CN101714966B - 接收装置和接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及接收装置和接收方法。接收装置包括：第一至第三位置确定装置，被配置来确定用作供FFT部件进行FFT的信号间隔的FFT间隔的开始位置；选择部件，被配置来从由第一至第三位置确定装置确定的FFT间隔的那些开始位置中选择一个开始位置；以及FFT部件，被配置来通过将选择部件所选的开始位置当作FFT间隔的开始位置来对OFDM时域信号执行FFT，以便生成第一OFDM频域信号。

Description

接收装置和接收方法

技术领域

本发明涉及接收装置、接收方法以及程序。更具体而言，本发明涉及用来根据状况切换同步OFDM(正交频分复用)符号的方式的接收装置、接收方法以及程序。 

背景技术

目前，用于地面数字广播的一种调制技术称为OFDM。根据OFDM技术，在传输频带内设置了多个正交子载波。将数据指派给每个子载波的幅度和相位，并且通过PSK(相移键控)或QAM(正交幅度调制)来对数据进行数字调制。 

OFDM技术包括利用大量子载波来分割整个传输频带。这意味着带宽受到限制并且每个子载波的传输速度被降低，但是总的传输速度保持与传统调制技术的速度相同。 

根据OFDM技术，将数据指派给多个子载波，以使得通过执行IFFT(逆快速傅里叶变换)操作来对数据进行调制。通过执行FFT(快速傅里叶变换)操作来对从调制得出的OFDM信号进行解调。 

因而，用于发送OFDM信号的装置可以包括IFFT相关的电路，并且用于接收OFDM信号的装置可以由FFT相关的电路形成。 

考虑到上述特征，已频繁地将OFDM技术应用于极易受多径干扰的地面数字广播设置(setup)。采用OFDM技术的地面数字广播标准包括DVB-T(数字视频地面广播)、ISDB-T(综合业务数字地面广播)以及ISDB-TSB。 

图1示出了OFDM符号。根据OFDM技术，信号传输是在称作OFDM符号的单元中进行的。如图1所示，一个OFDM符号由表示信号间隔的一个有效符号和一个保护间隔(此后称为GI)构成，当发送时在该信 号间隔期间执行IFFT，并且接近有效符号末端的部分波形被复制到保护间隔。 

按时间顺序将GI插在有效符号的前面。根据OFDM技术，插入GI使得能够防止在多径环境中可能出现在OFDM符号之间的干扰。 

将多个这样的OFDM符号放在一起以形成单个OFDM发送帧。说明性地，根据ISDB-T标准用204个OFDM符号来形成一个OFDM发送帧。在OFDM发送帧的单元中确定插入导频信号的位置。 

OFDM技术包括使用用于调制子载波的基于QAM的方法。因而，OFDM技术在传输期间易受诸如多径干扰之类的不利影响，结果，每个子载波的幅度和相位在接收时可能变得与它们在开始时不同。说明性地，多径干扰可能是由来自山和建筑物的反射或者由SFN(单频网)引起的。 

在接收侧，因此需要均衡信号，以确保接收到的信号的幅度和相位变得与初始发送时的幅度和相位相同。 

根据OFDM技术，发送侧离散地在发送信号中插入导频信号，导频信号是具有预定幅度和预定相位的已知信号。接收侧基于导频信号的幅度和相位获取所使用的传输信道的频率特性，以便均衡接收到的信号。以这种方式用来计算传输信道特性的导频信号称为离散(scattered)导频信号(此后称为SP信号)。 

图2是示出根据ISDB-T标准的OFDM符号内的SP信号的典型布置模式的示意图。在图2中，水平轴表示标识OFDM信号的子载波的子载波编号，而垂直轴表示标识OFDM信号中的OFDM符号的OFDM符号编号。子载波编号对应于频率，而OFDM符号编号对应于时间。 

在图2中，每个中空的圆圈表示由各个子载波传输的符号的数据，而每个实心圆圈表示SP信号。如图2所示，SP信号被放在时间方向上的四个OFDM符号的间隔处，以及频率方向上的12个子载波的间隔处。 

在ISDB-T标准的情况中，称为TMCC/AC的信号被放在每个子载波中。TMCC/AC信号被特别设计来发送同步信号，同步信号允许接收装置得知发送时的实际发送参数(即，诸如所使用的调制方法以及实际编码率之类的信息)以及OFDM发送帧内所关心的符号的符号编号。 

在DVB-T标准的情况中，插入称为TPS信号的信号。如根据ISDB-T标准的TMCC/AC信号，TPS信号也是由提供发送参数并准许帧同步的同步信号形成的。就此而言，请读者参见日本专利早期公开No.2005-303440。 

发明内容

接收装置的接收性能受到用来确定FFT被执行的FFT间隔的符号同步信号的精确度的显著影响。需要以使多径干扰最小化的方式来调节符号同步信号。例如，进行调节以使得如图1所示的GI与有效符号之间的边界位置被指定为FFT间隔的开始位置。 

因此，优选地，将不同信号用来在不同定时处实现符号同步，并且按照需要最优地选择实现符号同步的不同方式之一。 

本发明是鉴于上面的状况而作出的，并且提供了用来根据状况切换同步OFDM符号的方式的接收装置、接收方法以及程序 

在执行本发明时并且根据本发明的一个实施例，提供了一种接收装置，包括：第一位置确定装置，包括：保护间隔相关部分，用于计算正交频分复用时域信号和通过将所述正交频分复用时域信号延迟有效符号长度而获得的信号之间的相关值，和最大位置检测部分，以所述相关值最高的位置为基准来确定快速傅里叶变换间隔的开始位置，其中所述正交频分复用时域信号是表示正交频分复用符号的时域中的正交频分复用信号，所述快速傅里叶变换间隔等于所述有效符号长度并且是成为供快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的信号间隔；第二位置确定装置，包括：逆快速傅里叶变换部分，用于估计包括在第一正交频分复用频域信号中的已知信号的传输信道特性，所述第一正交频分复用频域信号是通过对所述正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换而获得的频域中的正交频分复用信号，然后在时间方向上对估计出的传输信道特性进行插值以获得传输信道特性估计数据，然后对所述传输信道特性估计数据执行逆快速傅里叶变换以估计延迟概况(delay profile)；符号间干扰估计部分，用于基于所述延迟概况估计与所述快速傅里叶变换间隔的多个候选者中的每个候选者 有关的符号间干扰量；最小位置搜索部分，用于将符号间干扰量最小的所述快速傅里叶变换间隔的候选者的开始位置确定为成为供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的快速傅里叶变换间隔的开始位置；第三位置确定装置，包括：信号质量计算部分，用于在相对于用来生成所述第一正交频分复用频域信号的所述快速傅里叶变换间隔被移位了的位置中设置另一快速傅里叶变换间隔，然后对所述另一快速傅里叶变换间隔内的所述正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换以生成第二正交频分复用频域信号，然后利用通过在频率方向上对所述传输信道特性估计数据进行插值而获得的所有子载波的每个子载波的传输信道特性，从所述第一和第二正交频分复用频域信号中去除失真以分别生成均衡信号，和搜索控制器，用于基于所生成的均衡信号的质量，确定成为供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的快速傅里叶变换间隔的开始位置；选择装置，用于从由第一至第三位置确定装置所确定的快速傅里叶变换间隔的那些开始位置中选择一个开始位置；以及快速傅里叶变换装置，用于通过将由选择装置选择的开始位置当作快速傅里叶变换间隔的开始位置，来对正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换，以便生成第一正交频分复用频域信号。 

优选地，接收装置还可以包括：估计装置，用于基于第一正交频分复用频域信号估计接收到的信号的符号编号；其中，当指定解调开始时，选择装置可以选择由第一位置确定装置所确定的快速傅里叶变换间隔的开始位置，此外，当估计装置对符号编号的估计完成时，选择装置选择由第二位置确定装置所选择的快速傅里叶变换间隔的开始位置来取代由第一位置确定装置所选择的开始位置。 

优选地，接收装置还可以包括：帧同步装置，用于基于第一正交频分复用频域信号对包括多个正交频分复用符号的正交频分复用传输帧进行同步；其中，当正交频分复用传输帧被帧同步装置同步之后，选择装置可以选择由第三位置确定装置确定的快速傅里叶变换间隔的开始位置来取代由第二位置确定装置确定的开始位置。 

优选地，第一位置确定装置可以将从相关值的最大值被移位了保护间 隔长度的位置，确定为供快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的快速傅里叶变换间隔的开始位置。 

优选地，第二位置确定装置可以通过将在快速傅里叶变换间隔的候选者被设置时被另一符号干扰的时间方向上的长度乘以被另一符号干扰的路径的功率，并且将对构成多径的多条路径中的每条路径执行乘法的乘积相加，来估计与路径中的每条路径有关的符号间干扰量。 

优选地，如果从第一正交频分复用频域信号获得的均衡信号的质量高于从第二正交频分复用频域信号的质量，则第三位置确定装置可以将用来生成第一正交频分复用频域信号的快速傅里叶变换间隔的开始位置确定为供快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的快速傅里叶变换间隔的开始位置，此外，如果从第二正交频分复用频域信号获得的均衡信号的质量高于从第一正交频分复用频域信号获得的均衡信号的质量，则第三位置确定装置将用来生成第二正交频分复用频域信号的另一快速傅里叶变换间隔的开始位置确定为供快速傅里叶变换装置进行下一快速傅里叶变换的快速傅里叶变换间隔的开始位置。 

