CN1682509A - 多载波发射系统中同相及正交分支间不对称前导信号的评估及均衡 - Google Patents

Abstract

在一OFDM方法中在数据块中发射的无线信号失真，可借助特定的参考数据符号而将其均衡，其中所述失真是由IQ不对称性所造成，而后所述参考数据符号是在发射器端发射且可为前导信号的部分。所述方法特别适用于一直接混合接收器中。

Description

多载波发射系统中同相及正交 分支间不对称前导信号的评估及均衡

技术领域

本发明是关于一种用于评估无线信号失真的方法，其中无线信号失真是由IQ不对称形成，所述无线信号是以多载波发射方法在数据块中发射，以及本发明是关于将IQ不对称性引起的错误均衡的方法。

背景技术

在欧洲DVB(数字摄影广播)系统中，已发展用于卫星(DVB-S)、有线(DVB-C)与用于地面数字广播发射(DVB-T)的数字发射系统，且已有精心设计的对应规格。由于在地面无线信道所存在有问题的发射条件，所以在DVB-T规格所规定的发射方法是OFDM发射方法(正交频分多路复用)，其可有效对抗困难的发射条件。

所述OFDM发射方法的另一重要应用领域是高速无线发射网络，例如WLAN(无线地区网络)，特别是在标准IEEE802.11a与11g以及HIPERLAN/2中所定义的发射方法。

所述OFDM发射方法是一多载波发射方法，其中在许多平行(正交)子载波之间分割数据流，其中是借助相对低数据速度以调整子载波。如图1所示，配置(次)载波频率，因而在一发射戴宽K中，所述(次)载波频率彼此相距相同距离。所述载波频率是对称地位于一中心频率f的两侧。在时间区域中，所有k载波频率的重置形成OFDM符号。在帧形式或是脉冲串(burst)中，完成所述数据发射，一帧是包含相同数目的OFDM符号。

基于以后续数字正交混合的外差接收原则的已知接收概念，可完成OFDM无线信号的接收与解调。然而，对于影像频率抑制，降低功率消耗与避免芯片-外部过滤器的主要原因，越来越有益的接收概念是使用直接混的方法。在直接混合接收器概念中，通过一天线所接收与放大的无线信号被分为同相(I)与正交(Q)分支，且与两分支中的一地区振荡器的输出频率混合，借助一相位偏移器往复90度偏移送至所述混合器的振荡器频率。所以，在此接收概念中，使用模拟电路技术，执行所述正交解调或是回收所述信息承载基带信号。

制程产品中述所知配的不正确性与模拟混合器与振荡器的非理想性，以及I与Q分支中所述过滤器与之间的误差，引起所谓的IQ不对称或是IQ失真(distortion)，亦即正交组件之间振幅与相位的不对称性。所述复数基带信号的实部与虚部并非彼此实际相偏移90度，以及更发生I分支与Q分支间的振幅误差。在所述发射器与所述接收器中，皆可发生此IQ不对称性。在所述接收器中，在以OFDM为基础的系统中，所述IQ不对称性，在频率区域中，亦即在所述接收器中的，FFT变换(快速傅立叶变换；Fast Fourier Transform)之后，导致子载波上两数据符号间的往复干扰，关于所述OFDM频谱的负载频率fc，所述子载波频率是对称配置(此后称为子载波n与-n)。由于在时间区域中所加的IQ不对称性，在所述子载波n上所发射的各个数据符号产生一信号贡献于指针-n(虚部频率)的子载波。所述重置形成在位置n与-n有用信号的失真。

在Bergische Universitt-Gesamthochschule Wuppertal电子工程与信息技术系所接受的Andreas Schuchert论文「在OFDM接收器中混合模拟正交不对称性的数字补偿方法」第四章中，提出IQ不对称性的数学描述且提供在所欲信号映像频率所发生的干扰贡献的量化评估。上述论文中的第六章提出两种不同的方法，借助频率区域均衡，而用于IQ错误补偿。所提出的第一种方法是IQ不对称性的个别频率独立补偿。对于借助一IQ错误检测器而检测均衡系数，亦提出使用导频载波(pilot carrier)，其发射是为了达到评估信到转换功能成为训练符号的目的，而达到评估IQ失真的目的。然而，用于两方法错误补偿的电路配置具有非常多的功能块且因而具有高的执行花费。

