BRPI0903478A2

BRPI0903478A2 - aparelho e método de recepção, e, programa

Info

Publication number: BRPI0903478A2
Application number: BRPI0903478-1A
Authority: BR
Inventors: Hidetoshi Kawauchi; Masayuki Hattori; Toshiyuki Miyauchi; Takashi Yokokawa; Kazuhiro Shimizu; Kazuhisa Funamoto
Original assignee: Sony Corp
Priority date: 2008-09-30
Filing date: 2009-09-23
Publication date: 2010-07-20
Also published as: CN101714966A; US8437426B2; EP2169893A3; KR101603342B1; KR20100036979A; ATE546004T1; RU2009136114A; CN101714966B; JP4655241B2; JP2010087750A; RU2444136C2; EP2169893B1; US20100080330A1; EP2169893A2

Abstract

Divulgado aqui está uma aparelho de recepção incluindo: primeira à terceira seções de determinação de posição configurados para determinar a posição de início de um intervalo de FFT que sirva como um intervalo de sinal alvo para a FFT através de uma seção de FFT; uma seção de seleção configurada para selecionar uma daquelas posições de início do intervalo de FFT que são determinadas pela primeira até terceira seções de determinação de po:siçáo; e a seção de FFT configurada para efetuar FFT sobre o sinal de OFDM no domínio do tempo considerando a posição de inicio selecionado pela seção de seleção como a posição de inicio do intervalo de FFT de modo a gerar o primeiro sinal de OFDM no domínio da freqüência.

Description

"APARELHO E MÉTODO DE RECEPÇÃO, E, PROGRAMA"

FUNDAMENTO DA INVENÇÃO

1. Campo da Invenção

A presente invenção se refere à um aparelho de recepção, ummétodo de recepção, e um programa mais particularmente, a invenção serefere à um aparelho de recepção, um método de recepção, e um programapelo qual uma maneira na qual sincronizar símbolos de OFDM(Multiplexação por divisão de freqüência ortogonal) é comutada de acordocom as circunstâncias.

2. Descrição da Técnica Relacionada

Uma técnica de modulação em uso hoje para transmissãodifusa digital terrestre é chamada de OFDM. De acordo com a técnica deOFDM, numerosas sub-portadoras ortogonais são fornecidas dentro da bandade freqüência de transmissão. Dados são atribuídos à amplitude e fase de cadasub-portadora e são, de forma digital, modulados através de PSK(Chaveamento de Deslocamento de Fase) ou QAM (Modulação de Amplitudede Quadratura).

A técnica de OFDM envolve dividir a inteira banda detransmissão por um grande número de sub-portadoras. Isto significa que alargura de banda é limitada e a velocidade de transmissão é baixada por sub-portadora mas que a velocidade de transmissão total permanece a mesma queaquela das técnicas de modulação tradicionais.

De acordo com a técnica de OFDM, dados são atribuídos auma pluralidade de sub-portadoras tal que os dados são modulados efetuandooperações de IFFT (Transformada de Fourier Rápida Inversa). Um sinal deOFDM resultando da modulação é desmodulado executando operações deFFT (Transformada de Fourier Rápida).

Segue que o aparelho para transmitir o sinal de OFDM podeser composto de circuitos relacionados à IFFT e que o aparelho para receber osinal de OFDM pode ser formado por circuito relacionados à FFT.

Dada as características esboçadas acima, uma técnica deOFDM tem sido aplicada freqüentemente para configurar transmissão difusadigital terrestre altamente vulnerável à interferência de trajeto múltiplo. Ospadrões de transmissão difusa digital terrestre que adotaram a técnica deOFDM incluem DVB-T (Radiodifusão de Vídeo Digital-Terrestre), ISDB-T(Radiodifusão Digital de Serviços Integrados-Terrestre) e ISDB-TSB.

Fig. 1 mostra símbolos de OFDM. De acordo com a técnica deOFDM, o sinal transmissão ocorre em unidades chamadas símbolos deOFDM. Conforme mostrado na Fig. 1, um símbolo de OFDM é constituído deum símbolo efetivo representando um intervalo de sinal durante o qual IFFT érealizada quando da transmissão, e de um intervalo de proteção (chamado dedaqui em diante de GI) para o qual uma forma de onda parcial em direção aextremidade do símbolo efetivo é copiado.

Um GI é inserido de forma cronológica à frente do símboloefetivo. De acordo com a técnica de OFDM, inserindo o GI torna possívelprevenir interferência que pode ocorrer entre símbolos de OFDM em umambiente de trajeto múltiplo.

A pluralidade de tais símbolos de OFDM são colocados juntospara formar um único quadro de transmissão de OFDM. De forma ilustrativa,um quadro de transmissão de OFDM é formado de 204 símbolos de OFDMde acordo com o padrão de ISDB-T. A posição na qual inserir um sinal depiloto é determinada em unidades do quadro de transmissão de OFDM.

A técnica de OFDM envolve o use de métodos com base emQAM para modular sub-portadoras. Segue-se que uma técnica de OFDM ésuscetível à efeitos adversos tal como interferência de trajeto múltiplo durantetransmissão, com o resultado que a amplitude e fase de cada sub-portadorapode virar para ser diferente quando da recepção do que eram no início.Interferência de trajeto múltiplo pode ser causado, de forma ilustrativa, porreflexões a partir de montanhas e edifícios ou através de SFN (rede defreqüência única).

No lado de recepção, é assim necessário equalizar os sinais demodo ter certeza que a amplitude e fase do sinal recebido se torna o mesmoque aqueles inicialmente transmitidos.

De acordo com a técnica de OFDM, o lado de transmissãoinsere um sinal de piloto, de modo discreto, nos sinais transmitidos, o sinal depiloto sendo um sinal conhecido tendo uma pré-determinada amplitude e umapré-determinado fase. O lado de recepção obtém a característica de freqüênciado canal de transmissão em uso com base na amplitude e fase do sinal depiloto a fim de equalizar o sinal recebido. O sinal de piloto usado nestamaneira para calcular a característica de canal de transmissão é conhecidocomo o sinal de piloto espalhado (chamado daqui em diante de sinal de SP).

Fig. 2 é uma visão esquemática mostrando um típico padrão deesboço de sinais de SP dentro dos símbolos de OFDM de acordo com opadrão de ISDB-T. Na Fig. 2, o eixo horizontal representa números de sub-portadoras identificando as sub-portadoras de um sinal de OFDM, e o eixovertical denota números de símbolo de OFDM identificando os símbolos deum sinal de OFDM, e o eixo vertical denota números de símbolo de OFDMidentificando os símbolos de OFDM do sinal de OFDM. Os números sub-portadora correspondem às freqüências e os números de símbolo de OFDMcorrespondem ao tempo.

Na Fig. 2, cada círculo vazio representa dados do símbolotransmitido por cada sub-portadora, e cada círculo cheio denota um sinal deSP. Conforme mostrado na Fig. 2, um sinal de SP é colocado em intervalos dequatro símbolos de OFDM na direção do tempo e em intervalos de 12 sub-portadoras na direção da freqüência.

No caso do padrão de ISDB-T, um sinal chamado de TMCC /AC é colocado em cada sub-portadora. O sinal de TMCC / AC é designadoespecificamente para transmitir um sinal de sincronização que permite aoaparelho de recepção conhecer parâmetros de transmissão em efeito quandoda transmissão (i. e., informação tal como o método de modulação em uso e aproporção de codificação em efeito) e o número de símbolo do em questãodentro de um quadro de transmissão de OFDM.

No caso do padrão de DVB-T, um sinal chamado um sinal deTPS é inserido. Como com o sinal de TMCC / AC de acordo com padrão deISDB-T, o sinal de TPS é também formado por um sinal de sincronização quefornece parâmetros de transmissão e permite sincronização de quadros. Nestaconexão, o leitor é convidado à referência Patente Japonesa Aberta ao PúblicoNo. 2005-303440.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

O desempenho de recepção do aparelho de recepção éenormemente influenciado pela precisão de um sinal de sincronização desímbolo que é usado para determinar o intervalo de FFT durante o qual a FFTé realizada. O sinal de sincronização de símbolo necessita ser ajustado em taluma maneira como para minimizar interferência de trajeto múltiplo. Porexemplo, o ajuste é feito tal que a posição de fronteira entra o GI e o símboloefetivo mostrado na Fig. 1 é designada como a posição de início de umintervalo de FFT

É assim preferido que sinais diferentes sejam usados paraalcançar sincronização de símbolo em momentos diferentes e que um dostrajetos diferentes de realizar sincronização de símbolo seja, de modo ótimo,selecionado quando necessário.

A presente invenção foi feita em vista das circunstâncias acimae fornece um aparelho de recepção, um método de recepção, e um programapor meio do qual a maneira na qual sincronizar símbolos de OFDM écomutada de acordo com as circunstâncias.

