CN1738299A - 估计频域信道的方法、电路和计算机程序产品 - Google Patents

Abstract

通过利用复滤波器在频域中内插复信号，可以提供在数字地面电视系统的接收器中进行信道估计的方法。内插可以通过例如在时域中内插快速付里叶变换的正交频分多路复用(OFDM)信号和利用具有预定带宽的复滤波器在频域中内插复OFDM信号来提供。还公开了相关的均衡器和计算机程序产品。

Description

估计频域信道的方法、电路和计算机程序产品

本申请要求2004年8月19日向韩国知识产权局提出的韩国专利申请第10-2004-0065381号的优先权，特此全文引用以供参考。

技术领域

本发明涉及接收器，尤其涉及数字电视的信道估计。

背景技术

传输数字电视(TV)的方法可以划分成残留边带(VSB)方法和编码正交频分多路复用(COFDM)方法，VSB方法是单载波调制方法，和COFDM方法是多载波调制方法。利用COFDM方法的数字视频地面广播(DVB-T)系统已经被欧洲国家采纳，作为下一代数字地面TV传输系统。许多欧洲国家正在利用DVB-T系统进行试播，并且，DVB-T系统与美国标准共享全球数字市场。有关DVB的其它信息可以在因特网网址dvb.org上找到。

考虑到数字TV传输系统是地面的，DVB-T调制/解调方法采用OFDM。与在预定时间间隔内相继发送信息的一般单载波调制/解调方法不同，OFDM方法可以使信息分散在几个频率上和在几个频率上发送。因此，OFDM方法可能对多径信道有益。

图1是传统DVB-T接收器的方块图。参照图1，DVB-T接收器包括模拟-数字转换器(ADC)1、解调器2、粗码元定时恢复(STR)和载波恢复(CR)单元3、快速付里叶变换(FFT)单元4、细CR单元5、加法器6、数控振荡器(NCO)7、细STR单元8、均衡器9、和前向纠错(FEC)单元10。

ADC1接收模拟信号r(t)并以固定取样频率取样模拟信号r(t)。由细STR单元8和NCO7控制的解调器2接收ADC1生成的取样并生成以取样频率f_s＝1/T_s第n次在基带上取样的复信号r(n)。T_s＝T_U/N_FFT，其中，T_U表示OFDM码元的有用长度，而N_FFT表示快速付里叶变换(FFT)的度量。

接收复信号r(n)的粗STR&CR单元3去除复信号r(n)的保护间隔(GI)，生成FFT的起始位置，并将FFT的起始位置传送到FFT单元4。FFT单元4在第kOFDM码元的第m副载波上生成频域复信号R_k(m)。

接收频域复信号R_k(m)的细CR单元5生成细载波频率偏移信号和将细载波频率偏移信号传送到加法器6。加法器6将从粗STR&CR单元3输出的粗载波频率偏移信号加入从细CR单元5输出的细载波频率偏移信号中，和将相加载波频率偏移信号传送到NCO7。

接收相加载波频率偏移信号的NCO7生成载波和将该载波传送到解调器2。接收频域复信号R_k(m)的细STR单元8除去复信号r(n)中的GI，生成FFT起始位置偏移信号，和将FFT起始位置偏移信号传送到FFT单元4。细STR单元8还生成取样频率偏移信号，和将取样频率偏移信号传送到解调器2。

均衡器9接收频域复信号R_k(m)，和通过利用分散导频(SP)估计OFDM信号的传输信道特性，补偿出现在传输信道上的FFTOFDM信号的失真。

FEC10接收经均衡器9补偿的信号和维特比(Viterbi)解码该信号。

现在参照图1描述DVB-T接收器的操作。模拟信号r(t)被ADC1接收，以固定取样频率取样。ADC1取样的信号经解调器2处理，生成以取样频率f_s＝1/T_s第n次在基带上取样的复信号r(n)。

