CN101790900A - 高压放电灯镇流器、高压放电灯驱动方法及投影仪 - Google Patents

Abstract

一种高压放电灯镇流器，包括：用于将矩形波交流电供应给具有灯泡的高压放电灯的AC电源装置，在灯泡中第一和第二电极彼此相向布置。在高压放电灯镇流器中，AC电源装置供应的矩形波交流电的一个调制时段(T0)包括：第一非对称电流时段(T1)，用于熔融在第一电极的前端处形成的突起，并且增长在第二电极的前端处形成的突起；对称电流时段(Ts)，用于传导具有正负对称的矩形波的电流；以及第二非对称电流时段(T2)，用于增长第一突起并且熔融第二突起。

Description

高压放电灯镇流器、高压放电灯驱动方法及投影仪

技术领域

本发明涉及用于通过供应AC灯电流来驱动高压放电灯的高压放电灯镇流器和高压放电灯驱动方法。

背景技术

对于液晶投影仪等的光源设备而言，使用高压放电灯(以下称为“灯”或“高压放电灯”)，诸如图27A中所示的高压汞灯。这样的灯被密封有提供在其中的卤素物质、稀有气体或汞，并且在灯泡中一对电极彼此相向布置。通常以50Hz到1kHz(更通常地以50Hz到400Hz)的固定频率的矩形波电流来驱动这样的灯。

图28是用于高压放电灯的一般镇流器的电路配置图。在控制电路70中，电阻器71和72形成用于检测灯电压的灯电压检测电路，并且电阻器73用于检测灯电流。由乘法器77来进行检测到的灯电压和检测到的灯电流的乘法，并且因此检测灯功率。由误差放大器76来比较来自乘法器77的输出和来自DC电源79的电压，将来自误差放大器76的输出输入到PWM控制电路74，并且由此控制降压斩波电路20的晶体管21的导通宽度。以该方式，执行恒定灯功率控制。

响应于由降压斩波电路20控制的DC输出，由桥控制电路75以预定驱动频率(50Hz到400Hz)来交替地接通/关断全桥电路30中的晶体管31和34以及晶体管32和33。由此将来自降压斩波电路20的DC输出转换成交流电，并且因此矩形波交流电被供应给高压放电灯50。因此，如图29中所示的灯电流波形被供应给高压放电灯50。

此处，点火电路40在高压放电灯50的放电开始时进行操作，并且因此在开始放电之后的稳定驱动期间不进行操作。由于本发明涉及稳定驱动期间的操作，并且点火操作不是本发明的重点，所以省略点火电路40的细节。

已知当灯由如上所述的交流电来连续驱动时，发生所谓的闪烁，其中放电电弧的起点在电极的前端处跳变。该闪烁如下述发生。随着驱动时间的推移，电极的前端变得如图27B中所示一样粗糙，并且从而放电电弧的起点在对应电极的前端处的多个突起部分之间移动，而不固定在一点。

此前，已经报告了通过将具有某种特殊波形的电流供应给灯来防止闪烁的措施。例如，专利文献1公开了一种措施，其中，低频矩形波电流被用作基础，并且在即将完成电流的每半个周期之前，将脉冲电流叠加在低频矩形波电流上。通过以这样的电流波形来驱动灯，例如，如图27C中所示的单个突起在灯的对应电极的前端处增长(to grow)，并且电弧的起点固定在该突起处。以该方式，闪烁被抑制。

尽管未明确，但是如下假设在电极前端处增长突起的现象的物理过程。加热的钨蒸发，并且与灯泡中存在的卤素等耦合，从而形成了钨化合物。使该钨化合物通过对流等从灯泡壁附近扩散到电极的前端附近，并且然后在高温区中被分解为钨原子。此后，通过在电弧中被电离，钨原子成为阳离子。用交流电驱动的电极以每种驱动频率交替用作阳极和阴极。在电极的一个执行阴极操作的同时，通过电场朝着阴极吸引电弧中的阳离子。阳离子被沉积在两个电极的前端上，并且形成突起。

此处，灯被密封有提供在其中的卤素物质，使得当灯被驱动时，将执行适当的卤素循环。这样的卤素循环可以防止：钨(电极的材料，并且在灯被驱动时蒸发)附着到灯泡内壁，并且由于附着而导致壁发黑的现象。另外，可以在某种温度条件下稳定地执行该卤素循环。这样的稳定的卤素循环产生下述作用，即，使气化的钨附着到对应电极的前端，并且从而在电极的前端处增长突起。

在使用如专利文献1中的电流波形的情况下，应当肯定地确认，可以是放电电弧的起点的突起在电极处增长。然而，还观察到伴随该增长的不利影响。

第一不利影响是突起过度增长的问题。当突起增长时，电极之间的距离减小，并且灯电压相应地减小。然后，如果突起过度增长，则灯电压进一步减小，并且在一些情况下，即使供应额定灯电流时，也无法保证灯功率。这造成了灯温度减小、突起增长、并且因此灯功率减小的恶性循环。该恶性循环最终可能造成灯的故障，诸如照度不足或电极之间的短路。

针对该第一不利影响，已经公开了一种用于熔融突起的技术(专利文献2和专利文献3)。在该技术中，将AC灯电流的占空比或者电流值朝着正电流或负电流进行偏置。具体地，专利文献2公开了一种电极之间的距离(间隙长度)的调整方法。在该方法中，在制造AC高压放电灯的过程中，通过具有正或负偏置的占空比的AC灯电流来驱动灯，并且从而熔融过长的突起。以该方式，增加电极之间的距离。专利文献3公开了一种恢复电极之间的距离(间隙长度)的方法。在该方法中，在驱动高压放电灯的同时，检测灯功率、灯电压灯等。当检测到的值等于或小于预定值时，假定突起已经过度增长。在该情况下，通过正或负偏置灯电流的占空比或灯电流值来恢复电极之间的距离。

另外，还已经公开了用于将突起的长度维持在适当范围内的配置(例如，专利文献4)。在该专利文献中，通过施加其中脉冲被叠加到矩形波上的电流来增长突起。然后，如果突起已经过度增长，则检测到由于电弧长度的减小而导致的灯电压的减小，并且停止脉冲的叠加。通过该配置，能够防止下述情况，在该情况中，由于突起的增长而导致灯电压过度减小，并且因此即使供应了额定灯电流，也无法获得预定的照度。然后，当突起被损耗并且灯电压被恢复到预定值时，再次执行用于叠加脉冲的控制(注意，尽管对突起的增长/熔融的物理过程的理解在该示例中与其他专利文献和本发明中的不同，但是基于重复突起的增长/熔融的想法，提供该示例作为现有技术文献)。

第二不利影响是出现多个突起的问题。即使适度地维持了每个突起的长度，但当继续进行驱动时，在突起的周围还形成一些其他突起，如图27B中所示，并且在一些情况下可能没有解决可归因于多个突起的上述闪烁问题。

为此，当突起在对应的电极处增长时，希望重复熔融该突起、恢复整个电极、并且然后再次增长突起来代替维持突起。

针对该第二不利影响，已经公开了一种技术来提供电极表面恢复时段，以供重复增长和熔融(恢复)突起(例如，专利文献5)。该专利文献公开了，在灯被驱动期间的某个时段中提供其中灯电流等于或高于额定电流的时段或者其中驱动频率等于或低于5Hz的时段作为电极表面恢复时段。通过恢复时段的作用，电极表面被均匀加热和熔融，这防止了所讨论的多个突起的出现。

注意，尽管分别描述专利文献4和5作为用于防止以上第一和第二不利影响的技术，但是专利文献4和5在技术上基本类似。因此，预计通过专利文献4和5获得的作用的概况如下。

图30包括示意性地示出文献中的灯电极前端的状态改变的视图。在图30中，假定在如状态(a)的状态中，首先增长了突起，并且然后将用于增长突起的模式应用于该突起。然后，如果如在状态(b)中突起已过度增长，则接下来将用于熔融突起的模式应用于该突起。此后，突起被熔融，并且进入状态(c)，以及然后的状态(d)。再次应用用于增长突起的模式，并且进入状态(e)。因此，重复上述过程。

专利文献1：特表平10-501919号公报

专利文献2：特许第3847153号

专利文献3：特开2003-264094号公报

专利文献4：特开2004-158273号公报

专利文献5：特许第3840054号

发明内容

本发明要解决的问题

根据专利文献2和3中的方法，指出了，例如，关于灯电流的极性来偏置占空比或电流值(即，正/负灯电流的电流有效值)，并且由此不论偏置的极性如何，都可以熔融过度增长的突起。特定地，例如，指出了不论已经增长了第一和第二电极处的突起的哪一个，都可以通过增加从第一电极到第二电极的电流来增加第一电极和第二电极之间的距离(间隙长度)(或反之亦然)。

然而，在实践中，例如，当增加从第一电极到第二电极的电流(即当第一电极用作阳极时，电流增加)，并且减小从第二电极到第一电极的电流(即当第一电极用作阴极时，电流减小)时，第一电极处的突起熔融，而第二电极处的突起不熔融。这基于以下原因。在上述情况下，当第一电极用作阳极时，第一电极处的突起趋于熔融，而第二电极处的突起逐渐趋于增长。同时，当第一电极用作阴极的同时减小电流时，减小相反趋势(该趋势是第一电极处的突起增长，而第二电极处的突起熔融)。因此，第一电极处的突起进一步熔融，并且第二电极处的突起进一步增长。

因此，首先有必要在具有过度增长的突起的电极用作阳极时的时段中增加电流，并且在具有没有增长的突起的电极用作阳极时的时段中减小电流。然而，如果极性反转，则过度增长的突起进一步增长，并且具有没有增长的突起的电极将因此被损耗。

考虑到上述情况，有必要从两个电极中识别具有已经增长的突起的一个电极，并且仅熔融已经在如此识别的电极处增长的突起。然而，至少不能电学地检测(即，在驱动电路侧上检测)具有已经增长的突起的电极。因此，为了确定要增加的电流的极性，在进行驱动之前使用视觉判断，而通常不能在使用中的同时执行这样的判断和控制。

关于专利文献4和5，当突起已经达到图30中的状态(b)中的适当长度时，现实中难以同时瞬间停止突起从两个电极的增长。这基于以下原因。首先，如果延长采样时段来增加检测灯电压的准确度，则控制(响应)被延迟。当然，如果缩短采样时段，则响应可能更快，但检测准确度会变低，因此导致控制的失灵等。第二，突起的行为没有立即遵循来自镇流器的控制。特定地，在突起从两个电极增长的状态中，在一些情况下，当期望停止突起的增长时，可能不会在灯电流值增加到额定值之后立即停止增长(可能出现过冲(overshoot)状态)。因此，出现了无法适当地防止突起过度增长的上述不利影响的问题。

