CN1988434A - 正交频分多址系统中的导频子载波分组方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种正交频分多址(OFDMA)系统中导频子载波分组方法，针对用户u，对导频符号内的子载波进行分组，其中用户u的导频子载波分组数和导频符号的数目都是可变的，并且用户u的每组导频子载波分组中的子载波数相等；其中，u的取值范围为从1到U，U为OFDMA系统中的所有用户数。基于导频子载波分组方法，本发明还提出了一种信道估计方法。应用本发明以后，可以尽可能地增加系统中能够同时支持的用户数和/或天线数，并且借助分配给每个用户的部分频率资源，能够获取所有活动用户的所有天线的完整频域信道响应。另外，能够避免或减小窄带干扰的影响，提高信道估计性能，并且同时兼顾信道估计的性能和复杂度。

Description

正交频分多址系统中的导频子载波分组方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，更具体地，涉及一种正交频分多址(OFDMA)系统中的导频子载波分组方法。

背景技术

早在20世纪60年代，正交频分复用(OFDM)系统作为一种无线通信系统的高速传输技术就已经被提出。近些年来，由于数字信号处理技术和ASIC技术的飞速发展，OFDM系统的实现已经成为现实，OFDM技术再度受到广泛的关注。

目前，随着移动通信系统的发展，已经为用户提供了能够支持各种新型业务的个人移动通信终端。因为这些业务需要传输大量的数据，所以移动通信系统要求更高的比特传输速率。在常规的单载波系统中，如果使用更高的比特传输速率，会因为符号间干扰(ISI)和无线信道的深度频率选择性衰落而给信号的有效接收带来困难。OFDM技术具有对抗ISI的能力，同时可以提供很高的频谱效率，因此被视为下一代无线移动通信系统最有可能采用的传输技术之一。OFDM技术已经在数字用户环路、数字音频/视频广播、无线局域网和无线城域网等诸多领域得到了广泛应用。

OFDMA系统是基于OFDM技术的多用户通信系统。OFDMA系统的基本原理是将整个OFDM子载波划分为很多子载波组，称为子信道。不同的用户在同一时间可以使用不同的子信道。OFDMA系统不仅继承了OFDM的优点，同时还具有更灵活的数据传输率。在OFDMA系统中，为了更好地估计信道参数，少量的子载波还用来传输导频信息，称为导频子载波，而用来传输数据的子载波称为数据子载波。

在目前的OFDMA系统中，导频符号的子载波分组与特定用户无关。比如，在进行上行链路信道估计时，对导频符号的子载波进行大小相同的分组，而这种导频符号的子载波分组方法由于没有考虑到不同用户的不同信道特点，必须根据系统的最大多径时延进行固定分组，因此可以同时支持的上行用户数和/或天线数较少，且固定不变。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的是提出一种OFDMA系统中的导频子载波分组方法，以使得OFDMA系统能够同时支持更多的用户数和/或天线数。

为达到上述目的，本发明的技术方法是这样实现的：

一种OFDMA系统中的导频子载波分组方法，

针对用户u，对导频符号内的子载波进行分组，其中用户u的导频子载波分组数和所述导频符号的数目都是可变的，并且用户u的每组导频子载波分组中的子载波数相等；

其中，u的取值范围为从1到U，U为OFDMA系统中的所有用户数。

当所述OFDMA系统中无线信道的最大多普勒频率偏移增大时，所述导频符号数的最大值降低。

当所述OFDMA系统需要同时支持的用户数和/或天线数增加时，所述导频符号数增加。

当所述OFDMA系统需要提高频谱效率时，所述导频符号数降低。

所述导频符号数为P，导频符号数最小值为P_min，导频符号数最大值为P_max，该OFDMA系统中无线信道的最大多普勒频率偏移为f_m，P的取值范围为：

$1=P_{\min }\≤P\≤P_{\max }\∝\frac{1}{f_m}.$

当用户u的最大多径时延L_u增加时，该用户u的导频子载波分组数的最小值G_u ^min增加，并且 $G_u^{\min }\≥L_u$ ，且G_u ^min是2的幂次。