根据本发明的另一实施例，提供了一种接收方法，该方法以下步骤：计算是表示正交频分复用符号的时域中的正交频分复用信号的正交频分复用时域信号，与通过将正交频分复用时域信号延迟有效符号长度而获得的信号之间的相关值，以便确定快速傅里叶变换间隔的第一开始位置，快速傅里叶变换间隔等于有效符号长度并且用作供快速傅里叶变换装置参考相关值的最大值进行快速傅里叶变换的信号间隔；估计包括在第一正交频分复用频域信号中的已知信号的传输信道特性，第一正交频分复用频域信号是通过对正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换而获得的频域中的正交频分复用信号，然后在时间方向上对估计出的传输信道特性插值以获得传输信道特性估计数据，然后对传输信道特性估计数据执行逆快速傅里叶变换以估计延迟概况，然后基于延迟概况估计与快速傅里叶变换间隔的多个候选者中的每个候选者有关的符号间干扰量，然后将符号间干扰量最小的快速傅里叶变换间隔的候选者的开始位置确定为供快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的快速傅里叶变换间隔的第二开始位置；在相对于用 来生成第一正交频分复用频域信号的快速傅里叶变换间隔被移位了的位置中设置另一快速傅里叶变换间隔，然后对另一快速傅里叶变换间隔内的正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换以生成第二正交频分复用频域信号，然后利用通过在频率方向上对传输信道特性估计数据插值而获得的所有子载波的每个子载波的传输信道特性来从第一和第二正交频分复用频域信号中移除失真以分别生成均衡信号，然后基于所生成的均衡信号的质量确定供快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的快速傅里叶变换间隔的第三开始位置；从所确定的快速傅里叶变换间隔的第一、第二和第三开始位置中选择一个开始位置；以及通过将选出的开始位置当作快速傅里叶变换间隔的开始位置，来对正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换，以便生成第一正交频分复用频域信号。 

根据本发明的实施例，选择所确定的FFT间隔的可能开始位置之一。然后，利用所选开始位置作为FFT间隔的确定开始位置来对OFDM时域信号执行FFT，并且由此生成第一OFDM频域信号。 

作为附加说明，接收装置可以是独立装置或者单个装置的内部块之一。 

因此，当如上面概述的那样来体现本发明时，本发明允许根据状况来切换同步OFDM符号的方法。 

附图说明

在阅读了下面的描述以及附图后将清楚本发明的其它优点，在附图中： 

图1是示出OFDM符号的示意图； 

图2是示出SP信号的布置模式的示意图； 

图3是示出OFDM接收装置的典型部分结构的框图； 

图4是示出OFDM接收装置的另一典型部分结构的框图； 

图5是示出OFDM接收装置的又一典型部分结果的框图； 

图6是示出OFDM接收装置的典型整体结构的框图； 

图7是示出了时间方向特性估计数据的示意图； 

图8是示出了频率方向特性插值数据的示意图； 

图9是由符号同步控制器执行的切换处理的流程图示例； 

图10是示出保护间隔相关部件的典型结构的框图； 

图11是示出由图10所示的部件处理的典型信号的示意图； 

图12是多径环境的示意图示例； 

图13是如何估计ISI量的示意图示例； 

图14是示出典型ISI估计滤波器的示意图； 

图15是示出延迟概况与ISI估计滤波器彼此重叠的示意图； 

图16A、16B和16C是示出滤波处理的典型结果的示意图； 

图17A、17B和17C是说明如何检测符号位置的示意图； 

图18是示出解调FFT间隔与控制FFT间隔之间的关系的示意图； 

图19是示出解调FFT间隔与控制FFT间隔之间的另一关系的示意图； 

图20是示出信号质量计算部件的典型结构的框图； 

图21是示出时域中的典型零值插值特性数据的示意图；以及 

图22是示出计算机的典型硬件结构的框图。 

具体实施方式

[OFDM接收装置的整体结构] 

图3至图5是示出被实施作为本发明实施例的OFDM接收装置100的典型结构的框图。图3至图5的每个示出了OFDM接收装置100的部分结构。图6整体地示出了这些结构之间的连接。 

天线101接收由未示出的广播电台的发送装置发送的OFDM信号的广播波。接收到的广播波被输出到调谐器102。调谐器102由运算部件102a和本地振荡器102b组成。 

运算部件102a将来自天线101的RF信号乘以来自本地振荡器102b的信号，以便将RF信号频率转换为IF(中频)信号。IF信号被输出到BPF(带通滤波器)103。 

本地振荡器102b生成具有预定频率的正弦信号，并且将所生成的信 号输出到运算部件102a。BPF103对来自调谐器102的IF信号滤波，并且将滤波后的信号转发到A/D转换部件104。 

A/D转换部件104利用预定频率的载波将来自BPF103的IF信号从模拟形式转换为数字形式，并且将数字IF信号输出到正交解调部件105。正交解调部件105正交解调来自A/D转换部件104的IF信号，并输出基带OFDM信号。 

在后续描述中，将FFT之前的基带OFDM信号称为OFDM时域信号。OFDM时域信号是包括从正交解调得出的实轴分量(I分量)和虚轴分量(Q分量)的复信号。从正交解调部件105输出的OFDM时域信号被提供给偏移校正部件106。 

偏移校正部件106对来自正交解调部件105的OFDM时域信号执行各种校正。说明性地，偏移校正部件106基于由采样/载波同步部件112提供来的采样偏移校正信号对A/D转换部件104进行的采样进行偏移(即，校正采样定时偏差)。 

此外，偏移校正部件106基于由采样/载波同步部件112提供来的载波偏移校正信号对来自正交解调部件105的载波频率进行偏移(即，校正发送装置所使用的载波频率的偏差)。 

经偏移校正部件106处理后的OFDM时域信号被馈送到符号同步部件107以及图4所示的解调FFT部件108和控制FFT部件115。 

符号同步部件107同步OFDM符号并且向解调FFT部件108输出指定FFT间隔的开始位置的符号同步标志。解调FFT部件108针对具有与有效符号长度相同的长度的信号间隔执行FFT。信号间隔的开始位置由符号同步标志来指定。 

符号同步部件107选择如下三种位置之一：基于FFT之前的OFDM时域信号确定的位置、基于从已经过了FFT的信号估计出的传输信道特性确定的位置，或者基于均衡后的信号确定的位置。后面将详细描述如何将这些位置的每个确定为FFT间隔的开始位置。在后续描述中，可以将FFT间隔的开始位置适当地简单称为符号位置。 

此外，符号同步部件107将DFT标志输出到控制FFT部件115。如后 将详细描述的，DFT标志是指定供控制FFT部件115处理的信号间隔的开始位置的标志。控制FFT部件115对相对于供解调FFT部件108处理的FFT间隔被移位了预定量的间隔执行相当于FFT的处理。 

解调FFT部件108将具有从由符号同步部件107提供的符号同步标志所指定的位置起的有效符号长度的间隔建立为FFT间隔。 

此外，解调FFT部件108从来自偏移校正部件106的OFDM时域信号提取FFT间隔信号，并且对提取出的FFT间隔信号执行FFT。由解调FFT部件108执行的FFT操作提供通过子载波发送来的数据，即，表示IQ平面上的发送来的符号的OFDM信号。由下面的表达式(1)给出解调FFT部件108的输出： 

Y_m，k＝H_m，k·X_m，k+N_m，k…(1) 

其中，“Y”表示解调FFT部件108的输出，下标“m”表示符号编号，下标“k”表示载波编号，“H”表示实际传输信道的频率特性，“X”表示由PSK或QAM的信号点表示的发送信号，并且“N”表示整合了源自噪声分量和多径的干扰分量的项。 

如所描述的，用将噪声和其它分量添加到将发送信号乘以传输信道的频率特性所获得的结果中来表示经过了FFT的信号。 

通过对OFDM时域信号执行FFT而获得的OFDM信号是频域信号。在后续描述中，可以将经过了FFT的OFDM信号适当地称为OFDM频域信号。OFDM频域信号被提供给均衡部件109(图5)、采样/载波同步部件112、符号编号估计部件113、帧同步部件114以及控制FFT部件115。 

均衡部件109中的选择块191选择如下两种符号编号之一：由符号编号估计部件113提供来的符号编号(OFDM符号编号)，或者由帧同步部件114给出的符号编号。如此选择的符号编号被提供给导频提取块192。 

导频提取块192提取如图2所示那样布置的SP信号。为了提取SP信号，需要确定当前接收到的数据在符号编号的顺序中被排列的位置。选择块191向导频提取块192提供用于确定序号(ordinal number)的信息。 

例如，由符号编号估计部件113提供来的符号编号是从时间解调开始起进行选择的，直到帧同步完成并提供帧同步标志为止。完成了帧同步之 后，由帧同步部件114提供的符号编号被选择。 

根据由选择块191提供来的符号编号，导频提取块192从解调FFT部件108提供来的OFDM频域信号中提取经过了BPSK调制的SP信号。 

例如，如果当前接收到的数据具有符号编号0，则这意味着SP信号正由子载波编号为0、12和24的子载波发送；导频提取块192由此提取SP信号。导频提取块192将所提取的SP信号输出给除法块193。 

除法块193将来自导频提取块192的SP信号除以来自基准信号生成块194的基准信号，由此来估计SP信号的传输信道特性。 

SP信号的传输信道特性值由下面给出的表达式(2)来表示。用于获取传输信道特性值的信号X是由基准信号生成块194生成的。 

${\tilde{H}}_{n,l}=Y_{n,l}/X_{n,l}=H_{n,l}+(N_{n,l}/X_{n,l})\·\·\·\left(2\right)$