因此，考虑用于防止闪烁的突起，期望可靠的并且简单的措施用于解决突起的过度增长的问题和多个突起的问题。

另外，如以下将要描述的，期望不受选择地驱动频率和灯的寿命影响的长效措施。

一般而言，灯的驱动状态在从开始驱动直至状态进入稳定驱动的几分钟的时段(以下称为“启动时段”)和在启动时段之后的稳定驱动时段之间是不同的。通常，在紧接着开始驱动之后，灯电压仅为大约10V左右。然后，在启动时段内，灯电压增加并且随后达到稳定驱动(例如，灯电压变为70V等)。

在标准镇流器中，在启动时段中执行通过额定灯电流的驱动(恒定电流控制)，而在稳定驱动期间执行用于将灯功率维持在额定值附近的驱动(恒定功率控制)。换言之，在启动时段中将灯电流维持在最大额定值附近，并且在稳定驱动期间将灯电流设置为低于该最大额定值(除了其中灯电压极低的情况)。

因此，即使施加了相同的灯电流波形，该作用在供应有大的灯电流的启动时段和供应有比该大的灯电流更小的灯电流的稳定驱动时段之间也是不同的。因此，这需要在设计镇流器中进行考虑。

另外，发明人认识到，灯的温度分布(更特定地，电极之间的温差)也影响突起的增长/熔融行为。特定地，灯通常被提供有反射器。关于在反射器的颈部侧(高温侧)上的电极(图26中左侧的电极)，以及该反射器开口侧(低温侧)上的电极(图26中右侧的电极)，已经发现突起在颈部侧电极处比在开口侧电极处熔融得更快，而突起在开口侧电极处比在颈部侧电极处增长得更快。该趋势在使用高压放电灯镇流器和用于投影仪的灯的情况下、当施加空气冷却风扇的冷却效果时更加显著地出现。

此处，确认了尽管限制了突起的增长，但是突起的熔融被发展成对电极主体的损耗。因此，如果将相同的电气或电子操作施加到两个电极，则颈部侧电极的损耗变得更大。然而，通过采取针对此的措施，可以期待灯的寿命的改善。因此考虑到除了上述问题之外的该电极之间的温差，需要开发一种驱动方法。

所以，考虑用于防止闪烁的突起，期望有措施来解决可归因于电极间温差的问题。

解决问题的手段

本发明的第一方面是一种高压放电灯镇流器，该高压放电灯镇流器包括用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯的AC电源单元，在该灯泡中第一和第二电极彼此相向布置。在镇流器中，由AC电源单元供应的矩形波交流电的一个调制时段T0包括：第一非对称电流时段T1，该第一非对称电流时段T1用于熔融在第一电极的前端处形成的突起，并且增长在第二电极的前端处形成的突起；对称电流时段Ts，该对称电流时间段Ts用于传导正负对称的矩形波；以及第二非对称电流时段T2，该第二非对称电流时段T2用于增长第一突起并且熔融第二突起。

高压放电灯镇流器的特征在于：在假定从第一电极流到第二电极的电流是正电流并且反向流动的电流是负电流的情况下，在第一非对称电流时段T1中，正电流的持续时间(duty)大于负电流的持续时间，在对称电流时段Ts中，正电流和负电流的持续时间彼此相等，并且在第二非对称电流时段T2中，负电流的持续时间大于正电流的持续时间。

另外，AC电源单元可以包括：检测电路，该检测电路用于检测高压放电灯的灯参数；以及模式控制电路，该模式控制电路用于根据灯参数来控制时段Ts中的频率。

另外，高压放电灯镇流器的特征在于，检测电路包括：灯电压检测电路，该灯电压检测电路用于检测灯电压作为灯参数，模式控制电路被配置成，应用普通模式直至灯电压减小到预定值V1或更小，在灯电压已经减小到预定值V1或更小之后，应用电压减小对策模式，直至灯电压恢复到预定值V2(V1＜V2)，并且在灯电压已经恢复到预定V2或更大之后，应用普通模式，并且在电压减小对策模式中的对称电流时段Ts中的频率高于普通模式中的对称电流时段Ts中的频率。

另外，AC电源单元可以包括：检测电路，该检测电路用于检测高压放电灯的灯参数；以及模式控制电路，该模式控制电路用于根据灯参数来控制包括在时段Ts中的周期数目对包括在时段T0中的周期总数目的比率。

另外，高压放电灯镇流器的特征在于，检测电路包括：灯电压检测电路，该灯电压检测电路用于检测灯电压作为灯参数，模式控制电路被配置成，应用普通模式直至灯电压减小到预定值V1或更小，在灯电压已经减小到预定值V1或更小之后，应用电压减小对策模式直至灯电压恢复到预定值V2(V1＜V2)，并且在灯电压已经增加到预定V2或更大之后，应用普通模式，并且在电压减小对策模式中包括在对称电流时段Ts中的周期数目对包括在时段T0中的周期数目的比率大于在普通模式中包括在对称电流时段Ts中的周期数目对包括在时段T0中的周期数目的比率。

本发明的第二方面是一种高压放电灯镇流器，包括：AC电源单元，该AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在灯泡中第一和第二电极彼此相向布置。在镇流器中，在假定从第一电极流到第二电极的电流是正电流并且反向流动的电路是负电流的情况下，由AC电源单元供应的矩形波交流电的一个调制时段T0包括：第一非对称电流时段T1，其中，正电流的半周期的有效值大于负电流的半周期的有效值；以及第二非对称电流时段T2，其中，负电流的半周期的有效值大于正电流的半周期的有效值。

本发明的第三方面是一种高压放电灯镇流器，包括：AC电源单元，该AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在灯泡中第一和第二电极彼此相向布置；检测单元，该检测单元用于检测用于驱动高压放电灯的灯参数；以及切换单元，该切换单元用于切换AC电源单元的输出状态。在镇流器中，切换单元被配置成，从驱动开始直至灯参数满足预定条件为止将输出状态保持在第一输出状态中，并且在灯参数已经满足预定条件之后，从第一输出状态切换到第二输出状态，至少第二输出状态中的矩形波交流电包括：第一非对称电流时段T1，该第一非对称电流时段T1用于熔融在第一电极的前端处形成的突起，并且增长在第二电极的前端处形成的突起；以及第二非对称电流时段T2，该第二非对称电流时段T2用于增长第一突起并且熔融第二突起，在预定周期中重复第一和第二非对称电流时段T1和T2，并且在第一输出状态中的矩形波交流电的波形非对称性小于在第二输出状态中的矩形波交流电的波形的非对称性。

此处，所述AC电源单元包括：DC输出单元，该DC输出单元用于确定矩形波交流电的电流值；以及AC转换单元，该AC转换单元用于控制矩形波交流电的极性反转，并且在假定从第一电极流到第二电极的电流是正电流并且反向流动的电流是负电流的情况下，在第二输出状态中，由DC输出单元和AC转换单元形成矩形波交流电，使得在第一非对称电流时段T1中，正电流的积分值(X⁺)大于负电流的积分值(X^-)，而在第二非对称电流时段T2中，负电流的积分值(X^-)大于正电流的积分值(X⁺)，并且在第一输出状态中X⁺和X^-之间的差小于在第二输出状态中X⁺和X^-之间的差。

AC转换单元进一步包括：控制单元，该控制单元用于调整正电流和负电流之间的占空比，配置该控制单元使得在第二输出状态中，第一非对称电流时段T1中的正电流的持续时间(D⁺)大于负电流的持续时间(D^-)，而在第二非对称电流时段T2中，负电流的持续时间(D^-)大于正电流的持续时间(D⁺)，并且在第一输出状态中的D⁺和D^-之间的差小于在第二输出状态中的D⁺和D^-之间的差。

另外，AC电源单元可以包括：AC转换单元，该AC转换单元用于控制矩形波交流电的极性反转，第一和第二非对称电流时段T1和T2可以是在预定周期中间歇性重复的非对称矩形波电流，其中在其间插入对称电流时段Ts，对称电流时段Ts用于传导正负对称的矩形波，并且可以配置AC转换单元使得在第一输出状态中包括在对称电流时段Ts中的周期数目对包括在时段T1和T2中的周期数目的比率小于在第二输出状态中包括在对称电流时段Ts中的周期数目对包括在时段T1和T2中的周期数目的比率。

另外，第一输出状态中的矩形波交流电是正负对称的波。

而且，第一输出状态中的矩形波交流电的频率是50Hz到1kHz。

本发明的第四方面是一种在高压放电灯镇流器中驱动高压放电灯的方法，该高压放电灯镇流器包括：AC电源单元，该AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在灯泡中第一和第二电极彼此相向布置；检测单元，该检测单元用于检测用于驱动高压放电灯的灯参数；以及切换单元，该切换单元用于切换AC电源单元的输出状态，该驱动方法包括：(A)从驱动开始将输出状态保持在第一输出状态中直至灯参数满足预定条件的步骤，以及(B)在灯参数已经满足预定条件之后从第一输出状态切换到第二输出状态的步骤。在该驱动方法中，第二输出状态中的矩形波交流电包括：第一非对称电流时段T1，该第一非对称电流时段T1用于熔融在第一电极的前端处形成的突起，并且增长在第二电极的前端处形成的突起，以及第二非对称电流时段T2，该第二非对称电流时段T2用于增长第一突起并且熔融第二突起，该第一和第二非对称电流时段T1和T2是在预定周期中连续或间歇性重复的非对称矩形波电流，并且在第一输出状态中的矩形波交流电的非对称性小于在第二输出状态中的矩形波交流电的非对称性。

本发明的第五方面是一种高压放电灯镇流器，该高压放电灯镇流器包括：AC电源单元，该AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在灯泡中第一和第二电极彼此相向布置，并且其中，在假定从第一电极流到第二电极的电流是正电流并且反向流动的电流是负电流的情况下，当电流波形正负对称时，第一电极的温度高于第二电极。在该镇流器中，AC电源单元包括：DC输出单元，该DC输出单元用于确定矩形波交流电的电流值；以及AC转换单元，该AC转换单元用于控制矩形波交流电的极性反转，并且由DC输出单元和AC转换单元形成矩形波交流电，使得在第一非对称电流时段T1中正电流的电流时间乘积大于负电流的电流时间乘积，而在第二非对称电流时段T2中负电流的电流时间乘积大于正电流的电流时间乘积，在预定周期中重复第一非对称电流时段T1和第二非对称电流时段T2，并且使得在预定周期的一个周期中，正电流的电流时间乘积的总和小于负电流的电流-时间乘积的总和。

此处，第一电极被布置在反射器的颈部侧，并且第二电极被布置在所述反射器的开口侧。

另外，矩形波交流电进一步包括：在第一非对称电流时段T1和第二非对称电流时段T2之间的具有正负对称的矩形波的对称电流时段Ts。

另外，AC转换单元包括：控制单元，该控制单元用于调整正电流和负电流之间的占空比，并且配置该控制单元使得在第一非对称电流时段T1中的正电流的持续时间大于负电流的持续时间，而在第二非对称电流时段T2中，负电流的持续时间大于正电流的持续时间，并且使得在预定周期的一个周期中，正电流的平均持续时间小于负电流的平均持续时间。

另外，在第一非对称电流时段T1中的正电流和负电流之间的持续时间的差等于在第二非对称电流时段T2中的负电流和正电流之间的持续时间的差，并且第一时段T1小于第二时段T2。