当所述OFDMA系统需要同时支持的用户数和/或天线数增加时，每个用户的导频子载波分组数降低。

当无线信道估计的精度要求越高时，每个用户的导频子载波分组数越大。

$L_u\≤G_u^{\min }\≤G_u\≤G_u^{\max }=N;$

其中L_u为第u个用户的最大多径时延；

G_u ^min为第u个用户的导频子载波分组数的最小值；

G_u ^min为第u个用户的导频子载波分组数的最大值；

G_u为第u个用户的子载波分组数，并且G_u是2的幂次；

N为OFDM符号的子载波数。

该方法进一步包括，为用户u的每根天线从属于相同或不同导频符号的每个子载波分组中，选择一个导频子载波。

当基站没有用户信道的先验信息时，为用户u的每根天线从属于相同或不同导频符号的每个子载波分组中，随机选择一个导频子载波，只要不与本用户的其他天线和其他用户的天线选择相同的导频子载波即可。

当基站具有用户信道的先验信息时，为用户u的每根天线从属于相同或不同导频符号的每个子载波分组中，选择一个不处于窄带干扰所在位置或窄带干扰较弱位置的导频子载波，且同时要满足不与本用户的其他天线和其他用户的天线选择相同的导频子载波。

该方法进一步包括：

A、对用户u的天线k的导频位置进行LS信道估计，得到G_u个导频位置的LS信道估计结果，其中k的取值范围为1到K_u，K_u为用户u的天线数，G_u为第u个用户的子载波分组数，并且G_u是2的幂次；

B、将所述G_u个导频位置的LS信道估计结果映射到一个OFDM符号内，得到N×1维矢量

其中t∈{1，...，P}，n∈{1，...，N}；N为OFDM符号的子载波数，P为导频符号数，t为时域变量，n为频域变量；

C、当 $G_u\≤G_u^{\min }$ 时，对所述

中G_u个导频位置的LS信道估计结果进行插值运算，得到用户u的天线k的完整的频域信道响应 其中G_u ^min为第u个用户的导频子载波分组数的最小值。

该方法进一步包括：

A、对用户u的天线k的导频位置进行LS信道估计，得到G_u个导频位置的LS信道估计结果，其中k的取值范围为1到K_u，K_u为用户u的天线数，G_u为第u个用户的子载波分组数，并且G_u是2的幂次；

B、将所述G_u个导频位置的LS信道估计结果映射到一个OFDM符号内，得到N×l维矢量

其中t∈{1，...，P}，n∈{1，...，N}；N为OFDM符号的子载波数，P为导频符号数，t为时域变量，n为频域变量；

C、当 $G_u>G_u^{\min }$ 时，对所述

中G_u个导频位置的LS信道估计值进行插值运算，得到每个子载波分组中第一个子载波位置的信道估计

${\stackrel{\‾}{H}}_u^k={[{\stackrel{\‾}{H}}_{u,1}^k,...,{\stackrel{\‾}{H}}_{u,G_u}^k]}^T;$

D、对插值得到的G_u个子载波分组中第一个子载波位置的信道估计 进行G_u点的逆傅立叶变换IFFT，得到用户u的天线k的时域信道冲激响应估计

${\stackrel{\‾}{h}}_u^k=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\‾}{H}}_u^k\right)={[{\stackrel{\‾}{h}}_{u,1}^k,...,{\stackrel{\‾}{h}}_{u,G_u}^k]}^T;$

E、对

进行截短和补零，得到

F、对

进行N点的傅立叶变换FFT，得到用户u的天线k的完整的频域信道响应 $\widetilde{H_u^k}=\mathrm{FFT}\left(\widetilde{h_u^k}\right).$

所述插值运算为线性插值运算。

从上述技术方法中可以看出，在本发明中，针对OFDMA系统中的每一用户u，在对导频符号内的子载波进行分组时，用户u的导频子载波分组数和导频符号的数目都是可变的，并且用户u的每组导频子载波分组中的子载波数相等。同时，在本发明中根据无线信道的最大多普勒频率偏移、系统需要同时支持的用户数和/或天线数、系统的频谱效率需求来设置导频符号数；根据系统需要同时支持的用户数和/或天线数、无线信道估计的精度需求、每一用户的最大多径时延来设置每个用户的导频子载波分组数；因此本发明在系统可同时支持的用户数和/或天线数与系统的频谱效率需求之间实现了折中均衡，在系统可同时支持的用户数和/或天线数与无线信道估计精度之间实现了折中均衡，所以能够通过动态改变导频符号数以及不同用户导频子载波的分组数，同时支持尽可能多的用户数和/或天线数。

