CN101729826A - 调谐装置 - Google Patents

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Abstract

一种调谐装置，其包括多个调谐电路，各个所述调谐电路包括：将传送过来的广播波的射频信号放大的射频放大器；对传送过来的射频信号进行频率转换的混频电路；以及向所述混频电路传送本振信号的本振电路，其中，所述本振电路至少包括基准信号源、第一分频器和第二分频器，所述本振电路振荡具有本振频率的本振信号，并且所述本振电路使得当各个所述调谐电路接收同一频率的广播波时所产生的所述调谐电路之间的本振频率之差大于或等于预定值。本发明的调谐装置能够抑制发生在各调谐电路中的本振信号的泄露，并且能够减小相邻的调谐电路之间互相产生的影响。因此，能够降低干涉波的出现。

Description

调谐装置
相关申请的交叉参考
本申请包含与2008年10月31日向日本专利局提交的日本在先专利申请JP 2008-281571的公开内容相关的主题，在此将该在先申请的全部内容以引用的方式并入本文。
技术领域
本发明涉及包含多个调谐电路的调谐装置。
背景技术
电视接收机中所包含的调谐装置从通过天线接收到的包括甚高频(very high frequency，VHF)信号和超高频(ultra high frequency，UHF)信号等的电视广播高频信号中选择所需频道的信号，对所选择的信号进行频率转换从而将所选择的信号转换成中频信号，并且将该中频信号向外传送。
图5示出了现有技术的调谐装置2的示例性内部结构。调谐装置2包括天线21、输入端子T11、调谐电路22、解调器23和输出端子T12，并且接收地面电视广播波。
在调谐装置2中，从天线21传送来的射频(radio frequency，RF)信号SRF通过输入端子T11被传送至调谐电路22，并通过带通滤波器(band-pass filter，BPF)301对该RF信号SRF进行频带限制。通过RF放大器302对经过频带限制的RF信号进行信号放大，之后通过混频器(混频电路)303对该信号进行频率转换，因此得到中频(intermediatefrequency，IF)信号。通过IF滤波器304对该IF信号进行频带限制后，通过IF放大器305对该IF信号进行放大，然后通过解调器23将该IF信号解调成基带信号SB，之后该信号从输出端子T12向外传送。
调谐装置2包括用作本振电路(local oscillation circuit，本机振荡电路)的锁相环(phase locked loop，PLL)306，并且该调谐装置2将本振信号SOSC传送至混频器303。在PLL 306中，从基准信号源306A经过1/M(其中的符号M表示大于或者等于2的任意整数)分频器306B传送过来的基准信号和从压控振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)306E经过用作比较信号源的1/N(其中的符号N表示大于或者等于2的任意整数)分频器306F传送过来的信号都被传送至鉴频鉴相器306C。鉴频鉴相器306C将从基准信号源306A经过1/M分频器306B传送过来的基准信号的相位与从VCO 306E经过1/N分频器306F传送过来的信号的相位进行比较。然后，鉴频鉴相器306C将相位差作为脉冲信号向外传送。通过低通滤波器(low pass filter，LPF)306D使该脉冲信号平滑化，然后经过平滑化的该信号的电流和电压被传送至VCO 306E。这样，控制了由PLL 306振荡的本振信号SOSC的本振频率fOSC。
这里，在PLL 306中，假设将基准信号源306A的基准频率确定为fREF，并且将以1/M的比率对基准频率fREF进行分频而得到的频率与以1/N的比率对从VCO 306E传送过来的频率fOSC进行分频而得到的频率进行比较。在这种情况下，如日本专利申请公开公报No.2004-214715所公开的那样，将1/M分频器306B的整数M和1/N分频器306F的整数N设为可变，因此，得到了具有通过计算fREF×N/M而得到的任意值的本振频率。