本发明的第六方面是一种投影仪，包括：根据第一、第二、第三或第五方面的用于驱动高压放电灯的镇流器；高压放电灯；反射器；以及外壳，该外壳在其中包括高压放电灯镇流器和反射器。

附图说明

[图1A]图1A是示出根据本发明I的第一示例的灯电流波形的视图。

[图1B]图1B是解释灯电流波形的视图。

[图2]图2包括解释本发明I视图。

[图3]图3是示出根据本发明I的第二示例的灯电流波形的视图。

[图4]图4是示出根据本发明I的第三示例的灯电流波形的视图。

[图5]图5包括每一个都示出根据本发明I的第四示例的灯电流波形的视图。

[图6A]图6A是解释本发明I的流程图。

[图6B]图6B是解释本发明I的流程图。

[图7]图7包括解释本发明II的视图。

[图8]图8包括每一个都示出根据本发明II的灯电流波形的视图。

[图9]图9是根据本发明II和本发明III的电路配置图。

[图10]图10是解释本发明II的流程图。

[图11]图11是示出根据本发明III的示例的灯电流波形的视图。

[图12]图12是示出根据本发明III的示例的灯电流波形的视图。

[图13]图13是解释本发明III的流程图。

[图14]图14是解释本发明III的时序图。

[图15]图15是示出本发明IV的第五示例的图。

[图16]图16是示出本发明IV的第五示例的曲线图。

[图17]图17是解释本发明IV的流程图。

[图18]图18是示出根据本发明V的第一示例的灯电流波形的视图。

[图19]图19是示出根据本发明V的第二示例的灯电流波形的视图。

[图20A]图20A是示出根据本发明V的第三示例的灯电流波形的视图。

[图20B]图20B是示出根据本发明V的第三示例的灯电流波形的视图。

[图21]图21是示出根据本发明V的第四示例的灯电流波形的视图。

[图22]图22是示出根据本发明V的第五示例的灯电流波形的视图。

[图23A]图23A是示出根据本发明V的第六示例的灯电流波形的视图。

[图23B]图23B是示出根据本发明V的第六示例的灯电流波形的视图。

[图23C]图23C是示出根据本发明V的第六示例的灯电流波形的视图。

[图23D]图23D是示出根据本发明V的第六示例的灯电流波形的视图。

[图24A]图24A是根据本发明V的驱动方法的流程图。

[图24B]图24B是根据本发明V的驱动方法的流程图。

[图25]图25是解释副反射器的视图。

[图26]图26是本发明的照明设备的视图。

[图27A]图27A是示出高压放电灯的电极的改变的视图。

[图27B]图27B是解释高压放电灯的电极的改变的视图。

[图27C]图27C是解释高压放电灯的电极的改变的视图。

[图28]图28是一般的高压放电灯镇流器的电路配置图。

[图29]图29是示出一般的高压放电灯镇流器的灯电流波形的视图。

[图30]图30包括示出传统高压放电灯的电极的改变的视图。

附图标记的解释

1：灯泡

10：DC电源

15：检测单元

16：切换单元

20：降压斩波电路

30：全桥电路

40：点火电路

50：高压放电灯

61：高压放电灯镇流器

62：反射器

63：外壳

64：副反射器

70：控制电路

71、72、73：电阻器

74：PWM控制电路

75：桥控制电路

76：误差放大器

77：乘法器

78：集成电路

79：DC电源

700：模式控制电路

A、B：电极

具体实施方式

《发明I.基本实施例》

由于本发明的镇流器的电路配置和基本操作与根据图28中所示的传统示例的电路相同，因此省略其描述。

示例1。

图1A是根据发明I的高压放电灯的灯电流波形。如图1A中所示，灯电流是恒定频率f1的矩形波交流电，并且是具有调制周期T0的矩形波调制的电流。调制周期T0包括非对称电流时段T1和T2。尽管在时段T1和T2中，电流反转的频率同样为频率f1，但是在一个周期内以其切换电流极性的时序(占空比)在时段T1和时段T2之间是不同的。特定地，在时段T1中正电流持续时间大于负电流持续时间，而在时段T2中该关系则相反。此处，由桥控制电路75来控制占空比。

图1B是解释在图1A的时段T1中增长和熔融突起的视图。在以下的解释中，从电极A到电极B的电流被假定为正电流。如上所述，钨蒸发，并且由此突起在阳极侧上熔融，同时钨被吸引，并且由此突起在阴极侧上增长。因此，如图1B中所示，当在电极A用作阳极的同时增加电流时，其中在电极A处的突起熔融并且在电极B处的突起增长的趋势增加。同时，当在电极A用作阴极的同时减小电流时，相反的趋势(在电极A处的突起增长并且在电极B处的突起熔融)减小。因此，在时段T1中，电极A处的突起熔融并且电极B处的突起增长，而在时段T2中，相反的趋势发生，即，电极A处的突起增长，并且电极B处的突起熔融。

重复周期T0中的平均占空比可期望为50％对50％。这是因为这样的平均占空比允许在电极A和B处的突起相等地增长和熔融。

另外，在时段T1中，可期望将正电流持续时间设置为大约80％或更低。类似地，在时段T2中，也可期望将负电流持续时间设置为大约80％或更低。这是因为，如果过大地设置一个持续时间，则驱动状态将变得接近于DC驱动的驱动状态，而这样的驱动状态在AC驱动灯的特性方面并不是优选的。

关于周期T0，发明人从实验中确认了当T0＝约0.6到0.7s时，观察到该效果。尽管如此，优选地根据要驱动的灯的特性来适当地设置T0的值。例如，如果要驱动的灯具有不易于增长/熔融的趋势，则需要将T0设置得更长，而如果要驱动的灯具有易于增长/熔融的趋势，则需要将T0设置得更短。另外，还根据用于电极之间的距离的原始设置来不同地设置T0的值。电极之间的较短的距离需要较短的T0来频繁地重复增长/熔融。所以，根据每种情况，T0可以被设置在几百ms到几分钟的范围内。

在传统的技术中，电极之间的距离(即，电弧长度)在如图30中所示的状态(b)中过度增长。相反，在本发明中，电极之间的距离在如图2中所示状态(a)到(e)中基本上保持相同。因此，在考虑到其中电极之间的距离将被显著减少的如图30中的状态(b)的情况下，能够提供通过区分图30中的状态(d)和寿命结束来保持灯电压基本相同的措施。

图2示出了上述示例中的灯电极前端的状态的改变。假定如状态(a)中的突起首先增长。然后，当增加正电流持续时间时，电极进入状态(b)。随后，当增加负电流持续时间时，电极进入状态(c)并且然后状态(d)。当再次增加正电流持续时间时，电极进入状态(e)(返回到状态(a))。当然，图2以夸张的方式示出了本发明的原理。实践中，不总是出现视觉可识别的突起的增长/熔融。

此处，尽管在图30的传统技术中电极之间的距离(即，电弧长度)在状态(a)到(e)中改变，但是电极之间的距离在本发明图2中的状态(a)到(e)中基本上保持相同。因此，没有必要考虑诸如图30中的状态(b)的状态，在该状态中电极之间的距离将显著减少，或者没有必要通过区分图30中的状态(d)和寿命结束来提供措施。此处，即使载以50Hz到400Hz的范围内的驱动频率、通过正/负电流持续时间的每一个都占有50％来执行驱动的情况下，观察到突起的增长/熔融，该增长/熔融也是相对缓慢的。所以，占空比偏置的改变(即，有效值偏置)是突起增长和熔融的主要因素。

如上所述，该电极对的突起根据该示例并行地交替增长/熔融。所以，即使突起的一个过度增长，另一突起也熔融，并且因此不会发生如传统示例中突起过度增长的问题。另外，由于与传统示例相比，灯电压处于较小的变化范围内(理论上，如果不发生由于电极的寿命而导致电极的损耗，则灯电压相同)，因此通过供应额定灯电流来保证了额定灯功率。另外，由于无需为了控制突起的增长/熔融来检测灯电压，因此可以执行简单和稳定的控制(当然，在一些情况下，可能需要为了诸如检测寿命结束的其他目的来检测灯电压)。

示例2。

图3中示出了根据发明I的另一示例的波形的视图。在图3中，在具有不同占空比的两个非对称电流时段(T1、T2)之间插入具有50％占空比的对称电流时段(Ts)。同样在该情况下，也可以获得如图1中的电流波形相同的效果。

当期望获得在增长和熔融的效果，同时根据电极的特性来减少增长和熔融的程度时，该示例是有效的。

基于寿命测试等的结果，正/负对称时段(Ts)的技术重要性可以被描述如下。

(1)当没有插入正/负对称时段(Ts)时，仅存在两种类型的电极状态，即，其中电极操作温度高(负荷重)的状态和其中电极操作温度低的状态。然而，当插入Ts时，存在三种类型的状态，即，其中电极操作温度为高、中(Ts)和低的状态。这使得能够减少其中电极以高温操作的时间的比率。由此，可以减轻强加于电极上的负荷。

(2)通过提供该Ts，使得缓和由于持续时间非对称的波形而在灯(灯泡)中出现温度梯度，并且因此可以降低由于热应变(thermalstrain)而导致灯的爆炸的概率。

(3)可以将使用矩形波驱动的灯电压控制的一般方法(即，通过控制驱动频率等来调整灯电压)应用于持续时间调制的驱动。例如，通过控制正/负对称时段(Ts)的频率和周期数目，可以执行上述的灯电压控制。这将在发明II中详细描述。

示例3。

图4示出了根据发明I的另一示例的矩形波调制的电流波形的视图。在图4中，占空比随时间连续增加/减小。在该情况下，也可以获得与图1中的电流波形相同的效果。

该示例具有的优点是：由于在灯电流波形中没有发生突然调制，所以控制切换不是视觉识别的，并且不产生可归因于切换的不必要的噪声。

示例4。

图5示出了根据发明I的另一示例的矩形波调制的电流波形的视图。如图5(a)中所示，在该示例中，在灯电流波形由桥控制电路75控制成具有50％的固定占空比的同时，由PWM控制电路74来增加/减小用于半周期的灯电流的有效值。在该情况下，也可以获得与图1中的电流波形相同的效果。

在该示例中，尽管因为不需要由桥控制电路75来执行持续时间控制，而因此可以使用廉价的桥驱动器IC，但是需要降压斩波电路20的电流容量很大。

另外，与其中改变占空比的示例不同，在如图5(b)中所示的光输出中存在灯电流的绝对值的改变。为此，为了防止视觉地识别光输出中的改变，需要将驱动频率设置得相对较高(例如，100Hz或更高，更优选地是200Hz或更高)。