Ao realizar a presente invenção e de acordo com umamodalidade dela, é fornecido um aparelho de recepção incluindo: primeirosmeios de determinação de posição para calcular valores de correlação entreum sinal de OFDM no domínio do tempo constituindo um sinal de OFDM dodomínio do tempo, por um lado representando um símbolo de OFDM, e poroutro lado representando um sinal obtido atrasando o sinal de OFDM nodomínio do tempo de um comprimento de símbolo efetivo, de modo adeterminar a posição de início de um intervalo de FFT que seja igual aocomprimento de símbolo efetivo e que sirva como um intervalo de sinal alvopara a FFT através dos meios de FFT em referência ao maior dos valores decorrelação; segundos meios de determinação de posição para estimarcaracterísticas de canal de transmissão de um sinal conhecido incluído em umprimeiro sinal de OFDM no domínio da freqüência constituindo um sinal deOFDM do domínio da freqüência obtido efetuando FFT sobre o sinal deOFDM no domínio do tempo, antes de interpolar as características de canal detransmissão estimadas na direção do tempo para obter dados de estimativa decaracterística de canal de transmissão, antes de efetuar IFFT sobre os dadosde estimativa de característica de canal de transmissão para estimar um perfilde retardo, antes de estimar uma quantidade de interferência entre símbolosconsiderando cada um de uma pluralidade de candidatos do intervalo de FFTcom base no perfil de retardo, antes de determinar a posição de início daquelecandidato do intervalo de FFT do qual a quantidade de interferência entresímbolos é a mais baixa, como a posição de início do intervalo de FFT alvopara a FFT através dos meios de FFT; terceiros meios de determinação deposição para configurar um outro intervalo de FFT em uma posição deslocadarelativa ao intervalo de FFT usada para gerar o primeiro sinal de OFDM nodomínio da freqüência, antes de efetuar a FFT sobre o sinal de OFDM nodomínio do tempo dentro daquele um outro intervalo de FFT para gerar umsegundo sinal de OFDM no domínio da freqüência, antes de remover adistorção do primeiro e do segundo sinais de OFDM no domínio dafreqüência usando as características de canal de transmissão estimadas decada uma das sub-portadoras obtidas através da interpolação dos dados deestimativa de características de canal de transmissão na direção da freqüênciaa fim de gerar um sinal equalizado, antes de determinar a posição de início dointervalo de FFT alvo para a FFT através dos meios de FFT com base naqualidade do sinal equalizado gerado; meios de seleção para selecionar umadaquelas posições de início do intervalo de FFT que são determinadas atravésdos primeiros até os terceiros meios de determinação de posição; e os meiosde FFT para efetuar FFT sobre o sinal de OFDM no domínio do tempoconsiderando a posição de início selecionada através dos meios de seleçãocomo a posição de início do intervalo de FFT de modo a gerar o primeirosinal de OFDM no domínio da freqüência.

Preferencialmente, o aparelho de recepção pode ainda incluirmeios de estimativa para estimar um número de símbolo dos dados recebidocom base no primeiro sinal de OFDM no domínio da freqüência; onde osmeios de seleção podem selecionar aquela posição de início do intervalo deFFT que é determinada pelos primeiros meios de determinação de posiçãoquando desmodulação é designada para ser iniciada, os meios de seleçãoainda selecionando aquela posição de início do intervalo de FFT que éselecionada através dos segundos meios de determinação de posição no lugarda posição de início selecionada pelos primeiros meios de determinação deposição quando estimativa do número de símbolo através dos meios de estimativa é completada.

Preferencialmente, o aparelho de recepção pode ainda incluirmeios de sincronização de quadro para sincronizar um quadro de transmissãode OFDM composto de uma pluralidade de símbolos de OFDM nas bases doprimeiro sinal de OFDM no domínio da freqüência; onde, quando o quadro detransmissão de OFDM é sincronizado pelos meios de sincronização dequadro, os meios de seleção podem selecionar aquela posição de início dointervalo de FFT que é determinada pelos terceiros meios de determinação deposição no lugar da posição de início determinada pelos segundos meios dedeterminação de posição.

Preferencialmente, os primeiros meios de determinação deposição podem determinar a posição deslocada a partir do maior dos valoresde correlação de um comprimento de intervalo de proteção, como a posiçãode início do intervalo de FFT alvo para a FFT através dos meios de FFT.

Preferencialmente, os segundos meios de determinação deposição podem estimar a quantidade de interferência entre símbolosconsiderando cada um de uma pluralidade de trajetos constituindo trajetosmúltiplos, multiplicando aquele comprimento na direção do tempo que éinterferido por um outro símbolo quando os candidatos do intervalo de FFTsão estabelecidos, pela potência do trajeto sendo interferida por aquele umoutro símbolo, e adicionando os produtos das multiplicações efetuadas emcada um dos trajetos.

Preferencialmente, os terceiros meios de determinação deposição pode determinar a posição de início do intervalo de FFT usado paragerar o primeiro sinal de OFDM no domínio da freqüência, como a posição deinício do intervalo de FFT alvo para a FFT através dos meios de FFT se aqualidade do sinal equalizado obtido a partir do primeiro sinal de OFDM nodomínio da freqüência é maior do que a qualidade do sinal equalizado obtidoa partir do segundo sinal de OFDM no domínio da freqüência, os terceirosmeios de determinação de posição ainda determinam a posição de iníciodaquele um outro intervalo de FFT usado para gerar o segundo sinal deOFDM no domínio da freqüência, como a posição de início do intervalo deFFT alvo para a próxima FFT através dos meios de FFT se a qualidade dosinal equalizado obtido a partir do segundo sinal de OFDM no domínio dafreqüência é maior do que a qualidade do sinal equalizado obtido a partir doprimeiro sinal de OFDM no domínio da freqüência.De acordo com uma outra modalidade da presente invenção, éfornecido um método de recepção assim como um programa para fazer comque um computador execute um procedimento, cada um do método e doprocedimento incluindo os passos de: fazer com que primeiros meios dedeterminação de posição calculem valores de correlação entre um sinal deOFDM no domínio do tempo constituindo um sinal de OFDM do domínio dotempo, por um lado representando um símbolo de OFDM, e por outro ladorepresentando um sinal obtido atrasando o sinal de OFDM no domínio dotempo de um comprimento de símbolo efetivo, de modo a determinar aposição de início de um intervalo de FFT que seja igual ao comprimento desímbolo efetivo e que sirva como um intervalo de sinal alvo para a FFTatravés dos meios de FFT em referência ao maior dos valores de correlação;fazer com que segundos meios de determinação de posição estimemcaracterísticas de canal de transmissão de um sinal conhecido incluído em umprimeiro sinal de OFDM no domínio da freqüência constituindo um sinal deOFDM do domínio da freqüência obtido efetuando FFT sobre o sinal deOFDM no domínio do tempo, antes de interpolar as características de canal detransmissão estimadas na direção do tempo para obter dados de estimativa decaracterística de canal de transmissão, antes de efetuar IFFT sobre os dadosde estimativa de característica de canal de transmissão para estimar um perfilde retardo, antes de estimar uma quantidade de interferência entre símbolosconsiderando cada um de uma pluralidade de candidato do intervalo de FFTcom base no perfil de retardo, antes de determinar a posição de início daquelecandidato do intervalo de FFT do qual a quantidade de interferência entresímbolos é a mais baixa, como a posição de início do intervalo de FFT alvopara a FFT através dos meios de FFT; fazer com que terceiros meios dedeterminação de posição configurem um outro intervalo de FFT em umaposição deslocada relativa ao intervalo de FFT usada para gerar o primeirosinal de OFDM no domínio da freqüência, antes de efetuar a FFT sobre osinal de OFDM no domínio do tempo dentro daquele um outro intervalo deFFT para gerar um segundo sinal de OFDM no domínio da freqüência, antesde remover a distorção do primeiro e do segundo sinais de OFDM no domínioda freqüência usando as características de canal de transmissão de cada umade todas sub-portadoras obtidas através da interpolação dos dados deestimativa de características de canal de transmissão na direção da freqüênciaa fim de gerar um sinal equalizado, antes de determinar a posição de início dointervalo de FFT alvo para a FFT através dos meios de FFT com base naqualidade do sinal equalizado gerado; selecionar uma daquelas posições deinício do intervalo de FFT que são determinadas através dos primeiros até osterceiros meios de determinação de posição; e efetuar FFT sobre o sinal deOFDM no domínio do tempo considerando a posição de início selecionadaatravés dos meios de seleção como a posição de início do intervalo de FFT demodo a gerar o primeiro sinal de OFDM no domínio da freqüência.

De acordo com uma modalidade da presente invenção, umadas possíveis posições de início do intervalo de FFT que foram determinadaspelos primeiros até os terceiros meios de determinação de posição éselecionada. FFT é então efetuada no sinal de OFDM no domínio do tempousando a posição de início selecionada como posição de início definitiva dointervalo de FFT, e consequentemente, o primeiro sinal de OFDM no domínioda freqüência é gerado.

Parenteticamente, o aparelho de recepção pode ser ou umaparelho independente ou um dos blocos internos de um único aparelho.

Assim sendo a presente invenção, quando incorporado comoesboçada acima, permite a maneira de sincronização de símbolos de OFDMser comutada de acordo com as circunstâncias.

