CN101039288B - Ofdm系统中能对抗定时偏差的信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法和装置，所述方法包括以下步骤：1)获得导频信道的估计值；2)进行第一次内插，获得非导频信道的信道响应值；3)进行第二次内插，修正步骤2)的信道响应值。本发明可以应用在OFDM系统的信道估计。特别针对现有算法中对非导频信道插值估计存在的缺陷，即由于多径衰落或其他的因素引起定时同步不精确的情况下，现有的插值估计将出现明显的幅值偏差，而本发明就此提出了改进，可对抗定时偏差产生的影响。

Description

OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统中信道估计的算法，具体涉及正交频分系统中信道估计的算法和实现。

背景技术

个人通信系统的发展领域为个人提供了能够支持各种业务的个人终端，因此对数据率，带宽提出了更高的要求，但如果利用单载波系统传输高比特速率将引起符号间干扰(ISI)和深度频率选择性衰落带来的问题。

而解决上述问题的一个方法就是采用正交频分复用(OFDM)技术。OFDM的基本思想是将一个高速单路数据流分为多个低速数据流调制在相互正交的子载波上时并行传送，这样信号在带宽小于信道相干带宽的多个正交子载波上发射和传输，以克服多径衰落信道所带来的信号频率选择性衰落问题。而对于ISI的问题可以通过使用循环前缀(CP)来解决。目前OFDM系统已经被多种标准采纳，比如，欧洲的数字数字视频广播(DVB)系统，欧洲的HiperLAN/2，以及IEEE802.11a/g，IEEE802.16等。

在OFDM系统中，信道估计器的设计主要有两个问题：一是导频信息的选择，如果无线信道具有时变特性，需要接收机不断对信道进行跟踪，因此导频信息也必须不断的发送；二是即有较低的复杂度又有良好的导频跟踪能力的信道估计准则的选择，根据系统的应用要求和导频的额外开销做一个折中，选取最优导频发送结构，并在计算复杂度和信道估计性能的一种折中，选取一种估计准则，获得最佳的信道估计器结构。但根据导频估计出来的一般只是导频信道的估计，数据载波的信道响应值是通过对导频载波的信道响应值进行插值来实现的，因此信道估计的性能一定程度上也受到插值算法的影响。现有的计算导频信道估计值已被广泛研究，比如有较低复杂度的的最小二乘(LS，Least Square)算法，以及性能较好但计算复杂度高的最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)算法等。但研究计算数据载波的信道响应值的插值算法比较少，一般采用的是线性内插的方法。但由于无线信道的多径衰落的影响，OFDM系统的定时同步将可能不够准确，信道参数将产生旋转，一般的线性内插方法估计出的信道参数将产生明显的幅值误差。

发明内容

针对上述问题，本发明提供一种OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法和装置，提出了一种改进的内插方法：两次内插的方法，第一次内插采用现有的通用的内插算法，第二次内插对第一次获得的内插结果再采用一维线性内插，并用本发明的算法对进行修正，获得非导频信道的响应值。

为达上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法，包括以下步骤：

1)首先获得导频信道的估计值

接收到的OFDM信号，在经过同步，去循环前缀(CP)，以及付立叶(FFT)变换后的频域可以表示为：

Y(n，k)＝H(k)X(n，k)+N(n，k)(0≤k≤N_subc-1)    (1)

其中，Y(n，k)表示接收到的数据，X(n，k)是发送数据，N(n，k)是高斯白噪声，N_subc是子载波的数目，n表示OFDM符号的序号，k表示子载波的序号。

假定导频方案设计为，每隔M个载波插入一个导频点。

目前信道的估计算法有很多，如LS算法、MMSE算法、以及线性最小均方误差(LMMSE)算法等，虽然MMSE，和LMMSE算法估计性能较好，但其实现复杂度高。本发明优选LS算法。

LS的信道估计方法可表达成：

$H_P\left(k\right)=\frac{Y(n,k)}{X(n,k)}=\frac{Y_P\left(k\right)}{X_P\left(k\right)}$ $-\frac{N}{2}+1\≤k\≤\frac{N}{2}-1,k_{\mathrm{mod}M}=0,k\≠0---\left(2\right)$