另外，本发明通过进行导频子载波分组和在每组内进行导频子载波选择，能够借助分配给每个用户的部分频率资源获取所有活动用户的所有天线的完整频域信道响应。

同时，在本发明中，基站可以根据窄带干扰的分布情况，自适应地为用户选取相应的导频子载波，从而避免或减小窄带干扰的影响，以提高信道估计性能。并且，本发明中根据用户使用的导频子载波分组数，能够自适应地选取信道估计算法，从而兼顾信道估计的性能和复杂度。

附图说明

图1为根据本发明实施例的导频子载波分组示意图。

图2为根据本发明实施例的为每个用户的每根天线在相应的子载波分组中选取导频子载波的示意图。

图3为根据本发明实施例为每个用户的每根天线在相应的子载波分组中选取导频子载波与相关现有技术的对比图。

图4为根据本发明实施例的自适应MIMO-OFDMA系统中上行链路信道估计流程示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方法和优点表达得更加清楚明白，下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。

本发明的主要思想是：通过动态改变导频符号数以及不同用户导频子载波的分组数，在系统可同时支持的用户数和/或天线数与系统的频谱效率需求之间实现均衡，在系统可同时支持的用户数和/或天线数与无线信道估计精度之间实现均衡，从而使得OFDMA系统能够同时支持更多的用户数和/或天线数。

下面对本发明的算法进行详细说明，首先给出符号定义：

N为OFDM符号的子载波数；

P为导频符号数；

U为OFDMA系统的用户数；

G_u为第u个用户对导频子载波进行分组的数目，其中G_u是2的幂次，u＝1，2，...，U；

M_u是第u个用户的每个子载波分组所包含的子载波数目，u＝1，2，...，U；

K_u是第u个用户的天线数，u＝1，2，...，U；

L_u是第u个用户的最大多径时延，u＝1，2，．..，U；

首先，针对每一用户u，对导频符号内的子载波进行分组，其中用户u的导频子载波分组数和导频符号的数目是可变的，并且用户u的每个导频子载波分组中的子载波数相等；其中，u的取值范围为从1到U，U为OFDMA系统中的所有用户数。

也就是说，首先需要针对每个用户分别对P个导频符号内的子载波进行分组，即将N个子载波分成大小相同的G_u组，每组的子载波数目 $M_u=\frac{N}{G_u}.$

图1为根据本发明实施例的导频子载波分组示意图。如图1所示，给出了一个数据帧的示意图。该数据帧包含导频和数据两个部分，数据部分位于导频部分之后，导频部分共包含了P个OFDM导频符号。

分别针对每个用户的信道条件，比如最大多径时延，对P个导频符号内的子载波进行分组，其中同一用户的不同导频符号的子载波分组方法相同。也就是说，将N个子载波分成大小相同的G_u组，每组的子载波数目 $M_u=\frac{N}{G_u}.$ 其中，导频符号数P和子载波分组的数目G_u都是动态可变的。