DESCRIÇÃO BREVE DOS DESENHOS

Vantagens adicionais da presente invenção se tornarão clarasquando da leitura da seguinte descrição e desenhos anexados nos quais:Fig. 1 é uma visão esquemática mostrando símbolos deOFDM;

Fig. 2 é uma visão esquemática mostrando um padrão dedistribuição de sinais de SP;

Fig. 3 é um diagrama de bloco mostrando uma estruturaparcial típica de um aparelho de recepção de OFDM;

Fig. 4 é um diagrama de bloco mostrando uma outra estruturatípica do aparelho de recepção de OFDM;

Fig. 5 é um diagrama de bloco mostrando uma estruturaparcial típica adicional do aparelho de recepção de OFDM;

Fig. 6 é um diagrama de bloco mostrando uma estrutura globaltípica do aparelho de recepção de OFDM;

Fig. 7 é uma visão esquemática mostrando os dados deestimativa característicos na direção do tempo;

Fig. 8 é uma visão esquemática mostrando os dados deinterpolação característicos na direção da freqüência;

Fig. 9 é um fluxograma explicativo de um processo decomutação efetuado por através de um controlador de sincronização desímbolo;

Fig. 10 é um diagrama de bloco mostrando uma estruturatípica de uma seção de correlação de intervalo de guarda;

Fig. 11 é uma visão esquemática mostrando sinais típicostratados pelas seções indicadas na Fig. 10;

Fig. 12 é uma visão esquemática explicativa de um ambientede trajeto múltiplo;

Fig. 13 é uma visão esquemática explicativa de como umaquantidade de ISI é estimada;

Fig. 14 é uma visão esquemática mostrando um filtro deestimativa de ISI típica;Fig. 15 é uma visão esquemática mostrando de um perfil deretardo e um filtro de estimativa de ISI se sobrepondo um com o outro;

Figs. 16A, 16B e 16C são visões esquemáticas mostrandoresultados típicos do processo de filtragem;

Figs. 17A, 17B e 17C são visões esquemáticas explicativas decomo as posições de símbolo são detectadas;

Fig. 18 é uma visão esquemática mostrando uma relação entreum intervalo de desmodulação de FFT e um intervalo de controle de FFT;

Fig. 19 é uma visão esquemática mostrando uma outra relaçãoentre o intervalo de desmodulação de FFT e intervalo de controle de FFT;

Fig. 20 é um diagrama de bloco mostrando uma estruturatípica de uma seção de cálculo de qualidade de sinal;

Fig. 21 é uma visão esquemática mostrando dados típicos decaracterística de interpolação de valor zero no domínio do tempo; e

Fig. 22 é um diagrama de bloco mostrando uma estrutura dehardware típica de um computador.

DESCRIÇÃO DETALHADA DA MODALIDADE PREFERIDA[Estrutura global do aparelho de recepção de OFDM]

Figs. 3 até 5 são diagramas em bloco mostrando estruturastípicas de um aparelho de recepção de OFDM 100 praticado como umamodalidade da presente invenção. Cada uma das Figs. 3 até 5 mostra umestrutura parcial do aparelho de recepção de OFDM 100. As conexões entreessas estruturas são mostradas integradas na Fig. 6.

Uma antena 101 recebe a onda transmitida por difusão de umsinal de OFDM transmitido através de um aparelho de transmissão de umestação de transmissão difusa, não mostrada. A onda transmitida por difusãorecebida é emitida de um sintonizador 102. O sintonizador 102 é composto deuma seção de aritmética 102a e um oscilador local 102b.

A seção de aritmética 102a multiplica um sinal de RFproveniente da antena 101 por um sinal proveniente do oscilador local 102b afim de converter por freqüência o sinal de RF em um sinal de IF (freqüênciaintermediária) sinal. O sinal de IF é emitido para um BPF (filtro passa banda) 103.

O oscilador local 102b gera um sinal senoidal tendo umafreqüência pré-determinada, e emite o sinal gerado para a seção de aritmética102a. O BPF 103 filtra o sinal de IF proveniente do sintonizador 102 e passa osinal filtrado para uma seção de conversão de A /D 104.

O seção de conversão de A /D 104 converte o sinal de IFproveniente do BPF 103 da forma analógica para digital usando umaportadora de uma freqüência pré-determinada, e emite o sinal digital de IFpara uma seção de desmodulação ortogonal 105. A seção de desmodulaçãoortogonal 105 , de modo ortogonal desmodula o sinal de IF proveniente daseção de conversão de A /D 104, e emite um sinal de OFDM de banda base.

Na descrição a seguir, o sinal de OFDM de banda base anteriora FFT será referido como o sinal de OFDM no domínio do tempo. O sinal deOFDM no domínio do tempo é um sinal complexo que inclui um componentede eixo real (componente I) e um componente de eixo imaginário (Qcomponente) resultando da desmodulação ortogonal. O sinal de OFDM nodomínio do tempo emitido através da seção de desmodulação ortogonal 105 éfornecido para uma seção de correção de compensação 106.

A seção de correção de compensação 106, efetua váriascorreções no sinal de OFDM no domínio do tempo proveniente da seção dedesmodulação ortogonal 105 De forma ilustrativa, a seção de correção decompensação seção de correção de compensação 106, compensa o que éamostrado pela seção de conversão de A /D 104 (i. e., corrige desvios detempo de amostragem) com base em um sinal de correção de compensação deamostragem fornecido através de uma seção de sincronização de portadora /amostragem 112.Também, a seção de correção de compensação seção decorreção de compensação 106. compensa a freqüência de portadoraproveniente da seção de desmodulação ortogonal 105 (i. e., corrige desviosprovenientes da freqüência de portadora usada pelo aparelho de transmissão)com base em um sinal de correção de compensação de portadora fornecidapela porção de sincronização de símbolo 112.

O sinal de OFDM no domínio do tempo processado pela seçãode correção de compensação 106 é alimentado para uma seção desincronização de símbolo 107 assim como para uma seção de desmodulaçãode FFT 108 e uma seção de controle de FFT 115 mostrada na Fig. 4.

A seção de sincronização de símbolo 107 sincroniza símbolosde OFDM e emite para a seção de desmodulação de FFT 108 um sinalizadorde sincronização de símbolo designando a posição de início de um intervalode FFT. A seção de desmodulação de FFT 108 efetua FFT alvo para ointervalo de sinal tendo o mesmo comprimento que um comprimento desímbolo efetivo. A posição de início do intervalo de sinal é designado pelosintonizador de sincronização de símbolo.

A seção de sincronização de símbolo 107 seleciona uma dastrês posições: a posição determinada com base no sinal de OFDM no domíniodo tempo antes da FFT, a posição determinada com base na característica decanal de transmissão estimada a partir do sinal tendo sido submetido à FFT,ou a posição determinada com base em um sinal de equalizado. Como cadauma dessas posições é determinada que a posição de início do intervalo deFFT será discutida mais tarde em detalhe. Na descrição a seguir, a posição deinício de um intervalo de FFT pode ser simplesmente chamada a posição desímbolo onde apropriado.

Também, a seção de sincronização de símbolo 107 emite umsinalizador de DFT para a seção de controle de FFT seção de controle de FFT115. Com será discutido mais tarde em detalhe, o sinal de DFT é umsinalizador que designa a posição de início do intervalo de sinal alvo paraprocessamento pela seção de controle de FFT 115. A seção de controle deFFT 115 efetua o processamento equivalente à FFT sobre um intervalodeslocado de uma quantidade pré-determinada relativa ao intervalo de FFTalvo para processamento através da seção de desmodulação de FFT 108.

A seção de desmodulação de FFT 108 estabelece como ointervalo de FFT, o intervalo tendo um comprimento de símbolo efetivoiniciando a partir da posição designada pelo sinalizador de sincronização desímbolo fornecido através da seção de sincronização de símbolo 107.

Também, a seção de desmodulação de FFT 108 extrai um sinaldo intervalo de FFT a partir do sinal de OFDM no domínio do tempoproveniente da seção de correção de compensação 106, e efetua FFT no sinaldo intervalo de FFT. A operação de FFT realizada através da seção dedesmodulação de FFT 108 fornece os dados que foram transmitidos por sub-portadoras, i. e., o sinal de OFDM representando um símbolo transmitido noplano IQ plano. A saída da seção de desmodulação de FFT 108 é dada pelaseguinte expressão (1):

<formula>formula see original document page 15</formula>

onde, "Y" se coloca para a saída da seção de desmodulação deFFT 108, subscrito "m" para um número de símbolo número, subscrito "k"para um número de portadora, "H" para a característica de freqüência docanal de transmissão em efeito, "X" para o sinal de transmissão representadopelo ponto de sinal de PSK ou QAM, e "N" para um item que integra otruncamento de componentes de interferência dos componentes de ruído etrajetos múltiplos.

Conforme descrito, o sinal tendo sido submetido FFT éexpresso adicionando ruído e outros componentes para os quais são obtidosmultiplicando o sinal transmitido pela característica de freqüência do canal detransmissão.

O sinal de OFDM adquirido efetuando FFT no sinal de OFDMno domínio do tempo é um sinal no domínio da freqüência. Na descrição aseguir, o sinal de OFDM tendo sido submetido à FFT pode ser chamado osinal de OFDM no domínio da freqüência onde apropriado. O sinal de OFDMno domínio da freqüência é fornecida para uma seção de equalização 109(Fig. 5), para a seção de sincronização de portadora / amostragem 112, parauma seção de estimativa de número de símbolo 113, para uma seção desincronização de quadro 114, e para a seção de controle de FFT 115.

Um bloco de seleção 191 na seção de equalização 109seleciona um de dois números de símbolos: o número de símbolo fornecidopela seção de estimativa de número de símbolo 113 (número de símbolo deOFDM), ou o número de símbolo dados pela seção de sincronização dequadro 114. O número de símbolo assim sendo, selecionado é emitido paraum bloco de extração de piloto 192.