当设置有与上述调谐装置2相同结构的多个调谐装置并且各个调谐装置包括作为基准信号源的晶体时，会出现公差(common difference)。因此，很难使各基准信号源的振荡频率值彼此相等。这样，各调谐装置的基准信号之间存在着微小的频率差。
如果将上述多个调谐装置设置为相互接近，则本振信号可能从各个调谐装置泄漏。泄漏的本振信号进入邻近设置的那个调谐装置的PLL和混频器中，这样，泄漏的本振信号变成干扰信号源。如果各个调谐装置选择了同一值的本振频率，则在模拟信号的接收期间在图像中会出现差拍噪声(beat noise)等。在数字信号的接收期间，由于所需的载噪比(carrier-to-noise，C/N，即载波与载波噪音比)特性的劣化，因而会引起马赛克噪声(block noise)的出现及图像的中断等。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的是提供一种当接收多个具有同一频率的广播波时能够抑制干扰信号源的出现的调谐装置。
因此，本发明实施例的调谐装置包括多个调谐电路，各个所述调谐电路包括：射频放大器，其被配置为将传送过来的广播波的射频信号放大；混频电路，其被配置为对从所述射频放大器传送过来的射频信号进行频率转换；以及本振电路，其被配置为将本振信号传送至所述混频电路，其中所述本振电路至少包括基准信号源、第一分频器和第二分频器，所述本振电路振荡具有本振频率fOSC＝fREF×N/M的本振信号，所述本振频率是通过使用所述基准信号源的基准频率fREF、所述第一分频器的第一分频比1/M和所述第二分频器的第二分频比1/N来表示的，并且所述本振电路使得当各个所述调谐电路接收具有同一频率的广播波时所产生的所述调谐电路之间的本振频率之差大于或等于预定值。
本发明实施例的调谐装置能够抑制发生在各调谐电路中的本振信号的泄露，并且能够减小相邻的调谐电路之间互相产生的影响。因此，上述调谐装置能够降低干涉波的出现，该干涉波在即使选择了同一频率时也会成为相邻的调谐电路中的干扰源。例如，上述调谐装置能够抑制会在电视接收机所生成的图像中出现的噪声。
附图说明
图1是示出了本发明实施例的调谐装置的示例性内部结构的框图；
图2示出了当向本发明实施例的调谐装置传送地面数字电视广播的广播信号时，观测到的信噪比(S/N)[dB]与偏移频率[kHz]的关系；
图3A示出了在接收具有VHF1ch和调谐频率f0＝93MHz的广播波时作为示例而设定的本振频率；
图3B示出了在接收具有VHF1ch和调谐频率f0＝93MHz的广播波时作为示例而设定的另一本振频率；
图4A示出了在接收具有UHF62ch和调谐频率f0＝767MHz的广播波时作为示例而设定的本振频率；
图4B示出了在接收具有VHF62ch和调谐频率f0＝767MHz的广播波时作为示例而设定的另一本振频率；以及
图5示出了现有技术的调谐装置的示例性内部结构。
具体实施方式
下面参照附图说明用于实现本发明的优选实施方式(下文称作本发明的实施例)。说明的顺序如下：
1.本发明实施例的调谐装置
2.变型例
1.本发明实施例的调谐装置
本发明实施例的调谐装置包括设在同一壳体内的多个调谐电路，以便同时接收多个广播信号。图1是示出了本发明实施例的调谐装置1的示例性内部结构的框图。
图1所示的调谐装置1包括设在同一壳体内的天线11、分配器12、输入端子T1和输入端子T2、调谐电路13和调谐电路14、解调器15和解调器16以及输出端子T3。设在调谐装置1中的调谐电路13和调谐电路14能够接收同一频率的广播波。
调谐装置1能够接收例如地面模拟电视广播的1～12频道的广播波即甚高频率(VHF)和地面数字电视广播的13～62频道的广播波。这里，术语“VHF”表示频率在甚高频频带(30MHz～300MHz)范围内的无线电波，并且术语“UHF”表示频率在超高频频带(300MHz～3GHz)范围内的无线电波。