其中，符号“～”表明其所附之值是估计值。下标“n”和“l”定义了SP信号的位置。 

除法块193将表示估计出的传输信道特性的传输信道特性数据输出到时间方向传输信道估计块195。基准信号生成块194生成并输出供除法块193使用的基准信号。 

时间方向传输信道估计块195对排列在布置了SP信号的子载波的时间方向上的OFDM符号的传输信道特性进行估计。说明性地，通过使用插值或者通过采用自适应滤波器来估计时间方向上的传输信道特性。 

时间方向传输信道估计块195将表示三个子载波的间隔处的传输信道特性的时间方向特性估计数据输出到相位调节块196和最优滤波器系数选择块200。 

图7是示出时间方向特性估计数据的示意图。如图7所示的时间方向特性估计数据是时间方向传输信道估计块195利用与如图2所示的那样布置的SP信号有关的传输信道特性数据而获得的。在图7中，各个中空和阴影圆圈表示OFDM信号的子载波(发送符号)。各个阴影圆圈表示在时间方向传输信道估计块195的处理之后被估计出了传输信道特性的发送符号。 

利用与SP信号有关的传输信道特性数据在时间方向上估计传输信道 特性。这准许获取三个子载波的间隔处的每个OFDM符号的传输信道特性。 

相位调节块196按照由最优滤波器系数选择块200提供来的滤波器中心，来调节由时间方向传输信道估计块195提供来的时间方向特性估计数据的相位。根据与采样值相对应的子载波的子载波编号并且按照滤波器中心，通过旋转表示时间方向特性估计数据的采样值的复信号(具有I和Q分量)来调节时间方向特性估计数据的相位。 

相位调节块196将经相位调节的时间方向特性估计数据输出给频率插值滤波器块197和符号同步部件107(图3)。 

频率插值滤波器块197基于从最优滤波器系数选择块200提供来的系数使插值滤波器的通带宽度变化，以执行频率插值处理，由此使得传输信道特性在频率方向上被插值。说明性地，频率插值滤波器块197将两个零作为新的采样值插值在由时间方向传输信道估计块195提供来的时间方向特性估计数据的采样值之间。 

此外，频率插值滤波器块197使用LPF(低通滤波器)来对采样值计数是初始数据的三倍的时间方向特性估计数据进行滤波，以便在频率方向上对传输信道特性进行插值。利用由最优滤波器系数选择块200提供的系数来调节用来滤波的LPF(插值滤波器)的通带宽度。 

通过使用通带宽度经调节的插值滤波器执行滤波，频率插值滤波器块197从时间方向特性估计数据内移除因零插值引起的重复分量。这准许获得在频率方向经插值的传输信道特性。 

频率插值滤波器块197向除法块199和除法部件117输出在频率方向上经插值的传输信道特性，即表示所有子载波的传输信道特性的频率方向特性插值数据。 

图8是示出频率方向特性插值数据的示意图。频率插值滤波器块197使用表示三个子载波的间隔处的传输信道特性的时间方向特性估计数据，以获取构成了图8中的阴影所示的OFDM符号的每个子载波的传输信道特性。 

相位调节块198根据最优滤波器系数选择块200提供来的滤波器中心 对解调FFT部件108提供来的OFDM频域信号的相位进行调节。经相位调节的OFDM频域信号被输出到除法块199。 

除法块199将来自相位调节块198的OFDM频域信号除以传输信道估计值，以便对OFDM频域信号在传输信道上经受的幅度和相位失真进行校正。经过了失真校正的OFDM频域信号被输出为均衡信号。 

说明性地，OFDM信号在传输信道上因多径而经受的失真对OFDM信号起乘法作用。因而，通过将实际接收到的OFDM信号除以传输信道特性来校正OFDM信号在传输信道上经受的失真。由除法块199输出的均衡信号被提供给误差校正部件110和符号同步部件107。 

最优滤波器系数选择块200根据由解调FFT部件108提供的OFDM频域信号，并由基于时间方向传输信道估计块195提供的时间方向特性估计数据，选择用于频率插值处理的最优滤波器系数。 

说明性地，最优滤波器系数选择块200尝试通过使用使其通带的宽度和中心位置变化的插值滤波器，在多种条件下执行频率插值处理。通过该处理，最优滤波器系数选择块200选出提供最高质量的信号的插值滤波器。 

并且，最优滤波器系数选择块200将表示所选插值滤波器的通带宽度的系数输出到频率插值滤波器块197，并且将表示所选滤波器的通带的中心位置的信息输出到相位调节块196和198。 

此外，最优滤波器系数选择块200估计存在与所选插值滤波器的通带宽度相当的延迟扩展(delay spread)，并且将关于该效果的信息输出到符号同步部件107。后面将更详细地描述最优滤波器系数选择块200。 

均衡部件109的处理包括：利用部分已知值X来估计上面所示的表达式(1)中的值H，并且将值Y除以估计值H以便估计出未知发送信号X。使用与前面的表达式(1)中所用的符号相同的符号，下面的表达式(3)表示由均衡部件109输出的均衡后的信号： 

${\tilde{X}}_{m,k}=Y_{m,k}/{\tilde{H}}_{m,k}=(H_{m,k}/{\tilde{H}}_{m,k})\·X_{m,k}+(N_{m,k}/{\tilde{H}}_{m,k})\·\·\·\left(3\right)$

如果估计值H精确地与实际传输信道特性H相符，则通过向发送信号X添加将噪声项N除以值H而获得的结果来表示均衡部件109的输出。 

误差校正部件110对来自均衡部件109的除法块199的均衡信号执行去交织处理，并且还执行诸如去交感、Viterbi解码、扩展信号移除以及RS解码之类的处理。误差校正部件110向输出缓冲器111输出通过执行多种处理而获得的解码数据。 

根据图4所示的帧同步部件114提供来的发送参数信息和帧开始标志来切换误差校正部件110执行的处理的类型。误差校正部件110使得能够仅获取发送分组(即，有效分组)。 

输出缓冲器111按预定顺序将无效(未经发送的)分组插在由误差校正部件110提供来的有效分组之间，分组被转发到下游电路。利用帧同步部件114提供来的发送参数信息来确定插入无效分组的位置。 

图3所示的采样/载波同步部件112利用解调FFT部件108提供来的OFDM频域信号中所包括的SP和TMCC/AC信号，检测时间方向上的相位旋转量的采样误差和载波误差。 

此外，采样/载波同步部件112对检测到的采样误差和载波误差进行滤波以便生成采样偏移校正信号和载波偏移校正信号用于校正的目的。采样/载波同步部件112将生成的校正信号输出给均衡部件106。 

图4所示的符号编号估计部件113基于解调FFT部件108提供来的OFDM频域信号来估计当前接收到的数据的符号编号。 

如上所述，由符号编号估计部件113估计出的符号编号用来从时间解调开始起提取SP信号直到(OFDM发送帧的)帧同步完成为止。 

由于一个OFDM发送帧由204个OFDM符号组成，因此，如果在帧同步完成之前不能开始均衡处理，则输出解码数据将花费时间。因此，由符号编号估计部件113来估计符号编号，并且利用估计出的符号编号开始均衡处理。 

现在将更详细说明如何估计符号编号。符号编号估计部件113首先接收给定符号的子载波数据，然后，稍后接收四个符号的子载波数据。 

关于最初接收到的符号数据和后续接收到的符号数据的每个，符号编号估计部件113获取由子载波编号为0、12、24等的子载波发送来的数据之间的第一相关值。 

同样，对于最初接收到的符号数据和后续接收到的符号数据的每个，符号编号估计部件113获取由子载波编号为3、15、27等的子载波发送来的数据之间的第二相关值。 

而且，对于最初接收到的符号数据和后续接收到的符号数据的每个，符号编号估计部件113获取由子载波编号为6、18、30等的子载波发送来的数据之间的第三相关值。 

关于最初接收到的符号数据和后续接收到的符号数据的每个，符号编号估计部件113获取由子载波编号为9、21、33等的子载波发送来的数据之间的第四相关值。 

符号编号估计部件113比较第一至第四相关值。如果作为比较结果发现第一相关值最高，则符号编号估计部件113估计最初接收到的符号具有符号编号0而后续接收到的符号具有符号编号4。 

如果发现第二相关值最高，则符号编号估计部件113估计最初接收到的符号具有符号编号1而后续接收到的符号具有符号编号5。 

如果发现第三相关值最高，则符号编号估计部件113估计最初接收到的符号具有符号编号2而后续接收到的符号具有符号编号6。 

如果发现第四相关值最高，则符号编号估计部件113估计最初接收到的符号具有符号编号3而后续接收到的符号具有符号编号7。 

即，如上参考图2说明的，利用SP信号被延展到时间方向上的四个OFDM符号的间隔处以及频率方向上的12个子载波的间隔处的事实来估计符号编号。 

符号编号估计部件113向均衡部件109输出具有模除4(modulo4)的精度(即，通过除以4的余数得知的精度)的估计出的符号编号。当估计出符号编号时，符号编号估计部件113向符号同步部件107输出指示符号编号估计完成的估计完成标志。 

帧同步部件114从解调FFT部件108提供来的OFDM频域信号提取TMMC信号，并且检测同步字节以生成符号编号。帧同步部件114将生成的符号编号输出到均衡部件109。 

并且，当检测同步字节时发现生成的符号编号已达到204时，帧同步 部件114确定帧同步完成。此时，帧同步部件114将指示帧同步完成的帧同步标志输出给符号同步部件107和均衡部件109。 

此外，帧同步部件114解码并输出附加在OFDM发送帧的单元中的发送参数信息，并且输出指示OFDM发送帧的开始位置的帧开始标志。发送参数信息包括实际的发送率以及其它信息。由帧同步部件114输出的发送参数信息和帧开始标志被馈送到误差校正部件110和输出缓冲器111。 