然后，复信号r(t)输入到粗STR&CR单元3和FFT单元4。在一条信号路径中，复信号r(t)被粗STR&CR单元3处理。粗STR&CR单元3除去复信号r(n)的GI，生成粗FFT起始位置偏移信号，和将粗FFT起始位置偏移信号传送到FFT单元4。另外，粗STR&CR单元3生成粗载波频率偏移信息和将粗载波频率偏移信息传送到加法器6。

在另一条信号路径中，复信号r(t)被FFT单元4处理。FFT单元4在第kOFDM码元的第m副载波上生成频域复信号R_k(m)。输入FFT单元4的FFT起始位置偏移信号受粗STR&CR单元3和细STR单元8控制。

频域复信号R_k(m)输入细CR单元5、细STR单元8、和均衡器9中。在一条信号路径中，频域复信号R_k(m)被细CR单元5处理。细CR单元5生成细载波频率偏移信号和将细载波频率偏移信号传送到加法器6。加法器6将细载波频率偏移信号加入粗STR&CR单元3生成的粗载波频率偏移信号中。然后，将相加的载波频率偏移信号输入NCO7中。NCO7生成载波和将该载波传送到解调器2。

在另一条信号路径中，频域复信号R_k(m)被细STR单元8处理。细STR单元8除去复信号r(n)中的GI，生成FFT起始位置偏移信号，和将FFT起始位置偏移信号传送到FFT单元4。另外，细STR8还生成取样频率偏移信号，和将取样频率偏移信号传送到解调器2。解调器2补偿ADC1造成的取样频率偏移。在再一条信号路径中，频域复信号R_k(m)输入均衡器9中。均衡器9完成信道估计和补偿。经均衡器9补偿的信号输入FEC10中，由FEC10维特比解码。

图2是图1的DVB-T接收器的均衡器9的方块图。参照图2，均衡器9包括时域内插器901、频域内插器902、和补偿器903。在码元定时恢复(STR)和载波恢复(CR)之后，均衡器9进行信道估计和补偿。应用分散导频(SP)的方法由DVB-T标准定义和需要通过内插的信道估计。换句话说，在获得利用SP的数个信道脉冲响应(CIR)取样之后，在时域中，然后在频域中内插它们，以便进行信道估计。

参照图2和DVB-T标准，首先在时域中内插在几个OFDM码元上的复信号R_k(m){m∈[K_min，K_max]}(其中，K_min和K_max分别表示OFDM码元的最小和最大副载波索引)中的SP，以便在频域中生成取样CIR估计。

然后，将实低通滤波器(LPF)用在具有预定带宽的变换域中，在频域中内插CIR估计取样。最后，可以取得可靠的信道估计结果。

图3是例示在图2中的频域内插器902的方块图。参照图3，经包括在均衡器9中的时域内插器901处理的CIR取样划分成同相(实)和正交(虚)信号。实信号由实LPF单元904滤波，和虚信号由虚LPF单元905滤波。加法器906将滤波实信号加入虚信号中，生成复信号和输出该结果。

由于可以认为实LPF单元904和虚LPF单元905的功能是相互类似的，现在描述只利用实LPF单元904的频域内插方法。

图4是例示经图3的频域内插器902处理的信号的图形。根据DVB-T标准，在经过图2的时域内插器901的时域内插之后，可以获得每三个副载波的频域中的CIR估计取样。在图4的左上部例示了频域中的CIR估计取样。在图4的右上部还例示了基于内插原理的时域内插之后变换域中的实CIR估计。

将时域内插之后变换域中的实CIR估计乘以例示在图4的右下部的变换域中的实LPF。然后，在每个副载波上生成频域中的CIR估计，这例示在图4的左下部。将上面的操作定义为：

$\mathrm{real}\left\{{\mathrm{CIR}}_{k,\mathrm{est}}\left(m\right)\right\}=\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{real}\left\{{\hat{R}}_k(m+i|(m+i)\∈P_{\mathrm{SP}})\right\}\·w_{\mathrm{real}}\left(i\right)...\left(1\right)$