其中，X_P(k)表示发送的导频，Y_P(k)表示接收到的导频。因此根据导频，可以估计出导频信道的信道响应值H_P(k)。

2)进行内插，获得非导频信道的信道响应值

目前现有的内插方法按是否线性可以分为：线性内插，非线性内插；按维数可分为：一维内插，二维内插。本发明的步骤2)可以应用上述任一内插方法。本发明优选一维线性内插方法，一维线性内插公式可表达成：

$H(l+n)=(1-\frac{n}{M})H_P\left(l\right)+\frac{n}{M}{H}_P(l+M),1\≤n\≤M-1---\left(3\right)$

这里的l表示导频子载波的序号，(M-1)为两连续导频的距离，这样就获得了非导频信道的响应值。仿真结果表明，当定时同步非常准确时，此种方法可以获得较为理想的性能。但在多径衰落下，定时同步位置可能提前到CP(Cyclic Prefix)内，此时信道参数产生旋转，但相位能准确的估计出。下面简要说明这种现象：

不失一般性，为简单起见，我们采用每隔一个子载波插入一个导频的导频方案，即M＝2，则设相邻两个子载波的信道参数为：c1e^jφ1，c2e^jφ2。利用这两个参数按上述方法插值有

设c1＝c2＝5000，φ2＝3φ1，使φ1从0变化到π，通过MATLAB研究abs(C)和angle(C)的变化规律，如图1：

可见φ是线性变化的，可以获得准确的插值。而abs(C)的变化却是一个曲线，当φ1大于0.5小于2.5时，abs(C)出现严重的衰落。因此有必要对插值进行修正，方法是采用第二次内插，见技术方案步骤3)。

3)第二次内插进行修正的步骤如下：

为避免定时误差而引起的相位旋转影响到内插结果，首先对导频信道估计出信道响应值H_P(k)(k_mod M＝0，k≠0)取绝对值，然后再运用一次一维线性内插公式：

$\left|\hat{H}(l+n)\right|=(1-\frac{n}{M})\mathrm{abs}\left(H_P\left(l\right)\right)+\frac{n}{M}\mathrm{abs}\left(H_P(l+M)\right),1\≤n\≤M-1---\left(5\right)$

然后对技术方案步骤2)的估计出来的非导频信道的响应值H(l+n)，用上式获得的

采用以下公式进行修正：

$H_{\mathrm{mod}\mathrm{ify}}(l+n)=H(l+n)\×\left|\hat{H}(l+n)\right|/\mathrm{abs}\left(H(l+n)\right)---\left(6\right)$

这样H_mod ify(l+n)的模仍为

达到对第一次内插得到非导频信道响应值的幅值进行修正的目的。

一种OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计装置，其包括：

同步模块，对接收到的信号进行时间和频率同步，即对定时偏差和频率偏差进行估计并进行矫正补偿；

去CP和进行FFT模块，用于对同步后的信号进行去CP处理，然后输入到FFT进行解调；

导频本地产生模块，用于本地产生导频，该本地产生导频能够与接收到的导频一起进行LS算法估计，获得导频信道的信道响应值；

LS模块，用于完成LS算法中的除法运算；

第一一维线性内插模块，对导频信道的信道响应值进行一维线性内插，从而获得的非导频信道的信道响应值；

第一绝对值模块，对导频信道的信道响应值取绝对值；

第二一维内插模块，对第一绝对值模块获得的导频信道的信道响应值的绝对值进行一维线性内插；

乘法模块，将第一一维线性内插模块的结果乘以第二一维内插模块获得的结果；

第二绝对值模块，对第一一维线性内插模块获得的结果取绝对值；

除法模块，将乘法模块获得的结果除以第二绝对值模块获得的结果。

本发明可以应用在OFDM系统的信道估计。特别针对现有算法中对非导频信道插值估计存在的缺陷，即由于多径衰落或其他的因素引起定时同步不精确的情况下，现有的插值估计将出现明显的幅值偏差，而本发明就此提出了改进，可对抗定时偏差产生的影响。

