载波数等的无线资源，进一步增大作为无线通信系统整体能够处理的通信容量。

作为这种用于决定无线资源分配的接收质量广泛采用信号噪声比(SNR)。

具体而言，接收到在时间上离散的无线信号的无线通信装置，对该无线信号实行高速傅立叶变换(FFT)，从而转换为频域中的信号序列。进而，无线通信装置基于振幅或相位等的设定值在发送侧与接收侧为已知的已知信号(已知符号)的状态，计算出各已知信号的I分量以及Q分量的平均即平均信号矢量(传播路径估计信息)，并且基于各已知信号中的信号矢量的分散计算出噪声功率。无线通信装置使用计算出的平均信号矢量与噪声功率估计无线信号的SNR(例如，专利文献1)。

[专利文献1]特开2002-319919号公报(第5页、第1～2图)

不过，在使用OFDM等多载波方式的无线通信系统中，与使用单载波方式的无线通信系统相比，一般情况下每个符号的时间较长。另外，由于在使用多载波方式的无线通信系统中，与使用单载波方式的无线通信系统相比占有宽频带，因此由使用频带也可能改变接收质量。

因此，在基于上述的已知信号的平均信号矢量(传播路径估计信息)与噪声功率估计无线信号的接收质量(SNR)的方法中，存在无线信号的接收质量估计精度下降的问题。

为了解决这种问题，考虑到将传播路径估计信息转换为时域中的信号序列、并在时域对该信号序列进行处理。不过，在频率轴方向或者时间轴方向每规定的间隔配置已知信号时，若对位于已知信号间的多个信号(包括用户数据等的信号)的传播路径估计信号进行线性插值，则噪声功率被平滑。因此，存在计算出比实际的接收质量(SNR)好的接收质量的问题。

发明内容

因此，本发明是鉴于这种状况进行的，其目的是提供一种在基于已知信号估计无线信号的接收质量时、特别在使用了多载波方式时能够更加正确地估计无线信号的接收质量的无线通信装置以及接收质量估计方法。

为了解决上述的问题，本发明具有如下的特征。首先，本发明的第1特征是一种无线通信装置(无线基站1100)，将接收到的无线信号(无线信号RS)转换为频域中的信号序列(信号序列S2)，基于所述无线信号中含有的已知信号(已知符号S_P)计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息(传播路径估计信息

)，所述无线通信装置具有：再转换部(频域/时域转换部1160)，其将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列(信号序列S3)；分割部(时域SNR估计部1170)，在包含由所述再转换部进行了再转换的所述时域信号序列的全部时间带中分割第1时间带(时间带ts)与第2时间带(时间带tn)，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；SNR估计部(时域SNR估计部1170)，其基于所述第1时间带中含有的所述时域信号序列计算所述无线信号的信号功率(W-Na)，并且基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列计算噪声功率(Na)，由此估计所述无线信号的信号噪声比。

根据这种无线通信装置，无线信号的信号噪声比(SNR)基于不是频域而是时域中的信号序列进行估计。因此，即使是每个符号的时间较长、占有宽频带的无线通信系统，特别是采用多载波方式的无线通信系统也能够抑制SNR的估计精度降低。

也就是说，根据这种无线通信装置，在基于已知信号估计无线信号的接收质量时，能够更加正确地估计无线信号的接收质量。

本发明的第2特征是在本发明的第1特征的基础上，要点在于：所述分割部根据所述无线信号的多径状态，决定所述第1时间带与所述第2时间带之间的分割位置(分割位置D1)。

本发明的第3特征是在本发明的第2特征的基础上，要点在于：所述分割部基于所述无线信号的延迟波的接收时刻，决定所述分割位置。

本发明的第4特征是在本发明的第1特征的基础上，要点在于：所述无线信号根据正交频分复用方式构成，并且含有防止符号(数据号S_D)间干扰的保护间隔(循环前缀CP)，所述分割部基于所述保护间隔的时间长度，决定所述第1时间带与所述第2时间带之间的分割位置(分割位置D1)。

本发明的第5特征是在本发明的第1特征的基础上，要点在于：所述再转换部(2160)仅将所述已知信号中的传播路径估计信息转换为所述时域信号序列。

根据这种无线通信装置，无线信号的信号噪声比(SNR)基于不是频域而是时域中的信号序列进行估计。而且，仅将已知信号中的传播路径估计信息转换为时域信号序列。因此，即使已知信号在频率轴方向或者时间轴方向按每规定间隔进行配置时，通过对位于已知信号间的多个信号进行线性插值处理也能够避免噪声功率被平滑化的问题。也就是说，根据这种无线通信装置，能够抑制SNR的估计精度降低。

本发明的第6特征是在本发明的第5特征的基础上，要点在于：所述无线信号由使用不同频带的多个副载波构成，所述无线信号中含有多个所述已知信号，所述多个已知信号在频率轴方向设有规定间隔从而进行配置。

本发明的第7特征是在本发明的第6特征的基础上，要点在于：由所述多个已知信号来形成多个所述规定间隔，所述多个规定间隔是相同的。

本发明的第8特征是在本发明的第6特征的基础上，要点在于：由所述多个已知信号来形成多个所述规定间隔，所述多个规定间隔包括所述已知信号间的间隔为第1间隔的第1图案、和所述已知信号间的间隔为第2间隔的第2图案。

本发明的第9特征是在本发明的第8特征的基础上，要点在于：所述第1图案与所述第2图案在频率轴方向重复。

本发明的第10特征是在本发明的第9特征的基础上，要点在于：基于所述第1图案的所述已知信号间的间隔、与基于所述第2图案的所述已知信号间的间隔不同。

本发明的第11特征是一种无线通信装置，将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息，所述无线通信装置具有：再转换部，其将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；分割部，在包含由所述再转换部进行了再转换的所述时域信号序列的全部时间带中分割第1时间带与第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及噪声功率计算部(时域SNR估计部1170)，其基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列，计算所述无线信号的噪声功率，所述分割部根据所述无线信号的多径状态，决定所述第1时间带与所述第2时间带之间的分割位置。