这里，调谐电路13具有与调谐电路14的模块相同的模块，调谐电路13和调谐电路14都使用此模块作为各自的内部结构。因此，下面说明调谐电路13的内部结构的细节而不再对调谐电路14内部结构的细节进行说明。
调谐电路13包括带通滤波器(BPF)101、射频(RF)放大器102、混频器(混频电路)103、中频(IF)滤波器104、IF放大器105和用作本振电路的锁相环(PLL)106。调谐电路14包括BPF 201、RF放大器202、混频器203、IF滤波器204、IF放大器205和PLL 206。
分配器12将传送至天线11的RF信号分成两个系统的信号SRF1和SRF2，将RF信号SRF1通过输入端子T1传送至BPF 101，并将RF信号SRF2传送至BPF 201。
BPF 101仅让传送过来的RF信号SRF1的可接收频带成分通过，并将该可接收频带成分传送至RF放大器102。
RF放大器102将从BPF 101传送过来的信号放大并将该放大的信号传送至混频器103。
混频器103对从RF放大器102传送过来的信号进行频率转换。此时，本振信号SOSC1从PLL 106被传送至混频器103。混频器103通过将从RF放大器102传送过来的信号与本振信号SOSC1混合来进行频率转换，得到IF信号，并将该IF信号传送至IF滤波器104。
IF滤波器104仅让从混频器103传送过来的IF信号的可接收频带成分通过，并将该可接收频带成分传送至IF放大器105。
IF放大器105将从IF滤波器104传送过来的信号放大，并将通过放大而得到的信号SIF1传送至解调器15。
解调器15对从IF放大器105传送过来的信号SIF1进行解调并得到基带信号SB1。然后，解调器15将该基带信号SB1传送至输出端子T3。
PLL 106包括基准信号源106A、1/M1分频器106B、鉴频鉴相器106C、LPF 106D、VCO 106E和1/N1分频器106F。
基准信号源106A产生基准频率fREF1的基准信号(电压信号)，并且将该基准信号传送至1/M1分频器106B。
1/M1分频器106B以1/M1(其中符号M1表示任意整数)的分频比对从基准信号源106A传送过来的电压信号的基准频率fREF1进行分频，并将频率为fREF1/M1的信号传送至鉴频鉴相器106C。频率为fOSC1/N1的信号也从1/N1分频器106F被传送至鉴频鉴相器106C。
鉴频鉴相器106C将从1/M1分频器106B传送过来的频率为fREF1/M1的信号的相位与从1/N1分频器106F传送过来的频率为fOSC1/N1的信号的相位进行比较，并将相位差作为脉冲信号传送至LPF 106D。
LPF 106D仅让上述脉冲信号的低频成分通过，以便使从鉴频鉴相器106C传送过来的脉冲信号平滑，并且将该低频成分传送至VCO 106E。
VCO 106E基于通过LPF 106D的信号的电流和电压对传送至混频器103的本振信号SOSC1的本振频率fOCS1进行控制。VCO 106E将本振频率为fOSC1的本振信号SOSC1传送至混频器103和1/N1分频器106F。
能够使用基准频率fREF1及整数M1和N1通过下面的等式(1)来表示本振频率fOSC1。
fOSC1＝fREF1×N1/M1    ……等式(1)
类似地，能够使用基准频率fREF2及整数M2和N2通过下面的等式(2)来表示由调谐电路14中所包含的PLL 206振荡的本振频率fOSC2。
fOSC2＝fREF2×N2/M2    ……等式(2)
1/N1分频器106F以1/N1(其中的符号N1表示任意整数)的分频比对从VCO 106E传送过来的本振信号SOSC的本振频率fOSC进行分频，并将频率为fOSC1的信号传送至鉴频鉴相器106C。
PLL 106改变1/M1分频器106B的M1的值以及1/N1分频器106F的N1的值，以便得到用作PLL 106的输出频率的任意本振频率fOSC1。