WO 02/056523揭露另一种方法，其可排除发射器与接收器端IQ不对称性。此方法的基础在于产生补偿信号，对应于所述IQ错误且将其使用于补偿。

因此，本发明的目的是提供评估的方法与后续无线信号失真的均衡方法，其是由多载波发射系统中的IQ不对称性所形成，特别是OFDM发射系统中IQ不对称性所造成，且执行所述方法花费较低。

借助本案提出的方法的特征而达到本发明的目的。本发明的有利发展与修饰是描述于所述权利要求附属项中。

发明内容

本发明是关于用于评估无线信号失真的方法，所述无线信号的失真是由IQ不对称性所引起，所述无线信号是在多载波发射方法中的数据块形式(亦指帧或脉冲串)中发射。所述方法可用于所有领域中，可使用多载波发射方法，亦即在无线数据发射网络(WLAN)领域中或是在数字地面摄影或声音信号发射的领域中。一已知的多载波发射方法例如上述的OFDM方法。所述多载波发射方法的频谱包含关于中心频率f_c而对称频谱配置的子载波n与子载波-n。

本发明的重要观念是是提供各个数据块，其在所述发射器端具有所谓的参考数据符号，所述参考数据符号为所述接收器所已知，以及由所接收与失真的参考数据符号，计算所述失真参数。在此范例中涉及两个参考数据符号，其是彼此暂时接续，且条件支持关于各个子载波对n/-n的参考数据符号过程中，在一子载波上所发射的数据符号暂时保持固定，而在另一子载波上改变符号。而后可由所接收子载波符号，计算所述失真参数。

以下条件为真

d_n(i)＝-d_n(i-1)      以及

d_n(i)＝d_-n(i-1)                        (1.1)

或是

d_n(i)＝d_n(i-1)       以及

d_-n(i)＝-d_-n(i-1)                      (1.2)

对于所有的子载波对n/-n，其中i，i-1为所述参考数据符号。

在所述子载波上调整所述参考数据符号的方法形式，与调整所述负载数据符号的形式不同。为了可靠地发射所述参考数据，可适当地在所述子载波上，使用干扰不敏感形式调整所述参考数据符号，例如BPSK调整(二位相位偏移键；binary phase shift keying)，在一范例中，所述子载波各别具有两个不同相位角，其彼此相对偏移180度，且在符号表中分别以1，-1表示，因而d_n/-n(i)∈{-1；1}。因此相位角决定一符号子载波的信号。在此范例中，借助相位角(同调方法)，定义一子载波上所发射的信息。相对地，在D-BPSK调整中，所述信息是包含在彼此暂时接续的两符号(非同调方法)的相同子载波上所发射的数据符号间的相位差中。

包含在所述数据块中负载信号的调整形式，与先前在参考数据符号的子载波上数据符号调整形式无关。所以，亦可使用任何其它形式的调整，用于所述负载数据的调整。

所述参考数据符号有利的是成为前导信号(preamble)的一部分，所述前导信号是存在发射数据块中，所是前导信号亦可包含其它数据符号，所述数据符号是可使用于例如用于同步化目的的接收器中。一前导信号总是包含一数据符号序列，根据字面上的意义，是暂时配置在所述数据块的最前面位置。然而，所谓的中间码(midamble)一如习之记忆已知的；其大约发射在一数据块的中心，且暂时配置在所述数据块中负载数据信号之间。原则上，本发明中所述数据块的架构与其中所述参考数据符号的分类并不重要。根据本发明，理论上所述参考数据符号亦可合并于所述数据块中，成为一中间码的一部分。

如上所述，对于本发明重要的失真(distortion)包含在多载波频谱中心频率的两侧上镜像对称子载波之间干扰。此失真是由发射器与/或接收器端IQ不对称性所形成。再者，所述无线信道的多路径形成所述子载波的线性失真。包含所述IQ失真与所述信道失真的整个失真可由以下方程序进行仿真：