O bloco de extração de piloto 192 extrai sinais de SPestabelecidos conforme mostrado na Fig. 2. Para extrair o sinal de SP requerdeterminar onde os dados recebidos correntemente são classificados emordem dos números de símbolos. O bloco de seleção 191 fornece o bloco deextração de piloto 192 com informação para determinar aquele númeroordinal.

Por exemplo, o número de símbolo fornecido através da seçãode estimativa de número de símbolo 113 é selecionado a partir do tempo que adesmodulação é iniciada até sincronização de quadro ser completada e umsinalizador de quadro é fornecido. Seguindo o término da sincronização dequadro, o número de símbolo fornecido através da seção de sincronização dequadro 114 é selecionado.

De acordo com o número de símbolo fornecido através dobloco de seleção 191, o bloco de extração de piloto 192 extrai o sinal de SPtendo sido submetido à modulação de BPSK a partir do sinal de OFDM nodomínio da freqüência fornecido pela seção de desmodulação de FFT 108.

Por exemplo, se os dados recebidos correntemente tem onúmero de símbolo 0, que significa que o sinal de SP está sendo transmitidopor sub-portadoras tendo números de sub-portadora 0, 12 e 24;consequentemente, o bloco de extração de piloto 192 extrai o sinal de SP. Obloco de extração de piloto 192 emite o sinal de SP extraído para um bloco dedivisão 193.

O bloco de divisão 193 divide o sinal de SP proveniente dobloco de extração de piloto 192 por um sinal de referência a partir de umbloco de geração de sinal de referência 194, e por meio disso, estimar acaracterística de canal de transmissão do sinal de SP. O valor da característicade canal de transmissão do sinal de SP é expresso pela expressão (2) dadoabaixo. Um sinal X usado para obter o valor de característica de canal detransmissão é gerado através do bloco de geração de sinal de referência 194.

<formula>formula see original document page 17</formula>

onde, o símbolo "-" indica que o valor ao qual ele está anexadoé um valor estimado. Os subscritos "n" e "1" define a posição do sinal de SP.

O bloco de divisão 193 emite dados de característica de canalde transmissão representativos da característica de canal de transmissãoestimada para um bloco de estimativa de canal de transmissão na direção dotempo 195. O bloco de geração de sinal de referência 194 gera e emite o sinalde referência a ser usado pelo bloco de divisão 193.

O bloco de estimativa de canal de transmissão na direção dotempo 195 estima a característica de canal de transmissão dos símbolos deOFDM posicionada na direção do tempo das sub-portadoras nas quais sinaisde SP estão estabelecidos. A característica de canal de transmissão na direçãodo tempo é estimado, de forma ilustrativa, pelo uso de interpolação ourecorrendo a um filtro adaptativo.

Um bloco de estimativa de canal de transmissão na direção dotempo 195 emite dados de estimativa de característica de direção do temporepresentando a característica de canal de transmissão em intervalos de trêssub-portadoras para um bloco de ajuste de fase 196 e um bloco de seleção decoeficiente de filtro ótimo 200.

Fig. 7 é uma visão esquemática mostrando aos dados deestimativa de características na direção do tempo. Os dados de estimativa decaracterísticas na direção do tempo tal como mostrados na Fig. 7 são obtidosatravés do bloco de estimativa de canal de transmissão na direção do tempo195 usando os dados de característica de canal de transmissão considerando osinal de SP estabelecido conforme mostrado na Fig. 2. Na Fig. 7, círculosvazios e cheios representam cada um representa uma sub-portadora (símbolotransmitido) do sinal de OFDM. Cada um dos círculos cheios denotam osímbolo de transmitido do qual a característica de canal de transmissão éestimado seguindo o processamento através do bloco de estimativa de canalde transmissão na direção do tempo 195.

A característica de canal de transmissão é estimada na direçãodo tempo usando os dados de característica de canal de transmissãoconsiderando o sinal de SP. Isto permite aquisição da característica de canalde transmissão de cada símbolo de OFDM em intervalos de três sub-portadoras.

O bloco de ajuste de fase 196 ajusta a fase dos dados deestimativa de características na direção do tempo fornecidos pelo bloco deestimativa de canal de transmissão na direção do tempo bloco de estimativade canal de transmissão na direção do tempo 195, em consonância com umcentro de filtro fornecido pelo bloco de seleção de coeficiente de filtro ótimo200. A fase dos dados de estimativa de características na direção do tempo éajustada girando um sinal complexo (componente I e Q) representando umvalor amostrado dos dados de estimativa de características na direção dotempo, de acordo com o número de sub-portadora correspondendo ao valoramostrado e em consonância com o centro do filtro.

O bloco de ajuste de fase 196 emite a dados de estimativa decaracterísticas na direção do tempo ajustados em fase para um bloco de filtrode interpolação de freqüência 197 e para a seção de sincronização de símbolo107(Fig.3).

O bloco de filtro de interpolação de freqüência 197 varia alargura da banda de passagem de um filtro de interpolação cm base nocoeficiente fornecido a partir do bloco de seleção de coeficiente de filtroótimo 200 para realizar um processo de interpolação de freqüência por meiodo qual a característica de canal de transmissão é interpolada na direção dafreqüência. De forma ilustrativa, o bloco de filtro de interpolação defreqüência 197 interpola dois zeros como valores amostrados recentes entre osvalores amostrados dos dados de estimativa de características na direção dotempo fornecidos pelo bloco de estimativa de canal de transmissão na direçãodo tempo 195.

Também, o bloco de filtro de interpolação de freqüência 197usa um LPF (filtro de passa baixa) para filtrar os dados de estimativa decaracterísticas na direção do tempo do qual a contagem do valor amostrado étrês vezes aquele dos dados iniciais, a fim de interpolar a característica decanal de transmissão na direção da freqüência. A largura da banda depassagem do LPF (filtro de interpolação) aplicada para filtragem é ajustadausando o coeficiente fornecido pelo bloco de seleção de coeficiente de filtroótimo 200.

Realizando filtragem usando o filtro de interpolação do qual alargura da banda de passagem é ajustada, o bloco de filtro de interpolação defreqüência 197 remove componentes repetitivos atribuíveis para interpolaçãozero de dentro dos dados de estimativa de características na direção do tempo.Isto permite aquisição da característica de canal de transmissão interpolada nadireção da freqüência.

O bloco de filtro de interpolação de freqüência 197 emite paraum bloco de divisão 199 e uma seção de divisão 117, a característica de canalde transmissão interpolada na direção da freqüência, i. e., dados deinterpolação de características na direção da freqüência representando ascaracterísticas de canal de transmissão de todas sub-portadoras.

Fig. 8 é uma visão esquemática mostrando os dados deinterpolação de características na direção da freqüência. O bloco de filtro deinterpolação de freqüência 197 usa os dados de estimativa de característicasna direção do tempo representando a característica de canal de transmissãoem intervalos de três sub-portadoras, a fim de obter a característica de canalde transmissão de cada uma das sub-portadoras compondo o símbolo deOFDM mostrado preenchido com linhas inclinadas na Fig. 8.

Um bloco de ajuste de fase 19S ajusta a fase do sinal deOFDM no domínio da freqüência fornecida através da seção de desmodulaçãode FFT 108 de acordo com o centro do filtro fornecido pelo bloco de seleçãode coeficiente de filtro ótimo 200. O sinal de OFDM ajustado em fase nodomínio da freqüência é emitido ao bloco de divisão 199.

O bloco de divisão 199 divide o sinal de OFDM no domínio dafreqüência proveniente do bloco de ajuste de fase 19S por um valor deestimativa de canal de transmissão, de modo a corrigir a distorção emamplitude e fase que o sinal de OFDM no domínio da freqüência sofreu aolongo do canal de transmissão. O sinal de OFDM no domínio da freqüênciatendo sido submetido à correção de distorção é emitido como um sinalequalizado.

A distorção que o sinal de OFDM sofreu, de forma ilustrativa,como um resultado de trajetos múltiplos ao longo do canal de transmissãoatua como uma multiplicação sobre o sinal de OFDM. Segue que a distorçãosofrida pelo sinal de OFDM ao longo do canal de transmissão é corrigidodividindo o sinal de OFDM efetivamente recebido pela característica do canalde transmissão. O sinal equalizado emitido pelo bloco de divisão 199 éfornecido para uma seção de correção de erro 110 e para a seção desincronização de símbolo 107.

O bloco de seleção de coeficiente de filtro ótimo 200 selecionaum filtro de interpolação ótimo para uso no processamento de interpolação defreqüência de acordo com o sinal de OFDM no domínio da freqüênciafornecido pela seção de desmodulação de FFT 108 e nas bases dos dados deestimativa de características na direção do tempo fornecidos pelo bloco deestimativa de canal de transmissão na direção do tempo 195.

De forma ilustrativa, o bloco de seleção de coeficiente de filtroótimo 200 tenta realizar processamento de interpolação de freqüência sob umapluralidade de condições através do uso de filtros de interpolação cada um doqual tem a largura e posição central de sua banda de passagem variada.Através do processamento, o bloco de seleção de coeficiente de filtro ótimo200 seleciona o filtro de interpolação que fornece o sinal de maior qualidade.