本发明的第12特征是一种无线通信装置，将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息，所述无线通信装置具有：再转换部，其将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；分割部，在包含由所述再转换部进行了再转换的所述时域信号序列的时间带中分割第1时间带与第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及噪声功率计算部(时域SNR估计部2170)，其基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列，计算所述无线信号的噪声功率，所述再转换部仅将所述已知信号中的传播路径估计部转换为所述时域信号序列。

本发明的第13特征是一种接收质量估计方法，用于将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息的无线通信装置，所述接收质量估计方法具有如下步骤：再转换步骤，将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；分割步骤，在包含进行了再转换的所述时域信号序列的全部时间带中分割第1时间带与第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及估计步骤，基于所述第1时间带中含有的所述时域信号序列计算所述无线信号的信号功率，并且基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列计算噪声功率，由此估计所述无线信号的信号噪声比。

本发明的第14特征在本发明的第13特征的基础上，要点在于：在所述再转换步骤中，仅将所述已知信号中的传播路径估计信息转换为所述时域信号序列。

本发明的第15特征是一种接收质量估计方法，用于将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息的无线通信装置，所述接收质量估计方法具有如下步骤：再转换步骤，将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；分割步骤，在包含进行了再转换的所述时域信号序列的时间带中分割第1时间带与第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及计算步骤，其基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列，计算所述无线信号的噪声功率，在计算所述噪声功率的步骤中，根据所述无线信号的多径状态，决定所述第1时间带与所述第2时间带之间的分割位置。

本发明的第16特征是一种接收质量估计方法，用于将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息的无线通信装置，所述接收质量估计方法具有如下步骤：再转换步骤，将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；分割步骤，在包含进行了再转换的所述时域信号序列的时间带中分割第1时间带与第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及计算步骤，其基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列，计算所述无线信号的噪声功率，在所述再转换步骤中，仅将所述已知信号中的传播路径估计信息转换为所述时域信号序列。

根据本发明的特征，能够提供一种在基于已知信号估计无线信号的接收质量时、特别是采用了多载波方式时能够更加正确地估计无线信号的接收质量的无线通信装置以及接收质量估计方法。

附图说明

图1是本发明的第1以及第2实施方式中的无线通信系统的整体概略结构图。

图2是本发明的第1以及第2实施方式中的无线基站的功能模块结构图。

图3是本发明的第2实施方式中的同步处理部的功能模块结构图。

图4是本发明的第2实施方式中的时域SNR估计部的功能模块结构图。

图5是由本发明的第1实施方式中的无线基站进行的无线信号的SNR的估计动作流程图。

图6是由本发明的第2实施方式中的无线基站进行的无线信号的SNR的估计动作流程图。

图7是表示本发明的第1以及第2实施方式中的信号序列的结构例的图。

图8是表示本发明的第1实施方式中的脉冲响应的例子的图。

图9是表示本发明的第2实施方式中的脉冲响应的例子的图。

图10是本发明的第3实施方式中的无线通信系统的整体概略结构图。

图11是本发明的第3实施方式中的无线基站的功能模块结构图。

图12是由本发明的第3实施方式中的无线基站进行的无线信号的SNR的估计动作流程图。

图13是表示本发明的第3实施方式中的信号序列的结构例的图。

图14是表示本发明的第3实施方式的变形例中的信号序列的结构例的图。

具体实施方式

下面，对本发明的实施方式进行说明。具体而言，是对本发明的第1实施方式、第2实施方式、第3实施方式、以及其他实施方式进行说明。另外，在下面的附图的记载中，对于相同或者类似的部分赋予相同或者类似的符号。不过，需要注意的是附图是示意性的、各尺寸的比例等与现实情况不同。

因而，具体的尺寸等要参考以下的说明进行判断。另外，当然在附图相互之间也含有彼此的尺寸的关系或比例不同的部分。

【第1实施方式】

在本发明的第1实施方式中，对(1)无线通信系统的整体概略结构、(2)无线通信装置的功能模块结构、(3)无线通信装置的动作、以及(4)作用/效果进行说明。

(1)无线通信系统的整体概略结构

图1是本实施方式中的无线通信系统1001的整体概略结构图。如图1所示，无线通信系统1001包括无线基站1100、无线通信终端1200。另外，并不限于对无线通信系统1001中含有的无线基站1100以及无线通信终端1200所表示的数目。

无线通信系统1001中由多个副载波构成无线信号RS，采用所谓的多载波方式。具体而言，无线通信系统1001中采用正交频分复用(OFDM)方式。也就是说，无线信号RS根据OFDM构成。

无线基站1100在与无线通信终端1200之间收发无线信号RS。在本实施方式中，无线基站1100构成无线通信装置。无线基站1100从无线通信终端1200接收在时间上离散的无线信号RS。无线基站1100将接收到的无线信号RS转换为频域中的信号序列S2(图1中并未图示、参照图2)，基于无线信号RS中含有的已知信号、具体而言是已知符号S_P(图1中并未图示、参照图7(a)以及(b))，计算出估计无线信号RS的传播路径状态的传播路径估计信息。

无线通信终端1200与无线基站1100同样，将从无线基站1100接收到的无线信号RS转换为频域中的信号序列，并基于无线信号RS中含有的已知符号计算出无线信号RS的传播路径估计信息。

(2)无线通信装置的功能模块结构

图2是在本实施方式中构成无线通信装置的无线基站1100的功能模块结构图。如图2所示，无线基站1100具有：同步处理部1110、CP除去部1120、S/P转换部1131、FFT部1132、信道均衡部1133、P/S转换部1134、解调部1140、信道估计部1150、频域/时域转换部1160以及时域SNR估计部1170。