在具有与上述调谐电路13的结构相同的结构的调谐电路14中，PLL206包括基准信号源206A、1/M2分频器206B、鉴频鉴相器206C、LPF206D、VCO 206E和1/N2分频器206F。
在设在调谐电路14中的PLL 206中，与设在调谐电路13中的PLL106的情况一样，基准信号源206A产生基准频率为fREF2的电压信号并将该电压信号传送至1/M2分频器206B。1/M2分频器206B以1/M2(其中的符号M2表示任意整数)的分频比对从基准信号源206A传送过来的电压信号的基准频率fREF2进行分频，并将频率为fREF2/M2的信号传送至鉴频鉴相器206C。
鉴频鉴相器206C将从1/M2分频器206B传送过来的频率为fREF2/M2的信号的相位与从1/N2分频器206F传送过来的频率为fOSC2/N2的信号的相位进行比较，并将相位差作为脉冲信号传送至LPF 206D。LPF 206D仅让传送过来的脉冲信号的低频成分通过，并且将该低频成分传送至VCO 206E。
VCO 206E基于通过LPF 206D的信号的电流和电压对传送至混频器203的本振信号SOSC2的本振频率fOCS2进行控制。VCO 206E将本振频率为fOSC2的本振信号SOSC2传送至混频器203和1/N2分频器206F。
这里，将说明调谐电路13和调谐电路14选择同一频道并接收同一频率的广播波的示例。
在这种情况下，理论上，调谐电路13和调谐电路14应该得到同一频率的本振信号。因此，理论上，1/M1分频器106B的整数M1和1/M2分频器206B的整数M2应设为同一值，并且1/N1分频器106F的整数N1和1/N2分频器206F的整数N2应设为同一值。此外，理论上，基准信号源106A的基准频率fREF1和基准信号源206A的基准频率fREF2应设为同一值。
然而，当基准信号源106A和206A都包括晶体振荡器时，通常在晶体之间存在公差。因此，在基准频率fREF1与基准频率fREF2之间会出现微小差别。这样，包含多个调谐电路的调谐装置会表现为在基准信号源的基准频率方面存在着偏差。
调谐电路13包括例如基准频率fREF1为4000kHz的基准信号源106A，以便得到本振频率fOSC1为824143kHz的本振信号SOSC1。在这种情况下，如果将1/M1分频器106B的整数M1确定为28，则将1/N1分频器106F的整数N1确定为5769。根据等式(1)，本振频率fOSC1能够由等式fOSC1＝4000×5769/28＝824143[kHz]来表示。
这里，将包含在调谐电路14中的基准信号源206A的基准频率fREF2确定为4000.01kHz，该4000.01kHz是从包含在调谐电路13中的基准信号源106A的基准频率偏移了0.01kHz的值。在这种情况下，如果将1/M2分频器206B的整数M2确定为28，并将1/N2分频器106F的整数N2确定为5769，则根据等式(1)，本振频率fOSC2能够由等式fOSC2＝4000.01×5769/28＝824145[kHz]来表示。
通常，考虑到温度特性，在各个基准信号源106A和基准信号源206A中所包含的晶体振荡器的晶体之间的公差上加上或者减掉100ppm。本振频率fREF1和本振频率fREF2都取决于上述公差。因此，尽管努力想通过多个调谐电路得到具有同一值的本振频率，但实际上各本振频率仍会相对于彼此偏移几Hz～几kHz的值。根据上述示例，PLL 206的本振频率和PLL 106的本振频率之差(偏移频率fL0)由等式824145-824143＝2[kHz]表示。
通常，如果在调谐装置中所包含的各调谐电路之间观测到的偏移频率的值为约5kHz或更低值，就会在各调谐电路之间出现干涉波。如果如上所述该偏移频率较小，则例如当调谐装置接收模拟广播时在图像中会出现差拍噪声，当调谐装置接收数字广播时在图像中会出现马赛克噪声。因此，在包含多个调谐电路的调谐装置中，应该将偏移频率设定为能够抑制调谐电路之间干涉波的出现。如果在调谐电路之间偏移频率的值不必要地增大，则要接收的信号可能位于BPF频带外侧。因而，信号质量可能降低并且调谐电路可能难以接收同一频道的广播信号。