Também, o bloco de seleção de coeficiente de filtro ótimo 200emite o coeficiente representando a largura da banda de passagem do filtro deinterpolação selecionado para o bloco de filtro de interpolação de freqüência197 e, emite informação denotando a posição central da banda de passagemdo filtro selecionado para os blocos de ajuste de fase bloco de ajuste de fase196 e bloco de ajuste de fase 19S.

Mais ainda, o bloco de seleção de coeficiente de filtro ótimo200 estima que existe um espalhamento de retardo equivalente à largura dabanda de passagem do filtro de interpolação selecionado, e emite informaçãopara aquele para a seção de sincronização de símbolo 107. O bloco de seleçãode coeficiente de filtro ótimo 200 será discutido mais tarde em mais detalhes.

O processamento através da seção de equalização 109 envolveestimar o valor H na expressão (1) mostrada acima usando o valor Xparcialmente conhecido e dividindo o valor Y pelo valor H estimado a fim deestimar um sinal X transmitido desconhecido. Usando os mesmos símboloscomo aqueles usados anteriormente na expressão (1), a seguinte expressão (3)expressa o sinal equalizado que é emitido através da seção de equalização 109:

<formula>formula see original document page 22</formula>

Se o valor H estimado coincide precisamente com acaracterística de canal de transmissão H efetiva, então a saída da seção deequalização 109 é expressa adicionando ao sinal X transmitido que é obtidodividindo o item de ruído N pelo valor H.

A seção de correção de erro 110 efetua um processo deretirada de intercalação no sinal equalizado proveniente do bloco de divisão199 da seção de equalização 109, e também realiza tal processo como retiradade punctura, decodificação de Viterbi, remoção de sinal de espalhamento, edecodificação de RS. A seção de correção de erro 110 emite uma área dearmazenamento temporário de saída 111 dos dados decodificados obtidosefetuando o processamento variado.

O tipo de processamento efetuado através da seção de correçãode erro 110 é comutado de acordo com a informação de parâmetro detransmissão e um sinalizador de início de quadro fornecido pela seção desincronização de quadro 114 mostrado na Fig. 4. A seção de correção de erro110 torna possível adquirir somente pacotes transmitidos (i. e., pacotesefetivos).

A área de armazenamento temporário de saída 111 inserepacotes não efetivos (não transmitidos) em uma ordem pré-determinada entreos pacotes efetivos fornecidos através da seção de correção de erro 110, ospacotes sendo passado adiante aos circuitos de fluxo de descida. As posiçõesnas quais os pacotes não efetivos foram inseridas são determinadas pelainformação de parâmetro de transmissão fornecido através da seção desincronização de quadro 114.

A seção de sincronização de portadora / amostragem 112mostrada na Fig. 3 detecta erro de amostragem e erro de portadora naquantidade de rotação de fase na direção do tempo, usando os sinais de SP eTMCC / AC incluídos no sinal de OFDM no domínio da freqüência fornecidoatravés da seção de desmodulação de FFT 108.

Também, a seção de sincronização de portadora / amostragem112 filtra o erro de amostragem e erro de portadora detectados a fim de gerarum sinal de correção de compensação de amostragem e um sinal de correçãode compensação de portadora para propósitos de correção. A seção desincronização de portadora / amostragem 112 emite os sinais de correçãogerados para a seção de equalização 106.

A seção de estimativa de número de símbolo 113 mostrada naFig. 4 estima o número de símbolo dos dados correntemente recebidos nasbases do sinal de OFDM no domínio da freqüência fornecido pela seção dedesmodulação de FFT 108.

Conforme mencionado acima, o número de símbolo estimadopela seção de estimativa de número de símbolo 113 é usado para extrair sinaisde SP a partir do tempo que a desmodulação é iniciada até sincronização dequadro (de um quadro de transmissão de OFDM) ser completada.

Porque um quadro de transmissão de OFDM é composto de204 símbolos de OFDM, vai tomar tempo para emitir dados decodificados seo processo de equalização não pode ser iniciado até sincronização de quadroser completada. É por esta razão que números de símbolos são estimadosatravés da seção de estimativa de número de símbolo 113 e que o processo deequalização é iniciado usando os números de símbolo estimados.

Como os números de símbolos são estimados será agoraexplicado em mais detalhes. A seção de estimativa de número de símbolo 113primeiro recebe dados de sub-portadora de um dado símbolo e mais tardeentão recebe dados de sub-portadora de quatro símbolos.

Considerando cada um dos dados de símbolo inicialmenterecebidos e, de forma subseqüente, os dados de símbolo recebidos, a seção deestimativa de número de símbolo 113 adquire um primeiro valor decorrelação entre os dados transmitidos pelas sub-portadoras tendo os númerosde sub-portadora 0, 12, 24, etc.

Da mesma forma, com relação a cada um dos dados desímbolo inicialmente recebidos e os, de forma subseqüente, dados de símbolorecebidos, a seção de estimativa de número de símbolo 113 adquire umsegundo valor de correlação entre os dados transmitidos pelas sub-portadorastendo os números de sub-portadora 3, 15, 27, etc.

Também, com relação a cada um dos dados de símboloinicialmente recebidos e os, de forma subseqüente, dados de símbolorecebidos, a seção de estimativa de número de símbolo 113 adquire umterceiro valor de correlação entre os dados transmitidos pelas sub-portadorastendo os números de sub-portadora 6, 1S, 30, etc.

Considerando cada um dos dados de símbolo inicialmenterecebidos e os, de forma subseqüente, dados de símbolo recebidos, a seção deestimativa de número de símbolo 113 adquire um quarto valor de correlaçãoentre os dados transmitidos pelas sub-portadoras tendo os números de sub-portadora 9, 21, 33, etc.

A seção de estimativa de número de símbolo 113 compara oprimeiro até o quarto valores de correlação. Se o primeiro valor de correlaçãoé encontrado ser maior que um resultado da comparação, então a seção deestimativa de número de símbolo 113 estima que os dados de símboloinicialmente recebidos tenham o número de símbolo 0 e que os, de formasubseqüente, dados de símbolo recebidos têm o número de símbolo 4.Se o segundo valor de correlação é encontrado ser maior, entãoa seção de estimativa de número de símbolo 113 estima que os dados desímbolo inicialmente recebidos tenham o número de símbolo 1 e que os, deforma subseqüente, dados de símbolo recebidos têm o número de símbolo 5.

Se o terceiro valor de correlação é encontrado ser maior, entãoa seção de estimativa de número de símbolo 113 estima que os dados desímbolo inicialmente recebidos têm o número de símbolo 2 e que os, de formasubseqüente, dados de símbolo recebidos têm o número de símbolo 6.

Se o quarto valor de correlação é encontrado ser maior, então aseção de estimativa de número de símbolo 113 estima que os dados desímbolo inicialmente recebidos têm o número de símbolo 3 e que os, de formasubseqüente, dados de símbolo recebidos têm o número de símbolo 7.

Isto é, como explicado acima em referência à Fig. 2, osnúmeros de símbolo são estimados considerando a vantagem do fato que ossinais de SP são espalhados em intervalos de quatro símbolos de OFDM nadireção do tempo e em intervalos de 12 sub-portadoras na direção dafreqüência.

A seção de estimativa de número de símbolo 113 emite para aseção de equalização 109, o número de símbolo estimado tendo uma precisãode módulo quatro (i. e., precisão conhecida pelo resto da divisão por 4).Quando o número de símbolo é estimado, a seção de estimativa de número desímbolo 113 emite para a seção de sincronização de símbolo 107 umsinalizador de término de estimativa indicando o término da estimativa denúmero de símbolo.

A seção de sincronização de quadro 114 extrai um sinal deTMMC a partir do sinal de OFDM no domínio da freqüência fornecidoatravés da seção de desmodulação de FFT 108 e detecta um byte desincronização para gerar o número de símbolo. A seção de sincronização dequadro 114 emite o número de símbolo gerado para a seção de equalização109.

Também, quando achando que o número de símbolo geradoatingiu 204 quando da detecção de um byte de sincronização, a seção desincronização de quadro 114 determina que sincronização de quadro écompletada. Neste ponto, a seção de sincronização de quadro 114 emite umsinalizador de sincronização de quadro indicando o término de sincronizaçãode quadro para a seção de sincronização de símbolo 107 e para a seção deequalização 109.

Ainda mais, a seção de sincronização de quadro 114decodifica e emite a informação de parâmetro de transmissão anexada emunidades de um quadro de transmissão de OFDM, e emite um sinalizador deinício de quadro indicando a posição de início do quadro de transmissão deOFDM. A informação de parâmetro de transmissão inclui a taxa detransmissão em efeito e outra informação. A informação de parâmetro detransmissão e o sinalizador de início de quadro emitido através da seção desincronização de quadro 114 são alimentados para a seção de correção de erro110 e para a área de armazenamento temporário de saída 111.

A seção de controle de FFT 115 efetua FFT e equalização emum intervalo diferente do intervalo alvo para a FFT através da seção dedesmodulação de FFT 108. De forma ilustrativa, ao realizar FFT eequalização, a seção de controle de FFT 111 adiciona o resultado da FFTfornecido pela seção de desmodulação de FFT 108 para o resultado de DFT.A soma da adição efetuada pela seção de controle de FFT 115 constitui o sinalde OFDM no domínio da freqüência que é fornecido para uma seção de ajustede fase 116 mostrada na Fig. 5. A seção de controle de FFT 115 também vaiser discutida mais tarde em mais detalhes.