控制FFT部件115对与用于解调FFT部件108的FFT的间隔不同的间隔执行FFT和均衡。说明性地，在执行FFT和均衡时，控制FFT部件111将由解调FFT部件108提供来的FFT的结果添加到DFT的结果中。由控制FFT部件115执行的加法的和组成了被提供到图5所示的相位调节部件116的OFDM频域信号。后面还将更详细讨论控制FFT部件115。 

相位调节部件116根据最优滤波器系数选择块200提供来的滤波器中心，对来自控制FFT部件115的OFDM频域信号的相位进行调节。经相位调节的OFDM频域信号被输出到除法部件117。 

除法部件117将来自相位调节部件116的经相位调节的OFDM频域信号除以由频率插值滤波器块197提供来的传输信道估计值，由此来校正OFDM频域信号在传输信道上经受的幅度和相位失真。除法部件117向符号同步部件107输出由经过了失真校正的OFDM频域信号构成的均衡后的信号。 

[符号同步部件107的结构和操作] 

现在对图3所示的符号同步部件107进行说明。符号同步部件107包括符号同步控制器131；第一、第二和第三符号位置确定块132、133和134；开关135、符号同步标志生成块136，以及控制DFT标志生成块137。 

说明性地，当OFDM接收装置100被加电时，或者当信道被切换时， 

较高层的控制部件将指示解调的开始的解调开始信号输入符号同步控制器131。 

符号同步控制器131进而将切换信号输出给开关135。该信号使得开 关135选择由第一、第二和第三符号位置确定块132、133和134所确定的符号位置中的一个。 

说明性地，当输入解调开始信号时，符号同步控制器131首先将开关135连接到端子“a”，以便选择由第一符号位置确定块132所确定的符号位置。 

符号同步标志生成块136向解调FFT部件108输出指示由第一符号位置确定块132所确定的符号位置的符号同步标志。解调FFT部件108参考所确定的符号位置设置FFT间隔。 

第一符号位置确定块132确定符号位置的方法是基于FFT之前的OFDM时域信号的。 

为了执行FFT，解调FFT部件108需要被参考来设置FFT间隔的符号同步标志。仅当提供了表示由第一符号位置确定块132所确定的符号位置的符号同步标志之后，才使能解调FFT部件108执行FFT。 

被使能来执行FFT指变得能够基于OFDM频域信号估计符号编号。还指可以基于估计出的符号编号从OFDM频域信号中提取出SP信号，由此可以估计出传输信道特性。 

如上所讨论的，当估计出了符号编号时，符号编号估计部件113将估计完成标志提供给符号同步控制器131。当获取了表示三个子载波的间隔处的传输信道特性的时间方向特性估计数据时，时间方向传输信道估计块195将所获取的时间方向特性估计数据提供给第二符号位置确定块133。 

当从符号编号估计部件113接收到指示已估计出符号编号的估计完成标志时，符号同步控制器131然后将开关135连接到端子“b”，以便选择由第二符号位置确定块133所确定的符号位置。 

符号同步标志生成块136向解调FFT部件108输出指示由第二符号位置确定块133所确定的符号位置的符号同步标志。解调FFT部件108参考所确定的符号位置设置FFT间隔。 

第二符号位置确定块133确定符号位置的方法是基于从经过了FFT的OFDM频域信号获得的时间方向特性估计数据的。仅当提供了时间方向特性估计数据之后，才可以以这种方式确定符号位置。 

时间方向特性估计数据可以被获得是指能够在频率方向上对时间方向特性估计数据插值并且利用所有子载波的传输信道特性对包括在OFDM频域信号中的失真进行校正。 

在校正了传输信道上的失真之后，图5所示的除法块199和除法部件117将均衡后的信号提供给第三符号位置确定块134。 

当帧同步部件114在完成帧同步时提供来帧同步标志时，符号同步控制器131然后将开关135连接到端子“c”，以便选择由第三符号位置确定块134所确定的符号位置。 

符号同步标志生成块136向解调FFT部件108输出指示由第三符号位置确定块134所确定的符号位置的符号同步标志。解调FFT部件108参考所确定的符号位置设置FFT间隔。 

第三符号位置确定块134确定符号位置的方法是基于通过校正传输信道上的失真而获得的均衡信号的。仅当提供了均衡信号之后，才可以以这种方式确定符号位置。 

符号同步控制器131然后将开关135连接到端子“c”以便选择由第三符号位置确定块134所确定的符号位置。这种状态被维持直到另一解调开始信号被输入为止。 

前面的描述表明了如何从如下三种符号位置中合适地选择并输出一个符号位置：由第一符号位置确定块132所确定的符号位置、由第二符号位置确定块133所确定的符号位置以及由第三符号位置确定块134所确定的符号位置。 

在下面的描述中，将第一符号位置确定块132确定符号位置的方法称为第一确定方法，将第二符号位置确定块133确定符号位置的方法称为第二确定方法，并且将第三符号位置确定块134确定符号位置的方法称为第三确定方法。 

第二确定方法包括将符号内干扰最小的位置确定为符号位置，如后所述。因而，第二确定方法提供了比用来基于OFDM时域信号确定符号位置的第一确定方法更好的接收性能。 

第三确定方法包括将使实际均衡信号的质量最优化的位置确定为符号 位置，如后所述。因而，第三确定方法提供了比用来基于时间方向特性估计数据确定符号位置的第二确定方法更好的接收性能。 

在符号同步控制器131的控制下，从解调开始起经过的时间越长，接收性能基本上变得越好。后面将更详细地讨论第一至第三确定方法。 

符号同步标志生成块136向解调FFT部件108输出表示通过开关135提供来的符号位置的符号同步标志。 

基于由第三符号位置确定块134提供来的符号位置，控制DFT标志生成块137生成DFT标志，该标志指定供控制FFT部件115进行处理的间隔的开始位置。由此生成的DFT标志被输出到控制FFT部件115。 

下面参考图9的流程图描述的是由符号同步控制器131执行的切换处理。当解调开始信号被输入时，该处理开始。 

在步骤S1，符号同步控制器131将开关135连接到端子“a”以便选择由第一符号位置确定块132所确定的符号位置。指示由第一符号位置确定块132确定的符号位置的符号同步标志被输出到解调FFT部件108。然后，参考由此确定的开始位置建立FFT部件。 

在步骤S2，符号同步控制器131判断符号编号估计部件113是否提供了估计完成标志。如果在步骤S2中未发现要接收的估计完成标志，则符号同步控制器131返回步骤S1，并且继续选择由第一符号位置确定块132确定的符号位置。 

如果在步骤S2中发现了要接收的估计完成标志，则到达步骤S3。在步骤S3，符号同步控制器131将开关135连接到端子“b”，以便选择由第二符号位置确定块133所确定的符号位置。指示由第二符号位置确定块133所确定的符号位置的符号同步标志被输出到解调FFT部件108。然后，参考由此确定的开始位置来建立FFT部件。 

在步骤S4，符号同步控制器131判断帧同步部件114是否提供了帧同步标志。如果在步骤S4中未发现要接收的帧同步标志，则符号同步控制器131返回步骤S3，并且继续选择由第二符号位置确定块133确定的符号位置。 

如果在步骤S4中发现了要接收的帧同步标志，则到达步骤S5。在步 骤S5，符号同步控制器131将开关135连接到端子“c”，以便选择由第三符号位置确定块134所确定的符号位置。指示由第三符号位置确定块134所确定的符号位置的符号同步标志被输出到解调FFT部件108。然后，参考由此确定的开始位置来建立FFT部件。 

在每次输入了解调开始信号时执行上述处理。 

操作开关135输出由第三符号位置确定块134所确定的符号位置的时间点不限于当完成帧同步后帧同步标志被提供来时。替代地，可以用定时器来对从解调开始起经过的时间段进行计数，并且然后可以在与完成帧同步所花费的时间相当的相对长的时间段过去时对开关135进行操作。 

[第一确定方法] 

下面所说明的是第一符号位置确定部件132用来确定符号位置的第一确定方法。如图3所示，第一符号位置确定部件132包括保护间隔相关部分141和最大位置检测部分142。 

图10是示出保护间隔相关部分141的典型结构的框图。由偏移校正部件106提供来的OFDM时域信号被输入到有效符号长度延迟部分141-1和乘法部分141-2。有效符号长度延迟部分141-1将OFDM时域信号延迟有效符号的长度，并且将经延迟的OFDM时域信号输出到乘法部分141-2。 

图11是由图10所示的部件处理的典型信号的示意图。当OFDM时域信号被输入保护间隔相关部分141中作为图11顶部所示的接收信号(a)时，有效符号长度延迟部分141-1输出从顶部往下的第二个信号所示的另一接收信号(b)。图11中的水平方向表示时间方向。 

乘法部分141-2将来自偏移校正部件106的OFDM时域信号乘以经有效符号长度延迟部分141-1延迟的且同时输入的OFDM时域信号。 

在不考虑多径干扰和噪声的情况下，GI(保护间隔)信号，即1符号信号之一，等于从其复制了GI信号的间隔中的信号。输入的OFDM时域信号中的从其复制了GI信号的间隔中的信号具有与经延迟的OFDM时域信号中的GI信号相同的定时。来自这些间隔信号的乘法的结果的平均值 等于预定非零值。 

图11中从顶部往下第三个所示的乘法结果(c)表示乘法部分141-2的输出。由乘法部分141-2输出的乘法结果被提供给保护长度移动平均部分141-3。 

保护长度移动平均部分141-3从来自乘法部分141-2的并且在图11中从顶部往下第三个所示出的输出中，获取与GI长度相同的长度上的移动平均值。由此获得的移动平均值被输出到图3中的最大位置检测部分142。保护长度移动平均部分141-3的输出组成了如图11中从顶部往下第四个所示的在符号边界处出现最大值的序列。 