因此，在上述实施例的调谐装置1中，在调谐电路13和调谐电路14都适当地保持各自特性的同时，调谐电路13和调谐电路14得到能够抑制由干涉波引起的干扰的偏移频率fL0。
图2示出了当向调谐装置1传送地面数字电视广播的广播信号时，以偏移频率fL0[kHz]作为横坐标，观测到的所传送的广播信号的信噪比(signal-to-noise，S/N比，即信号与噪声之比)[dB]。
通常，期望波与不期望波(D/U)能量比表示期望波的能量与不期望波的能量的比值，该比值在预定输出端子处获得。随着D/U能量比的增加，信号质量的劣化会减轻。在图2中，曲线a表示当偏移频率fL0为1kHz并且本振信号与不期望波之间的D/U能量比为15dB时得到的S/N比。此外，曲线b表示当偏移频率fL0为1kHz并且本振信号与不期望波之间的D/U能量比为25dB时得到的S/N比。也就是说，曲线b测量到的信号质量高于曲线a测量到的信号质量。
在图2中，曲线b显示了当偏移频率fL0为大约20kHz以上时S/N比达到其最大值即35dB，曲线a显示了当偏移频率fL0为大约50kHz以上时S/N比达到其最大值即35dB。
从图2明显看出，在各调谐电路13和调谐电路14中，当偏移频率fL0的值为50kHz以上时S/N比是稳定的。因此，降低了在各调谐电路13和调谐电路14中出现的特性问题并得到了高质量的接收信号。此外，由于在各调谐电路13和调谐电路14中将偏移频率fL0设为200kHz以下，因而各个要接收的信号都落入到各IF滤波器104和IF滤波器204的频带内，所以信号质量不会劣化。因此，在调谐装置1中，在调谐电路13与调谐电路14之间观测的偏移频率fL0的值应当落入50～200kHz范围内。
在上述实施例中，作为用于设定本振频率fOSC1和本振频率fOSC2之差的方法，例如，可在测量所得到的本振频率fOSC1和本振频率fOSC2时设定本振频率fOSC1和本振频率fOSC2之差。然而，根据上述方法，偏移宽度会根据所得到的本振频率的值而改变，这使得有效性降低。
因此，根据上述实施例，将等式(1)中使用的整数M1和整数N1以及等式(2)中使用的整数M2和整数N2设定为使偏移频率fL0的值落入50～200kHz范围内。
调谐装置1在各个随机存取存储器(random access memory，RAM)(图未示)的部分区域中设有数据表格，该数据表格给出了所有的可接收广播波的各频道的整数M1和整数N1以及整数M2和整数N2的组合。
此外，调谐装置1设有中央处理单元(central processing unit，CPU)和只读存储器(read only memory，ROM)(均未图示)。CPU读取整数M1和整数N1以及整数M2和整数N2的组合的数据，该组合是基于传送过来的广播波的频道来获得的，并且CPU进行控制以便设定频率fOSC1和频率fOSC2。当调谐装置1连接至主机装置时，可以通过设在主机装置中的微型计算机来进行与上述控制相同的控制。上述微型计算机可根据不同于浮点运算的计算方法来计算整数M1和整数N1以及整数M2和整数N2的组合。
图3A示出了上述实施例中在接收具有VHF 1ch及调谐频率f0＝93MHz的广播波时，在调谐电路13中示例性地设定的本振频率。图3B示出了在接收上述广播波时，在调谐电路14中示例性地设定的本振频率。
图3A示出了由包含在调谐电路13中的PLL 106振荡的本振信号SOSC1的本振频率fOSC1的设定示例。
如图3A所示，调谐电路13包括作为基准信号源106A的具有基准频率fREF1＝4000[kHz]的晶体振荡器。此时，整数M1和整数N1例如按照下列等式M1＝24且N1＝900、M1＝28且N1＝1050、M1＝50且N1＝1875以及M1＝64且N1＝2400所示来设定。在任一情况下，本振频率fosc1都由等式fOSC1＝150000表示。