图6A是示出根据发明I的驱动方法的流程图。该流程图示出了在当开始灯放电时执行点火操作之后、当驱动状态已经达到稳定驱动状态时的操作。

在步骤S100中，执行稳定驱动的初始操作。在完成该步骤时，假定电极前端处于图2中的状态(d)。

在步骤S110中，供应非对称电流，使得电极A处的突起将熔融，而电极B处的突起将增长(时段T1)。特定地，形成电流波形，使得正电流＞负电流。

在步骤S120中，供应非对称电流，使得电极A处的突起将增长，而电极B处的突起将熔融(时段T2)。特定地，形成电流波形，使得正电流＜负电流。

注意，此处的非对称电流的每一个都与图1、图3和图5中的电流波形的任何一个相对应。关于图4中的电流波形，其中正电流大于负电流的时段与步骤S110相对应，而其中正电流小于负电流的时段与步骤S120相对应。

然后，在周期T0中重复步骤S110和S120。此处，在一个循环中，将正电流的有效值(积分值)和负电流的有效值(积分值)设置为相等。

替选地，如图6B中所示，可以在步骤S110和S120之后分别插入供应对称矩形波电流(即正电流＝负电流)的步骤S115和S125，以便于与图3中的电流波形(时段T3)相对应。然后，在周期T0中重复步骤S110和S120。也在该情况下，在一个循环中，将正电流的有效值(积分值)和负电流的有效值(积分值)设置为相等。

上述方法使得电极对的突起并地行交替增长/熔融。因此，能够解决由于突起的过度增长而导致的照度不足等问题，同时防止闪烁。

已经呈现上述示例作为发明I的最优选的示例。关于该方面，提供了以下注释。

(1)呈现为DC输出单元的降压斩波电路20可以是另外的公知电路类型(例如，反激(flyback)式等)。类似地，呈现为AC转换单元的全桥电路30也可以是另外的公知电路类型(例如，推挽式等)。

(2)上述示例中的非对称矩形波电流的每一个可以是通过适当地合并图1、3、4和5中的波形所形成的复合电流。特定地，电流可以被配置成具有非对称波形，其中，正电流的有效值和负电流的有效值被周期性地偏置，同时在一个调制周期中保持两个有效值相对相等。

《发明II.对称电流时段Ts中的控制》

此处，将简要描述卤素循环。公知卤素循环在某个温度条件下稳定地执行。温度条件可以根据灯电流波形、驱动频率和灯的空气冷却方法而改变。另外，从实验中知道，当急剧改变温度条件时，卤素循环被激活，并且从而突起瞬间增长或熔融。例如，在将以其驱动电极的波形或频率从用于升温的波形或频率切换到用于降温的波形或频率的情况下，尽管也取决于于温度变化率，但是突起还是瞬间增长。在相反的情况下，突起瞬间熔融。

基于此，将参考图7来再次详细描述灯电极前端的状态的改变。假定如状态(a)中的突起首先增长。当增加正电流持续时间时，电极进入状态(b)。然后，在对称矩形波电流时，即，在正持续时间和负持续时间对称时，具有高温的A侧电极处的突起在非对称波形时降温，并且从而瞬间增长，而具有低温的B侧电极处的突起升温，并且从而瞬间熔融(图7(c))。然而，如果通过不满足用于稳定卤素循环的温度条件的对称波形来驱动灯，则卤素循环的平衡被破坏，两个突起都熔融，并且从而电极进入状态(d)。然后，当负电流持续时间增加时，电极进入状态(e)。当再次增加正电流持续时间时，电极进入状态(f)(返回到状态(a))。当然，图7以夸张的方式示出了本发明的原理。实践中，不总是出现视觉可识别的突起的增长/熔融。

注意，在上述发明I中，已经在假定突起的熔融和增长以相同的速度进行的情况下描述了基本概念。然而，在实践中，难以使熔融和增长以相同速度进行，并且因此熔融和增长的速度略有不同。因此，尽管短时间内可以将灯电压保持在某个范围内，但经过较长时间，速度差异的影响逐渐积累，并且无法将灯电压保持在预定范围内。

发明人根据实验确认了，当对称矩形波电流部分的频率或周期数目增加时，卤素循环的平衡被破坏，并且熔融的进程略微超过增长的进程。此处，从长期来看，当突起的熔融进程超过其增长的进程时，电极之间的距离增加并且由此灯电压增加，而当增长突起的进程超过熔融突起的进程时，电极之间的距离减小并且由此灯电压减小。另外，已经确认了该趋势不仅受到灯电流波形的非对称性的影响，还受到选取的驱动频率和周期、在寿命中进程程度等的影响。

更特定地，已经证实了，当在时段T1、Ts和T2中通过同一频率f1来执行驱动时，电极之间距离变短的趋势(长期增长的趋势)在时段T1和Ts中比在时段T2中稍大。换言之，当f1是相对低的频率(fL)时，长期增长在时段T2以及时段T1和Ts中渐渐进行，同时该作用在时段T1和Ts中比在时段T2中稍大。另外，当f1是相对高的频率(fH)时，长期熔融在时段T2以及时段T1和Ts中渐渐进行，同时该作用在时段T2中比在时段T1和Ts中稍大。另外，当f1是中间频率(fM)时，长期增长在时段T1和Ts中略有进行，同时长期熔融在时段T2中略有进行。

考虑到上述趋势，发明II通过检测灯参数(灯电压、驱动时间等)来控制灯电流波形的正/负对称波形的频率或周期数目，并且从而不论选取的驱动频率或寿命的如何，都将电极之间的距离长期保持合适。

概括地，根据检测到的灯参数，发明II(A)控制时段Ts中的频率，或者(B)控制时段Ts中的周期数目对时段T0中的周期总数目的比率。

此处，“或者”指仅执行(A)的情况、仅执行(B)的情况，以及同时执行(A)和(B)二者的情况。

(B)的模式包括：(B1)在固定时段T0的长度的同时，改变时段Ts的长度(并且同时改变时段T1和T2的长度)；(B2)在改变时段T0的长度并且固定时段T1和T2的长度的同时，改变时段Ts的长度；以及(B3)在改变时段T0的长度并且固定时段Ts的长度的同时，改变时段T1和T2的长度。

更特定地，包括以下四种模式。

(1)在f1＝fL的情况下，当灯参数示出电极之间的距离减小了预定量或更多时，(A)将Ts中的频率增加到相对高的f2，并且由此在Ts中增加了电极的熔融趋势，以恢复电极之间的距离。

(2)在f1＝fH的情况下，当灯参数示出电极之间的距离增加了预定量或更多时，(A)将Ts中的频率减小到相对低的f0，并且由此在Ts中增加了电极的增长趋势，以恢复电极之间的距离。

(3)在f1＝fM的情况下，当灯参数示出电极之间的距离减小了预定量或更多时，(A)将Ts中的频率增加到相对高的f2，并且由此在Ts中增加了电极的熔融趋势，或者(B)增加了时段Ts中的周期数目对T0中的周期总数目的比率，并且由此在T0中在总体上增加了电极的熔融趋势，以恢复电极之间的距离。

(4)在f1＝fM的情况下，当灯参数示出电极之间的距离增加了预定量或更多时，(A)将Ts中的频率减小到相对低的f0，并且由此在Ts中增加了电极的增长趋势，或者(B)降低时段Ts中的周期数目对T0中的周期总数的比率，并且由此在T0中总体上增加了电极的增长趋势，以恢复电极之间的距离。

在以下呈现的示例中，将通过特别地假定上述的情况(1)和(3)来给出描述。这基于以下原因。情况(1)和(3)是其中假定驱动频率是通常使用的大约50到400Hz的情形，而情况(2)是只要有意使用高于通常使用的频率的频率fH，就不太可能发生的情形。另外，当在情况(2)和(4)中时，电极之间的距离的增加不是大的问题(可以通过降低灯电流等来恢复电极之间的距离)。无需说明与以下示例相同的想法还可以应用于情况(2)和(4)。

顺带地，“时段的数目”和“周期的数目”在以下描述中是同义词。

示例。

图9是示出发明II的第一示例的电路图。图9与图28的不同之处在于，将模式控制电路700附加到桥控制电路75。在模式控制电路700中，将点A连接到灯电压检测电路(电阻器71和72)，并且输入灯电压。模式控制电路700基于检测到的灯电压来确定作为输出参数的占空比，将确定的占空比输入到桥控制电路75，并且由此根据该占空比来执行桥电路30上的切换操作。

此处，模式控制电路可以根据灯电压来从两个驱动模式中选取一个。驱动模式的一个是普通模式，其中，例如，如图8(a)中所示，在时段T1中，以100Hz的f1重复70％∶30％的正电流持续时间/负电流持续时间达10个周期(在时段T2中，以100Hz的f3在10个周期中重复30％∶70％的正电流持续时间/负电流持续时间)；以及在周期Ts中，以100Hz的f2重复50％∶50％的正电流持续时间/负电流持续时间达10个周期。其他驱动模式是VL减小对策模式，其中，例如，如图8(b)中所示，在时段Ts中，以200Hz的f2重复50％；50％的正电流持续时间/负电流持续时间达20个周期。如上所述，与普通驱动模式相比，在VL减小对策模式中，对称矩形波电流的频率更高并且时段数目更大。因此，在普通驱动模式中，突起的增长趋势略大于其熔融趋势，而在VL减小对策模式中，突起的熔融趋势略大于其增长趋势。

在选取驱动模式中，执行以下控制。首先(在假定开始时的灯电压是V1或更高的情况下)，通过普通模式来执行驱动。当灯电压已经达到下限值V1时，通过VL减小对策模式来执行驱动以增加灯电压。当灯电压已经达到上限值V2(V1＜V2)时，通过普通模式来执行驱动以降低灯电压。

应当注意，尽管在上述示例中，以该顺序时段T0将配置有一个时段T1、一个时段Ts和一个时段T2，但是可以适当地选取时段T0中的时段的顺序、每个时段的次数等。

图10是解释上述控制的流程图。

在图10中，当接通高压放电灯镇流器时，在步骤S200中执行点火/启动控制，并且然后开始对灯50的稳定驱动。从镇流器的接通到稳定驱动的几分钟内执行的点火/启动控制可以采用一般控制。由于这样的控制不是本发明的关键，所以省略其描述。

在步骤S210中，执行通过普通模式进行驱动，普通模式是默认的设置。可以根据灯来最佳地设置普通模式中的频率和时段数目。

模式控制电路700使得桥控制电路75以最佳设置的频率和时段数目来提供输出，直至灯电压达到下限值V1。此处，例如，频率和周期数目的值分别被设置为100Hz和10个周期。下限值V1可以是在大约55V到65V之间的任何值。

当在步骤S220中灯电压达到下限值V1时，该步骤前进到步骤S230。

模式控制电路700将驱动模式切换到VL减小对策模式，并且使得桥控制电路75以用于熔融突起的频率和时段数目来提供输出，直至灯电压达到上限值V2。此处，例如，频率和时段数目的值分别被设置为200Hz和20个周期。通过将定调(constant-pace)矩形波电流的频率和周期数目从100Hz和10个周期分别改变为200Hz和20个周期，灯电压增加。上限值V2可以是在大约65V到75V之间的任何值。

当在步骤S240中灯电压达到上限值V2时，该步骤返回到步骤S210，并且模式控制电路700将驱动模式从熔融模式切换到增长模式。此后，在驱动期间重复步骤S210到S240。