最大位置检测部分142检测表示由有效符号长度延迟部分141-1提供来的移动平均值的序列中出现最大值的位置。如图11的底部所示，最大位置检测部分142然后将在最大值位置后面GI长度处的位置确定为符号位置。最大位置检测部分142然后将由此确定的符号位置输出给开关135。 

如上所述，第一符号位置确定块132利用给定的GI信号与从其复制了所关注的GI信号的间隔中的信号相等的事实来确定符号位置。 

下面说明的是需要用具有合适定时方式的第二和第三确定方法来替代第一确定方法的原因。 

根据第一确定方法，可以将具有最高功率的路径当作主路径，并且然后可以检测主路径的符号位置。然而，在回波(echo)领先于进入主路径的多径环境中，需要检测在前回波的位置以便找到没有ISI(符号间干扰)的符号位置。 

下面参考图12说明存在在前回波的多径环境。说明性地，假设存在被示为图12顶部的接收信号(a)的多径环境。在此示例中，在前回波的到达时间先于主路径的到达时间大约与GI相同的时间段。 

在该环境中，将接收信号(a)乘以经延迟的接收信号(b)，并且在移动平均值的序列中，将在最大值位置后面GT长度的位置当作符号位置。在此情况中，如图12底部所示，FFT间隔包括对象符号之后的符号中的信号，并且也可能使ISI发生 

如所述的，在存在在前回波并且延迟扩展长于GI长度的多径环境中，如果应用第一确定方法，则将引起ISI。然后，需要检测ISI最小的位置，然而第一确定方法难以满足该需求。 

[第二确定方法] 

下面说明的是第二符号位置确定块133用来确定符号位置的第二确定方法。如图3所示，第二符号位置确定块133包括IFFT部分151、ISI估计部分152和最小位置搜索部分153。 

IFFT部分151通过对由图5所示的相位调节块196提供来的并且表示三个子载波的间隔处的传输信道特性的时间方向特性估计数据执行IFFT，来估计延迟概况。由此估计出的延迟概况被输出到ISI估计部分152。 

在此示例中，经过了相位调节的时间方向特性估计数据被输入并被处理。然而，该处理与涉及相位调节之前的数据的处理相同。 

ISI估计部分152通过对由IFFT部分151估计出的延迟概况进行滤波来估计ISI的量，并且将估计出的ISI的量输出到最小位置搜索部分153。用于滤波的滤波器的形状是利用由图5所示的最优滤波器系数选择块200提供来的关于延迟扩展的信息而确定的。 

最小位置搜索部分153检测通过滤波获得的ISI的量最小的位置作为符号位置，并且输出由此检测到的符号位置。 

现在将描述ISI的量是如何由ISI估计部分152估计出的。图13是说明通常是如何估计出ISI量的示意图。 

这里假设存在三条路径p1、p2和p3，如图13所示。图13中的水平方向表示时间方向。在图13的上面部分中，表示路径的每个频带的宽度表示所关注的路径的功率。 

图13的下面部分所示的是由IFFT部分151估计出的延迟概况。所示出的部分pp1至pp3表示路径p1至p3的功率水平。各条路径的功率也是由延迟概况确定的。 

在将给定间隔建立作为FFT间隔时，ISI量是通过如下操作而获得的：将时间方向上ISI发生的间隔的长度乘以ISI发生的路径的功率，并将 所有路径上的乘法的结果加起来。 

例如，如果建立了如图13所示的FFT间隔，则ISI发生在路径p2与路径p3之间。ISI的量用dt2×pp2+dt3×pp3表示，其中，dt2表示时间方向上ISI发生的路径p2上的间隔的长度，dt3表示时间方向上ISI出现的路径p3上的间隔的长度。ISI估计部分152执行滤波处理以获得与上面的计算相同的结果。 

图14是示出用来估计ISI量的典型ISI估计滤波器的示意图。在图14中，垂直轴表示滤波器系数(增益)，而水平轴表示抽头指数的次数。 

图14中的ISI估计滤波器FI是按在与GI的长度相对应的长度的抽头指数间隔期间增益为零的方式来成形的。也可以使增益为零的间隔的长度与由最优滤波器系数选择块200提供来的延迟扩展的长度相对应。 

此外，还以如下方式来成形ISI估计滤波器FI：增益在零增益间隔末端处的位置f1之后的间隔中增加并且与从该位置f1起的距离成比例，并且增益还在零增益间隔前端处的位置f2之前的间隔中增加并且与从该位置f2起的距离成比例。定义了位置f1之后的间隔的增益的直线的梯度可以是任意的，并且定义了位置f2之前的间隔的增益的直线的梯度同样可以是任意的。 

图15是示出了彼此重叠的图13的延迟概况以及图14的ISI估计滤波器FI的示意图。如图15所示，当将给定间隔建立为FFT间隔候选者时，以如下方式来建立ISI估计滤波器FI：所关心的FFT间隔的开始位置与零增益间隔的前端位置f2一致。 

在此情况中，路径p1在零增益间隔内，以使得路径p1的功率pp1被乘以零。路径p2位于零增益间隔的后端位置f1之后，以使得路径p2的功率pp2被乘以预定增益DT2。路径p3也位于位置f1之后，以使得路径p3的功率pp3被乘以比增益DT2高的增益DT3。 

ISI估计部分152将乘法结果相加以获得估计出的ISI量。由ISI估计部分152执行的作为滤波处理的操作用下面的表达式(4)来定义： 

其中，NN表示IFFT后面的所有数据的采样大小(即，IFFT点数)。 

ISI估计部分152通过将FFT间隔候选者的位置移位预定宽度(即，通过将ISI估计滤波器FI的位置移位预定宽度)来多次执行上面的滤波处理。 

图16A、16B和16C是示出来自滤波处理的典型结果的示意图。当通过将FFT间隔候选者的位置(时间)从左向右，例如从时刻t1到时刻tN移位来执行滤波处理时，获得了图16A至16C中的结果。 

当以将时刻t1作为FFT间隔候选者的开始位置的方式来建立FFT间隔候选者时，发现路径p1在零增益间隔中，如图16A的上面部分所示。然后，路径p1的功率pp1被乘以零。 

路径p2位于零增益间隔的后端位置f1之后，以使得路径p2的功率pp2被乘以增益DT2a。路径p3也位于位置f1之后，以使得路径p3的功率pp3被乘以比增益DT2a高的增益DT3a。 

图16A的下面部分的曲线图示出了作为上面的乘法的结果之和的估计出的ISI量。在图16A中，水平轴表示FFT间隔候选者的开始位置，而垂直轴表示估计出的ISI量。在图16A的示例中，估计出的ISI量被获取为值D1。 

同样，当以将时刻tk作为FFT间隔候选者的开始位置的方式来建立FFT间隔候选者时，发现路径p1和p2在零增益间隔中，如图16B的上面部分所示。然后，路径p1的功率pp1和路径p2的功率pp2被乘以零。 

路径p3位于零增益间隔的后端位置f1之后，以使得路径p3的功率pp3被乘以比增益DT3b。在图16B的示例中，估计出的ISI量被获取为值Dk，如图的下面部分的曲线图所示。 

当以将时刻tN作为FFT间隔候选者的开始位置的方式来建立FFT间隔候选者时，路径p1位于零增益间隔的前端位置f2之前，如图16C的上面部分所示。然后，路径p1的功率pp1被乘以增益DT1c。 

而且，路径p2位于零增益间隔的前端位置f2之前。路径p2的功率pp2被乘以比增益DT1c低的增益DT2c。 

路径p3位于零增益间隔中，以使得路径p3的功率pp3被乘以零。在图16C的示例中，估计出的ISI量被获取为值DN，如图的下面部分的曲 线图所示。 

ISI估计部分152向最小位置搜索部分153提供指示一方面的估计出的ISI量与另一方面的FFT间隔候选者的开始位置之间的关系的信息，量和位置是通过将预定位置都用作FFT间隔候选者的开始位置的滤波处理而获得的。 

现在说明符号位置是如何由最小位置搜索部分153检测到的。图17A、17B和17C是说明如何检测符号位置的示意图。图17A示出了延迟概况，并且图17B以图形方式指示了估计出的ISI量与FFT间隔候选者的开始位置之间的关系。 

当获得如图17B所示的估计出的ISI量与FFT间隔候选者的开始位置之间的关系时，最小位置搜索部分153将由朝上的实心三角形所指示的位置检测为估计出的ISI量最小的位置。估计出的ISI量最小的位置被确定为FFT间隔的开始位置，即符号位置。 

图17C示出了在将图17B的符号位置当作间隔的开始位置时来建立FFT间隔的情况。如图17C所示，ISI仅发生在路径p3上。由于路径p3的功率低于任意其它路径的功率，因此，结果ISI量小于使FFT间隔位于如图13所示的位置时的ISI量。 

根据第二确定方法，如上所述，ISI量最小的位置被确定为符号位置。 

下面描述的是用第三确定方法来替代第二确定方法的原因。说明性地，可能存在如下情况：存在功率低得不能利用IFFT进行检测的大量路径。在这种情况中，通过第二确定方法所确定的符号位置可能实际上不是最优位置。第二确定方法未考虑结合功率低得不能利用IFFT进行检测的路径发生的ISI。 

这是第三确定方法出现的场合。通过第三确定方法，最优位置被确定为符号位置，即使功率低得不能利用IFFT进行检测的大量路径。 

[第三确定方法] 