这里，使用由等式fREF1＝4000.12[kHz]表示其基准频率fREF1的晶体振荡器来代替上述晶体振荡器作为基准信号源106A。此时，当采用下列等式M1＝24且N1＝900、M1＝28且N1＝1050、M1＝50且N1＝1875以及M1＝64且N1＝2400中的任一个时，本振频率fOSC1都由等式fOSC1＝150004.5表示。
此外，使用由等式fREF1＝3999.88[kHz]表示其基准频率fREF1的晶体振荡器来代替上述晶体振荡器作为基准信号源106A。此时，当采用下列等式M1＝24且N1＝900、M1＝28且N1＝1050、M1＝50且N1＝1875以及M1＝64且N1＝2400中的任一个时，本振频率fOSC1都由等式fOSC1＝149995.5表示。
图3B示出了由包含在调谐电路14中的PLL 206振荡的本振信号SOSC2的本振频率fOSC2的设定示例。在图3B中，在调谐电路14中将整数N2设成满足等式N2＝N1+1。如图3B所示，调谐电路14包括作为基准信号源206A的具有基准频率fREF2＝4000[kHz]的晶体振荡器。此时，将整数M2和整数N2按照下列等式M2＝24且N2＝901、M2＝28且N2＝1051、M2＝50且N2＝1876以及M2＝64且N2＝2401来分别设定。在这些情况下，本振频率fOSC2分别变成150167kHz、150143kHz、150080kHz和150062.5kHz。
这里，使用由等式fREF2＝4000.12[kHz]表示其基准频率fREF2的晶体振荡器来代替上述晶体振荡器作为基准信号源206A。此时，当采取等式M2＝24且N2＝901时，本振频率fOSC2的值变成150171.2kHz。此外，当采取等式M2＝28且N2＝1051时，本振频率fOSC2的值变成150147.4kHz。另外，当采取等式M2＝50且N2＝1876时，本振频率fOSC2的值变成150084.5kHz。再者，当采取等式M2＝64且N2＝2401时，本振频率fOSC2的值变成150067kHz。
此外，使用由等式fREF2＝3999.88[kHz]表示其基准频率fREF2的晶体振荡器来代替上述晶体振荡器作为基准信号源206A。此时，当采取等式M2＝24且N2＝901时，本振频率fOSC2的值变成150162.2kHz。另外，当采取等式M2＝28且N2＝1051时，本振频率fOSC2的值变成150138.4kHz。此外，当采取等式M2＝50且N2＝1876时，本振频率fOSC2的值变成150075.5kHz。再者，当采取等式M2＝64且N2＝2401时，本振频率fOSC2的值变成150058kHz。
在图3A所示的示例中在调谐电路13中将整数M1和整数N1设成满足等式M1＝28且N1＝1050，并且在图3B所示的示例中在调谐电路14中将整数M2和整数N2设成满足等式M2＝50且N2＝1876的情况下，偏移频率fL0的值落入71～89kHz范围内，该范围满足上述实施例的偏移频率fL0的适当范围(50～200kHz范围)。
图4A示出了上述实施例中在接收具有UHF 62ch和调谐频率f0＝767MHz的广播波时，在调谐电路13中示例性地设定的本振频率。图4B示出了在接收上述广播波时，在调谐电路14中示例性地设定的本振频率。
如图4A所示，调谐电路13包括作为基准信号源106A的具有基准频率fREF1＝4000[kHz]的晶体振荡器。此时，将整数M1和整数N1分别设为采取下列等式M1＝24且N1＝4944、M1＝28且N1＝5768、M1＝50且N1＝10300以及M1＝64且N1＝13184。在任一情况下，本振频率fOSC1都由等式fOSC1＝824000表示。
这里，使用由等式fREF1＝4000.12[kHz]表示其基准频率fREF1的晶体振荡器来代替上述晶体振荡器作为基准信号源106A。此时，当采用下列等式M1＝24且N1＝4944、M1＝28且N1＝5768、M1＝50且N1＝10300以及M1＝64且N1＝13184中的任一个时，本振频率fOSC1都由等式fOSC1＝824024.7表示。