通过如上所述的有效控制对称矩形波电流部分中的灯电压，可以将灯电压长期基本上保持不变，并且可以可靠地保证灯功率。另外，由于仅通过改变频率或时段数目来切换模式，所以用户不会视觉地识别到模式切换。另外，由于上述的控制具有诸如几乎不影响驱动频率(即，可能吸收这样的影响)的配置，所以设置驱动频率的自由度增加。因此，易于将该控制应用于甚至其中其他条件将限制强加于对驱动频率的情况。

在本发明中，即使当灯电压具有减小趋势时(即，电极之间的距离处于减小趋势)，电压减小的速度(即，电极之间距离减小的速度)也明显比其中两个电极同时增长的传统示例中的电压减小的速度(即，电极之间的距离减小的速度)慢。特定地，电极之间距离减小的速度在传统示例中是2xG，而在本发明中是(G-M)，其中，G表示突起生增长的速度，并且M表示突起熔融的速度。所以，由于(G-M)＜＜2G，因此在本发明中控制电极之间的距离状态的改变明显比在传统示例中简单。

通过该配置，通过增加用于检测灯电压的采样时段，可以提高检测准确度。另外，由于突起的状态的改变高度遵循镇流器的控制，所以在减小电极之间的距离中不会发生过冲状态。因此，可以适当地并且可靠地防止突起过度增长的不利影响。

设计示例。

从实验结果中，证明了可以通过如下设计高压放电镇流器来以优选的方式控制突起的增长和熔融。此处，所使用灯的额定功率是200W。

将普通模式中的对称矩形波电流部分(Ts)中的频率和周期数目分别设置为100Hz和5个周期，而将VL减小对策模式中的对称矩形波电流部分(Ts)中的频率和周期数目分别设置为200Hz和20个周期。另外，将普通模式中的下限值V1和VL减小对策模式中的上限值V2分别设置为62V和68V。

应当注意，以上呈现了用于阐明设计概要的代表性的优先设计示例，并且因此本发明不限于上述数值。可以根据所使用的灯来设置适当的数值。

另外，已经描述了检测灯电压作为灯参数的示例。然而，驱动时间可以被用作用于以适当的间隔在普通模式和VL减小对策模式之间进行切换的灯参数。顺带地，该情况中的检测电路是计时器(未示出)。该示例是在可以一定程度地估计突起的增长和熔融状态的改变的灯(例如，通过实验来证明针对其的这样的估计的灯)中有效的技术。另外，由于不需要检测灯输出，所以该示例具有不可能故障的优点。

另外，灯参数可以是灯功率或灯电流。特定地，通过检测灯功率在恒定灯电流控制时已经减小到预定值或更低，或者通过检测灯电流在恒定灯电流控制时已经增加到预定值或更高，可以将驱动从普通模式改变为VL减小对策模式。当然，在这些情况下，灯电压是间接检测到的。

《发明III.基于灯参数的灯电流波形控制》

如发明II中还描述的，在假定发明I中以相同的速度来进行突起的熔融和增长的情况下，描述了本发明的基本原理。然而，在实践中，难以以完全相同的速度来进行熔融和增长进程，并且因此熔融和增长的速度略有不同。因此，尽管在短时间内可以将灯电压保持在一定范围内，但经过长时间，速度差异的影响逐渐积累，并且无法将灯电压保持在预定范围内。

如发明II中还描述的，发明人从实验中已经确认，当增加灯电流波形的正负非对称性时(例如，当增加正负持续时间差时)，熔融的进程略超过增长的进程，而当减小非对称性时(例如，减小正负持续时间差时)，增长的进程略超过熔融的进程。此处，从长期来看，当突起的熔融的进程超过其增长的进程时，电极之间的距离增加，并且由此灯电压增加；而如果突起的增长的进程超过起熔融的进程，则电极之间的距离减小，并且由此灯电压减小。还确认了，该趋势不仅受灯电流波形的不对称性的影响，还受选取的驱动频率和寿命中的进程程度的影响。

考虑到上述趋势，发明III通过检测灯参数(灯电压、驱动时间等)来控制灯电流波形的不对称性，并且从而不论选取的驱动频率或寿命如何，都将电极之间的距离长期保持为适当的。

特定地，根据检测到的灯参数来控制ΔIt1和ΔIt2中的至少一个，其中，ΔIt1表示时段T1中的正电流和负电流之间的电流时间乘积的差，并且ΔIt2表示时段T2中的正电流和负电流之间的电流时间乘积的差。

示例。

示出发明III的示例的电路图与上述图9的相同。因此，该电路图与图28的不同之处在于，将模式控制电路700附加到桥控制电路75。在模式控制电路700中，将点A连接到灯电压检测电路(电阻器71和72)，并且输入灯电压。模式控制电路700基于检测到的灯电压来确定作为输出参数的占空比，将确定的占空比输入到桥控制电路75，并且由此根据该占空比来执行桥电路30上的切换操作。

此处，模式控制电路可以根据灯电压来从两个驱动模式中选取一个。驱动模式的一个是普通模式，其中，例如，如图11中所示，在时段T1中，将正电流持续时间/负电流持续时间设置为60％∶40％(在时段T2中为40％∶60％)。另一驱动模式是VL减小对策模式，其中，例如，如图12中所示，在时段T1中将正电流持续时间/负电流持续时间设置为80％∶20％(在时段T2中为20％∶80％)。如上所述，VL减小对策模式中的不对称性大于普通驱动模式中的不对称性。因此，在普通驱动模式中，突起的增长趋势略大于熔融趋势，而在VL减小对策模式中，突起的熔融趋势略大于其增长趋势。

在选取驱动模式中，执行以下控制。首先(在假定开始时的灯电压是V1或更高的情况下)，通过普通模式来执行驱动。当灯电压已经达到下限值V1时，通过VL减小对策模式来执行驱动以增加灯电压。当灯电压已经达到上限值V2(V1＜V2)时，通过普通模式来执行驱动以减小灯电压。

图13是解释上述控制的流程图。图14是与图13中的流程图相对应的时序图。

在图13中，当接通高压放电灯镇流器时，在步骤S200中执行点火/启动控制，并且然后开始灯50的稳定驱动(与图14中的t₀相对应)。在从镇流器的接通到稳定驱动的几分钟内所执行的点火/启动控制可以采用一般控制。由于这样的控制不是本发明的关键，所以省略其描述。

在步骤S210中，执行通过普通模式进行驱动，普通模式是默认设置。可以根据灯来最佳地设置普通模式中的占空比。

模式控制电路700使得桥控制电路75以最佳设置的占空比Ds来提供输出，直至灯电压达到下限值V1。此处，例如，将占空比的值设置为60％∶40％。下限值V1可以是在大约55V至65V之间的任何值。

当在步骤S220中灯电压达到下限值V1时，该步骤前进到步骤S230。

模式控制电路700将驱动模式切换到VL减小对策模式，并且使得桥控制电路75以用于熔融突起的持续时间Dm来提供输出，直至灯电压达到上限值V2(与图14中的t₁相对应)。此处，例如，将占空比的值设置为80％∶20％。通过将占空比从60％∶40％(Ds)改变为80％∶20％(Dm)，灯电压增加，80％∶20％是具有更加偏置的正/负电流占空比的矩形波调制的电流。上限值V2可以是在大约65V到75V之间的任何值。

当在步骤S240中灯电压达到上限值V2时，步骤返回到步骤S210，并且模式控制电路700将驱动模式从熔融模式切换到增长模式(与图14中的t₂相对应)。此后，在驱动期间重复步骤S210到S240。

通过如上所示的有效控制矩形波调制的电流中的灯电压，可以将灯电压长期基本上保持不变，并且可以可靠地保证灯功率。另外，由于仅通过改变持续时间来切换模式，所以用户不会视觉地识别模式切换。另外，上述的控制具有诸如几乎不影响驱动频率(即，可能吸收这样的影响)的配置，设置驱动频率的自由度增加。因此，易于将该控制应用于甚至其中由其他条件将限制强加于驱动频率的情况。

在本发明中，即使当灯电压具有减小趋势时(即，电极之间的距离处于减小趋势)，电压减小的速度(即，电极之间的距离减小的速度)也明显比其中两个电极同时增长的传统示例中的电压减小的速度(即，电极之间的距离减小的速度)慢。特定地，电极之间的距离减小的速度在本发明中是(G-M)，而在传统示例中是2xG，其中，G表示突起增长的速度，并且M表示突起熔融的速度。所以，由于(G-M)＜＜2G，因此在本发明中控制电极之间的距离状态的改变明显比在传统示例中简单。

通过该配置，通过增加用于检测灯电压的采样时段，可以提高检测准确度。另外，由于突起的状态的改变高度遵循镇流器的控制，所以在减小电极之间的距离中不会发生过冲状态。因此，可以适当地并且可靠地防止突起过度增长的不利影响。

设计示例。

从实验结果中，证明了可以通过如下设计高压放电镇流器来以优选的方式控制突起的增长和熔融。此处，所使用灯的额定功率是200W。

将普通模式中的占空比Ds设置为60％∶40％，而将VL减小对策模式中的占空比Dm设置为80％∶20％。另外，将普通模式中的下限值V1和VL减小对策模式中的上限值V2分别设置为57V和70V。

应当注意，以上呈现了用于阐明设计概要的代表性的优选设计示例，并且因此本发明不限于上述数值。可以根据要使用的灯来设置适当的数值。

替选示例。

上述示例具有在各个时段T1和T2中控制ΔIt1和ΔIt2的配置。然而，也可以采用这样的配置，即，在时段T1中仅控制ΔIt1，或者在时段T2中仅控制ΔIt2。应当注意，本发明还可以应用于以下情况，在该情况中根据两个电极的结构、灯泡的结构和照明器件的结构、或者其布置的不对称性、尤其是根据两个电极之间的温差，时段T1中的整个电流波形和时段T2中的整个电流波形均正/负不对称(例如，在普通模式中，时段T1中的正负占空比是55∶45，而在时段T2中是35∶65等)。

另外，模式的每一个中的矩形波调制的电流可以是通过适当地合并图1、3、4和5中的波形所形成的复合电流。

顺带地，在图3中，可以在时段T1和T2中执行与上述示例中的相同的控制。替选地，可以在不改变时段T1和T2中的占空比的情况下，控制时段Ts(该时段Ts是每个具有50％的持续时间的时段)对整个时段的比率。特定地，可以在比率上将VL减小对策模式中的时段T3设置得低于普通模式中的时段T3，并且可以将VL减小对策模式中的不对称性设置得高于普通模式中的不对称性。

例如，在图4中，可以将VL减小对策模式中的最大持续时间设置得大于普通模式中的最大持续时间。

另外，在图5中，可以将VL减小对策模式中的灯电流上限值设置得大于普通模式中的灯电流上限值(换言之，可以将VL减小对策模式中的灯电流下限值设置得小于普通模式中的灯电流下限值)。此处，对于在VL减小对策模式中的灯电流下限值，有必要保证这样的电流值为不影响放电的维持。