同步处理部1110实行同步处理，该同步处理是构成从无线通信终端1200接收到的无线信号RS的各副载波中含有的信号序列S1的同步处理。

图7(a)以及(b)表示信号序列S1的结构例。如图7(a)以及(b)所示，信号序列S1包含已知符号S_P与数据符号S_D。在本实施方式中，已知符号S_P是振幅或相位等的设定值在无线通信终端1200(发送侧)与无线基站1100(接收侧)为已知的、即所谓的前同步码(preamble)。本实施方式中如图7(b)所示那样，在全部副载波含有已知符号S_P。

另外，信号序列S1包含循环前缀CP。循环前缀CP是防止符号间的干扰的保护间隔(guard interval)。循环前缀CP将吸收无线信号RS的多径的影响作为目的，插入数据符号S_D间。循环前缀CP是拷贝了附加循环前缀CP的发送符号(已知符号S_P以及数据符号S_D)的后部的一部分。

CP除去部1120除去从同步处理部1110输出的信号序列S1中含有的循环前缀CP。

S/P转换部1131实行从CP除去部1120输出的信号序列S1的串并行转换。FFT部1132对从S/P转换部1131输出的各信号序列实行高速傅立叶变换(FFT)。FFT部1132通过对该信号序列实行FFT，将频域的信号序列S2输出至信道均衡部1133以及信道估计部1150。

信道均衡部1133对从FFT部1132输出的信号序列S2实行信道均衡。具体而言，信道均衡部1133基于来自信道估计部1150的控制，对由于无线信号RS的传播路径中的衰落(fading)的影响而在相位与振幅中产生失真的信号序列S2进行修正，再现无线通信终端1200所发送的信号序列。

P/S转换部1134实行从信道均衡部1133输出的修正后的信号序列S2的并串行转换。解调部1140使用从P/S转换部1134输出的信号序列实行无线通信终端1200所发送的信号序列的再现，即实行解调处理。

信道估计部1150根据从FFT部1132输出的信号序列S2实行信道估计。在本实施方式中，如上所述由于已知符号S_P(前同步码)在全部副载波都含有，因此信道估计部1150根据(1式)计算传播路径估计信息具体而言，信道估计部1150将各副载波作为对象由最小二乘估计法(LS)计算传播路径估计信息

[数式1]

$\hat{H}\left[k\right]=R\left[k\right]/S\left[k\right]$ (1式)

其中，k设为副载波指数，R[k]设为副载波k的接收信号序列，S[k]设为副载波k的已知符号(前同步码)。

信道估计部1150将计算出的传播路径估计信息

输出至信道均衡部1133。信道均衡部1133通过将对应各副载波的信号序列(数据部)除以计算出的传播路径估计信息

从而补偿无线信号RS的传播路径中的失真。

此时，传播路径估计信息如(2式)所示受到噪声N的影响。另外，H[k]表示真的传播路径特性。

[数式2]

R[k]＝H[k]*S[k]+N        (2式)

在此，由于从SNR的估计排除频率选择性衰落的影像，因此基于使用计算出的传播路径估计信息进行了均衡处理的信号序列(数据部分)的平均与分散对已知符号进行均衡处理，这样进行了均衡处理之后的结果一定为S[k]。也就是说，不能由噪声N检测振幅或相位的分散，在如专利文献1记载的方法中，不能正确地估计SNR。

频域/时域转换部1160将从信道估计部1150输出的传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即信号序列S3(时域信号序列)。在本实施方式中频域/时域转换部1160构成再转换部。

具体而言，频域/时域转换部1160实行传播路径估计信息

的逆傅立叶变换(IFFT)，并输出信号序列S3。也就是说，频域/时域转换部1160作为信号序列S3计算出无线信号RS的传播路径脉冲响应(impulseresponse)

无线信号RS的传播路径的脉冲响应

是在时域表示传播路径估计信息

因此，如图8所示可认为：传播路径估计信息

的时域中的信号序列成为延迟谱(profile)中代表的信号序列，在时间轴上的波形之中的该波形的前方能量集中。

另外，由于通过最小二乘估计法计算出传播路径估计信息

因此脉冲响应本质上含有噪声。如图8所示，认为该噪声是加性白高斯噪声(AWGN)或者白噪声。另外，认为该噪声在全频带中，在全部时间带T同样分布。

时域SNR估计部1170基于从频域/时域转换部1160输出的信号序列S3即脉冲响应

估计无线信号RS的SNR。

具体而言，时域SNR估计部1170在含有由频域/时域转换部1160进行了再转换的脉冲响应的全部时间带T中分割时间带ts(第1时间带)与时间带tn(第2时间带)，时间带ts是含有脉冲响应

的振幅超过规定阈值的信号分量的时间带，时间带tn是时间带ts以外的时间带即噪声分量支配的时间带。在本实施方式中，时域SNR估计部1170构成分割部。

在本实施方式中，时域SNR估计部1170基于保护间隔的时间长度、具体而言是图8所示的循环前缀长度L_CP，决定时间带ts与时间带tn之间的分割位置D1。

在此，若将附加于各数据符号S_D的循环前缀CP的比例设为CP[％]，将时域中的总功率设为W，将循环前缀长度L_CP以外的期间中的功率设为Na，则全部时间带T、时间带ts以及时间带tn之间满足(3式)的关系。

[数式3]

T∶t_s∶t_n＝100∶CP∶(100-CP)  …(3式)

另外，在FFT的时间长度(FFT Size)、全部时间带T以及循环前缀CP的比例之间满足(4式)的关系。

[数式4]

0≤T＜FFT Size

0≤ts＜FFT Size×CP/100

FFT Size×CP/100≤tn＜FFT Size    (4式)

因此，SNR能够由(5式)以及(6式)进行估计。

[数式5]

$W=\underset{i=0}{\overset{\mathrm{FFTSize}-1}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{Re}{\left(h\right[i\left]\right)}^2+\mathrm{Im}{\left(h\right[i\left]\right)}^2\},$

$\mathrm{Na}=\underset{i=\mathrm{FFT\; Size}*\mathrm{CP}/100}{\overset{\mathrm{FFTSize}-1}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{Re}{\left(h\right[i\left]\right)}^2+\mathrm{Im}{\left(h\right[i\left]\right)}^2\}$ …(5式)