$\mathrm{imag}\left\{{\mathrm{CIR}}_{k,\mathrm{est}}\left(m\right)\right\}=\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{imag}\left\{{\hat{R}}_k(m+i|(m+i)\∈P_{\mathrm{SP}})\right\}\·w_{\mathrm{real}}\left(i\right)...\left(2\right)$

其中，方程1表示实LPF单元904的操作，和方程2表示虚LPF单元905的操作。另外，real{·}和imag{·}分别表示复信号的实部和虚部。CIR_k，est(m)表示在第kOFDM码元的第m副载波上频域内插之后估计的CIR，和 ${\hat{R}}_k\left(j\right|j\∈P_{\mathrm{SP}})$ 表示在第kOFDM码元的第j副载波上时域内插之后估计的CIR。P_SP表示具有时域内插之后已生成的CIR估计的一组副载波索引，和w_real(i)，i∈[-L，L]表示图4的右下部的变换域中的实LPF的频域中的实系数。2·L+1表示实LPF的阶。

在图2的频域内插器902的频域内插之后，获得每个副载波的CIR估计，和将它输入图2的补偿器903中，补偿器903完成CIR补偿。

参照图4的右部，变换域中时间内插之后实CIR估计的最大无偏带宽，即，变换域中的实LPF可以处理的多径信道中的回波的最大延迟时间基于尼奎斯特(Nyquist)取样原则(T_U/3)/2＝T_U/6，它小于NorDig规范的要求。

所需信号包括直通路径信号和回波(echo)。回波具有与直通路径信号相同的功率(0dB)，延迟1.95μs(微秒)到引导间隔(GI)的长度的0.95倍，和在信道中心具有0度相位。这里，FFT的大小是8K，和GI的长度是OFDM码元的1/4和1/8。

图5是例示使用均衡器9时可能出现的信道补偿错误的图形。如上所述，当均衡器9进行实低通滤波时，多径信道中的回波的最大延迟时间受T_U/6限制。如果如图5(a)所示，回波的延迟时间超过T_U/6，在信道估计和补偿时可能会出现错误。

如果回波的延迟时间超过最大延迟时间，则如图5(b)所示，实LPF可能加宽它的带宽和设置频域中的内插。但是，在这种情况下，相邻实CIR估计可能重叠在相同变换域中。因此，尽管使用了实LPF，但如图5(c)中的异常线所示，相邻实CIR估计可能仍然存在，从而使信道估计发生错误。

并且，如果实LPF的带宽受T_U/6限制或比T_U/6窄，可能无法完全滤波如图5(a)的实CIR，从而使信道估计发生错误。

发明内容

根据本发明的实施例可以提供在利用变换域复滤波的DVB-T接收器中估计频域信道的方法、电路和计算机程序产品。按照这些实施例，通过利用复滤波器在频域中内插复信号，可以提供在数字地面电视系统的接收器中进行信道估计的方法。在根据本发明的一些实施例中，内插包括只利用复滤波器在频域中内插复信号。

在根据本发明的一些实施例中，内插进一步包括在时域中内插正交频分多路复用(OFDM)信号，以提供复信号。在根据本发明的一些实施例中，在时域中内插OFDM信号在利用复滤波器内插复信号之前。在根据本发明的一些实施例中，复信号包括同相(I)信号分量和正交(Q)相位分量。在根据本发明的一些实施例中，利用复滤波器一起滤波I信号分量和Q相位分量。

在根据本发明的一些实施例中，利用复滤波器在频域中内插复信号进一步包括在时域中内插快速付里叶变换正交频分多路复用(OFDM)信号和利用具有预定带宽的复滤波器在频域中内插复OFDM信号。

在根据本发明的一些实施例中，该方法进一步包括在时域中内插OFDM信号之后和在频域中内插复信号之后补偿携带OFDM信号的传输信道上的失真。在根据本发明的一些实施例中，在频域中的内插包括将时域内插之后变换域中的复OFDM信号乘以变换域中的复滤波器。