以下结合附图及实施例进一步说明本发明。

附图说明

图1为时偏差对非导频载波信道估计的影响示例；

图2为本发明实施例OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计装置结构示意图；

图3为IEEE802.16d OFDM前导中第二个训练序列(用于信道估计)的频域结构；

图4为解调后插值未修正前的星座图；

图5为解调后且经插值修正后的星座图。

具体实施方式

如图2所示，一种OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计装置，包括：

同步模块210，对接收到的信号进行时间和频率同步，即对定时偏差和频率偏差进行估计并进行矫正补偿。

去CP和进行FFT模块211，用于对同步后的信号进行去CP(Cyclic Prefix)处理，然后输入到FFT进行解调；

导频本地产生模块212，用于本地产生导频，并接收到的导频一起进行LS算法估计，获得导频信道的信道响应值；

LS模块213，用于完成LS算法中的除法运算，见技术方案中式(2)；

第一一维线性内插模块214，对导频信道的信道响应值进行一维线性内插，获得非导频信道的信道响应值。见技术方案中式(3)；

第一绝对值模块215，对导频信道的信道响应值取绝对值；

第二一维内插模块216，对第一绝对值模块215获得的导频信道的信道响应值的绝对值进行一维线性内插，见技术方案中式(5)；

乘法模块217，将第二一维内插模块216获得的结果除以第一一维线性内插模块214的结果；

第二绝对值模块218，对第一一维线性内插模块214获得的结果取绝对值；

除法模块219，将第二绝对值218获得的结果除以乘法模块217获得的结果，见技术方式中的式(6)。

一种OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法，该实施例用于对IEEE802.16d OFDM物理层的信道估计。

IEEE 802.16d OFDM前导中第二个训练符号的导频载波在频域的位置分布如图3所示，每隔一个子载波插入一个导频，即M＝2，用于做信道估计。

结合图2，以IEEE802.16的一帧解调为例，该信道估计方法包括以下步骤：

一、LS算法获取导频信道的估计值

接收到的信号获得同步模块210后，去CP和进行FFT模块211运算后，根据导频本地产生模块212产生的导频，利用LS模块213的信道估计方法，估计出前导训练符号偶数子载波处的信道估计值：

$C\left(k\right)=\hat{H}\left(k\right)=\frac{Y(n,k)}{X(n,k)}=\frac{Y_P\left(k\right)}{X_P\left(k\right)},-100\≤k\≤100,k_{\mathrm{mod}2}=0,k\≠0---\left(7\right)$

其中X_P(k)，Y_P(k)，分别为本地产生的和接收到的前导训练符，由于前导训练序列的导频结构特点，即只在偶数载波有导频，奇数载波为虚载波，因此获得偶数子载波的信道响应值。为获得奇数子载波的信道估计，需要进行内插。

2)采用第一一维线性内插模块214获得非导频信道的估计值

根据技术方案中所述的线性内插公式(4)，对于k＝-99，-97，...，-3，3，5，...，99，

$C\left(k\right)=\frac{1}{2}(C(k-1)+C(k+1))---\left(8\right)$

子载波+1，-1处的信道参数比较特殊，因为此处间隔了两个点，可以采用以下方法计算：

$C\left(1\right)=\frac{3}{4}C\left(2\right)+\frac{1}{4}C(-2)---\left(9\right)$

$C(-1)=\frac{1}{4}C\left(2\right)+\frac{3}{4}C(-2)---\left(10\right)$

仿真结果表明，当定时同步非常准确时，此种方法可以获得较为理想的性能.但在多陉衰落下，定时同步位置有可能提前到CP内，此时信道参数产生旋转.当定时同步位置提前大于4个点时，单采用此种方法估计出的信道参数将产生明显的幅值误差，但相位能准确的估计出.

二、第二次内插进行修正

根据技术方案中的修正公式(5)、(6)，首先对LS算法估计出的导频子载波的信道参数取绝对值，即经过第一绝对值模块215的运算，然后再第二一维内插模块216的一维内插，并和第一一维线性内插模块214内插计算出的非导频子载波相乘，即经过乘法模块217，最后将这个结果除以第一次内插计算出的非导频子载波的绝对值，即经过除法模块219，完成修正。对于IEEE802.16的导频，整个修正公式表示为下式：

$C\left(k\right)=C\left(k\right)\×(\frac{1}{2}\mathrm{abs}\left(C(k-1)\right)+\frac{1}{2}\mathrm{abs}\left(\left(C(k+1)\right)\right)/\mathrm{abs}\left(C\left(k\right)\right)$

(k＝-99，-97，…，-3，3，5，…，99)

$C\left(1\right)=C\left(1\right)(\frac{3}{4}C\left(2\right)+\frac{1}{4}C(-2))/\mathrm{abs}\left(C\left(1\right)\right)---\left(11\right)$

$C(-1)=C(-1)\×(\frac{1}{4}C\left(2\right)+\frac{3}{4}C(-2))/\mathrm{abs}\left(C(-1)\right)$