[数式6]

$\mathrm{SNR}=\frac{W-\mathrm{Na}/(1-\mathrm{CP}/100)}{\mathrm{Na}/(1-\mathrm{CP}/100)}$ …(6式)

另外，信号序列作为复数进行处理，Re为实部、Im为虚部。再有，在本实施方式中噪声功率N由Na/(1-CP/100)进行计算。

也就是说，时域SNR估计部1170根据时间带ts中含有的信号序列S3(脉冲响应)计算出无线信号RS的信号功率(W-Na)。另外，通过时域SNR估计部1170基于时间带tn中含有的信号序列S3计算出噪声功率(Na)，从而估计无线信号RS的SNR。在本实施方式中时域SNR估计部1170构成SNR估计部。

例如，在FFT点数为1024、循环前缀CP的比例为12.5％时，由于成为如(7式)所示的条件，因此W以及Na能够由(8式)进行计算。

[数式7]

0≤T＜1024，0≤ts＜128，128≤tn＜1024            (7式)

[数式8]

$W=\underset{i=0}{\overset{1023}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{Re}{\left(h\right[i\left]\right)}^2+\mathrm{Im}{\left(h\right[i\left]\right)}^2\},$

$\mathrm{Na}=\underset{i=128}{\overset{1023}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{Re}{\left(h\right[i\left]\right)}^2+\mathrm{Im}{\left(h\right[i\left]\right)}^2\}$ …(8式)

时域SNR估计部1170将计算出的W以及Na代入(9式)中从而计算出SNR。

[数式9]

$\mathrm{SNR}=\frac{W-\mathrm{Na}/\left(0.875\right)}{\mathrm{Na}/\left(0.875\right)}$ …(9式)

(3)无线通信装置的动作

下面，对在本实施方式中构成无线通信装置的无线基站1100的动作进行说明。具体而言，对由无线基站1100进行的无线信号RS的SNR的估计动作进行说明。

图5是由本实施方式中的无线基站1100进行的无线信号RS的SNR的估计动作流程图。如图5所示，在步骤S1010中，无线基站1100除去从无线通信终端1200接收到的无线信号RS中包含的循环前缀CP。

在步骤S1020中，无线基站1100对除去了循环前缀CP的信号序列实行FFT。

在步骤S1030中，无线基站1100由最小二乘(LS)估计计算传播路径估计信息

具体而言，无线基站1100根据(1式)计算传播路径估计信息

在步骤S1040中，无线基站1100实行从计算出的传播路径估计信息

即频域中的信号序列至时域中的信号序列的再转换。具体而言，无线基站1100计算无线信号RS的传播路径的脉冲响应

在步骤S1050中，无线基站1100计算含有脉冲响应

的全部时间带T中的总功率W。

在步骤S1060中无线基站1100计算时间带tn中的功率Na。

在步骤S1070中，无线基站1100基于时间带tn中的功率Na计算噪声功率N。

具体而言，无线基站1100基于(5式)计算总功率W以及功率Na。另外，无线基站1100由Na/(1-CP/100)计算噪声功率N。

在步骤S1080中，无线基站1100计算无线信号RS的信号功率。具体而言，无线基站1100如(6式)所示那样通过从总功率W减去功率Na，从而计算出信号功率。

在步骤S1090中，无线基站1100使用计算出的信号功率以及功率Na估计SNR。具体而言，无线基站1100利用(6式)计算无线信号RS的SNR。

(4)作用/效果

根据无线基站1100，无线信号RS的SNR基于并不是频域而是时域中的信号序列S3、具体而言是基于脉冲响应

被估计。因此，即使是每个符号的时间较长、占有宽频带的无线通信系统，特别是采用多载波方式的无线通信系统1001也能够抑制SNR的估计精度下降。

也就是说，根据无线基站1100，在基于已知符号S_P(前同步码)估计无线信号RS的SNR的情况下能够更准确地估计SNR。

在本实施方式中，基于保护间隔的时间长度、具体而言基于循环前缀长度L_CP，决定时间带ts与时间带tn之间的分割位置D1。一般情况下，由于振幅超过规定阈值的脉冲响应

收纳于循环前缀长度L_CP内的情况较多，因此能够在不进行复杂的运算的情况下决定时间带ts与时间带tn之间的分割位置D1。

【第2实施方式】

下面，对本发明的第2实施方式进行说明。在本实施方式中，根据无线信号RS的多径状态等动态地改变分割位置D1，分割位置D1是含有脉冲响应

的振幅超过规定阈值的信号分量的时间带ts、与噪声分量支配的时间带tn之间的分割位置。

也就是说，在实际环境中，无线信号RS的延迟波到来时间未必是与循环前缀长度L_CP相同程度的时间，也存在如下的情况，即：如图9(a)所示那样集中于比循环前缀长度L_CP短的时间中，或如图9(b)所示那样存在超过循环前缀长度L_CP的延迟波。因此，在本实施方式中，基于该延迟波的到来时刻(接收时刻)通过改变时间带ts与时间带tn之间的分割位置D1(参照图8)，提高噪声功率的估计精度。例如，在延迟波的到来时间比循环前缀长度L_CP短时，通过增加时间带tn来提高噪声功率的估计精度。

(1)无线通信装置的功能模块结构

本实施方式中的无线基站1100(无线通信装置)的功能模块结构与图2所示的第1实施方式中的无线基站1100相同。不过，同步处理部1110以及时域SNR估计部1170的功能有部分不同。另外，下面主要对与第1实施方式不同的部分进行说明，对于与第1实施方式相同的部分适当省略说明。

图3是本实施方式中的同步处理部1110的功能模块结构图。另外，图4是本实施方式中的时域SNR估计部1170的功能模块结构图。

如图3所示，本实施方式中的同步处理部1110具有相关峰值检索部1111以及时刻决定部1113。另外，如图4所示，本实施方式中的时域SNR估计部1170具有时域分割部1171以及SNR计算部1173。