下面说明的是第三符号位置确定块134用来确定符号位置的第三确定 方法。基于由第三符号位置确定块134确定的符号位置，建立供控制FFT部件115进行处理的间隔，并且由此获得均衡信号。均衡信号被反馈到随后确定符号位置的第三符号位置确定块134。 

在开始讨论第三符号位置确定块134之前，将对控制FFT部件115进行说明。控制FFT部件115对相对于供解调FFT部件108进行FFT的间隔被移位了S个样本(时间)的对象间隔进行处理。由控制DFT标志生成块137输出的DFT标志表示对象间隔的开始位置。 

通过执行DFT，控制FFT部件115从由解调FFT部件108执行FFT的结果获得表示差值的信息。将差值信息添加到解调FFT部件108的输出中能够生成对被移位了S个样本的间隔执行FFT时所需要的OFDM频域信号。 

即，对于被移位了S个样本的对象部分，控制FFT部件115执行与解调FFT部件108执行的处理相同的处理。 

在后续描述中，适当地，可以将供解调FFT部件108处理的间隔称为解调FFT间隔，并且可以将供控制FFT部件115处理的间隔称为控制FFT部分。尽管控制FFT部件115执行的操作是DFT，然而控制FFT部件115的输出与解调FFT部件108的输出相同，以使得供控制FFT部件115处理的间隔被称为控制FFT间隔。 

现在将利用数学表达式说明控制FFT部件115执行的处理等于解调FFT部件108执行的处理。 

假设解调FFT间隔的开始时间为零并且解调FFT间隔和控制FFT间隔的长度都为有效符号长度N。下面的表达式(5)定义了通过对从解调FFT间隔提取出的长度N上的OFDM时域信号执行FFT而获得的频率为ω的信号Y⁰(ω)。 

$Y^0\left(\mathrm{\ω}\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{k\ω}}{N}}\·\·\·\left(5\right)$

其中，r(k)表示时刻“k”时的OFDM时域信号，并且“j”表示虚量单位。 

如图18所示，假设解调FFT间隔的开始时间比控制FFT间隔的开始时间晚时间“s”。在此情况中，控制FFT间隔内的OFDM时域信号为 r(s)，r(s+1),...，r(N-1+s)。下面的表达式(6)定义了通过对控制FFT间隔执行FFT而获得的信号Y^S(ω)： 

$Y^S\left(\mathrm{\ω}\right)=\underset{k=s}{\overset{N-1+s}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{k\ω}}{N}}$

$=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{k\ω}}{N}}+\underset{k=N}{\overset{N-1+s}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{k\ω}}{N}}$

$-\underset{k=0}{\overset{s-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{k\ω}}{N}}$

$=Y^0\left(\mathrm{\ω}\right)+\underset{k=0}{\overset{s-1}{\mathrm{\Σ}}}P\{r(k+N)-r\left(k\right)\}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{k\ω}}{N}}\·\·\·\left(6\right)$

如图19所示，假设解调FFT间隔的开始时间比控制FFT间隔的开始时间早时间“s”。在此情况中，控制FFT间隔内的OFDM时域信号为r(-s)，r(-s+1),...，r(-)，r(0)，r(1),...，r(N-1-s)。下面的表达式(7)定义了通过对控制FFT间隔执行FFT而获得的信号Y^-S(ω)： 

$Y^{-s}\left(\mathrm{\ω}\right)=\underset{k=-s}{\overset{N-1-s}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{k\ω}}{N}}$

$=Y^0\left(\mathrm{\ω}\right)+\underset{k=N-s}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\{r(k-N)-r\left(k\right)\}{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{k\ω}}{N}}\·\·\·\left(7\right)$

上面表达式(6)和(7)中的第一项表示以解调FFT间隔为对象的FFT结果。可以将解调FFT部件108的输出不加改变地用作表达式(6)和(7)中的第一项的值。 

上面表达式(6)和(7)中的第二项表示以时间“s”上的OFDM信号为对象的DFT结果。控制FFT部件115执行操作以获取上面表达式(6)和(7)中的第二项的值，并且将操作的结果加到解调FFT部件108的输出中。 

如图4所示，控制FFT部件115包括控制FFT控制器171、运算块172、选择块173、存储器174、DFT运算块175、存储器176以及加法块177。 

由控制DFT标志生成块137输出的DFT标志被输入到控制FFT控制器171中。由偏移校正部件106输出的OFDM时域信号被输入到运算块172和选择块173中。由解调FFT部件108输出的OFDM频域信号被输入到加法块177中。 

控制FFT控制器171以如下方式控制整体控制FFT部件115的操作：基于DFT标志设置控制FFT间隔并且生成对相对于解调FFT间隔被移位了S个样本的间隔执行FFT的结果。 

利用由符号同步部件107给出的移位量，控制FFT控制器171选择性地判断控制FFT间隔的开始时间是晚于解调FFT间隔的开始时间(即，将执行表达式(6)的操作)还是早于该开始时间(即，将执行表达式(7)的操作)。 

运算块172从偏移校正部件106提供来的OFDM时域信号中减去保存在存储器174中的信号。由此获得的信号被输出给选择块173。 

在控制FFT控制器171的控制下，选择块173选择偏移校正部件106提供来的OFDM时域信号或者运算块172给出的信号。将选出信号存储在存储器174中。 

说明性地，如果控制FFT间隔的开始时间晚于解调FFT间隔的开始时间，如图18所示，则当在间隔A期间发生信号输入时，选择块173选择来自偏移校正部件106的OFDM时域信号。当在间隔A之后有效符号长度N处的间隔B期间发生信号输入时，选择块173选择来自运算块172的作为减法结果的信号。 

同样，如果控制FFT间隔的开始时间早于解调FFT间隔的开始时间，如图19所示，则当在间隔A期间发生信号输入时，选择块173选择来自偏移校正部件106的OFDM时域信号。当信号输入发生在间隔A之后有效符号长度N处的间隔B期间时，选择块173选择来自运算块172的作为减法结果的信号。 

在控制FFT控制器171的控制下，存储器174存储由选择块173提供来的信号。当图18和19中的间隔B上的全部信号被存储到存储器174中后，DFT运算块175取回所存储的信号。 

如果控制FFT间隔的开始时间晚于解调FFT间隔的开始时间，则DFT运算块175基于从存储器174取回的信号对表达式(6)中的第二项进行演算。演算结果被输出到存储器176。控制FFT控制器171将表达式(6)中的2πkω/N信息发送到DFT运算块175。 

如果控制FFT间隔的开始时间早于解调FFT间隔的开始时间，则DFT运算块175基于从存储器174取回的信号对表达式(7)中的第二项进行演算。演算结果被输出到存储器176。控制FFT控制器171将表达式(7)中的2πkω/N信息发送到DFT运算块175。 

在控制FFT控制器171的控制下，存储器176存储来自DFT运算块175的演算结果。当DFT运算块175对表达式(6)或(7)中的第二项进行演算后，加法块177取回存储在存储器176中的值。 

加法块177将从存储器176取回的值加到解调FFT部件108输出的OFDM频域信号中。然后，加法块177输出从加法得到的和。 

加法块177的输出表示通过对相对于解调FFT间隔被移位了表达式(6)中的Y^S或表达式(7)中的Y^-S(ω)，即量“s”的间隔执行FFT所获得的OFDM频域信号。 

由加法块177输出的OFDM频域信号在被提供到除法部件117之前，由图5所示的相位调节部件116进行相位调节。除法部件117利用与除法块199使用的传输信道特性相同的特性对传输信道失真进行校正，并且输出均衡信号。由除法部件117输出的均衡信号与除法块199输出的均衡信号一起被馈送到图3所示的第三符号位置确定块134。 

在随后的说明中，适当时，由除法块199生成的均衡信号可以被称作解调均衡信号，由除法部件117生成的均衡信号可以被称作控制均衡信号。 

现在描述第三符号位置确定块134。如图3所示，第三符号位置确定块134包括信号质量计算部分161和搜索控制器162。来自除法块199的解调均衡信号和来自除法部件117的控制均衡信号被输入到信号质量计算部分161中。解调均衡信号和控制均衡信号都是关于同一符号的均衡信号。 

信号质量计算部分161计算解调均衡信号以及控制均衡信号的质量，并且将表示计算出的质量的信息输出到搜索控制器162。 

图20是示出信号质量计算部分161的典型结构的框图。解调均衡信号或控制均衡信号在输入以前被分为I分量和Q分量。I分量信号被输入到硬决策(hard decision)部分401和减法部分403；Q分量信号被输入到硬决策部分402和减法部分404。 

硬决策部分401根据实际的调制方法对输入的I分量信号执行硬决策。硬决策的结果被输出到减法部分403。 

硬决策部分402根据实际的调制方法对输入的Q分量信号执行硬决策。硬决策的结果被输出到减法部分404。 

减法部分403获取硬决策部分401的输出与输入I分量部分之间的差值。由此获取的差值被输出到平方部分405。 

减法部分404获取硬决策部分402的输出与输入Q分量部分之间的差值。由此获取的差值被输出到平方部分406。 

平方部分405对由减法部分403提供来的差值进行平方。计算结果被输出到加法部分407。 

平方部分406对由减法部分404提供来的差值进行平方。计算结果被输出到加法部分407。 

加法部分407将平方部分405的输出与平方部分406的输出相加。从加法得到的和被输出到加法部分408。 

加法部分408将加法部分407的输出与保存在寄存器409中的值相加。加法部分408执行预定数据数目那么多次的加法操作，并且将累加结果输出到寄存器409。与预定数据数目有关的操作的累加结果被放在寄存器409中，并作为表示均衡信号质量的信息从那儿被提供给图3所示的搜索控制器162。 