另外，已经描述了检测灯电压作为灯参数的示例。然而，驱动时间可以被用作用于以适当的间隔在普通模式和VL减小对策模式之间进行切换的灯参数。顺带地，该情况中的检测电路是计时器(未示出)。该示例是在可以一定程度地估计突起的增长和熔融状态的改变的灯(例如，通过实验来证明针对其的这样的估计的灯)中有效的技术。另外，由于不需要检测灯输出，所以该示例具有不可能故障的优点。

呈现上述示例作为本发明的最优选的示例。关于该方面，提供以下注释。

(1)呈现为DC输出单元的降压斩波电路20可以是另外的公知电路类型(例如，反激式等)。类似地，呈现为AC转换单元的全桥电路30也可以是另外的公知电路类型(例如，推挽式等)。

(2)上述示例中的矩形波调制的电流可以是通过适当地合并图1、3、4和5中的波形所形成的复合电流。特定地，矩形波调制的电流可以是任何形式，只要可以控制该调制的波形的不对称性(偏置)，使得可以周期性地偏置正电流的有效值和负电流的电流时间乘积。

(3)上述矩形波调制的电流的不对称性(偏置)受电流时间乘积的差的控制，但是可以受电流平方的时间的差的控制。

《发明IV.启动时的控制》

如果仅考虑稳定驱动时间，则发明I到III的设计就足够了。然而，按照还提到的目标，期望在启动时段内分立地提供控制。发明人从实验中已知，如果在启动时段中还应用用于稳定驱动的上述电流波形的任何一个，则两个电极处的突起将熔融。

即使突起在启动时段中熔融，但是通过长时间地执行驱动，突起在稳定驱动期间可以再次增长。然而，一些用户可能在短时间内重复接通/关断。在这样的情况下，假定启动时段对整个驱动时间的比率增加，突起损耗，并且从而灯的寿命变得更短。作为针对此的对策，在启动时段中，将以下的示例应用于造成突起的小程度损耗的灯电流波形。

示例1。

图15是示出发明IV的示例的电路图。图15与图28的不同之处在于，进一步包括检测单元15和切换单元16。尽管为了便于解释而将这些单元描述为分立的单元，但是这些单元被集成在一般的PWM控制电路74等中。

检测单元15是用于检测用于驱动灯的灯参数的单元。灯参数包括以下的至少一个：从灯驱动开始的时间以来所度过的时间、灯电压值、灯电压关于时间的导数、灯功率等。此处，如以下将描述的，可以采用公知的方法用于检测这些的每一个的具体方法。

切换单元16是用于根据来自检测单元15的输入来切换桥控制电路75的操作状态的单元，即，从高压放电灯镇流器到灯50的输出状态、从第一输出状态切换到第二输出状态。特定地，概略地，切换单元16在启动时段中保持第一输出状态，而在稳定驱动期间保持第二输出状态，如图16中所示。

此处，需要在启动时段中应用造成小程度的突起损耗的灯电流波形。因此，仅需要在第一输出状态而不在第二输出状态中减小正/负灯电流的不对称性(换言之，减小偏置的程度)。

特定地，例如，关于发明I的示例I到3，需要将正和负灯电流之间的持续时间差设置得在第一输出状态中比在第二输出状态中更小。

另外，关于发明I的示例4，需要将正和负灯电流之间的峰值差设置得在第一输出状态中比在第二输出状态中更小。

另外，关于发明II，需要将时段T0中的周期数目对对称电流时段Ts中的周期数目的比率设置得在第一输出状态中比在第二输出状态中更大。

在第一输出状态中，灯电流可以具有正/负对称波形，其中每个的持续时间为50％(正和负电流之间的持续时间差＝0)。

替选地，如果配置灯使得突起不会被严重损耗，则在第一输出状态中也可以采用在降低不对称性的程度(降低偏置程度)的同时不对称的灯电流。例如，在第一输出状态中可以采用其中正/负灯电流的持续时间被设置为60/40％(正和负电流之间的持续时间差＝60-40＝20)的波形，而在第二输出状态中可以采用正/负灯电流的持续时间被设置为70/30％(正和负电流之间的持续时间差＝70-30＝40)的波形。

发明人从实验中确认了，通过将第一输出状态中的正和负持续时间的每一个都设置为50％，并且将第一输出状态中的输出频率(驱动频率)设置为从50Hz到1kHz中选取的任何值，可以防止在启动时段中的突起的熔融。

所以，不仅持续时间，而且驱动频率也可以在第一输出状态和第二输出状态之间进行切换。

检测单元15和切换单元16进行的切换操作如下。

例如，当从驱动开始所度过的时间被用作灯参数时，检测单元15仅需要是计时器。切换单元16仅需要将来自桥电路30的输出维持在第一输出状态中，直至度过的时间达到预定值t1，并且当度过的时间达到预定值t1时，从第一输出状态切换到第二输出状态。此处，尽管t1还取决于灯的类型，但是t1可以是大约10分钟到20分钟内的任何值。

当灯电压值被用作灯参数时，检测单元15仅需要是连接到降压斩波电路20的输出端(以使用电阻器71和72)的分压器电路。切换单元16仅需要将来自桥电路30的输出维持在第一输出状态中，直至灯电压达到预定值V1，并且当灯电压已经达到预定值V1时，从第一输出状态切换到第二输出状态。

当灯电压关于时间的导数被用作灯参数时，除了上述的分压器电路之外，检测单元15仅还需要包括用于检测导数的单元。切换单元16仅需要将来自桥电路30的输出维持在第一输出状态中，直至灯电压导数减小到预定值dV1/dt，并且当灯电压导数已经减小到预定值dV1/dt时，从第一输出状态切换到第二输出状态。

替选地，可以合并使用度过的时间、灯电压值和灯电压导数的检测来获得检测结果的逻辑加或者逻辑乘。

另外，可以同时执行从用于启动时段(低灯电压时段)的恒定电流控制到用于稳定驱动的恒定功率控制的切换以及从第一输出状态到第二输出状态的切换。这可以在PWM控制电路74等方面简化控制系统的结构。

此处，如果在第二输出状态中使用根据示例4的控制，则应当将切换单元16连接到PWM控制电路74，或者连接到桥控制电路75和PWM控制电路74。本发明不限于这样的各种控制的组合和单元/电路连接。

通过上述配置，在其中从驱动开始到驱动结束都使用灯的整个时段中，可以在电极处的突起被控制成处于适当状态的同时执行灯驱动。由此，可以防止闪烁，并且可以适当地维持灯电压。

图6A是示出与根据本发明的示例1相对应的驱动方法的流程图。该流程图示出了在执行点火操作以开始灯放电之后、当驱动状态已经达到稳定驱动状态时所执行的操作。

在步骤S100，执行稳定驱动的初始操作。在完成该步骤时，假定电极前端处于图2中的状态(d)。

在步骤S110中，供应非对称电流，使得在电极A处的突起将熔融，而电极B处的突起将增长(时段T1)。特定地，形成电流波形，使得正电流＞负电流。

在步骤S120中，供应非对称电流，使得电极A处的突起将增长，而电极B处的突起将熔融(时段T2)。特定地，形成电流波形，使得正电流＜负电流。

注意，此处的非对称电流的每一个都与图1、图3和图5中的电流波形的任何一个相对应。关于图4中的电流波形，其中正电流大于负电流的时段与步骤S110相对应，而其中正电流小于负电流的时段与步骤S120相对应。

然后，在周期T0中重复步骤S110和S120。此处，在一个循环中，将正电流的积分值的总和以及负电流的积分值的总和设置为相等。

替选地，如图6B中所示，可以在步骤S110和S120之后分别插入供应对称矩形波电流(即正电流＝负电流)的步骤S115和S125，以便于与图3中的电流波形(时段T3)相对应。然后，在周期T0中重复步骤S110和S120。在该情况下，在一个循环中，也将正电流的积分值的总和以及负电流的积分值的总和设置为相等。

上述方法使得电极对的突起能够并行地交替增长/熔融。因此，能够解决由于突起的过度增长而导致的照度不足等问题，同时防止闪烁。

图17是示出与示例5相对应的驱动方法的流程图。换言之，该流程图是可以包括在图6A和图16B的步骤S100中的部分。

当开始驱动时，在步骤S102中维持用于启动时段的第一输出状态。例如，应用具有正/负对称波形的灯电流，其中正持续时间/负持续时间为50％/50％，并且频率为50Hz到1kHz。

在步骤S104中，执行对上述灯参数的任何一个的检测和判断。如果在步骤S104中为是，即，如果灯参数满足预定条件，则该步骤前进到步骤S106。如果否，则该步骤返回到步骤S102，并且维持第一输出状态。

在步骤S106中，将第一输出状态切换到第二输出状态。在第二输出状态中，可以将示例1到4中的任何一个中示出的电流波形应用于灯。

通过上述配置，其中将适当的驱动方法应用于启动时段和稳定驱动中的每一个，能够解决由于突起的过度增长而导致的照度不足等问题，同时在从灯的驱动开始到驱动结束的整个使用时段期间防止闪烁。

呈现上述示例呈现作为本发明的最优选的示例。关于该方面，提供以下注释。

(1)呈现为DC输出单元的降压斩波电路20可以是另外的公知电路类型(例如，反激式等)。类似地，呈现为AC转换单元的全桥电路30也可以是另外的公知电路类型(例如，推挽式等)。

(2)上述示例中的非对称矩形波电流的每一个都可以是通过适当地合并图1、3、4和5中的波形所形成的复合电流。

《发明V.在使用反射器的情况中的控制》

在发明I-IV中，在假定当通过普通矩形波执行驱动时(即，当相同的电效应被施加到两个电极时)，两个电极的温度变得相同的情况下，描述了操作和效果。

根据发明V，将描述以下情况。在该情况下，在实践中将灯附连到反射器，或者将副反射器进一步附连到该灯。因此，即使将相同的电效应施加到电极A和B，电极A和B之间也会出现温差。在以下描述中，将电极A附连到反射器的颈部侧，而将电极B附连到开口侧，并且不包括副反射器(在0131段中将描述包括副反射器的情况)。

此处，如果将正/负对称波形施加到(将相同的电学效应施加到)电极A和B，则电极A的平均温度变得高于电极B的平均温度。类似地，当在周期T0中正电流和负电流的总量(总电流时间乘积)变得与发明I相等时，电极A的平均温度变得高于电极B的平均温度。因此，电极A处的突起比电极B处的突起更易于熔融。因此，电极A比电极B损耗得更严重。

有鉴于此，在以下示例中，进行配置使得在采用上述发明I的基本原理的同时，在周期T0中正电流的电流时间乘积的总和小于负电流的电流时间乘积的总和。由此，减轻了电极A处的突起的熔融，抑制了电极主体的损耗，并且延长了灯的寿命。

发明V的示例的电路配置与发明I的相同，但是在时段T1和T2之间的相对关系有所不同。

示例1。

图18是示出发明V的第一示例的电流波形图的视图。在以下描述中，时段T1中的正电流/负电流的占空比由D1⁺/D1^-来表示，并且时段T2中的正电流/负电流的占空比由D2⁺/D2^-来表示。