相关峰值检索部1111为了检测无线信号RS的多径，取得无线信号RS与已知信号(已知符号S_P)的相关性并实行相关度高的峰值部分的检索。相关峰值检索部1111基于该检索的实行结果测定达到无线基站1100的时刻最迟的延迟波的接收时刻，并将测定的到达时刻输出至时域分割部1171。

时刻决定部1113决定构成从无线通信终端1200接收到的无线信号RS的信号序列S1的处理时刻。

时域分割部1171根据从相关峰值检索部1111输出的最迟的延迟波接收时刻(latest incoming wave timing)，计算时间带ts与时间带tn的分割比，即时间带ts与时间带tn之间的分割位置D1。具体而言，时域分割部1171利用(10式)计算时间带ts与时间带tn的分割比。

[数式10]

t_s∶t_n＝CP′∶1-CP′

${\mathrm{CP}}^{\′}=\frac{\mathrm{latestinco}\min \mathrm{gwavei}\min g}{1\mathrm{OFDMsymbol}}$ …(10式)

SNR计算部1173基于由时域分割部1171计算出的时间带ts与时间带tn的分割比、即时间带ts与时间带tn之间的分割位置D1，通过与第1实施方式相同的方法计算SNR。

(2)无线通信装置的动作

图6是由本实施方式中的无线基站1100进行的无线信号RS的SNR的估计动作流程图。如图6所示，在步骤S1110中，无线基站1100取得无线信号RS与已知信号(已知符号S_P)之间的相关性，并实行相关度高的峰值部分的检索。无线基站1100基于该检索的实行结果测定到达无线基站1100的时刻最迟的延迟波的接收时刻。

在步骤S1120中，无线基站1100决定构成无线信号RS的各副载波中含有的信号序列S1的处理时刻。

步骤S1130～S1160的处理与第1实施方式中的步骤S1010～S1040的处理相同。

在步骤S1170中，无线基站1100基于步骤S1110中的峰值部分的检索结果决定时间带ts的长度。具体而言，利用(10式)计算时间带ts与时间带tn的分割比。

步骤S1180～S1220的处理与第1实施方式中的步骤S1050～S1090的处理相同。

(3)作用/效果

根据本实施方式中的无线基站1100，基于无线信号RS的延迟波的接收时刻决定时间带ts与时间带tn之间的分割位置D1。因此，即使无线信号RS的延迟波不是与循环前缀长度L_CP相同程度的时间的情况下，也能够设定恰当的分割位置D1。也就是说，根据本实施方式中的无线基站1100，即使在无线信号RS的延迟波不是与循环前缀长度L_CP相同程度的时间的情况下，也能够正确地估计SNR。

【第3实施方式】

下面，对本发明的第3实施方式进行说明。具体而言，对(1)无线通信系统的整体概略结构、(2)无线通信装置的功能模块结构、(3)无线通信装置的动作、以及(4)作用/效果进行说明。

(1)无线通信系统的整体概略结构

图10是表示本实施方式中的无线通信系统2001的整体概略结构图。如图10所示，无线通信系统2001包括无线基站2100、无线通信终端2200。另外，并不限于对无线通信系统2001中含有的无线基站2100以及无线通信终端2200所表示的数目。

无线通信系统2001中由多个副载波构成无线信号RS，采用所谓的多载波方式。具体而言，无线通信系统2001中采用正交频分复用(OFDM)方式。也就是说，无线信号RS根据OFDM构成。

无线基站2100在与无线通信终端2200之间收发无线信号RS。在本实施方式中，无线基站2100构成无线通信装置。无线基站2100从无线通信终端2200接收在时间上离散的无线信号RS。无线基站2100将接收到的无线信号RS转换为频域中的信号序列S2(图10中并未图示、参照图11)，基于无线信号RS中含有的已知信号、具体而言是已知符号S_P(图10中并未图示、参照图13(a)以及(b))，计算出估计无线信号RS的传播路径状态的传播路径估计信息。

无线通信终端2200与无线基站2100同样，将从无线基站2100接收到的无线信号RS转换为频域中的信号序列，并基于无线信号RS中含有的已知符号计算出无线信号RS的传播路径估计信息。

(2)无线通信装置的功能模块结构

图11是在本实施方式中构成无线通信装置的无线基站2100的功能模块结构图。如图11所示，无线基站2100具有：同步处理部2110、CP除去部2120、S/P转换部2131、FFT部2132、信道均衡部2133、P/S转换部2134、解调部2140、信道估计部2150、已知符号信道信息取得部2155、频域/时域转换部2160以及时域SNR估计部2170。

同步处理部2110实行同步处理，该同步处理是构成从无线通信终端2200接收到的无线信号RS的各副载波中含有的信号序列S1的同步处理。

图13(a)以及(b)表示信号序列S1的结构例。无线信号RS、具体而言是信号序列S1由使用不同的频带的多个副载波构成。信号序列S1包括已知符号S_P、数据符号S_D。

多个已知符号S_P在频率轴方向以及时间轴方向设有规定间隔进行配置。在本实施方式中，已知符号S_P是振幅或相位等的设定值在无线通信终端2200(发送侧)与无线基站2100(接收侧)为已知的、所谓的前同步码。

在本实施方式中，如图13(b)所示每4个副载波配置已知符号S_P。也就是说，规定间隔是4副载波份，已知符号S_P间的规定间隔是相同的。

另外，信号序列S1包含循环前缀CP。循环前缀CP是防止符号间的干扰的保护间隔。循环前缀CP将吸收无线信号RS的多径的影响作为目的，插入数据符号S_D间。循环前缀CP是拷贝了附加循环前缀CP的发送符号(已知符号S_P以及数据符号S_D)的后部的一部分。