在根据本发明的一些实施例中，相乘是通过下式提供的：

${\mathrm{CIR}}_{k,\mathrm{est}}\left(m\right)=\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_k(m+i|(m+i)\∈P_{\mathrm{SP}})\·w^{*}\mathrm{cmplx}\left(i\right),$

其中，CIR_k，est(m)表示在第kOFDM码元的第m副载波上频域内插之后估计的CIR， ${\hat{R}}_k\left(j\right|j\∈P_{\mathrm{SP}})$ 表示在第kOFDM码元的第j副载波上时域内插之后估计的CIR，P_SP表示具有通过时域内插已生成的CIR估计的一组副载波索引，w_cmplx(i)，i∈[-L，L]表示变换域中的复滤波器的频域中的复系数，2·L+1表示复滤波器的阶，和(·)^*表示复信号的共轭信号。

在根据本发明的一些实施例中，复滤波器的带宽是引导间隔的长度。在根据本发明的一些实施例中，变换域中的复滤波器的起始频率大于引导间隔长度的2.5％，小于引导间隔长度。在根据本发明的一些实施例中，变换域中的复滤波器的截止频率小于引导间隔长度的97.5％。在根据本发明的一些实施例中，数字地面电视系统是数字视频地面广播系统。

在根据本发明的一些实施例中，数字地面电视接收器中估计和补偿信道的均衡器包括被配置成在频域中内插复信号的复滤波器。在根据本发明的一些实施例中，只有复滤波器用于在频域中内插复信号。

在根据本发明的一些实施例中，时域内插器被配置成接收快速付里叶变换OFDM信号和在时域中内插快速付里叶变换OFDM信号。频域内插器被配置成利用具有预定带宽的复滤波器内插在时域中内插过的复OFDM信号。补偿器被配置成响应时域内插之后的OFDM信号和频域内插之后的OFDM信号补偿出现在传输信道上的失真。

在根据本发明的一些实施例中，欧洲数字视频地面广播(DVB-T)接收器包括带有时域内插器的均衡器，时域内插器被配置成接收快速付里叶变换OFDM信号和在时域中内插快速付里叶变换OFDM信号。频域内插器被配置成利用具有预定带宽的复滤波器内插在时域中内插过的复OFDM信号。补偿器被配置成响应时域内插之后的OFDM信号和频域内插之后的OFDM信号补偿出现在传输信道上的失真。

附图说明

图1是传统数字视频广播-地面(DVB-T)接收器的方块图；

图2是图1的DVB-T接收器的传统均衡器的方块图；

图3是例示在图2中的频域内插器的方块图；

图4是例示经图3的频域内插器处理的信号的图形；

图5是例示使用图2的均衡器时出现的信道补偿错误的图形；

图6是将实信号与复信号相比较的图形；

图7是将实滤波器与复滤波器相比较的图形；

图8是根据本发明的一些实施例中频域内插器的方块图；和

图9是例示根据本发明的一些实施例中图8的均衡器进行的信号处理的图形。

具体实施方式

现在参照附图描述本发明的具体示范性实施例。但是，本发明可以以许多不同形式具体化，不应该理解为局限于这里阐述的实施例；而是，提供这此实施例是为了使本公开更全面彻底，和这些实施例将充分地向本领域的普通技术人员传达本发明的范围。用在例示在附图中的具体示范性实施例的详细描述中的术语并不打算限制本发明。在附图中，相同的标号表示相同的部件。

正如这里使用的，除非另有明确说明，单数形式也隐含复数形式。还应该明白，术语“包括”和/或“包含”当用在本说明书中，规定存在所述特征、整数、步骤、操作、部件和/或分量，但不排除存在或附加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、部件、分量和/或它们的组群。应该明白，当称一个部件与另一个部件“连接”或“耦合”时，它可以直接与其它部件连接或耦合或可能存在插入部件。并且，这里使用的“连接”或“耦合”可能包括无线连接或耦合。正如这里使用的，术语“和/或”包括一个或多个相关列出项目的任何和所有组合。