在该示例中，如图1A中的参考示例，调制周期T0包括时段T1和T2，并且在时段T1和T2中，将驱动频率同样设置为f1，而在一个周期中的占空比在时段T1和时段T2之间不同。特定地，在时段T1中D1⁺＞D1^-，并且在时段T2中D2⁺＜D2^-。此处，占空比由桥控制电路75来控制，并且驱动频率f1为50Hz到1kHz，并且优选地是50Hz到400Hz。

该示例与发明I的图1A的不同之处在于以下方面。

在正电流和负电流之间的持续时间差与在时段T1和时段T2之间的持续时间差不同。时段T1中的持续时间差(D1⁺-D1^-)小于时段T2中的持续时间差(D2^--D2⁺)。例如，在时段T1中可以将持续时间D1⁺和D1^-分别设置为60％和40％(持续时间差20％)，而在时段T2中可以将持续时间D2⁺和D2^-分别设置为20％和80％(持续时间差60％)。

因此，在时段T0中，正电流的平均持续时间小于负电流的平均持续时间。因此，正电流的电流时间乘积的总和小于负电流的电流时间乘积的总和。

如上所述，根据该示例，防止了颈部侧电极A上的电极的熔融以及电极主体的损耗，并且从而改善了灯的寿命。

示例2。

图19是示出发明V的第二示例的电流波形的视图。

在该示例中，如在示例1中，调制周期T0包括时段T1和T2，在时段T1和T2中将驱动频率相同地设置为f1，并且在时段T1中D1⁺＞D1^-，而在时段T2中D2⁺＜D2^-。此处，占空比由桥控制电路75来控制，并且驱动频率f1为50Hz到1kHz，并且优选地为50Hz到400Hz。

该示例与示例1的不同之处在于持续时间。特定地，正电流和负电流之间的持续时间差在时段T1和T2中相同，即，D1⁺＝D2^-并且D1^-＝D2⁺，同时时段T1的长度小于时段T2的长度。

因此，在时段T0中，正电流的平均持续时间小于负电流的平均持续时间。因此，正电流的电流时间乘积的总和小于负电流的电流时间乘积的总和。

获得的效果与示例1中的相同。

示例3。

图20A是示出发明V的第三示例的电流波形的视图。

在以下描述中，时段T1中的正电流/负电流的电流宽度分别由d1⁺/d1^-来表示，并且时段T2中的正电流/负电流的电流宽度分别由d2⁺/d2^-来表示。

在该示例中，关于电流宽度，d1⁺＜d1^-同时d1^-＝d2⁺，并且驱动频率在时段T1和时段T2之间不同，而时段的长度相同。此处，关于持续时间，如在示例1和示例2中，D1⁺＞D1^-同时D2⁺＜D2^-。

因此，在时段T0中，正电流的电流时间乘积的总和小于负电流的电流时间乘积的总和。

图20B是发明V的第三示例的替选示例。

同样在该示例中，关于电流宽度，d1⁺＜d2^-同时d1^-＝d2⁺，并且驱动频率在时段T1和时段T2之间不同，同时包括在时段T1和时段T2中的周期数目相同。

因此，在时段T0中，正电流的电流时间乘积的总和小于负电流的电流时间乘积的总和。

在示例3中获得的效果(图20A和图20B)与示例1中的相同。

另外，对于时段T1和T2的每一个，有必要设置适当的频率(例如，50Hz到1kHz，并且更优选的为50Hz到400Hz)。

示例4。

图21是示出发明V的第四示例的电流波形的视图。

在该示例中，如在图5(a)中，灯电流波形由桥控制电路75控制为具有50％的固定占空比，同时由PWM控制电路74来增加/减小灯电流的峰值。此处，尽管因为无需由桥控制电路75来执行持续时间控制，因此可以使用廉价的桥驱动IC，但是需要降压斩波电路20的电流容量很大。

另外，如参考示例中，需要将驱动频率设置得相对高(例如，100Hz或更高，并且更优选地为200Hz或更高)，以防止视觉地识别光输出中的改变。

该示例与图5(a)不同之处在于以下方面。

正电流和负电流之间的峰值的差在时段T1和时段T2之间不同，并且时段T1中的峰值的差小于时段T2中的峰值的差。如图21中的虚线所示，在时段T1中的平均电流值的绝对值小于在时段T2中的平均电流值的绝对值。

因此，在时段T0中，正电流的电流-时间乘积的总和小于负电流的电流时间乘积的总和。

示例5。

图22是示出发明V的第五示例的电流波形的视图。

在该示例中，如示例4中，桥控制电路75将灯电流波形控制为50％的固定占空比，同时PWM控制电路74增加/减小灯电流的峰值。

该示例与图5(a)中所示的参考示例的不同之处在于，尽管正电流和负电流之间峰值的差在时段T1和T2中是相同的，但是时段T1的长度小于时段T2的长度。

因此，在时段T0中，正电流的电流时间乘积的总和小于负电流的电流时间乘积的总和。

示例6。

图23A-23D的每一个都是示出发明V的第六示例的电流波形的视图。

在示例6中，如在图3中，插入其中没有偏置电流-时间乘积的电流，即，正/负对称电流，的时段Ts。

图23A与示例1(图18)、示例3(图20A)和示例4(图21)相对应。换言之，图23A示出了在图18、图20A或图21中的时段T1和时段T2之间插入时段Ts的波形。

图23B与示例2(图19)、示例3(图20B)和示例5(图22)相对应。特定地，图23B示出了其中在图19、图20B或图22中的时段T1和时段T2之间插入时段Ts的波形。此处，时段Ts的技术含义、确定方法等与关于图3描述的参考示例相同。

图23C与示例1(图18)、示例3(图20A)和示例4(图21)基本上相对应。在图23C中，关于一个时段T0中的时段T1、T2和Ts的每一个的插入次数，将时段T1的插入次数设置为小于时段T2的插入次数。

图23D与示例2(图19)、示例3(图20B)和示例5(图22)基本上相对应。在图23D中，关于一个时段T0中的时段T1、T2和Ts的每一个的总长度，将时段T1的总长度设置为小于时段T2的总长度。

此处，可以定期或随机地排列T1、T2和Ts。

在图23A到23D中的情况的任何一个中，时段T0中的正电流的电流时间乘积的总和因此小于负电流的电流时间乘积的总和。

示例7。

另外，图18到图23中的波形的任何一个可以在每个时段中具有波形的连续改变。例如，如图4中所示的波形，波形可以具有持续时间的连续改变，以在时段T0中将正电流的电流时间乘积的总和设置得小于负电流的电流时间乘积的总和。

根据上述示例1到7，可以有效地防止闪烁，并且还可以防止颈部侧电极的损耗。因此，除了在参考示例中获得的效果之外，还可以实现灯的寿命的延长。

图24A是示出根据发明V的驱动方法的流程图。该流程图示出了在当开始灯放电时所执行的点火操作之后、当驱动状态已经达到稳定驱动状态时的操作。

在步骤S100中，执行稳定驱动的初始操作。在完成该步骤时，假定电极前端处于图2中的状态(d)。

在步骤S110中，供应矩形波调制的电流，使得电极A处的突起将熔融，而电极B处的突起将增长(时段T1)。特定地，形成电流波形，使得正电流的电流时间乘积(It⁺)＞负电流的电流时间乘积(It^-)。

在步骤S120，供应矩形波调制的电流，使得电极A出的突起将增长，而电极B处的突起将熔融(时段T2)。特定地，形成电流波形，使得正电流的电流时间乘积(It⁺)＜负电流的电流时间乘积(It^-)。

应当注意，此处的矩形波调制的电流的每一个都与图18到图22中的电流波形的任何一个相对应。

然后，在周期T0中重复步骤S110和S120。此处，将一个循环中的正电流的电流时间乘积的总和(∑It⁺)设置为小于一个循环中的负电流的电流时间乘积的总和(∑It^-)。

替选地，如图24B中所示，可以在步骤S110和S120之后分别插入供应对称(即，正/负对称)矩形波电流的步骤S115和S125，以便于与图23A到23D中的电流波形(周期T3)相对应。然后，在周期T0中重复步骤S110到S120。在该情况下，也将一个循环中的正电流的电流时间乘积的总和(∑It⁺)设置为小于负电流的电流时间乘积的总和(∑It^-)。

根据以上内容，具有不同温度条件的电极对的突起根据其温度条件并行地交替增长/熔融。因此，能够在防止闪烁的同时延长灯的寿命。

在副反射器64附连到如图25中所示的灯的情况下，应用正/负对称波形导致了增加副反射器侧上的电极的温度。因此，当包括副反射器时，在以上给出的描述中，应当将“正电流”和符号“+”分别读作“负电流”和符号“-”，而将“负电流”和符号“-”读作“正电流”和“+”(换言之，要通过假定如图25中所示的从电极B到电极A的电流是正电流，并且反向电流是负电流来参考图18到图23)。

在本描述中，已经给出由于反射器、副反射器和灯冷却单元而导致的因素作为造成电极之间温差的因素的示例。然而，本发明还可以适用于由于诸如电极之间结构的差异和灯的定向之类的其他因素而导致的温差。

特定地，通过假定从施加有正/负对称电流时温度为高的一侧上的电极流到另一电极的电流是正电流，而另一电流是负电流，来实现示例的每一个。

已经呈现上述示例作为本发明的最优选的示例。关于该方面，提供以下注释。

(1)呈现为DC输出单元的降压斩波电路20可以是另外的公知电路类型(例如，反激式等)。类似地，呈现为AC转换单元的全桥电路30也可以是另外的公知电路类型(例如，推挽式等)。

(2)上述示例的每一个中的矩形波调制的电流可以是通过适当地合并图18到图23中的波形所形成的复合电流。特定地，矩形波调制的电流仅需要具有这样的调制的波形，即正电流的电流时间乘积和负电流的电流时间乘积可以被周期性地偏置，并且使一个调制的周期中的正电流的电流时间乘积的总和设置得比负电流的小。

(3)尽管在上述示例的每一个中，基于电流时间乘积来控制波形，但是即使基于电流的平方与时间的乘积来控制波形也可以获得同样的操作和效果。

在上述发明的示例中，已经呈现了用于解决各种传统问题的高压放电灯镇流器。图26中示出了作为使用高压放电灯镇流器的应用的投影仪。在图26中，61表示上述示例的高压放电灯镇流器，62表示高压放电灯50所附连的反射器，63表示其中包括高压放电灯镇流器61、高压放电灯50和反射器62的外壳。应当注意，该图示意性地图示了示例，并且因此尺寸、位置等并不如附图中所示。该投影仪通过在外壳63中适当地部署未图示的图像系统等的部件来进行配置。

通过该配置，能够获得高度可靠的投影仪，该投影仪可以防止照度不足，并且长期维持可靠性并且防止闪烁。

Claims (20)

1.一种高压放电灯镇流器，包括：AC电源单元，所述AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在所述灯泡中第一电极和第二电极彼此相向布置，其中