搜索控制器162将由信号质量计算部分161输出的解调均衡信号的质量与控制均衡信号的质量相比较。如果发现控制均衡信号的质量高于解调均衡信号的质量，则搜索控制器162以如下方式输出指示当前控制FFT间隔的开始位置的符号位置：将与当前控制FFT间隔相同的间隔设为下一解 调FFT间隔。 

即，如果以控制FFT间隔代替解调FFT间隔为对象获得了较高质量的信号，则解调FFT部件108对有助于在下一定时处生成较高质量信号的间隔执行FFT。 

而且，搜索控制器162将通过将当前控制FFT间隔的开始位置移位预定宽度而获得的位置设置为下一控制FFT间隔的开始位置，并且将表示所设置位置的信息输出给控制DFT标志生成块137。说明性地，可以将在与先前移位方向相反的方向上经移位的位置设置为下一控制FFT间隔的开始位置。 

另一方面，如果发现解调均衡信号的质量高于控制均衡信号的质量，则搜索控制器162以如下方式输出指示当前解调FFT间隔的开始位置的符号位置：将与当前解调FFT间隔相同的间隔设为下一解调FFT间隔。即，如果可以在保持以解调FFT间隔为对象时获得高质量信号，则维持该状态。 

搜索控制器162将通过将当前控制FFT间隔的开始位置移位预定宽度而获得的位置设置为下一控制FFT间隔的开始位置，并且将表示所设置位置的信息输出给控制DFT标志生成块137。说明性地，可以将在与先前移位方向相同的方向上经移位的位置设置为下一控制FFT间隔的开始位置。 

当基于实际均衡信号的质量来如上所述那样确定符号位置时，可以提供比使用第一和第二确定方法所确定的符号位置时更高的接收性能。 

[最优滤波器系数的选择] 

现在将在下面描述最优滤波器系数选择块200。然而，下面对供频率插值滤波器块197使用的插值滤波器的描述将先于该描述。 

如果假设标号Tu表示有效符号长度，即除去GI的单个符号的间隔的长度，则说明性地，可以给予插值滤波器大约Tu/3(秒)或更短的通带宽度。这种插值滤波器用来抑制包括在由时间方向传输信道估计块195生成的时间方向特性估计数据中的重复分量，由此提取出表示传输信道特性的适当路径。 

下面说明的是时间方向特性估计数据包含重复分量的原因。时间方向特性估计数据是从OFDM频域信号获得的，因此组成了频域数据。 

如上所述，频率插值滤波器块197生成通过插值两个零使数据量增至三倍的时间方向特性估计数据。时域中的时间方向特性估计数据与时域中的零值插值特性数据具有相同的频率分量。 

而且，时间方向特性估计数据组成了表示三个子载波的间隔处的传输信道特性的采样值序列。如果有效符号长度用Tu(秒)来表示并且子载波到子载波的间隔用Fc(Hz)来表示，则表达式Fc＝1/Tu(Hz)成立。表达式3Fc＝3/Tu(Hz)定义了时间方向特性估计数据(组成了表示三个子载波的间隔处的传输信道特性的采样值序列)的采样值之间的间隔。 

因此，表达式Fc＝1/Tu(Hz)定义了通过在时间方向特性估计数据的采样值之间插入两个零而获得的零值插值特性数据的采样值之间的间隔。 

同时，采样值之间的间隔被定义为3Fc＝3/Tu(Hz)的时间方向特性估计数据是时域中周期被定义为1/3Fc＝Tu/3(秒)的数据。采样值之间的间隔被定义为Fc＝1/Tu(Hz)的零值插值特性估计数据是时域中周期被定义为1/Fc＝Tu(秒)(即，三倍于时间方向特性估计数据的周期)的数据。 

如上所述，当时域中的零值插值特性数据具有与时域中的时间方向特性估计数据相同的频率分量并且具有被定义为时间方向特性估计数据的周期的三倍的周期时，时域中的零值插值特性数据就是通过在时域中重复时间方向特性估计数据三次而形成的数据。 

图21是示出时域中的典型零值插值特性数据的示意图。这是具有如下两条路径的示例：主路径和在前回波。在图21中，水平轴表示时间，而垂直轴表示路径功率水平。 

周期为Tu(秒)的零值插值特性数据被当作是通过在时域中重复周期为Tu/3(秒)的时间方向特性估计数据所对应的多径三次而形成的数据。 

在图21中，如果将中心处的阴影所示的多径提取为频率方向特性插值数据，则需要移除其它多径以便获得与频率方向特性插值数据相对应的适当多径。 

因此，频率插值滤波器块197对零值插值特性数据进行滤波以排除除了适当多径之外的多径。由此提取出的多径对应于频率方向特性插值数据。 

零值插值特性数据组成了频域数据。频率插值滤波器块197对零值插值特性数据进行的滤波包括将插值滤波器的滤波器系数与作为频域数据的零值插值特性数据进行卷积。 

频域中的卷积涉及时域中利用窗函数的乘法。因此，对零值插值特性数据进行滤波在时域中可以表达为零值插值特性数据与频率插值滤波器块197的通带所对应的窗函数的乘法。图21中的粗线所示的窗函数是用在当对零值插值特性数据滤波时执行的乘法中的函数，并且其对应于频率插值滤波器块197的通带。 

重复了三次的多径的周期为Tu/3(秒)。因此，如果以通带具有与重复了三次的多径的周期Tu/3(秒)相同的宽度，即-Tu/6至+Tu/6的LPF的形式来设置插值滤波器，则可以提取出与频率方向特性插值数据相对应的适当的多径。 

如上所述，频率插值滤波器块197利用插值滤波器提取适当的多径。插值滤波器的通带的宽度和中心位置按如下方式来调节：在通带中包括所有适当的多径并且使除了实际路径之外的诸如白噪声之类的分量最小化。 

现在将描述最优滤波器系数选择块200。如图5所示，最优滤波器系数选择块200包括滤波器中心/频带控制器211、存储器212和213、传输信道失真校正部分214、频率插值部分215、信号质量计算部分216以及最优值选择部分217。由解调FFT部件108输出的OFDM频域信号被输入到存储器212中。由时间方向传输信道估计块195输出的时间方向特性估计数据被输入到存储器213。 

滤波器中心/频带控制器211以保留并取回同一符号的数据的方式来控制向存储器212和213的写操作以及从存储器212和213的读操作。 

滤波器中心/频带控制器211将表示插值滤波器的通带的宽度(即，试验频带)的系数输出到频率插值部分215和最优值选择部分217。 

此外，滤波器中心/频带控制器211将表示插值滤波器通带的中心位置 (即，试验中心)的系数输出到传输信道失真校正部分214、频率插值部分215以及最优值选择部分217。 

存储器212在滤波器中心/频带控制器211的控制下保留相当于一个符号的由解调FFT部件108提供来的OFDM频域信号。保存在存储器212中的与一个符号相对应的OFDM频域信号由传输信道失真校正部分214取回。 

在滤波器中心/频带控制器211的控制下，存储器213保留与一个符号相当的时间方向特性估计数据，该数据是由时间方向传输信道估计块195估计出来作为表示三个子载波的间隔处的传输特性的数据。保存在存储器213中的与一个符号相对应的时间方向特性估计数据由频率插值部分215取回。 

传输信道失真校正部分214包括相位调节部分231和除法部分232。相位调节部分231根据由滤波器中心/频带控制器211提供来的试验中心，调节与一个符号相当的从存储器212取回的OFDM频域信号，并且将经过相位调节的OFDM频域信号输出到除法部分232。 

当根据试验中心对OFDM频域信号进行相位调节时，在此发生的是与调节插值滤波器通带的中心位置相同的处理。 

每次由频率插值部分215提供来传输信道特性时，除法部分232对包含在与一个符号相对应的OFDM频域信号中的传输信道失真进行校正。传输信道失真校正部分214向信号质量计算部分216输出没有失真的OFDM频域信号。 

频率插值部分215包括相位调节部分241和频率插值部分242。相位调节部分241根据由滤波器中心/频带控制器211提供来的试验中心，调节从存储器取回的时间方向特性估计数据的相位。经相位调节的时间方向特性估计数据被输出到频率插值部分242。 

频率插值部分242利用因子3对时间方向特性估计数据的采样值进行上采样(up-sample)。频率插值部分242然后利用根据滤波器中心/频带控制器211提供来的试验系数对其通带宽度进行了调节的插值滤波器来执行频率插值处理。 

通过频率插值处理，频率插值部分242获取所有子载波的传输特性。由此获得的传输特性被输出到传输信道失真校正部分214的除法部分232。 

信号质量计算部分216在每次由传输信道失真校正部分214提供来信号时，计算与一个符号相对应的OFDM频域信号的质量。由此计算出的质量被输出到最优值选择部分217来作为试验的结果。说明性地，信号质量计算部分216计算包括在OFDM频域信号中的噪声的功率，并且输出计算出的值。 

最优值选择部分217连续地保留由信号质量计算部分216计算出的质量。最优值选择部分217不断地获取计算出的质量直到已针对所有模式改变了用于试验的插值滤波器通带的宽度和中心位置并且完成了试验为止。 

当获取了所有模式的试验结果时，最优值选择部分217选择用来生成最高质量的OFDM频域信号的插值滤波器，并且标识所选插值滤波器的通带的宽度和中心位置。 

对于作为对象的一个符号的OFDM频域信号，最优值选择部分217由此确定在获取最高质量的信号时以特定宽度为其通带宽度并以特定位置为其通带的中心位置的插值滤波器。 

最优值选择部分217向频率插值滤波器块197输出表示所选插值滤波器的通带宽度的系数。并且，最优值选择部分217向相位调节块196和198以及相位调节部分116输出指示所选插值滤波器的通带的中心位置的系数。 