此外，使用由等式fREF1＝3999.88[kHz]表示其基准频率fREF1的晶体振荡器来代替上述晶体振荡器作为基准信号源106A。此时，当采用下列等式M1＝24且N1＝4944、M1＝28且N1＝5768、M1＝50且N1＝10300以及M1＝64且N1＝13184中的任一个时，本振频率fOSC1都由等式fOSC1＝823975.3表示。
图4B示出了由包含在调谐电路14中的PLL 206振荡的本振信号SOSC2的本振频率fOSC2的设定示例。在图4B中，在调谐电路14中将整数N2设成满足等式N2＝N1+1。如图4B所示，调谐电路14包括作为基准信号源206A的具有基准频率fREF2＝4000[kHz]的晶体振荡器。此时，将整数M2和整数N2分别设定为采取下列等式M2＝24且N2＝4945、M2＝28且N2＝5769、M2＝50且N2＝10302以及M2＝64且N2＝13186。在这些情况下，本振频率fOSC2分别变成824167kHz、824143kHz、824160kHz和824125kHz。
这里，使用由等式fREF2＝4000.12[kHz]表示其基准频率fREF2的晶体振荡器来代替上述晶体振荡器作为基准信号源206A。此时，当采取等式M2＝24且N2＝4945时，本振频率fOSC2的值变成824191.4kHz。此外，当采取等式M2＝28且N2＝5769时，本振频率fOSC2的值变成824167.6kHz。另外，当采取等式M2＝50且N2＝10302时，本振频率fOSC2的值变成824184.7kHz。再者，当采取等式M2＝64且N2＝13186时，本振频率fOSC2的值变成824149.7kHz。
此外，使用由等式fREF2＝3999.88[kHz]表示其基准频率fREF2的晶体振荡器来代替上述晶体振荡器作为基准信号源206A。此时，当采取等式M2＝24且N2＝4945时，本振频率fOSC2的值变成824141.9kHz。此外，当采取等式M2＝28且N2＝5769时，本振频率fOSC2的值变成824118.1kHz。另外，当采取等式M2＝50且N2＝10302时，本振频率fOSC2的值变成824135.7kHz。再者，当采取等式M2＝64且N2＝13186时，本振频率fOSC2的值变成824100.3kHz。
在图4A所示的示例中在调谐电路13中将整数M1和整数N1设成满足等式M1＝28且N1＝5768，并且在图4B所示的示例中在调谐电路14中将整数M2和整数N2设成满足等式M2＝64且N2＝13186的情况下，偏移频率fL0的值落入75.6～174.4kHz范围内，该范围满足上述实施例的偏移频率fL0的适当范围(50～200kHz范围)。
因此，在上述实施例的调谐装置1中，在调谐电路13中设定的分频比M1/N1和在调谐电路1中设定的分频比M2/N2是彼此相对的。即，由设在调谐电路13中的基准信号源106A振荡的基准信号的频率和由设在调谐电路14中的基准信号源206A振荡的基准信号的频率存在着偏差。当上述不同频率之间的差最大时，调谐装置1将分频比M1/N1和分频比M2/N2设为能够保证50kHz以上的偏移频率。
所以，即使都设在调谐装置1中的调谐电路13与调谐电路14具有相同的硬件结构，也能够得到几乎没有相互干扰的本振频率。此外，由于没有改变基准频率fREF1和基准频率fREF2，因而能够获得不会改变所需本振频率的偏移宽度的结构。
2.变形例
当然，本发明不限于上述实施例，并且能够在不脱离本发明要旨的范围内以各种方式对本发明进行修改。
根据上述实施例，调谐装置1接收地面电视广播的广播波。然而，调谐装置1可具有只要调谐电路13和调谐电路14能够接收同一频率的广播波的任何结构。因此，可代替地面电视广播的情况是，将调谐装置1构造成接收卫星电视广播(例如，广播卫星(broadcasting satellite，BS)模拟广播、BS数字广播和通信卫星(communication satellite，CS)数字广播等)的广播波。