A seção de ajuste de fase 116 ajusta a fase do sinal de OFDMno domínio da freqüência proveniente da seção de controle de FFT 115, deacordo com o centro do filtro fornecido pelo bloco de seleção de coeficientede filtro ótimo 200. O sinal de OFDM no domínio da freqüência ajustada emfase é emitida para a seção de divisão 117.

A seção de divisão 117 divide o sinal de OFDM no domínio dafreqüência ajustado em fase a partir da seção de ajuste de fase 116 pelo valorde estimativa de canal de transmissão fornecido pelo bloco de filtro deinterpolação de freqüência 197, por meio disso, corrigindo a distorção emamplitude e fase que o sinal de OFDM no domínio da freqüência sofreu aolongo do canal de transmissão. A seção de divisão 117 emite para a seção desincronização de símbolo seção de sincronização de símbolo 107, o sinalequalizado constituído pelo sinal de OFDM no domínio da freqüência tendosido submetido à correção de distorção.

[Estrutura e operação da seção de sincronização de símbolo 107]

A seção de sincronização de símbolo 107 mostrado na Fig. 3será agora explicada. A seção de sincronização de símbolo 107 é composta deum controlador de sincronização de símbolo 131; um primeiro, um segundo eum terceiro de bloco de determinação de posição de símbolo 132, 133 e 134;um comutador 135, um bloco de geração de sinalizador de sincronização desímbolo 136, e um bloco de geração de sinalizador de controle de DFT 137.

De forma ilustrativa, quando a potência do aparelho derecepção de OFDM 100 é ligada, ou quando canais são comutados, uma seçãode controle de mais alto nível entra um sinal de início de desmodulaçãodesignando o início de desmodulação para o controlador de sincronização desímbolo 131.

O controlador de sincronização de símbolo 131 por sua vezemite um sinal de comutação para o comutador 135. O sinal força ocomutador 135 a selecionar uma das posições de símbolo determinada peloprimeiro, pelo segundo e pelo terceiro blocos de determinação de posição desímbolo 132, 133 e 134.

De forma ilustrativa, quando da entrada do sinal de início dedesmodulação, o controlador de sincronização de símbolo 131 primeiroconecta o comutador 135 a um terminal "a" de modo a selecionar a posição desímbolo determinada pelo primeiro bloco de determinação de posição dosímbolo 132.

O bloco de geração de sinalizador de sincronização de símbolo136 emite para a seção de desmodulação de FFT 108, um sinalizador desincronização de símbolo denotando a posição de símbolo determinado peloprimeiro bloco de determinação de posição de símbolo 132. A seção dedesmodulação de FFT 108 configura um intervalo de FFT com referência àposição de símbolo determinada.

A maneira que a posição de símbolo é determinada peloprimeiro bloco de determinação de posição de símbolo 132 é baseada no sinalde OFDM no domínio do tempo anterior à FFT.

De modo a executar FFT, a seção de desmodulação de FFT108 necessita de um sinalizador de sincronização de símbolo em referência aoqual o intervalo de FFT é para ser configurada. É somente após o sinalizadorde sincronização de símbolo representando a posição de símbolo determinadapelo primeiro bloco de determinação de posição de símbolo 132 ser fornecidoque a seção de desmodulação de FFT 108 é possibilitada para efetuar FFT.

Estando habilitado a realizar meios de FFT se tornando capazde estimar um número de símbolo com base no sinal de OFDM no domínio dafreqüência. Isto também significa que sinais de SP podem ser extraídos dosinal de OFDM no domínio da freqüência com base no número de símboloestimado, e por meio disso a característica de canal de transmissão pode serestimada.

Conforme discutido acima, quando o número de símbolo foiestimado, a seção de estimativa de número de símbolo 113 fornece umsinalizador de término de estimativa para o controlador de sincronização desímbolo 131. Quando adquirindo dados de estimativa de características nadireção do tempo como representativo da característica de canal detransmissão em intervalos de três sub-portadoras, o bloco de estimativa decanal de transmissão na direção do tempo 195 fornece os dados de estimativade características na direção do tempo adquiridos para o segundo bloco dedeterminação de posição de símbolo 133.

Quando da recepção de um sinalizador de término deestimativa indicando que o número de símbolo foi estimado a partir da seçãode estimativa de número de símbolo 113, o controlador de sincronização desímbolo 131 prossegue para conectar o comutador 135 a um terminal "b" afim de selecionar a posição de símbolo determinada pelo segundo bloco dedeterminação de posição de símbolo 133.

O bloco de geração de sinalizador de sincronização de símbolo136 emite para a seção de desmodulação de FFT 108, um sinalizador desincronização de símbolo indicando a posição de símbolo determinada pelosegundo bloco de determinação de posição de símbolo 133. A seção dedesmodulação de FFT 108 configura um intervalo de FFT com referência àposição de símbolo determinada.

A maneira que a posição de símbolo é determinada pelosegundo bloco de determinação de posição de símbolo 133 é baseada nosdados de estimativa de características na direção do tempo adquiridos a partirdo sinal de OFDM no domínio da freqüência tendo sido submetido à FFT. Esomente após os dados de estimativa de características na direção do temposerem fornecidos que a posição de símbolo pode ser determinada nestamaneira.

Que os dados de estimativa de características na direção dotempo podem ser obtidos significa ser possível interpolar os dados deestimativa de características na direção do tempo na direção da freqüência ecorrigir a distorção incluída no sinal de OFDM no domínio da freqüência pelouso da característica de canal de transmissão de todas sub-portadoras..Após correção da distorção ao longo do canal de transmissão,o bloco de divisão 199 e a seção de divisão 117 mostrado na Fig. 5 forneceum sinal equalizado para o terceiro bloco de determinação de posição desímbolo 134. Quando fornecido com um sinalizador de sincronização dequadro através da seção de sincronização de quadro 114 quando do términoda sincronização do quadro, o controlador de símbolo sincronização 131prossegue para conectar o comutador 135 a um terminal "e" a fim deselecionar a posição de símbolo determinada pelo terceiro bloco dedeterminação de posição de símbolo 134.

O bloco de geração de sinalizador de sincronização de símbolo136 emite para a seção de desmodulação de FFT 108, um sinalizador desincronização de símbolo indicando a posição de símbolo determinada peloterceiro bloco de determinação de posição de símbolo 134. A seção dedesmodulação de FFT 108 configura um intervalo de FFT com referência àposição de símbolo determinada.

A maneira que a posição de símbolo é determinada peloterceiro bloco de determinação de posição de símbolo 134 é baseada no sinalequalizado adquirido corrigindo a distorção ao longo do canal de transmissão.É somente após o sinal equalizado ser fornecido que a posição de símbolopode ser determinada nesta maneira.

O controlador de sincronização de símbolo 131 conecta ocomutador 135 a um terminal "e" a fim de selecionar a posição de símbolodeterminada pelo terceiro bloco de determinação de posição de símbolo 134.Este estado é mantido até um outro sinal de início de desmodulação serentrado.

A descrição anterior mostrou que uma das três posições desímbolo é de forma adequada selecionada e emitida: a posição de símbolodeterminada através do primeiro bloco de determinação de posição desímbolo 132, a posição de símbolo determinada através do segundo bloco dedeterminação de posição de símbolo 133, e a posição de símbolo determinadaatravés do terceiro bloco de determinação de posição de símbolo 134.

Na descrição que segue, a maneira que o primeiro bloco dedeterminação de posição de símbolo 132 determina a posição de símbolo seráchamada o primeiro método de determinação, a maneira que o segundo blocode determinação de posição de símbolo 133 determina a posição de símboloserá chamada o segundo método de determinação, e a maneira que o terceirobloco de determinação de posição de símbolo 134 determina a posição desímbolo será chamada o terceiro método de determinação.

O segundo método de determinação envolve determinar aposição na qual a interferência entre símbolos é mínima como a posição desímbolo, como será explicado mais tarde. Segue que o segundo método dedeterminação fornece melhor desempenho de recepção do que o primeirométodo de determinação e por meio disso a posição de símbolo é determinadacom base no sinal de OFDM no domínio do tempo.

O terceiro método de determinação envolve determinar aposição na qual a qualidade do sinal equalizado efetivo é otimizado como aposição de símbolo, como será discutido mais tarde. Segue que o terceirométodo de determinação fornece melhor desempenho de recepção do que osegundo método de determinação e por meio disso a posição de símbolo édeterminada com base nos dados de estimativa de características na direçãodo tempo

Sob controle do controlador de sincronização de símbolo 131,o desempenho de recepção se torna basicamente melhor quanto mais o tempopassa a partir do inicio da desmodulação. O primeiro até o terceiro métodosde determinação serão discutidos mais tarde em mais detalhes.

O bloco de geração de sinalizador de sincronização de símbolo136 emite para a seção de desmodulação de FFT 108, um sinalizador desincronização de símbolo denotando a posição de símbolo fornecida por meiodo comutador 135.

Baseado na posição de símbolo fornecida pelo terceiro blocode determinação de posição de símbolo 134, o bloco de geração de sinalizadorde controle de DFT 137 gera um sinalizador de DFT designando a posição deinício do intervalo alvo para processamento através da seção de controle deFFT 115. O sinalizador de DFT assim gerado é emitido para a seção decontrole de FFT 115.