CP除去部2120除去从同步处理部2110输出的信号序列S1中含有的循环前缀CP。

S/P转换部2131实行从CP除去部2120输出的信号序列S1的串并行转换。FFT部2132对从S/P转换部2131输出的各信号序列实行高速傅立叶变换(FFT)。FFT部2132通过对该信号序列实行FFT，将频域中信号序列S2输出至信道均衡部2133以及信道估计部2150。

信道均衡部2133对从FFT部2132输出的信号序列S2实行信道均衡处理。具体而言，信道均衡部2133基于来自信道估计部2150的控制，对由于无线信号RS的传播路径中的衰落的影响而在相位与振幅中产生失真的信号序列S2进行修正，再现无线通信终端2200所发送的信号序列。

P/S转换部2134实行从信道均衡部2133输出的修正后的信号序列S2的并串行转换。解调部2140使用从P/S转换部2134输出的信号序列实行无线通信终端2200所发送的信号序列的再现，即实行解调处理。

信道估计部2150根据从FFT部2132输出的信号序列S2实行信道估计。在本实施方式中，信道估计部2150根据式(1式)计算已知符号S_P中的传播路径估计信息

具体而言，信道估计部2150将各副载波作为对象通过最小二乘估计法(LS)计算已知符号S_P中的传播路径估计信息

信道估计部2150将计算出的传播路径估计信息

输出至信道均衡部2133。信道均衡部2133通过将对应各副载波的信号序列(数据部)除以计算出的传播路径估计信息

从而补偿无线信号RS的传播路径中的失真。

此时，传播路径估计信息如(2式)所示那样受到噪声N的影响。

这里，由于从SNR的估计排除频率选择性衰落的影像，因此基于使用计算出的传播路径估计信息进行了均衡处理的信号序列(数据部)的平均与分散对已知符号进行均衡处理，这样进行了均衡处理之后的结果一定为S[k]。也就是说，不能由噪声N检测振幅或相位的分散，在如专利文献1记载的方法中，不能正确地估计SNR。

已知符号信道信息取得部2155取得已知符号S_P(参照图13(a)以及(b))的信道信息。具体而言，已知符号信道信息取得部2155取得每4个副载波配置的已知符号S_P的频率以及使用码元(code)等。

频域/时域转换部2160将从已知符号信道信息取得部2155输出的传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即信号序列S3(时域信号序列)。在本实施方式中频域/时域转换部2160构成再转换部。

频域/时域转换部2160基于从已知符号信道信息取得部2155输出的传播路径估计信息

仅将已知符号S_P中的传播路径估计信息

转换为信号序列S3。

具体而言，频域/时域转换部2160实行传播路径估计信息

的逆傅立叶变换(IFFT)，并输出信号序列S3。也就是说，频域/时域转换部2160作为信号序列S3计算出无线信号RS的传播路径的脉冲响应

无线信号RS的传播路径的脉冲响应

是在时域频域表示传播路径估计信息

因此，如图8所示可认为：传播路径估计信息

的时域中的信号序列成为延迟谱(profile)中代表的信号序列，在时间轴上的波形之中的该波形的前方能量集中。

另外，由于通过最小二乘估计法计算出传播路径估计信息因此脉冲响应

本质上包含噪声。如图8所示，认为该噪声是加性白高斯噪声(AWGN)或者白噪声。另外，认为该噪声在全频带中，在全部时间带T同样分布。

时域SNR估计部2170基于从频域/时域转换部2160输出的信号序列S3即脉冲响应估计无线信号RS的SNR。

具体而言，时域SNR估计部2170在含有由频域/时域转换部2160进行了再转换的脉冲响应的全部时间带T中分割时间带ts(第1时间带)与时间带tn(第2时间带)，时间带ts是含有脉冲响应

的振幅超过规定阈值的信号分量的时间带，时间带tn是时间带ts以外的时间带即噪声分量支配的时间带。在本实施方式中，时域SNR估计部2170构成分割部。

在本实施方式中，时域SNR估计部2170基于图8所示的循环前缀长度L_CP决定时间带ts与时间带tn之间的分割位置D1。

在此，若将附加于各数据符号S_D的循环前缀CP的比例设为CP[％]，将时域中的总功率设为W，将循环前缀长度L_CP以外的期间中的功率设为Na，则全部时间带T、时间带ts以及时间带tn之间满足(3式)的关系。

另外，在FFT的时间长度(FFT Size)、全部时间带T以及循环前缀CP的比例之间满足(4式)的关系。

因此，SNR能够通过(5式)以及(6式)进行估计。

另外，在本实施方式中噪声功率N通过Na/(1-CP/100)进行计算。

也就是说，时域SNR估计部2170根据时间带ts中含有的信号序列S3(脉冲响应

)计算出无线信号RS的信号功率(W-Na)。另外，通过时域SNR估计部2170基于时间带tn中含有的信号序列S3计算出噪声功率(Na)，从而估计无线信号RS的SNR。在本实施方式中时域SNR估计部2170构成SNR估计部。

在本实施方式中，仅提取对应每4个副载波、即以等间隔配置的已知符号S_P的传播路径估计信息

仅将提取出的传播路径估计信息

转换为时域的信号序列。例如，在副载波数为1024、每4个副载波配置已知符号S_P时、实行256点的转换。

将通过256点的转换的实行所得到的信号序列(256个数据)作为对象来估计SNR。虽然此时(3式)的关系也成立，但是已知符号S_P间的规定间隔为n时，(4式)如(4’式)进行表示。

[数式11]

0≤T＜FFT Size/n，

0≤t_s＜FFT Size×CP/100/n，

FFT Size×CP/100/n≤t_n＜FFTSize/n  …(4’式)

在FFT点数为256、循环前缀CP的比例为12.5％时，W以及Na能够由(11式)进行计算。

[数式12]

$W=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{Re}{\left(h\right[i\left]\right)}^2+\mathrm{Im}{\left(h\right[i\left]\right)}^2\}$

$\mathrm{Na}=\underset{i=32}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}\{\mathrm{Re}{\left(h\right[i\left]\right)}^2+\mathrm{Im}{\left(h\right[i\left]\right)}^2\}$ …(式11)