导频符号数P的取值取决于：无线信道随时间变化的快慢、系统需要同时支持的用户数和/或天线数和系统的频谱效率。

当无线信道随时间变化的越快时，即最大多普勒频移f_m越大，P的理论最大值P_max就应该越小，满足 $P_{\max }\∝\frac{1}{f_m};$

当系统需要同时支持的用户数和/或天线数越多时，P的取值就应该越大，当系统需要同时支持的用户数和/或天线数越少时，P的取值就可以越小；

当系统的频谱效率要求越高，P的取值就应该越小，当系统的频谱效率要求越低，P的取值就可以越大；

综上可知，P的取值应该落在如下范围内：

$1=P_{\min }\≤P\≤P_{\max }\∝\frac{1}{f_m}$

此处，P的具体取值的大小则需要根据不同的系统要求进行折中考虑，也就是说，根据同时支持的用户数和/或天线数和频谱效率的均衡关系来折中考虑P的具体取值。

第u个用户的子载波分组数G_u的取值取决于：无线信道的最大多径时延L_u、系统需要同时支持的用户数和/或天线数和信道估计精度。

当L_u的取值越大时，子载波分组数G_u的理论最小值G_u ^min就越大，应该满足 $G_u^{\min }\≥L_u,$ 且G_u ^min是2的幂次；

当系统需要同时支持的用户数和/或天线数越多时，G_u的取值应该越小，当系统需要同时支持的用户数和/或天线数越少时，G_u的取值可以越大；

当信道估计的精度要求越高时，G_u的取值应该越大，当信道估计的精度要求越低时，G_u的取值可以越小；

综上可知，G_u的取值通常应该落在如下范围内：

$L_u\≤G_u^{\min }\≤G_u\≤G_u^{\max }=N$

此处，G_u的具体取值的大小则需要根据不同的系统要求进行折中考虑，也就是说，根据同时支持的用户数和/或天线数和信道估计精度之间的均衡折中考虑G_u的具体取值。

因此，系统可同时支持的用户数和/或天线数存在如下约束条件：

$\underset{u=1}{\overset{U}{\mathrm{\Σ}}}{K}_u\·G_u\≤P\·N$

可见，为了同时支持尽可能多的用户数和/或天线数，可以在信道条件允许的前提下，增大P的取值和/或减小G_u的取值。考虑到无线信道的指数衰落特性，为了同时支持尽可能多的用户数和/或天线数，G_u的取值甚至可以小于理论最小值G_u ^min，比如可能 $G_u=\frac{G_u^{\min }}{2},$ 显然这样会带来信道估计性能一定程度的下降，但是能够增加系统同时支持的用户数和/或天线数。

根据上述说明完成动态子载波分组以后，接下来进一步为每个用户的每根天线在相应的子载波分组中选取导频子载波。用户u的每根天线能且仅能占用每个子载波分组中的一个子载波，但是该子载波分组可以处于P个导频符号中的任意一个。

图2为根据本发明实施例的为每个用户的每根天线在相应的子载波分组中选取导频子载波的示意图。从图2可以看出，每个用户的每根天线必须且只能占用相应每个导频子载波分组中的一个导频子载波，并且所有用户的所有天线的导频子载波位置不能相互重叠。

同时，用户u在每个子载波分组中选取导频子载波由基站进行控制时，可以分为两种情况：

当在通信的建立阶段时，基站往往缺乏用户信道的先验信息，此时基站只需为用户u的每根天线在每个子载波分组中随机选取一个导频子载波，只要保证不与现有用户天线的导频子载波重复即可；

当在通信的持续阶段时，基站往往具有用户信道的先验信息，此时基站根据窄带干扰的分布情况，为用户u的每根天线在每个子载波分组中选取一个导频子载波。在保证不与现有用户天线的导频子载波重复的前提下，尽可能避免选择窄带干扰所在位置的导频子载波，从而提高信道估计性能。

图3为根据本发明实施例为每个用户的每根天线在相应的子载波分组中选取导频子载波与现有技术的对比图。从图3可以看出，现有技术在选择导频子载波时没有考虑窄带干扰的影响，有可能出现所选取的导频子载波位置处存在窄带干扰，这样显然就会影响信道估计的性能。而采用本发明中的导频子载波选取方法，就能够有效地避免或减小窄带干扰的影响，从而提高信道估计性能。

在完成动态子载波分组和子载波选择后，可以进行动态信道估计。其中可以根据用户的子载波分组数选择适当的信道估计算法。

图4为根据本发明实施例的自适应MIMO-OFDMA系统中上行链路信道估计流程示意图。在此实施例中，假定该OFDMA系统为自适应多输入多输出正交频分多址(MIMO-OFDMA)系统。MIMO系统通过在收发两端均安置多根天线，可以实现在不增加信号频谱带宽的情况下成倍提高无线通信系统的容量。自适应MIMO-OFDMA系统通常适用于准静态的慢变无线信道环境。在该系统中，基站可以根据各个用户的信道条件动态分配信道资源，即每个用户使用的子载波数和天线数都是动态可变的。为了实现全维度的自适应，基站需要知道所有活动用户的所有天线的完整频域信道响应。

如图4所示，根据本发明，在该自适应MIMO-OFDMA系统中，上行链路信道估计包括以下步骤：

步骤401：针对用户u，对导频符号内的子载波进行分组，其中用户u的导频子载波分组数和导频符号的数目是可变的，并且用户u的每组导频子载波分组中的子载波数相等；

在这里，首先分别针对每个用户的信道条件，比如最大多径时延，对导频符号内的子载波进行分组，其中同一用户的不同导频符号的子载波分组方法相同。也就是说，将N个子载波分成大小相同的G_u组，每组的子载波数目 $M_u=\frac{N}{G_u}.$ 其中，导频符号数和子载波分组的数目G_u都是动态可变的。