在所述范例中，

是在i于所述子载波n所接收的失真符号，d_n(i)是未失真的发射符号，A^TX形成所述发射器端IQ失真矩阵，A^RX形成接收端IQ失真矩阵，以及C包含多路径信道的信道系数。

因而，借助根据本发明的方法，评估所述矩阵A中所包含的失真参数。由于借助所述参考符号d_n(i)在所述发射器端放置一中间码，根据本发明在所述次载波上，可以假设对于彼此接续的两个OFDM符号，所述信道大致保持固定(对于所述IQ失真矩阵A^TX与A^RX组件而调整假设)，而将上述i-1(第1前导信号符号)与i(第2中间符号)的上述失真方程式公式化。若是假设方程式(1.1)的上述系统为所述参考数据符号的条件，则所述矩阵A的失真参数因而形成所述所接收符号 的增加或减少：

$a_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{d_n\left(i\right)}$

$b_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{d_{-n}^{*}\left(i\right)}$

$b_{-n}=0.5\·\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{d_n^{*}\left(i\right)}---\left(3\right)$

$a_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{d_{-n}\left(i\right)}$

相对地，若是假设方程式(1.2)的上述系统为所述参考数据符号的条件，则所述矩阵A的失真参数因而形成所述所接收符号 的增加或减少：

$a_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{d_n\left(i\right)}$

$b_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{d_{-n}^{*}\left(i\right)}$

$b_{-n}=0.5\·\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{d_n^{*}\left(i\right)}---\left(4\right)$

$a_{-n}=0.5\·\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{d_{-n}\left(i\right)}$

在此范例中，除以所发射的前导信号符号d_n(i)与d_-n(i)仅构成使用BPSK调整例子中的因子(factor)±1的乘法。

若是仅存在一发射器端IQ错误，则可借助所提出的前导信号结构而分别评估信道与IQ错误的影响，因而在所述IQ校正之后习用的0FDM信道均衡变成可能。在这些条件之下，考量a_n ^TX， 一旦再次假设上述方程式(1.1)的系统作为所述参考数据符号的条件时，则形成以下方程序：

${\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)=2\·C_n\·d_n\left(i\right)$

${\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)=2\·C_n\·{b_n^{\mathrm{TX}}\·d}_{-n}^{*}\left(i\right)$

${\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)=2\·C_{-n}{\·b}_{-n}^{\mathrm{TX}}\·d_n^{*}\left(i\right)$

${\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)=2\·C_{-n}\·d_{-n}\left(i\right)---\left(5.1\right)$

可将所述IQ失真参数计算为：

$b_n^{\mathrm{TX}}=\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}\·\frac{d_n\left(i\right)}{{d^{*}}_n\left(i\right)}$

$b_{-n}^{\mathrm{TX}}=\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}\·\frac{d_{-n}\left(i\right)}{d_n^{*}\left(i\right)}---\left(5.2\right)$

在此范例中，当使用BPSK调整用于所述参考符号d_n与d_-n时，d_n(i)/d_-n ^*(i)与d_-n(i)/d_n ^*(i)的乘法仅以±1加权。

相对地，若是假设上述方程式(1.2)的系统作为所述参考数据符号的条件，则形成以下方程序：

${\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)=2\·C_n\·b_n^{\mathrm{TX}}\·d_{-n}^{*}\left(i\right)$

${\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)=2\·C_n\·d_n\left(i\right)$

${\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)=2\·C_{-n}\·d_{-n}\left(i\right)$

${\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)=2\·C_{-n}\·b_{-n}^{\mathrm{TX}}\·d_n\left(i\right)---\left(6.1\right)$

可将所述IQ失真参数计算为：

$b_n^{\mathrm{TX}}=\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}\·\frac{d_n\left(i\right)}{d_{-n}^{*}\left(i\right)}$

$b_{-n}^{\mathrm{TX}}=\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}\·\frac{d_{-n}\left(i\right)}{d_n^{*}\left(i\right)}---\left(6.2\right)$