而且，最优值选择部分217将与所选插值滤波器的通带宽度相同的宽度当作延迟扩展，并且将指示延迟扩展的信息输出到图3所示的第二符号位置确定块133。 

在最优滤波器系数选择块200中，如上所述，除了主路径之外的路径上的从时间方向传输信道估计块195引向相位调节块196的信号可以用来在使插值滤波器通带的宽度和中心位置变化的多种条件下尝试频率插值处理。 

因此，能够选择有助于获得最高质量的均衡信号的插值滤波器。给定 所选插值滤波器通带的已确定宽度和中心位置，与所选插值滤波器相同的插值滤波器可以用来对主路径的信号执行频率插值处理。 

上述步骤和处理的序列可以用硬件或软件执行。在执行基于软件的处理时，可以将构成软件的程序预先包括在计算机的专用硬件中或者在使用时从合适的程序记录介质安装到通用个人计算机或者类似装备中以用于程序执行。 

图22是示出用于执行处理上述步骤和处理的程序的计算机的典型硬件结构的框图。在图22中，CPU(中央处理单元)501、ROM(只读存储器)502以及RAM(随机存取存储器)503通过总线504互连。 

输入/输出接口505还连接到总线504。输入/输出接口505连接有输入部件506和输出部件507。输入部件506通常包括键盘和鼠标，说明性地，输出部件507由显示器和扬声器形成。也连接到总线504的是存储部件508、通信部件509以及驱动可移除介质511的驱动器510。存储部件508通常包括硬盘和/或非易失性存储器，并且通信部件509包括网络接口。 

在如上所述那样构成的计算机中，说明性地，CPU501从存储部件508通过输入/输出部件505和总线504将程序载入RAM503用于程序执行，由此来执行上述步骤和处理序列。 

CPU501执行的程序在被安装到存储部件508中之前，以被记录在可移除介质511中的状态中被传送来，或者通过诸如局域网、因特网或数字广播之类的有线或无线传输介质被提供。 

此外，供计算机执行的程序例如在它们被调用时，可以按本说明书所描述的顺序、并行地或者按适当定时的方式被处理。 

应当注意，本发明的实施例不限于上述实施例，而是在不脱离本发明的范围和精神的情况下，可以将各种修改包括在本发明中。 

本申请包含与2008年9月30日向日本特许厅提交的日本优先权专利申请JP2008-253299中公开的主题有关的主题，该申请的全部内容通过引用结合于此。 

Claims (5)

1.一种接收装置，包括：

第一位置确定装置，包括：

保护间隔相关部分，用于计算正交频分复用时域信号和通过将所述正交频分复用时域信号延迟有效符号长度而获得的信号之间的相关值，和

最大位置检测部分，以所述相关值最高的位置为基准来确定快速傅里叶变换间隔的开始位置，

其中所述正交频分复用时域信号是表示正交频分复用符号的时域中的正交频分复用信号，所述快速傅里叶变换间隔等于所述有效符号长度并且是成为供快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的信号间隔；

第二位置确定装置，包括：

逆快速傅里叶变换部分，用于估计包括在第一正交频分复用频域信号中的已知信号的传输信道特性，所述第一正交频分复用频域信号是通过对所述正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换而获得的频域中的正交频分复用信号，然后在时间方向上对估计出的传输信道特性进行插值以获得传输信道特性估计数据，然后对所述传输信道特性估计数据执行逆快速傅里叶变换以估计延迟概况；

符号间干扰估计部分，用于基于所述延迟概况估计与所述快速傅里叶变换间隔的多个候选者中的每个候选者有关的符号间干扰量；

最小位置搜索部分，用于将符号间干扰量最小的所述快速傅里叶变换间隔的候选者的开始位置确定为成为供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的快速傅里叶变换间隔的开始位置；；

第三位置确定装置，包括：

信号质量计算部分，用于在相对于用来生成所述第一正交频分复用频域信号的所述快速傅里叶变换间隔被移位了的位置中设置另一快速傅里叶变换间隔，然后对所述另一快速傅里叶变换间隔内的所述正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换以生成第二正交频分复用频域信号，然后利用通过在频率方向上对所述传输信道特性估计数据进行插值而获得的所有子载波的每个子载波的传输信道特性，从所述第一和第二正交频分复用频域信号中去除失真以分别生成均衡信号，和

搜索控制器，用于基于所生成的均衡信号的质量，确定成为供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的快速傅里叶变换间隔的开始位置；

选择装置，用于从由所述第一至第三位置确定装置确定出的那些快速傅里叶变换间隔的开始位置中选择一个开始位置；以及

所述快速傅里叶变换装置，用于通过将由所述选择装置选择出的开始位置当作所述快速傅里叶变换间隔的开始位置，来对所述正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换，以便生成所述第一正交频分复用频域信号，

所述接收装置还包括估计装置，所述估计装置用于基于所述第一正交频分复用频域信号估计所述接收装置接收到的信号的符号编号，

其中，当指示解调开始时，所述选择装置选择由所述第一位置确定装置所确定的所述快速傅里叶变换间隔的开始位置，此外，当所述估计装置完成对所述符号编号的估计时，所述选择装置选择由所述第二位置确定装置所确定的所述快速傅里叶变换间隔的开始位置来取代由所述第一位置确定装置所确定的开始位置，

所述接收装置还包括帧同步装置，所述帧同步装置用于基于所述第一正交频分复用频域信号对由多个正交频分复用符号构成的正交频分复用传输帧进行同步，

其中，当所述正交频分复用传输帧被所述帧同步装置同步了时，所述选择装置选择由所述第三位置确定装置确定的所述快速傅里叶变换间隔的开始位置来取代由所述第二位置确定装置确定的开始位置。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述第一位置确定装置将从所述相关值的最大的位置被移位了保护间隔长度后的位置，确定为成为供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的所述快速傅里叶变换间隔的开始位置。

3.根据权利要求1所述的接收装置，其中，所述第二位置确定装置通过将在所述快速傅里叶变换间隔的所述候选者被设置时被另一符号干扰的时间方向上的长度乘以被所述另一符号干扰的路径的功率，并且将对构成多径的多条路径中的每条路径执行所述乘法的乘积相加，来估计与所述多个路径中的每条路径有关的符号间干扰量。

4.根据权利要求1所述的接收装置，其中，如果从所述第一正交频分复用频域信号获得的均衡信号的质量高于从所述第二正交频分复用频域信号获得的均衡信号的质量，则所述第三位置确定装置将用来生成所述第一正交频分复用频域信号的所述快速傅里叶变换间隔的开始位置确定为成为供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的所述快速傅里叶变换间隔的开始位置，此外，如果从所述第二正交频分复用频域信号获得的均衡信号的质量高于从所述第一正交频分复用频域信号获得的均衡信号的质量，则所述第三位置确定装置将用来生成所述第二正交频分复用频域信号的所述另一快速傅里叶变换间隔的开始位置确定为成为下一个供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的所述快速傅里叶变换间隔的开始位置。

5.一种接收方法，包括以下步骤：

计算正交频分复用时域信号和通过将所述正交频分复用时域信号延迟有效符号长度而获得的信号之间的相关值，以便以相关值最高的位置为基准来确定快速傅里叶变换间隔的第一开始位置，其中所述正交频分复用时域信号是表示正交频分复用符号的时域中的正交频分复用信号，所述快速傅里叶变换间隔等于所述有效符号长度并且是成为供快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的信号间隔；

估计包括在第一正交频分复用频域信号中的已知信号的传输信道特性，所述第一正交频分复用频域信号是通过对所述正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换而获得的频域中的正交频分复用信号，然后在时间方向上对估计出的传输信道特性进行插值以获得传输信道特性估计数据，然后对所述传输信道特性估计数据执行逆快速傅里叶变换以估计延迟概况，然后基于所述延迟概况估计与所述快速傅里叶变换间隔的多个候选者中的每个候选者有关的符号间干扰量，然后将符号间干扰量最小的所述快速傅里叶变换间隔的候选者的开始位置确定为成为供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的快速傅里叶变换间隔的第二开始位置；

在相对于用来生成所述第一正交频分复用频域信号的所述快速傅里叶变换间隔被移位了的位置中设置另一快速傅里叶变换间隔，然后对所述另一快速傅里叶变换间隔内的所述正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换以生成第二正交频分复用频域信号，然后利用通过在频率方向上对所述传输信道特性估计数据进行插值而获得的所有子载波的每个子载波的传输信道特性，从所述第一和第二正交频分复用频域信号中去除失真以分别生成均衡信号，然后基于所生成的均衡信号的质量，确定成为供所述快速傅里叶变换装置进行快速傅里叶变换的对象的快速傅里叶变换间隔的第三开始位置；

从所确定出的所述快速傅里叶变换间隔的第一、第二和第三开始位置中选择一个开始位置；以及

通过将选出的开始位置当作所述快速傅里叶变换间隔的开始位置，来对所述正交频分复用时域信号执行快速傅里叶变换，以便生成所述第一正交频分复用频域信号，

所述方法还包括：

基于所述第一正交频分复用频域信号估计接收到的信号的符号编号，

当指示解调开始时，选择所确定的所述快速傅里叶变换间隔的第一开始位置，此外，当完成对所述符号编号的估计时，选择所确定的所述快速傅里叶变换间隔的第二开始位置来取代所确定的第一开始位置，

所述方法还包括：

基于所述第一正交频分复用频域信号对由多个正交频分复用符号构成的正交频分复用传输帧进行同步，

当所述正交频分复用传输帧被同步了时，选择所确定的所述快速傅里叶变换间隔的第三开始位置来取代所确定的第二开始位置。

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