步骤402：为每个用户的每根天线在相应的子载波分组中选取导频子载波；

在这里，根据基站是否具有用户信道的先验信息来选取导频子载波。当基站缺乏用户信道的先验信息时，只需为用户u的每根天线在每个子载波分组中随机选取一个导频子载波，只要保证不与现有用户天线的导频子载波重复即可；当基站具有用户信道的先验信息时，基站根据窄带干扰的分布情况，为用户u的每根天线在每个子载波分组中选取一个导频子载波。在保证不与现有用户天线的导频子载波重复的前提下，尽可能避免选择窄带干扰所在位置的导频子载波，从而提高信道估计性能。

步骤403：对用户u的天线k的导频位置进行LS信道估计，得到G_u个导频位置的LS信道估计结果，其中k的取值范围为1到K_u，K_u为用户u的天线数，G_u为第u个用户的子载波分组数，并且G_u是2的幂次；

步骤404：将G_u个导频位置的LS信道估计结果映射到一个OFDM符号内，得到N×1维矢量

其中，t为时域变量t∈{1，...，P}，n为频域变量n∈{1，...，N}；N为OFDM符号的子载波数，P为导频符号数；

步骤405：判断子载波分组数是否大于分组数最小值，当子载波分组数大于分组数最小值时，执行步骤406及其后续步骤，当子载波分组数小于或者等于分组数最小值时，执行步骤409及其后续步骤；

步骤406：对 中G_u个导频位置的LS信道估计值进行插值运算，得到每个子载波分组中第一个子载波位置的信道估计

${\stackrel{\‾}{H}}_u^k={[{\stackrel{\‾}{H}}_{u,1}^k,...,{\stackrel{\‾}{H}}_{u,G_u}^k]}^T;$

在这里，可以对LS信道估计值执行任意的插值算法，并且优选采用线性插值算法。

步骤407：对插值得到的G_u个子载波分组中第一个子载波位置的LS信道估计 进行G_u点的IFFT变换，得到用户u的天线k的时域信道冲激响应估计

${\stackrel{\‾}{h}}_u^k=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\‾}{H}}_u^k\right)={[{\stackrel{\‾}{h}}_{u,1}^k,...,{\stackrel{\‾}{h}}_{u,G_u}^k]}^T;$

步骤408：对 进行截短和补零，得到 并对 进行N点的FFT变换，得到用户u的天线k的完整的频域信道响应 $\widetilde{H_U^K}=\mathrm{FFT}\left(\widetilde{h_u^k}\right);$

步骤409：对 中G_u个导频位置的LS信道估计结果进行插值运算，得到用户u的天线k的完整的频域信道响应

其中G_u ^min为第u个用户的导频子载波分组数的最小值。

此处，步骤409中也可以对LS信道估计结果执行任意的插值算法，并且同样优选采用线性插值算法。

需要特别说明的是：本发明不仅适用于OFDMA系统，对于发射机使用离散傅立叶变换(DFT)和逆离散傅立叶变换(IDFT)模块、接收机使用频域均衡(FDE)模块的单载波频分复用(SC-FDMA)系统也同样适用。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (15)

1、一种正交频分多址OFDMA系统中的导频子载波分组方法，其特征在于，

针对用户u，对导频符号内的子载波进行分组，其中用户u的导频子载波分组数和所述导频符号的数目都是可变的，并且用户u的每组导频子载波分组中的子载波数相等；

其中，u的取值范围为从1到U，U为OFDMA系统中的所有用户数。

2、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，当所述OFDMA系统中无线信道的最大多普勒频率偏移增大时，所述导频符号数的最大值降低。

3、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，当所述OFDMA系统需要同时支持的用户数和/或天线数增加时，所述导频符号数增加。

4、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，当所述OFDMA系统需要提高频谱效率时，所述导频符号数降低。

5、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，所述导频符号数为P，导频符号数最小值为P_min，导频符号数最大值为P_max，该OFDMA系统中无线信道的最大多普勒频率偏移为f_m，P的取值范围为：