图4、图5为接收到的一帧IEEE802.16的信号解调后的星座图，图4为当定时同步提前10个点时，非导频信道的插值未被修正的星座图，图5为是经过本发明经过修正后的星座图，从图中可以比较直观的看出本发明的效能：未被修正前，星座图比较模糊，出现一些星座位置比较模糊的点；修正后星座图明显更加清晰，没有出现星座位置比较模糊的点。

Claims (6)

1.一种OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法，其特征在于包括以下步骤：

1)获得导频信道的估计值；

2)进行第一次内插，获得非导频信道的信道响应值；

3)进行第二次内插，修正步骤2)的信道响应值；

所述步骤3)具体包括以下步骤，

(1)对导频信道估计出信道响应值H_P(k)取绝对值，其中k_mod M＝0，k≠0；

(2)以下式进行一维线性内插计算，获得

$\left|\hat{H}(l+n)\right|=(1-\frac{n}{M})\mathrm{abs}\left(H_P\left(l\right)\right)+\frac{n}{M}\mathrm{abs}\left(H_P(l+M)\right)$ 1≤n≤M-1

(3)对所述步骤2)中的非导频信道的响应值H(l+n)，采用以下公式进行修正：

$H_{\mathrm{mod}\mathrm{ify}}(l+n)=H(l+n)\×\left|\hat{H}(l+n)\right|/\mathrm{abs}\left(H(l+n)\right);$

这样获得对非导频信道插值的修正，其中，l表示导频子载波的序号，M为载波序号，n为OFDM符号的序号，abs(H_P(l))为第l个载波的导频信道估计出信道响应值取绝对值得结果，abs(H_P(l+M))为第l+M个载波的导频信道估计出信道响应值取绝对值得结果，abs(H_P(l+n))为第l+n个载波的导频信道估计出信道响应值取绝对值得结果。

2.根据权利要求1所述的OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法，其特征在于：所述步骤2)中的内插采用一维线性内插。

3.根据权利要求2所述的OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法，其特征在于：所述一维线性内插采用以下公式计算：

$H(l+n)=(1-\frac{n}{M})H_P\left(l\right)+\frac{n}{M}{H}_P(l+M),$ 1≤n≤M-1，

其中，l表示导频子载波的序号，M为载波序号，n为OFDM符号的序号，(M-1)为两连续导频的距离，H_p(l+M)为第l+M个载波的导频信道响应值。

4.根据权利要求1所述的OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法，其特征在于：所述步骤1)中采用LS算法进行信道估计，获得导频信道的估计值。

5.根据权利要求4所述的OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计方法，其特征在于：所述LS的信道估计方法为：

$H_P\left(k\right)=\frac{Y(n,k)}{X(n,k)}=\frac{Y_P\left(k\right)}{X_P\left(k\right)},$ $-\frac{N}{2}+1\≤k\≤\frac{N}{2}-1,k_{\mathrm{mod}M}=0,k\≠0,$

其中，M为载波序号，n为OFDM符号的序号，k表示子载波的序号，N是高斯白噪声，Y(n，k)表示接收到的数据，X(n，k)是发送数据，X_P(k)表示发送的导频，Y_P(k)表示接收到的导频，H_P(k)为信道响应值。

6.一种OFDM系统中能对抗定时偏差的信道估计装置，其特征在于包括：

同步模块，对接收到的信号进行时间和频率同步，即对定时偏差和频率偏差进行估计并进行矫正补偿；

去CP和进行FFT模块，用于对同步后的信号进行去CP处理，然后输入到FFT进行解调；

导频本地产生模块，用于本地产生导频，该本地产生导频能够与接收到的导频一起进行LS算法估计，获得导频信道的信道响应值；

LS模块，用于完成LS算法中的除法运算；

第一一维线性内插模块，对导频信道的信道响应值进行一维线性内插，从而获得的非导频信道的信道响应值；

第一绝对值模块，对导频信道的信道响应值取绝对值；

第二一维内插模块，对第一绝对值模块获得的导频信道的信道响应值的绝对值进行一维线性内插；

乘法模块，将第一一维线性内插模块的结果乘以第二一维内插模块获得的结果；

第二绝对值模块，对第一一维线性内插模块获得的结果取绝对值；

除法模块，将乘法模块获得的结果除以第二绝对值模块获得的结果。

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