除非另有定义，这里使用的所有术语(包括技术和科学术语)都具有与本领域的普通技术人员通常理解的含义相同的含义。还应该明白，像定义在通用词典中的那些术语应该被解释为具有与它们在现有技术背景下的含义一致的含义，而不能在理想化或过度正式的意义上加以解释，除非在这里明确地这样定义。

本发明可以具体化成方法、接收器、均衡器、系统、和/或计算机程序产品。于是，本发明可以用硬件和/或软件(包括固件、驻留软件、微代码等)来具体化。并且，本发明可以采取在计算机可用或计算机可读存储介质上的计算机程序产品的形式，计算机可用或计算机可读存储介质含有在供指令执行系统使用或与指令执行系统结合在一起使用的介质中具体化的计算机可用或计算机可读程序代码。在本文件的背景下，计算机可用或计算机可读介质可以是供指令执行系统、设备或器件使用或与指令执行系统、设备或器件结合在一起使用的、可以包含、存储、通信、传播或传输程序的任何介质。

计算机可用或计算机可读介质可以是，例如，电、磁、光、电磁、红外、或半导体系统、设备、器件、或传播介质。计算机可读介质的更具体例子(非穷举列表)包括如下：含有一条或多条电线的电连接、便携式计算机磁盘、随机访问存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM或闪速存储器)、光纤、和便携式光盘只读存储器(CD-ROM)。请注意，计算机可用或计算机可读介质甚至可以是程序印刷在上面的纸或另一种适用介质，因为，可以通过，例如，光扫描纸或其它介质来电捕获程序，然后，如有必要，以适当方式编译、解释、或处理它，然后，将它存储在计算机存储器中。

这里参照按照本发明示范性实施例的方法、均衡器、接收器、系统、和计算机程序产品的方块图示对本发明加以描述。应该明白，图示的每个方块和方块的组合可以通过计算机程序指令和/或硬件操作实现。可以将这些计算机程序指令提供给通用计算机、专用计算机、或其它可编程数据处理设备的处理器形成一台机器，以便通过计算机或其它可编程数据处理设备的处理器执行的指令创建实现在一个方块或数个方块中规定的功能的途径。

还可以将这些计算机程序指令存储在可以命令计算机或其它可编程数据处理设备以特定方式起作用的计算机可用或计算机可读存储器中，以便存储在计算机可用或计算机可读存储器中的指令形成包括实现在一个方块或数个方块中规定的功能的指令的制品。

还可以将计算机程序指令装载到计算机或其它可编程数据处理设备上，使一系列操作步骤在计算机或其它可编程数据处理设备上得到执行，形成计算机实现进程，以便在计算机或其它可编程数据处理设备上执行的指令提供实现在一个方块或数个方块中规定的功能的步骤。

参照图2，从包括在均衡器9中的时域内插器901输出的复信号R_k(m)是将同相分量信号(I信号)加到正交分量信号(Q信号)而获得的信号。因此，传统频域内插器902利用I信号和Q信号从复信号R_k(m)中提取实信号，并且利用实低通滤波器(LPF)在频域中内插实信号。

如本发明人所认识到的，在时域内插之后，如果变换域中的CIR估计处在用于频域内插的实LPF的轮廓线之外，则频域内插之后CIR估计的失真可能严重破坏DVB-T接收器的性能。因此，根据本发明的一些实施例允许多径信道中的回波的最大延迟时间增加到大于T_U/6。

图6是将实信号与复信号相比较的图形。参照图6，例示在图6(a)中的实信号是对称的，而例示在图6(b)中的复信号是非对称的。因此，如果回波信道的延迟时间超过(T_U/3)/2＝T_U/6，则实信号与它的相邻信号重叠。另一方面，如果回波信道的延迟时间超过T_U/6，则复信号不与它的相邻信号重叠。