$1=P_{\min }\≤P\≤P_{\max }\∝\frac{1}{f_m}.$

6、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，当用户u的最大多径时延L_u增加时，该用户u的导频子载波分组数的最小值G_u ^min增加，并且 $G_u^{\min }\≥L_u$ ，且G_u ^min是2的幂次。

7、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，当所述OFDMA系统需要同时支持的用户数和/或天线数增加时，每个用户的导频子载波分组数降低。

8、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，当无线信道估计的精度要求越高时，每个用户的导频子载波分组数越大。

9、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，

$L_u\≤G_u^{\min }\≤G_u\≤G_u^{\max }=N;$

其中L_u为第u个用户的最大多径时延；

G_u ^min为第u个用户的导频子载波分组数的最小值；

G_u ^max为第u个用户的导频子载波分组数的最大值；

G_u为第u个用户的子载波分组数，并且G_u是2的幂次；

N为OFDM符号的子载波数。

10、根据权利要求1所述的导频子载波分组方法，其特征在于，该方法进一步包括，为用户u的每根天线从属于相同或不同导频符号的每个子载波分组中，选择一个导频子载波。

11、根据权利要求10所述的导频子载波分组方法，其特征在于，当基站没有用户信道的先验信息时，为用户u的每根天线从属于相同或不同导频符号的每个子载波分组中，随机选择一个导频子载波，只要不与本用户的其他天线和其他用户的天线选择相同的导频子载波即可。

12、根据权利要求10所述的导频子载波分组方法，其特征在于，当基站具有用户信道的先验信息时，为用户u的每根天线从属于相同或不同导频符号的每个子载波分组中，选择一个不处于窄带干扰所在位置或窄带干扰较弱位置的导频子载波，且同时要满足不与本用户的其他天线和其他用户的天线选择相同的导频子载波。

13、根据权利要求10所述的导频子载波分组方法，其特征在于，该方法进一步包括：

A、对用户u的天线k的导频位置进行LS信道估计，得到G_u个导频位置的LS信道估计结果，其中k的取值范围为1到K_u，K_u为用户u的天线数，G_u为第u个用户的子载波分组数，并且G_u是2的幂次；

B、将所述G_u个导频位置的LS信道估计结果映射到一个OFDM符号内，得到N×1维矢量

N为OFDM符号的子载波数，户为导频符号数，t为时域变量，n为频域变量；

C、当 $G_u\≤G_u^{\min }$ 时，对所述 中G_u个导频位置的LS信道估计结果进行插值运算，得到用户u的天线k的完整的频域信道响应 其中G_u ^min为第u个用户的导频子载波分组数的最小值。

14、根据权利要求10所述的导频子载波分组方法，其特征在于，该方法进一步包括：

A、对用户u的天线k的导频位置进行LS信道估计，得到G_u个导频位置的LS信道估计结果，其中k的取值范围为1到K_u，K_u为用户u的天线数，G_u为第u个用户的子载波分组数，并且G_u是2的幂次；

B、将所述G_u，个导频位置的LS信道估计结果映射到一个OFDM符号内，得到N×1维矢量

N为OFDM符号的子载波数，P户为导频符号数，t为时域变量，n为频域变量；

C、当 $G_u>G_u^{\min }$ 时，对所述 中G_u个导频位置的LS信道估计值进行插值运算，得到每个子载波分组中第一个子载波位置的信道估计

${\stackrel{\‾}{H}}_u^k={[{\stackrel{\‾}{H}}_{u,1}^k,...,{\stackrel{\‾}{H}}_{u,G_u}^k]}^T;$

D、对插值得到的G_u个子载波分组中第一个子载波位置的信道估计 进行G_u点的逆傅立叶变换IFFT，得到用户u的天线k的时域信道冲激响应估计

${\stackrel{\‾}{h}}_u^k=\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\‾}{H}}_u^k\right)={[{\stackrel{\‾}{h}}_{u,1}^k,...,{\stackrel{\‾}{h}}_{u,G_u}^k]}^T;$

E、对

进行截短和补零，得到

F、对 进行N点的傅立叶变换FFT，得到用户u的天线k的完整的频域信道响应 ${\tilde{H}}_u^k=\mathrm{FFT}\left({\tilde{h}}_u^k\right).$

15、根据权利要求13或14所述的导频子载波分组方法，其特征在于，所述插值运算为线性插值运算。

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