在此范例中，当使用BPSK调整用于所述参考符号d_n与d_-n时，d_n(i)/d_-n ^*(i)与d_-n(i)/d_n ^*(i)的乘法仅以±1加权。

附图说明

根据本发明，所述方法的实施例如下所述，并请参阅所附随的附图。

图1是说明OFDM发射方法的频率频谱。

图2是根据OFDM标准IEEE 802.11a，说明一已知的PLCP前导信号。

图3是说明本发明的实施例，其是在一前导信号中使用参考数据符号。

具体实施方式

图2是说明在发射器端根据OFDM标准IEEE802.11a所发射的数据时脉的区段，其暂时的开头是在左手端，其在一时间轴上向右延续，且终止于右手端的第二数据符号。通过所述标准IEEE802.11a，所述数据块具有一所谓的PLPC前导信号(物理层收敛协议)。此标准是将所述OFDM发射方法规定为多载波发射方法。在第一OFDM符号所开始的负载数据标示为「数据1」。各个OFDM符号长度为3.2μs，以及各个OFDM符号是借助一守卫间隔(GI)而处理，其大致相当于发射信道脉冲反应的最大可预期期间(此处为0.8μs)。

所述PLCP前导信号具有四个OFDM符号的长度，因而总共为16μs，且分为两个相等暂时长度的区段。所述PLCP前导信号的第一区段长度为8μs，且次分为10个短符号用于信号检测、自动阶级比对、多样性选择、过程频率决定以及接收器中的时间同步化。所述PLCP前导信号的第二区段包含GI2守卫间隔(长度为GI的两倍)以及两个OFDM符号T₁与T₂。在图2已知PLCP前导信号的范例中，这些数据符号是用于所述接收器中习用信道评估。在所述已知PLCP前导信号中，所述符号T₁与T₂彼此相同。

为了可以实施根据本发明的方法，可修饰所述已知的PLCP前导信号，因而对于彼此接续的所述符号T₁与T₂，填充在子载波对n/-n上对于数据符号所解释的条件。本发明的一实施例如图3中所示。

图3中，在时间步骤i中根据本发明所使用的前导信号数据符号T₁是第一前导信号符号，以及在时间步骤i-1中，根据本发明所使用的OFDM符号T₂是第二前导信号符号。在此范例中，如所述标准中所规定，可留下图2的已知PLCP前导信号的两个OFDM符号T₁与T₂之一，以及而后可修饰所述OFDM符号T₁与T₂中的另一个，因而完全填充根据本发明的条件。借助在此方式中所修饰的连续OFDM符号T₁与T₂，可在接收器中评估由所述IQ错误所引起失真的失真参数。与此无关的是可在接收器中，使用原始提供的两个OFDM符号T₁与T₂，用于已知的信道评估。

由于所述前导信号(T2)的第二OFDM符号不再代表脉冲串(T1)的循环延续，所以在T2之前必须取代长的守卫间隔(GI2)，如图3所示。

在所述接收器中，根据本发明的方法，首先可评估所述失真参数，而后以特定方式将其使用于均衡。例如可借助在数字信号处理器(DSP)中进行所述均衡。对于各个子载波对，可将所述矩阵A倒转且乘以所接收数据符号的向量，以获得所发射数据符号的向量(请参阅方程式1.1)。

本发明通常可使用的接收器概念为进行I与Q分支间所接收输入信号的分支，而仍为所述接收器的模拟电路部分。本发明最重要的应用是关于所谓的直接混合接收器，如发明背景中所引用Schuchert的论文第3.5图。然而，本发明原则上可用于已知的具有直接混合第二阶段的外差接收器，如上述相关文章中第3.6图所示。此具有直接混合第二阶段的外差接收器是一外差接收器的修饰，其中所述第二混合阶段是实施为直接混合模拟正交接收器。在发明背景中所描述的IQ错误亦可发生在此一接收器中，且可借助根据本发明的方法而被评估与均衡。

Claims (12)

1.一种用于评估无线信号失真的方法，所述失真是同相及正交分支(IQ)不对称性所形成，所述无线信号是在一多载波发射方法的数据块中发射，其具有子载波n与子载波-n，该等子载波乃分别在相对于一中心频率f_c的发射谱中对称配置，所述数据块包含由子载波符号d_n/-n所组成的许多数据符号d，其特征在于：