如本发明人所认识到的，通过利用复信号的非对称特性，根据本发明的一些实施例通过利用复滤波器在频域中内插复信号，而不是实信号，可以使延迟时间增加。

图7是将实滤波器与复滤波器相比较的图形。图7(a)和7(b)表示实滤波器。具体地说，图7(a)表示实LPF，和图7(b)表示实带通滤波器(BPF)。参照图7(a)到7(c)，对称的实滤波器的确在变换域中绕中心轴对称地滤波，而复滤波器选择和滤波特定区域。

因此，在根据本发明的一些实施例中DVB-T接收器的均衡器可以同时处理复信号，而不是将复信号划分成实信号和虚信号，然后，处理作为分离分量的复信号。此外，与使用实信号时相比，回波信道的延迟时间可能加倍。

图8是根据本发明的频域内插器912的方块图。参照图8，频域内插器912接收从时域内插器901输出的复信道脉冲响应(CIR)估计取样并利用复滤波器单元914滤波复CIR估计取样。

图9是例示根据本发明的图8的均衡器进行的信号处理的图形。例示在图9的左上部的频域中的CIR估计是经过图2的均衡器9的时域内插器901处理的频域中的CIR估计取样。图9的右上部例示了变换域中图9的左上部的CIR估计取样。

参照图9的右上部，由于在多径信道中只存在延迟时间，时域内插之后变换域中的复CIR估计的左部不存在了。

图9的右下部例示了变换域中的复滤波器和将复滤波器乘以例示在图9的右上部的时域内插之后变换域中的复CIR估计的结果。如上所述，由于复CIR和复滤波器在变换域中是非对称的，它们可以具有对称实CIR和实滤波器一半的带宽。换句话说，时域内插之后变换域中的复CIR估计的最大无偏带宽，即，变换域中的复滤波器可以处理的多径信道中的回波的最大延迟时间是T_U/3，它大于NorDig规范的要求。有关NorDig规范的其它信息可以在因特网网址nordig.org上找到。

图9的左下部例示了频域中例示在图9的右下部的滤波的结果。换句话说，图9的左下部例示了频域内插器912处理了CIR估计之后频域中的CIR估计。

参照图9的左下部，如果对于频域内插，复滤波复CIR取样，那么，可以在所有副载波上生成CIR估计。

根据本发明利用变换域中的复滤波器914进行变换域中的逆频域内插定义如下：

${\mathrm{CIR}}_{k,\mathrm{est}}\left(m\right)=\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_k(m+i|(m+i)\∈P_{\mathrm{SP}})\·{w^{*}}_{\mathrm{cmplx}}\left(i\right),...\left(3\right)$

其中，CIR_k，est(m)表示在第kOFDM码元的第m副载波上频域内插之后估计的CIR，和 ${\hat{R}}_k\left(j\right|j\∈P_{\mathrm{SP}})$ 表示在第kOFDM码元的第j副载波上时域内插之后估计的CIR。P_SP表示具有通过时域内插已生成的CIR估计的一组副载波索引，和w_cmplx(i)，i∈[-L，L]表示图9的右下部的变换域中的复滤波器的频域中的复系数。2·L+1表示复滤波器的阶，和(·)^*表示复信号的共轭信号。

与使用一组实系数的均衡器9的传统频域内插器902不同，根据本发明一些实施例的均衡器中的频域内插器912利用一组复系数完成频域中的复内插。

当使用根据本发明的均衡器时，如图9的右下部所示，对于频域内插的变换域中的复滤波器的最大带宽在理论上可以加宽成T_U/3。

如果复滤波器的最大带宽被加宽到T_U/3，则回波信道的最大延迟时间也可以增加到T_U/3。另外，即使在诸如0dB回波信道之类的恶劣接收环境下，也可以适当地进行信道估计和补偿。

换句话说，由于时域内插之后变换域中的CIR估计可以处在用于频域内插的复滤波器的轮廓线之内，可以防止或减轻频域内插之后CIR估计的失真。

同时，随着复滤波器的带宽越来越大，复滤波器包括较大的噪声功率，这可能损坏频域内插之后CIR估计的性能。另外，FFT起始位置错误(STR错误)影响时域内插之后变换域中的CIR估计的起始位置。时域内插之后变换域中的CIR估计可能处在用于频域内插的复滤波器的轮廓线之外，为了使均衡过程有效，也应该考虑这一点。