由所述AC电源单元供应的所述矩形波交流电的一个调制时段T0包括：

第一非对称电流时段T1，所述第一非对称电流时段T1用于熔融在所述第一电极的前端处形成的突起，并且增长在所述第二电极的前端处形成的突起；

对称电流时段Ts，所述对称电流时段Ts用于传导正负对称的矩形波；以及

第二非对称电流时段T2，所述第二非对称电流时段T2用于增长所述第一突起并且熔融所述第二突起。

2.根据权利要求1所述的高压放电灯镇流器，其中，在假定从所述第一电极流到所述第二电极的电流是正电流，并且反向流动的电流是负电流的情况下，

在所述第一非对称电流时段T1中，所述正电流的持续时间大于所述负电流的持续时间；在所述对称电流时段Ts中，所述正电流和所述负电流的持续时间彼此相等；并且在所述第二非对称电流时段T2中，所述负电流的持续时间大于所述正电流的持续时间。

3.根据权利要求1所述的高压放电灯镇流器，其中，所述AC电源单元包括：

检测电路，所述检测电路用于检测所述高压放电灯的灯参数；以及

模式控制电路，所述模式控制电路用于根据所述灯参数来控制所述时段Ts中的频率。

4.根据权利要求3所述的高压放电灯镇流器，其中：

所述检测电路包括灯电压检测电路，所述灯电压检测电路用于检测灯电压作为所述灯参数，

所述模式控制电路被配置成，应用普通模式直至所述灯电压减小到预定值V1或更小；在已减小到所述预定值V1或更小之后，应用电压减小对策模式直至所述灯电压恢复到预定值V2(V1＜V2)；并且在所述灯电压已经恢复到所述预定值V2或更大之后，应用所述普通模式，以及

在所述电压减小对策模式中的所述对称电流时段Ts中的频率高于所述普通模式中的所述对称电流时段Ts中的频率。

5.根据权利要求1所述的高压放电灯镇流器，其中，所述AC电源单元包括：

检测电路，所述检测电路用于检测所述高压放电灯的灯参数；以及

模式控制电路，所述模式控制电路用于根据所述灯参数来控制包括在所述时段Ts中的周期数目对包括在所述时段T0中的周期总数目的比率。

6.根据权利要求5所述的高压放电灯镇流器，其中

所述检测电路包括灯电压检测电路，所述灯电压检测电路用于检测灯电压作为所述灯参数，

所述模式控制电路被配置成，应用普通模式直至所述灯电压减小到预定值V1或更小；在已减小到所述预定值V1或更小之后，应用电压减小对策模式直至所述灯电压恢复到预定值V2(V1＜V2)；并且在所述灯电压已经增加到所述预定值V2或更大之后，应用所述普通模式，以及

在所述电压减小对策模式中包括在所述对称电流时段Ts中的周期数目对包括在所述时段T0中的周期数目的比率大于在所述普通模式中包括在所述对称电流时段Ts中的周期数目对包括在所述时段T0中的周期数目的比率。

7.一种高压放电灯镇流器，包括：AC电源单元，所述AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在所述灯泡中第一电极和第二电极彼此相向布置，其中，

在假定从所述第一电极流到所述第二电极的电流是正电流，并且反向流动的电路是负电流的情况下，由所述AC电源单元供应的所述矩形波交流电的一个调制时段T0包括：

第一非对称电流时段T1，其中，所述正电流的半周期的有效值大于所述负电流的半周期的有效值；以及

第二非对称电流时段T2，其中，所述负电流的所述半周期的有效值大于所述正电流的所述半周期的有效值。

8.一种高压放电灯镇流器，包括：

AC电源单元，所述AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在所述灯泡中第一电极和第二电极彼此相向布置；

检测单元，所述检测单元用于检测用于驱动所述高压放电灯的灯参数；以及

切换单元，所述切换单元用于切换所述AC电源单元的输出状态，其中

所述切换单元被配置成，从驱动开始直至所述灯参数满足预定条件为止将所述输出状态保持在第一输出状态中，并且在所述灯参数已经满足所述预定条件之后，从所述第一输出状态切换到第二输出状态，

至少所述第二输出状态中的所述矩形波交流电包括：第一非对称电流时段T1，所述第一非对称电流时段T1用于熔融在所述第一电极的前端处形成的突起并且增长所述第二电极的前端处形成的突起；以及第二非对称电流时段T2，所述第二非对称电流时段T2用于增长所述第一突起并且熔融所述第二突起，所述第一非对称电流时段T1和所述第二非对称电流时段T2在预定周期中重复，以及

所述第一输出状态中的所述矩形波交流电的波形的非对称性小于所述第二输出状态中的所述矩形波交流电的波形的非对称性。

9.根据权利要求8所述的高压放电灯镇流器，其中

所述AC电源单元包括：

DC输出单元，所述DC输出单元用于确定所述矩形波交流电的电流值；以及

AC转换单元，所述AC转换单元用于控制所述矩形波交流电的极性反转，以及

在假定从所述第一电极流到所述第二电极的电流是正电流，并且反向流动的电流是负电流的情况下，

所述矩形波交流电由所述DC输出单元和所述AC转换单元来形成，使得在所述第二输出状态中，在所述第一非对称电流时段T1中所述正电流的积分值(X⁺)大于所述负电流的积分值(X^-)，而在所述第二非对称电流时段T2中，所述负电流的所述积分值(X^-)大于所述正电流的所述积分值(X⁺)，以及

在所述第一输出状态中X⁺和X^-之间的差小于在所述第二输出状态中X⁺和X^-之间的差。

10.根据权利要求8所述的高压放电灯镇流器，其中

所述AC转换单元进一步包括控制单元，所述控制单元用于调整正电流和负电流之间的占空比，

所述控制单元被配置使得：在所述第二输出状态中，在所述第一非对称电流时段T1中所述正电流的持续时间(D⁺)大于所述负电流的持续时间(D^-)，而在所述第二非对称电流时段T2中所述负电流的所述持续时间(D^-)大于所述正电流的所述持续时间(D⁺)，以及

在所述第一输出状态中D⁺和D^-之间的差小于在所述第二输出状态中D⁺和D^-之间的差。

11.根据权利要求8所述的高压放电灯镇流器，其中

所述AC电源单元包括：AC转换单元，所述AC转换单元用于控制所述矩形波交流电的极性反转，

所述第一非对称电流时段T1和所述第二非对称电流时段T2是在预定周期中间歇性重复的非对称矩形波电流，其中，其间插入了对称电流时段Ts，所述对称电流时段Ts用于传导正负对称的矩形波，以及

所述AC转换单元被配置使得：在所述第一输出状态中的包括在所述对称电流时段Ts中的周期数目对包括在所述时段T1和所述时段T2中的周期数目的比率小于在所述第二输出状态中的包括在所述对称电流时段Ts中的周期数目对包括在所述时段T1和所述时段T2中的周期数目的比率。

12.根据权利要求8所述的高压放电灯镇流器，其中，在所述第一输出状态中的所述矩形波交流电是正负对称的波。

13.根据权利要求8所述的高压放电灯镇流器，其中，在所述第一输出状态中的所述矩形波交流电的频率是50Hz到1kHz。

14.一种在高压放电灯镇流器中驱动高压放电灯的方法，所述高压放电灯镇流器包括：

AC电源单元，所述AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在所述灯泡中第一电极和第二电极彼此相向配置；

检测单元，所述检测单元用于检测用于驱动所述高压放电灯的灯参数；以及

切换单元，所述切换单元用于切换所述AC电源单元的输出状态，所述驱动方法包括：

(A)从驱动开始直至所述灯参数满足预定条件为止将所述输出状态保持在第一输出状态中的步骤；以及

(B)在所述灯参数已经满足所述预定条件之后，由所述切换单元从所述第一输出状态切换到第二输出状态的步骤，其中

在所述第二输出状态中的所述矩形波交流电包括：第一非对称电流时段T1，所述第一非对称电流时段T1用于熔融在所述第一电极的前端处形成的突起，并且增长在所述第二电极的顶端处形成的突起；以及第二非对称电流时段T2，所述第二非对称电流时段T2用于增长所述第一突起并且熔融所述第二突起，所述第一非对称电流时段T1和所述第二非对称电流时段T2是在预定周期中连续或间歇性重复的非对称矩形波电流，以及

在所述第一输出状态中的所述矩形波交流电的非对称性小于在所述第二输出状态中的所述矩形波交流电的非对称性。

15.一种高压放电灯镇流器，所述高压放电灯镇流器包括：AC电源单元，所述AC电源单元用于将矩形波交流电供应给包括灯泡的高压放电灯，在所述灯泡中第一电极和第二电极彼此相向配置，并且其中，在假定从所述第一电极流到所述第二电极的电流是正电流，并且反向流动的电流是负电流的情况下，当电流波形正负对称时，所述第一电极的温度高于所述第二电极，在所述高压放电灯镇流器中，

所述AC电源单元包括：

DC输出单元，所述DC输出单元用于确定所述矩形波交流电的电流值；以及

AC转换单元，所述AC转换单元用于控制所述矩形波交流电的极性反转，以及

所述矩形波交流电由所述DC输出单元和所述AC转换单元来形成，使得在第一非对称电流时段T1中，所述正电流的电流时间乘积大于所述负电流的电流时间乘积，而在第二非对称电流时段T2中，所述负电流的所述电流时间乘积大于所述正电流的所述电流时间乘积，所述第一非对称电流时段T1和所述第二非对称电流时段T2在预定周期中重复，并且使得在所述预定周期的一个周期中，所述正电流的电流时间乘积的总和小于所述负电流的电流时间乘积的总和。

16.根据权利要求15所述的高压放电灯镇流器，其中，所述第一电极被部署在反射器的颈部侧，并且所述第二电极被部署在所述反射器的开口侧。

17.根据权利要求15所述的高压放电灯镇流器，其中，所述矩形波交流电进一步包括：在所述第一非对称电流时段T1和所述第二非对称电流时段T2之间的、具有正负对称的矩形波的对称电流时段Ts。

18.根据权利要求15所述的高压放电灯镇流器，其中

所述AC转换单元包括控制单元，所述控制单元用于调整所述正电流和所述负电流之间的占空比，以及

所述控制单元被配置使得：在所述第一非对称电流时段T1中，所述正电流的持续时间大于所述负电流的持续时间，而在所述第二非对称电流时段T2中，所述负电流的持续时间将大于所述正电流的持续时间，并且使得在所述预定周期的一个周期中，所述正电流的平均持续时间小于所述负电流的平均持续时间。

19.根据权利要求18所示的高压放电灯镇流器，其中

在所述第一非对称电流时段T1中的所述正电流和所述负电流之间的持续时间的差等于在所述第二非对称电流时段T2中的所述负电流和所述正电流之间的持续时间的差，以及

所述第一时段T1小于所述第二时段T2。

20.一种投影仪，包括：

根据权利要求1、7、8或15所述的镇流器，所述镇流器用于驱动高压放电灯；

所述高压放电灯；

反射器；以及

外壳，在所述外壳中包括所述高压放电灯镇流器和所述反射器。

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