Descrito abaixo em referência ao fluxograma da Fig. 9 está oprocesso de comutação realizado através do controlador de sincronização desímbolo 131. Este processo é iniciado quando o sinal de início dedesmodulação é entrado.

No passo SI, o controlador de sincronização de símbolo 131conecta o comutador 135 para o terminal "a" a fim de selecionar a posição desímbolo determinada pelo primeiro bloco de determinação de posição desímbolo 132. A sincronização de símbolo sinalizador indicando a posição desímbolo determinada pelo primeiro bloco de determinação de posição desímbolo 132 é emitido para a seção de desmodulação de FFT 108. Uma seçãode FFT é então configurada com referência à posição de início assimdeterminada.

No passo S2, o controlador de sincronização de símbolo 131determina se um sinalizador de término de estimativa é fornecido pela seçãode estimativa de número de símbolo 113. Se no passo S2 nenhum sinalizadorde término de estimativa é encontrado ser recebido, então o controlador desincronização de símbolo 131 retorna ao passo S1 e seleciona continuamentea posição de símbolo determinada pelo primeiro bloco de determinação deposição de símbolo 132.

Se no passo S2 um sinalizador de término de estimativa éencontrado ser recebido, então passo S3 é atingido. No passo S3, ocontrolador de sincronização de símbolo 131 conecta o controlador 135 aoterminal "b" a fim de selecionar a posição de símbolo determinada pelosegundo bloco de determinação de posição de símbolo 133. A sincronizaçãode símbolo sinalizador indicando a posição de símbolo determinada pelosegundo bloco de determinação de posição de símbolo 133 é emitido para aseção de desmodulação de FFT 108. Uma seção de FFT é então configuradocom referência a uma posição de início assim determinada.

No passo S4, o controlador de sincronização de símbolo 131determina se um sinalizador de sincronização de quadro é fornecida atravésda seção de sincronização de quadro 114. Se no passo S4 nenhum sinalizadorde sincronização de quadro é encontrado ser recebido, então o controlador desincronização de símbolo 131 retorna ao passo S3 e seleciona continuamentea posição de símbolo determinada pelo segundo bloco de determinação deposição de símbolo 133.

Se no passo S4 um sinalizador de sincronização de quadro éencontrado ser recebido, então passo S5 é atingido. No passo S5, ocontrolador de sincronização de símbolo 131 conecta o controlador 135 para oterminal "c" a fim de selecionar a posição de símbolo determinada peloterceiro bloco de determinação de posição de símbolo 134.A sincronização desímbolo sinalizador indicando a posição de símbolo determinado pelo terceirobloco de determinação de posição de símbolo 134 é emitido para a seção dedesmodulação de FFT 108. Uma seção de FFT é então configurada comreferência à posição de início assim determinada.

O processo descrito acima é realizado cada vez que um sinalde início de desmodulação é entrado.

O momento em que operar o controlador 135 para emitir aposição de símbolo determinada pelo terceiro bloco de determinação deposição de símbolo 134 não é limitado quando o quando o sinalizador desincronização de quadro é fornecido quando do término da sincronização dequadro. Alternativamente, o período de tempo tendo passado já que o inícioda desmodulação pode ser contado por um contador de tempo, e o controlador135 pode então ser operado quando da passagem de um período de temporelativamente longo (desde o início da desmodulação) equivalente ao tempoque leva para completar a sincronização de quadro.

[Primeiro de determinação]

Explicado abaixo está o primeiro método de determinaçãoatravés do qual o primeiro bloco de determinação de posição de símbolo 132determina a posição de símbolo. Conforme mostrado na Fig. 3, o primeirobloco de determinação de posição de símbolo 132 é composto de uma porçãode correlação de intervalo de proteção 141 e uma porção de detecção deposição máxima 142.

Fig. 10 é um diagrama de bloco mostrando uma estruturatípica da porção de correlação de intervalo de proteção 141. O sinal de OFDMno domínio do tempo fornecido pela seção de correção de compensação 106 éentrado para uma porção de retardo de comprimento de símbolo efetivo 141-1e uma porção de multiplicação 141-2. A porção de retardo de comprimento desímbolo efetivo 141-1 atrasa o sinal de OFDM no domínio do tempo atravésde um comprimento de símbolo efetivo e emite um sinal de OFDM nodomínio do tempo em retardo para a porção de multiplicação 141-2.

Fig. 11 é uma visão esquemática mostrando sinais típicostratados pelas seções indicadas na Fig. 10. Onde o sinal de OFDM no domíniodo tempo é entrado para a porção de correlação de intervalo de proteção 141como um sinal recebido (a) mostrado no topo da Fig. 11, a porção de retardode comprimento de símbolo efetivo 141-1 emite um outro sinal recebido (b)mostrado segundo do topo. A direção horizontal na Fig. 11 representa adireção do tempo.

A porção de multiplicação 141-2 multiplica o sinal de OFDMno domínio do tempo proveniente da seção de correção de compensação 106por um sinal de OFDM no domínio do tempo que é atrasado através da porçãode retardo de comprimento de símbolo efetivo 141-1 e que é entrado aomesmo tempo.

Com ruído e interferência de trajeto múltiplo não levados emconsideração, um sinal de GI (intervalo de proteção), um dos sinais desímbolo 1, é idêntico ao sinal do intervalo do que ao sinal de GI foi copiado.O sinal do intervalo do qual o sinal de GI foi copiado no sinal de OFDM nodomínio do tempo de entrada tem o mesmo sincronismo que o sinal de GI nosinal de OFDM no domínio do tempo atrasado. A média dos resultados dasmultiplicações desses sinais de intervalo ascende a um valor não zero pre-determinado.

As saídas das multiplicações (c) mostrado, terceiro a partir dotopo na Fig. 11 representa a saída da porção de multiplicação 141-2. Osresultados das multiplicações emitidos pela porção de multiplicação 141-2 sãofornecidos a uma porção de movimento médio de comprimento de proteção141-3.

A porção de movimento médio de comprimento de proteção141-3 obtém um movimento médio, ao longo do mesmo comprimento que ocomprimento do GI, das saídas que provém da porção de multiplicação 141-2e que são mostradas em terceiro a partir do topo na Fig. 11. A média demovimento assim obtida é emitida para a porção de detecção de posiçãomáxima 142 na Fig. 3. A saída da porção de movimento médio decomprimento de proteção 141-3 constitui a seqüência da qual o valor máximoocorre nas fronteiras do símbolos conforme mostrado em quarto a partir dotopo na Fig. 11.

A porção de detecção de posição máxima 142 detecta posiçõesnas quais ocorrem o máximo valor da seqüência representativa da média demovimento fornecida pela porção de retardo de comprimento de símboloefetivo 141-1. Conforme mostrado no fundo da Fig. 11, a porção de detecçãode posição máxima 142 então determina a posição subseqüente para a posiçãode valor máximo através do comprimento do GI. A porção de detecção deposição máxima prossegue para emitir a posição do símbolo assimdeterminada para o controlador 135.

Conforme descrito acima, o primeiro bloco de determinação deposição de símbolo 132 determines a posição do símbolo tomando vantagemdo fato que um dado sinal de GI é idêntico ao sinal do intervalo do qual osinal de GI em questão foi copiado.

Explicado abaixo estão as razões por que o primeiro métodode determinação necessita ser substituído pelo segundo e pelo terceiro métodode determinações em uma maneira cronológica de forma adequada.

De acordo com o primeiro método de determinação, o trajetocom a potência mais alta pode ser considerado como o trajeto principal, e aposição do símbolo do principal trajeto pode então ser eliminada. Contudo,em um ambiente de trajeto múltiplo no qual um eco prossegue o trajetoprincipal entrante, a posição do eco precedente necessita ser detectada demodo a encontrar a posição de símbolo sem ISI (interferência entre símbolos).

O ambiente de trajeto múltiplo no qual o eco precedente existeé explicado abaixo em referência à Fig. 12. De forma ilustrativa, suponha quehá um ambiente de trajeto múltiplo mostrado como um sinal recebido (a) notopo da Fig. 12. Neste exemplo, o tempo de chegada do eco precedenteprossegue o tempo de chegada do trajeto principal de aproximadamente omesmo período de tempo que aquele de um GI.

Naquele ambiente, o sinal recebido (a) é multiplicado por umsinal atrasado recebido (b) e, em uma seqüência de médias de movimento, aposição subseqüente à posição de valor máximo pelo comprimento de GTcomprimento é considerada como a posição do símbolo. Neste caso, conformemostrado ao pé da Fig. 12, o intervalo de FFT inclui o sinal do próximosímbolo para o símbolo alvo e pode desenvolver uma ISI.

Conforme descrito, no ambiente de trajeto múltiplo onde o ecoprecedente existe e onde espalhamento de retardo é maior do que ocomprimento do GI, uma ISI será causada se o primeiro método dedeterminação é aplicado. É então requerido detectar a posição onde a ISI émínima, mas o primeiro método de determinação tem dificuldade deencontrar aquele requisito.

[Segundo método de determinação]

Explicado abaixo está o segundo método de determinaçãoatravés do qual o segundo bloco de determinação de posição de símbolo 133determina a posição do posição. Conforme mostrado na Fig. 3, o segundobloco de determinação de posição de símbolo 133 é composto de uma porçãode IFFT 151, uma porção de estimativa de ISI 152, e uma porção de pesquisade posição mínima 153.