总而言之，复滤波器的参数可以在考虑了NorDig规范的要求、包含在用于频域内插的复滤波器中的噪声、和STR错误之后加以设置。根据本发明一些实施例的用于频域内插的变换域中的复滤波器的参数可以定义如下。

变换域中的复滤波器的带宽是引导间隔的长度。其次，变换域中的复滤波器的“起始频率”大于引导间隔长度的2.5％，小于引导间隔长度。第三，变换域中的复滤波器的“截止频率”小于引导间隔长度的97.5％。

通过这样设置参数，对于包括在复滤波器中的噪声和STR错误的变换域中的CIR估计可以处在用于频域内插的复滤波器的轮廓线(profile)之内。

根据本发明的DVB-T接收器的均衡器可以是大于满足尼奎斯特原则的回波信道的最大延迟时间的二倍。因此，由于CIR估计可以处在用于频域内插的复滤波器的轮廓线之内，可以防止频域内插之后CIR估计的失真。

虽然通过参照本发明的示范性实施例，已经对本发明进行了具体显示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种各样的改变，而不偏离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围。

Claims (29)

1.一种在数字地面电视系统的接收器中进行信道估计的方法，包括利用复滤波器在频域中内插复信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，内插包括只利用复滤波器在频域中内插复信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，内插进一步包括：

在时域中内插正交频分多路复用(OFDM)信号，以提供复信号。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，在时域中内插OFDM信号在利用复滤波器内插复信号之前。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，复信号包括同相(I)信号分量和正交(Q)相位分量。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，利用复滤波器一起滤波I信号分量和Q相位分量。

7.根据权利要求1所述的方法，其中，利用复滤波器在频域中内插复信号进一步包括：

在时域中内插快速付里叶变换的正交频分多路复用(OFDM)信号；和

利用具有预定带宽的复滤波器在频域中内插复OFDM信号。

8.根据权利要求3所述的方法，进一步包括：

在时域中内插OFDM信号之后和在频域中内插复信号之后补偿携带OFDM信号的传输信道上的失真。

9.根据权利要求7所述的方法，其中，在频域中的内插包括：将时域内插之后变换域中的复OFDM信号乘以变换域中的复滤波器。

10.根据权利要求3所述的方法，其中，相乘包括：

${\mathrm{CIR}}_{k,\mathrm{est}}\left(m\right)=\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_k(m+i|(m+i)\∈P_{\mathrm{SP}})\·{w^{*}}_{\mathrm{cmplx}}\left(i\right),$

其中，CIR_k，est(m)表示在第k OFDM码元的第m副载波上频域内插之后估计的信道脉冲响应(CIR)， ${\hat{R}}_k\left(j\right|j\∈P_{\mathrm{SP}})$ 表示在第k OFDM码元的第j副载波上时域内插之后估计的CIR，P_SP表示具有通过时域内插已生成的CIR估计的一组副载波索引，w_cmplx(i)，i∈[-L，L]表示变换域中的复滤波器的频域中的复系数，2·L+1表示复滤波器的阶，和(·)^*表示复信号的共轭信号。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，复滤波器的带宽是引导间隔的长度。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，变换域中的复滤波器的起始频率大于引导间隔长度的2.5％，小于引导间隔长度。