时域SNR估计部2170将计算出的W以及Na代入(12式)计算SNR。

[数式13]

$\mathrm{SNR}=\frac{W-\mathrm{Na}/\left(0.875\right)}{\mathrm{Na}/\left(0.875\right)}$ …(式12)

(3)无线通信装置的动作

下面，对本实施方式中构成无线通信装置的无线基站2100的动作进行说明。具体而言，对由无线基站2100进行的无线信号RS的SNR估计动作进行说明。

图12是由本实施方式中的无线基站2100进行的无线信号RS的SNR的估计动作流程图。如图12所示，在步骤S2010中，无线基站2100除去从无线通信终端2200接收到的无线信号RS中含有的循环前缀CP。

在步骤S2020中，无线基站2100对除去了循环前缀CP的信号序列实行FFT。

在步骤S2030中，无线基站2100通过最小二乘(LS)估计计算传播路径估计信息

具体而言，无线基站2100根据(1式)计算已知符号S_P中的传播路径估计信息

在步骤S2040中，无线基站2100使用计算出的已知符号S_P中的传播路径估计信息

对已知符号S_P间的传播路径估计信息

进行插值处理。具体而言，无线基站2100对配置于已知符号S_P间的数据符号S_D的传播路径估计信息由线性插值进行插值处理。

在步骤S2050中，无线基站2100仅提取计算出的传播路径估计信息

中的、已知符号S_P的传播路径估计信息

在步骤S2060中，无线基站2100将提取出的已知符号S_P的传播路径估计信息

即频域中的信号序列再转换为时域中的信号序列。具体而言，无线基站2100计算出无线信号RS的传播路径的脉冲响应

在步骤S2070中，无线基站2100计算含有脉冲响应的全部时间带T中的总功率W。

在步骤S2080中，无线基站2100计算时间带tn中的功率Na。

在步骤S2090中，无线基站2100基于时间带tn中的功率Na计算噪声功率N。

具体而言，无线基站2100基于(11式)计算总功率W以及功率Na。另外，无线基站2100由Na/(1-CP/100)计算噪声功率N。

在步骤S2100中，无线基站2100计算无线信号RS的信号功率。具体而言，无线基站2100如(12式)所示那样通过从总功率W减去Na计算信号功率。

在步骤S2110中，无线基站2100使用计算出的信号功率以及功率Na估计SNR。具体而言，无线基站2100利用(12式)计算无线信号RS的SNR。

(4)作用/效果

根据无线基站2100，无线信号RS的SNR基于不是频域而是时域中的信号序列、具体而言基于脉冲响应

进行估计。再有，仅已知符号S_P(前同步码)中的传播路径估计信息

转换为时域信号序列。因此，即使是已知符号S_P在频率轴方向或者时间轴方向每规定的间隔进行配置时，通过对已知符号S_P的传播路径估计信息

进行线性插值也能够避免噪声功率被平滑的问题。也就是说，根据无线基站2100能够抑制SNR的估计精度下降。

【其他的实施方式】

如上所述，通过本发明的第1实施方式、第2实施方式、以及第3实施方式公开了本发明的内容，但是构成本公开内容的一部分的论述以及附图不应该理解为限定本发明。根据本公开内容对于本领域普通技术人员可获得各种代替实施方式。

例如，在上述的第2实施方式中，虽然作为无线信号RS的接收质量对SNR进行估计，但是代替SNR也可以将无线信号RS的噪声功率作为接收质量进行计算。

具体而言，无线基站1100的时域SNR估计部1170(噪声功率计算部)，代替SNR基于时间带tn中含有的信号序列S3(时域信号序列)计算无线信号RS的噪声功率。

在上述的第1实施方式以及第2实施方式中，虽然在频域/时域转换部1160中实行传播路径估计信息

的IFFT，但是代替IFFT也可以采用离散余弦变换(DCT)等。

在上述的无线通信系统1001中，虽然采用OFDM方式，但是无线通信系统1001中也可以未必采用OFDM方式。另外，本发明也可以应用于采用单载波方式的无线通信系统。

在上述的第1实施方式以及第2实施方式中，虽然将无线基站1100构成本发明中的无线通信装置的情况作为例子进行了说明，但是无线通信终端1200也可以构成本发明中的无线通信装置这是不言而喻的。

例如，在上述第3实施方式中，虽然已知符号S_P是在频率轴方向以及时间轴方向以等间隔进行了配置，但是信号序列中的已知符号S_P的位置例如也可以为图14所示那样。

图14是表示本发明的第3实施方式的变形例中的信号序列(一部分)的结构例。如图14所示，在信号序列S4配置已知符号S_P11～S_P13、S_P21～S_P23、S_P31～S_P36。也就是说，在信号序列S4中由多个已知符号形成多个已知符号间的间隔。例如，已知符号S_P11～S_P12的间隔(第1间隔)与已知符号S_P31～S_P32的间隔(第2间隔)是不同的。

另外，在已知符号的配置图案中包括图案P1(第1图案)与图案P2(第2图案)。图案P1与图案P2在频率轴方向重复。具体而言，由已知符号S_P11、S_P12以及S_P13构成的图案P1占有的频带、与由已知符号S_P21、S_P22以及S_P23构成的图案P2占有的频带重复。

在这种已知符号的配置的情况下，由于能够对图案P1以及图案P2的各自计算传播路径估计信息因此能够进一步提高SNR的估计精度。

此外，根据已知符号S_P31、S_P32以及S_P33，已知符号的间隔也可以采用与图案P1以及图案P2不同的图案。

在上述的第3实施方式中，虽然作为无线信号RS的接收质量对SNR进行估计，但是代替SNR也可以将无线信号RS的噪声功率作为接收质量进行计算。

具体而言，无线基站2100的时域SNR估计部2170(噪声功率计算部)，代替SNR基于时间带tn中含有的信号序列S3(时域信号序列)计算无线信号RS的噪声功率。

在上述的第3实施方式中，虽然在频域/时域转换部2160中实行传播路径估计信息

的IFFT，但是代替IFFT也可以采用离散余弦变换(DCT)等。

在上述的无线通信系统2001中，虽然采用了OFDM方式，但是在无线通信系统2001中也可以未必采用OFDM方式。另外，本发明也可以应用于采用单载波方式的无线通信系统。