此外，在上述实施例中，整数M1和整数N1以及整数M2和整数N2的组合通过与调谐装置1连接的主微型计算机来设定，并且组合的数据以表格形式储存在该主微型计算机的存储器中。然而，调谐装置1也可包括能够进行与通过上述主微型计算机进行的控制相同的控制的微型计算机(未图示)。在这种情况下，微型计算机可以不将组合的数据储存在存储器中。即，每次当调谐装置1接收广播波时，调谐装置1可基于该广播波的频率来设定N1/M1和N2/M2。
此外，即使上述实施例的调谐装置1被配置成将调谐电路13和调谐电路14设在一个壳体内，但调谐电路13和调谐电路14也可设在单独的壳体内。因为在那种情况下调谐电路13和调谐电路14也可能由于本振信号的泄露而相互干扰，因而本发明能有效地实行。此外，即使上述实施例的调谐装置1包括两个调谐电路，但调谐电路的数量可以是大于或者等于2的任意数。在那种情况下，例如可在彼此相邻的调谐电路之间选择适当的分频比。
本领域技术人员应当理解，依据设计要求和其它因素，可以在本发明所附的权利要求或其等同物的范围内进行各种修改、组合、次组合及改变。

Claims (11)

1.一种调谐装置，所述调谐装置包括：
多个调谐电路，这些调谐电路各自包括：将传送过来的广播波的射频信号放大的射频放大器；对从所述射频放大器传送过来的射频信号进行频率转换的混频电路；以及向所述混频电路传送本振信号的本振电路，
其中，所述本振电路至少包括基准信号源、第一分频器和第二分频器，所述本振电路振荡具有本振频率fOSC＝fREF×N/M的本振信号，所述本振频率是通过使用所述基准信号源的基准频率fREF、所述第一分频器的第一分频比1/M和所述第二分频器的第二分频比1/N来表示的，并且所述本振电路使得当各个所述调谐电路接收同一频率的广播波时所产生的所述调谐电路之间的本振频率之差大于或等于预定值。
2.如权利要求1所述的调谐装置，还包括存储单元，所述存储单元存储与所述广播波的各个调谐频率对应的上述M和N的组合的数据。
3.如权利要求2所述的调谐装置，还包括控制单元，所述控制单元进行控制从而读取上述M和N的组合的数据并将读取到的数据设定给所述本振电路，上述组合是根据传送过来的所述广播波的调谐频率而为各个所述调谐电路生成的。
4.如权利要求1所述的调谐装置，其中，所述预定值是能够抑制所述调谐电路相互之间发生的干扰的值。
5.如权利要求1所述的调谐装置，
其中，所述本振电路还包括压控振荡器以及鉴频鉴相器，
当根据传送过来的所述广播波的调谐频率设定所述第一分频比1/M和所述第二分频比1/N时，所述第一分频器以所述第一分频比1/M对从所述基准信号源传送过来的基准信号进行分频，且所述第二分频器以所述第二分频比1/N对从所述压控振荡器传送过来的信号进行分频，并且，
所述鉴频鉴相器将从所述第一分频器传送过来的信号的相位与从所述第二分频器传送过来的信号的相位进行比较。
6.如权利要求5所述的调谐装置，其中，在所述多个调谐电路之间所述基准信号源在基准信号的频率方面具有差异，并且所述基准信号源将所述第一分频比和所述第二分频比设定为当所述基准信号的频率方面的差异最大时能够确保大于或等于所述预定值的差。
7.如权利要求4所述的调谐装置，还包括滤波器，所述滤波器对从所述混频电路传送过来的信号的频带进行限制，
其中，当所述多个调谐电路同时接收同一频率的广播波时，这些调谐电路之间的本振频率之差大于或等于所述预定值并且小于或等于所述滤波器的允许通过值。
8.如权利要求7所述的调谐装置，其中，所述多个调谐电路之间的本振频率之差落入50kHz～200kHz的范围内。
9.如权利要求1所述的调谐装置，还包括对从所述调谐电路传送过来的信号进行解调的解调器。
10.如权利要求1所述的调谐装置，所述调谐装置接收地面电视广播的广播波。
11.如权利要求1所述的调谐装置，所述调谐装置接收卫星电视广播的广播波。
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