13.根据权利要求11所述的方法，其中，变换域中的复滤波器的截止频率小于引导间隔长度的97.5％。

14.根据权利要求1所述的方法，其中，数字地面电视系统包括数字视频广播-地面系统。

15.一种数字地面电视接收器中估计和补偿信道的均衡器，该均衡器包括被配置成在频域中内插复信号的复滤波器。

16.根据权利要求9所述的方法，其中，只有复滤波器用于在频域中内插复信号。

17.一种被配置成执行根据权利要求1所述的方法的计算机程序产品。

18.一种在数字地面电视接收器中估计和补偿信道的均衡器，该均衡器包括：

时域内插器，被配置成接收快速付里叶变换的OFDM信号和在时域中内插快速付里叶变换的OFDM信号；

频域内插器，被配置成利用具有预定带宽的复滤波器内插在时域中内插过的复OFDM信号；和

补偿器，被配置成响应时域内插之后的OFDM信号和频域内插之后的OFDM信号而补偿出现在传输信道上的失真。

19.根据权利要求18所述的均衡器，其中，频域内插器包括将时域内插之后变换域中的复OFDM信号乘以变换域中的复滤波器的复滤波器单元。

20.根据权利要求19所述的均衡器，其中，复滤波器单元根据如下方程进行频域内插：

${\mathrm{CIR}}_{k,\mathrm{est}}\left(m\right)=\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_k(m+i|(m+i)\∈P_{\mathrm{SP}})\·{w^{*}}_{\mathrm{cmplx}}\left(i\right),$

其中，CIR_k，est(m)表示在第k OFDM码元的第m副载波上频域内插之后估计的信道脉冲响应(CIR)， ${\hat{R}}_k\left(j\right|j\∈P_{\mathrm{SP}})$ 表示在第k OFDM码元的第j副载波上时域内插之后估计的CIR，P_SP表示具有通过时域内插已生成的CIR估计的一组副载波索引，w_cmplx(i)，i∈[-L，L]表示变换域中的复滤波器的频域中的复系数，2·L+1表示复滤波器的阶，和(·)^*表示复信号的共轭信号。

21.根据权利要求20所述的均衡器，其中，复滤波器的带宽是引导间隔的长度。

22.根据权利要求20所述的均衡器，其中，变换域中的复滤波器的起始频率大于引导间隔长度的2.5％，小于引导间隔长度。

23.根据权利要求20所述的均衡器，其中，变换域中的复滤波器的截止频率小于引导间隔长度的97.5％。

24.根据权利要求18所述的均衡器，其中，数字地面电视广播的类型是数字视频地面广播。

25.一种包括均衡器的欧洲数字视频地面广播(DVB-T)接收器，该均衡器包括：

时域内插器，被配置成接收快速付里叶变换的OFDM信号和在时域中内插快速付里叶变换OFDM信号；

频域内插器，被配置成利用具有预定带宽的复滤波器内插在时域中内插过的复OFDM信号；和

补偿器，被配置成响应时域内插之后的OFDM信号和频域内插之后的OFDM信号而补偿出现在传输信道上的失真。

26.根据权利要求25所述的DVB-T接收器，其中，频域内插器根据如下方程进行频域内插：

${\mathrm{CIR}}_{k,\mathrm{est}}\left(m\right)=\underset{i=-L}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{R}}_k(m+i|(m+i)\∈P_{\mathrm{SP}})\·{w^{*}}_{\mathrm{cmplx}}\left(i\right),$

其中，CIR_k，est(m)表示在第k OFDM码元的第m副载波上频域内插之后估计的信道脉冲响应(CIR)， ${\hat{R}}_k\left(j\right|j\∈P_{\mathrm{SP}})$ 表示在第k OFDM码元的第j副载波上时域内插之后估计的CIR，P_SP表示具有通过时域内插已生成的CIR估计的一组副载波索引，w_cmplx(i)，i∈[-L，L]表示变换域中的复滤波器的频域中的复系数，2·L+1表示复滤波器的阶，和(·)^*表示复信号的共轭信号。

27.根据权利要求26所述的DVB-T接收器，其中，复滤波器的带宽是引导间隔的长度。

28.根据权利要求26所述的DVB-T接收器，其中，变换域中的复滤波器的起始频率大于引导间隔长度的2.5％，小于引导间隔长度。

29.根据权利要求26所述的DVB-T接收器，其中，变换域中的复滤波器的截止频率小于引导间隔长度的97.5％。

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