在上述的第3实施方式中，虽然将无线基站2100构成本发明中的无线通信装置的情况作为例子进行说明，但是无线通信终端2200也可以构成本发明中的无线通信装置这是不言而喻的。

这样，当然本发明包括在此并未记载的各种实施方式等。因而，本发明的技术范围仅根据上述说明由恰当的专利请求范围中的发明特定事项来确定。

此外，日本国专利申请第2007-255891号(2007年9月28日申请)以及2007-256312号(2007年9月28日申请)的全部内容通过参照编入本申请说明书中。

(产业上的利用可能性)

如上所述，本发明中的无线通信装置以及接收质量估计方法在基于已知信号估计无线信号的接收质量时、特别在采用了多载波方式时，由于能够更准确地估计无线信号的接收质量，因此在移动通信等的无线通信中是有用的。

Claims (16)

1.一种无线通信装置，将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息，其中，所述无线通信装置具备：

再转换部，其将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；

分割部，其在包含由所述再转换部进行了再转换的所述时域信号序列的全部时间带中分割第1时间带和第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；

SNR估计部，其基于所述第1时间带中含有的所述时域信号序列计算所述无线信号的信号功率，并且基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列计算噪声功率，由此估计所述无线信号的信号噪声比。

2.根据权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述分割部根据所述无线信号的多径状态，决定所述第1时间带与所述第2时间带之间的分割位置。

3.根据权利要求2所述的无线通信装置，其中，

所述分割部基于所述无线信号的延迟波的接收时刻，决定所述分割位置。

4.根据权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述无线信号根据正交频分复用方式构成，并且含有防止符号间干扰的保护间隔，

所述分割部基于所述保护间隔的时间长度，决定所述第1时间带与所述第2时间带之间的分割位置。

5.根据权利要求1所述的无线通信装置，其中，

所述再转换部仅将所述已知信号中的传播路径估计信息转换为所述时域信号序列。

6.根据权利要求5所述的无线通信装置，其中，

所述无线信号由使用不同频带的多个副载波构成，

所述无线信号中含有多个所述已知信号，

在频率轴方向设置规定间隔后配置所述多个已知信号。

7.根据权利要求6所述的无线通信装置，其中，

由所述多个已知信号形成多个所述规定间隔，

所述多个规定间隔是相同的。

8.根据权利要求6所述的无线通信装置，其中，

由所述多个已知信号形成多个所述规定间隔，

所述多个规定间隔包括：

第1图案，所述已知信号间的间隔为第1间隔；以及

第2图案，所述已知信号间的间隔为第2间隔。

9.根据权利要求8所述的无线通信装置，其中，

所述第1图案与所述第2图案在频率轴方向重复。

10.根据权利要求8或者9所述的无线通信装置，其中，

基于所述第1图案的所述已知信号间的间隔、与基于所述第2图案的所述已知信号间的间隔不同。

11.一种无线通信装置，将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息，其中，所述无线通信装置具备：

再转换部，其将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；

分割部，其在包含由所述再转换部进行了再转换的所述时域信号序列的全部时间带中分割第1时间带和第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及

噪声功率计算部，其基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列，计算所述无线信号的噪声功率，

所述分割部根据所述无线信号的多径状态，决定所述第1时间带与所述第2时间带之间的分割位置。

12.一种无线通信装置，将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息，其中，所述无线通信装置具备：

再转换部，其将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；

分割部，其在包含由所述再转换部进行了再转换的所述时域信号序列的时间带中分割第1时间带和第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及

噪声功率计算部，其基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列，计算所述无线信号的噪声功率，

所述再转换部仅将所述已知信号中的传播路径估计信息转换为所述时域信号序列。

13.一种接收质量估计方法，用于将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息的无线通信装置，所述接收质量估计方法具有如下步骤：

再转换步骤，将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；

分割步骤，在包含进行了再转换的所述时域信号序列的全部时间带中分割第1时间带和第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及

估计步骤，基于所述第1时间带中含有的所述时域信号序列计算所述无线信号的信号功率，并且基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列计算噪声功率，由此估计所述无线信号的信号噪声比。

14.根据权利要求13所述的接收质量估计方法，其中，

在所述再转换步骤中，仅将所述已知信号中的传播路径估计信息转换为所述时域信号序列。

15.一种接收质量估计方法，用于将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息的无线通信装置，所述接收质量估计方法具有如下步骤：

再转换步骤，将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；

分割步骤，在包含进行了再转换的所述时域信号序列的时间带中分割第1时间带与第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及

计算步骤，其基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列，计算所述无线信号的噪声功率，

在计算所述噪声功率的步骤中，根据所述无线信号的多径状态，决定所述第1时间带与所述第2时间带之间的分割位置。

16.一种接收质量估计方法，用于将接收到的无线信号转换为频域中的信号序列，基于所述无线信号中含有的已知信号计算估计所述无线信号的传播路径状态的传播路径估计信息的无线通信装置，所述接收质量估计方法具有如下步骤：

再转换步骤，将所述传播路径估计信息再转换为时域中的信号序列即时域信号序列；

分割步骤，在包含进行了再转换的所述时域信号序列的时间带中分割第1时间带和第2时间带，所述第1时间带包含所述时域信号序列的振幅超过规定阈值的信号分量，所述第2时间带是所述第1时间带以外的时间带；以及

计算步骤，其基于所述第2时间带中含有的所述时域信号序列，计算所述无线信号的噪声功率，

在所述再转换步骤中，仅将所述已知信号中的传播路径估计信息转换为所述时域信号序列。

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