-各个数据块包含两个参考数据符号(T₁，T₂)，其在时刻i，i-1时彼此接续；

-在与各个子载波对n/-n相关的所述参考数据符号(T₁，T₂)的过程中，在一子载波上所发射的数据符号暂时保持固定，而另一个子载波上则改变记号，以及

-自所接收子载波符号，计算所述失真参数。

2.如权利要求1的方法，其特征在于借助以下方程序而仿真所述失真：

其中

是在时刻i时于所述子载波n所接收的失真符号，d_n(i)是未失真的发射符号，A^TX形成所述发射器端IQ失真矩阵，A^RX形成接收端IQ失真矩阵，以及C所述多路径信道的失真矩阵。

3.如权利要求2的方法，其特征在于对于所有的子载波对n/-n以及对于彼此接续的两数据符号大致保持固定的信道，假设d_n(i)＝-d_n(i-1)以及d_n(i)＝d_n(i-1)，则所述矩阵A的所述失真参数计算为：

$a_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{d_n\left(i\right)}$

$b_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{d_{-n}^{*}\left(i\right)}$

$b_{-n}=0.5\·\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{d_n^{*}\left(i\right)}$

$a_{-n}=0.5\·\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{d_{-n}\left(i\right)}.$

4.如权利要求2的方法，其特征在于对于所有的子载波对n/-n以及对于彼此接续的两数据符号大致保持固定的信道，假设d_n(i)＝d_n(i-1)以及d_-n(i)＝-d_-n(i-1)，则所述矩阵A的所述失真参数计算为：

$a_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{d_n\left(i\right)}$

$b_n=0.5\·\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{d_{-n}^{*}\left(i\right)}$

$b_{-n}=0.5\·\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{d_n^{*}\left(i\right)}$

$a_{-n}=0.5\·\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{d_{-n}\left(i\right)}.$

5.权利要求2的方法，其特征在于对于所有的子载波对n/-n而言，d_n(i)＝-d_n(i-1)以及d_-n(i)＝d_-n(i-1)，以及仅存在一发射器端IQ不对称性时，则所述失真参数计算为：

$b_n^{\mathrm{TX}}=\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}\·\frac{d_n\left(i\right)}{d_{-n}^{*}\left(i\right)}$

$b_{-n}^{\mathrm{TX}}=\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}\·\frac{d_{-n}\left(i\right)}{d_n^{*}\left(i\right)}.$

6.权利要求2的方法，其特征在于对于所有的子载波对n/-n而言，d_n(i)＝d_n(i-1)以及d_-n(i)＝-d_-n(i-1)，以及仅存在一发射器端IQ不对称性时，则所述失真参数计算为：

$b_n^{\mathrm{TX}}=\frac{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}{{\hat{d}}_n^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_n^{\′}(i-1)}\·\frac{d_n\left(i\right)}{d_{-n}^{*}\left(i\right)}$

$b_{-n}^{\mathrm{TX}}=\frac{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)+{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}{{\hat{d}}_{-n}^{\′}\left(i\right)-{\hat{d}}_{-n}^{\′}(i-1)}\·\frac{d_{-n}\left(i\right)}{d_n^{*}\left(i\right)}.$

7.如前述权利要求中任一项的方法，其特征在于将所述参考数据符号发射为所述数据块的前导信号的部分。

8.如前述权利要求中任一项的方法，其特征在于所述多载波发射方法是一OFDM方法。

9.如前述权利要求中任一项的方法，其特征在于根据一BPSK或是D-BPSK调整方法而调整所述参考数据符号。

10.一种用于移动无线信号失真的均衡方法，所述移动无线信号失真是由同相及正交分支(IQ)不对称性所形成，由所接收的负载-数据数据符号与所述失真参数决定所发射的负载-数据数据符号。

11.一种在一直接混合接收器中使用前述权利要求中任一项的方法。

12.一种在具有一直接混合第二阶段的外插接收器中使用权利要求1至10中任一项的方法。

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