A porção de IFFT 151 estima um perfil de retardo efetuandoIFFT nos dados de estimativa de características na direção do tempo que sãofornecidos através do bloco de ajuste de fase 196 mostrado na Fig. 5 e querepresenta a característica de canal de transmissão em intervalos de três sub-portadoras. O perfil de retardo assim sendo estimado é emitido para a porçãode estimativa de ISI 152.

Neste exemplo, os dados de estimativa de características nadireção do tempo tendo sido submetidos ao ajuste de fase são entrados eprocessados. Este processo, contudo, é equivalente ao processo envolvendo osdados antes do ajuste de fase.

A porção de estimativa de ISI 152 ISI estima a quantidade deISI filtrando o perfil de retardo estimado pela porção de IFFT 151, e emite aquantidade de ISI estimada para a porção de pesquisa de posição mínima 153.

A forma do filtro usado para filtragem é determinada usando a informaçãosobre espalhamento de retardo fornecida pelo bloco de seleção de coeficientede filtro ótimo 200 mostrado na Fig. 5.

A porção de pesquisa de posição mínima 153 detecta como aposição de símbolo, a posição na qual a quantidade de ISI obtida através defiltragem é mínimo, e emite a posição de símbolo assim detectada.

Com a quantidade de ISI é estimada pela porção de estimativade ISI 152 será agora descrita. Fig. 13 é uma visão esquemática explicativa decomo a quantidade de ISI é tipicamente estimada.

É aqui assumido que há três trajetos pl, p2 e p3 conformemostrado na Fig. 13. A direção horizontal na Fig. 13 denota a direção dotempo. Na parte superior da Fig. 13, a largura de cada uma das bandasrepresentando os trajetos, representa a potência do trajeto em questão.

Mostrado na parte inferior da Fig. 13 está um perfil de retardoestimado pela porção de IFFT 151. As porções ppl até pp3 são mostradaspara denotar os níveis de potência dos trajetos pl até p3. A potência de cadaum dos trajetos é também determinada através do perfil de retardo.

Onde um dado intervalo é configurado como o intervalo deFFT, a quantidade de ISI é obtida multiplicando o comprimento, na direçãodo tempo, do intervalo onde uma ISI está ocorrendo, pela potência do trajetono qual a ISI está ocorrendo, e adicionando os resultados das multiplicaçõesem todos os trajetos.

Por exemplo, se um intervalo de FFT tal como aquelemostrado na Fig. 13 é configurado, então uma ISI ocorre entre o trajeto p2 e otrajeto p3. A quantidade da ISI é expressa por dt2 x pp2 + dt3 x pp3, onde dt2denota o comprimento, na direção do tempo, do intervalo do trajeto p2 noqual a ISI está ocorrendo, e dt3 representa o comprimento, na direção dotempo, do intervalo do trajeto p3 onde a ISI está ocorrendo. A porção deestimativa de ISI 152 realiza o processo de filtragem para obter o mesmoresultado que aquele dos cálculos acima.

Fig. 14 é uma visão esquemática mostrando um típico filtro deestimativa de ISI usado para estimar a quantidade de ISI. Na Fig. 14, o eixovertical representa coeficientes de filtro (ganho) e o eixo horizontal denota osgraus de índice de derivação.

O filtro de estimativa de ISI fl na Fig. 14 é moldado em taluma maneira que o ganho é zero durante um intervalo de índices de derivaçãodo qual o comprimento corresponde àquele de um GI. Também é possívelfazer o comprimento do intervalo onde o ganho é zero correspondente aocomprimento do espalhamento de retardo fornecido pelo bloco de seleção decoeficiente de filtro ótimo 200.

Ainda mais, o filtro de estimativa de ISI Fl é moldado em taluma maneira que o ganho aumenta em um intervalo subseqüente a umaposição fl na extremidade posterior do intervalo de ganho zero e emproporção à distância a partir daquela posição fl, e que o ganho tambémaumenta em um intervalo antes do que a posição £2 na extremidade frontal dointervalo de ganho zero e em proporção à distância daquela posição f2. Ogradiente da linha reta definindo o ganho do intervalo subseqüente à posiçãofl pode ser de forma discreta, e assim pode ser o gradiente da linha retadefinindo o ganho do intervalo anterior à posição f2.

Fig. 15 é uma visão esquemática mostrando o perfil de retardoda Fig. 13 e o filtro de estimativa de ISI fl da Fig. 14 se sobrepondo cada umcom o outro. Conforme mostrado na Fig. 15, quando um dado intervalo éconfigurado como um candidato de intervalo de FFT, o filtro de estimativa deISI f 1 é estabelecido em tal uma maneira que a posição de início do intervalode FFT em questão coincide com a posição de extremidade frontal f2 de umintervalo de ganho zero.

Naquele caso, o trajeto pl está dentro do intervalo de ganhozero, tal que a potência ppl do trajeto pl é multiplicado por zero. O trajeto p2 éposicionado subseqüente à posição da extremidade posterior fl do intervalode ganho zero, tal que a potência pp2 do trajeto p2 é multiplicada por um pre-determinado ganho DT2. O trajeto p3 é também posicionado subseqüente àposição fl, tal que a potência pp3 do trajeto p3 é multiplicado por um ganhoDT3 que é maior do que o ganho DT2.

A porção de estimativa de ISI porção de estimativa de ISI 152adiciona o resultado das multiplicações para obter uma quantidade de ISIestimada. As operações realizadas pela porção de estimativa de ISI porção deestimativa de ISI 152, conforme o processo de filtragem, são definidas pelaseguinte expressão (4):

quantidade de ISI — £ (potência de trajeto x coeficiente de filtro) • • * ( 4 )

onde, NN denota o tamanho da amostra de todos os dadossubseqüentes à IFFT (i. e., número de pontos de IFFT).

A porção de estimativa de ISI 152 efetua o processo defiltragem acima uma pluralidade de vezes deslocando a posição do candidatode intervalo de FFT de uma largura pré-determinada (i. e., deslocando aposição do filtro de estimativa de ISI fl de uma largura pré-determinada).

Figs. 16A, 16B e 16C são visões esquemáticas mostrandoresultados típicos do processo de filtragem. Os resultados nas Figs. 16A até16C são obtidos quando o processo de filtragem é efetuado deslocando aposição (tempo) do candidato à intervalo de FFT da esquerda para a direita, e.g., do tempo tl ao tempo tN.

Quando o candidato à intervalo de FFT é configurado em taluma maneira que torna o tempo ti sua posição inicial, o trajeto pl éencontrado em um intervalo de ganho zero, conforme mostrado na partesuperior da Fig. 16A. A potência ppl do trajeto pl é então multiplicado porzero.

O trajeto p2 é posicionado subseqüente à posição daextremidade posterior f 1 do intervalo de ganho zero, tal que a potência pp2 dotrajeto p2 é multiplicada por um ganho DT2a. O trajeto p3 é tambémposicionado subseqüente à posição fl, tal que a potência pp3 do trajeto p3 émultiplicada por um ganho DT3a que é maior do que o ganho DT2a.O gráfico na parte inferior da Fig. 16A mostra uma quantidadede ISI estimada como a soma dos resultados das multiplicações acima. NaFig. 16A, o eixo horizontal denota posições de início do candidato à intervalode FFT, e o eixo vertical representa quantidades de ISI estimadas. Noexemplo da Fig. 16A, a quantidade de ISI estimada é obtida como um valor Dl.

Da mesma forma, quando o candidato à intervalo de FFT éconfigurado em tal uma maneira como para tornar o tempo tk sua posição deinício, os trajetos pl e p2 são encontrados no intervalo de ganho zero,conforme mostrado na parte superior da Fig. 16B. A potência ppl do trajeto ple a potência pp2 do trajeto p2 são então multiplicados por zero.

O trajeto p3 é posicionado subseqüente à posição daextremidade posterior f 1 do intervalo de ganho zero, tal que a potência pp3 dotrajeto p3 é multiplicada por um ganho DT3b. No exemplo da Fig. 16B, aquantidade de ISI estimada é obtida como um valor Dk, como mostrado pelográfico na parte inferior da figura.

Quando o candidato à intervalo de FFT é configurado em taluma maneira que torna o tempo tN sua posição de início, o trajeto pl éposicionado antes do que a posição de extremidade frontal f2 do intervalo deganho zero, conforme mostrado na parte superior da Fig. 16C. A potência ppldo trajeto pl é então multiplicado por um ganho DTlc.

Também, o trajeto p2 é posicionado antes do que a posição daextremidade frontal f2 do intervalo de ganho zero. A potência pp2 do trajetop2 é então multiplicada por um ganho DT2c que é menor do que o ganho DTlc.

O trajeto p3 é posicionado no intervalo de ganho zero, tal quea potência pp3 da potência p3 é multiplicada por zero. No exemplo da Fig.16C, a quantidade de ISI estimada é obtida como um valor DN, conformemostrado no gráfico na parte inferior da figura.A porção de estimativa de ISI 152 prove a porção de pesquisade posição mínima 153 com informação indicando a relação entre asquantidades estimadas de ISI por um lado e as posições de início decandidatos à intervalo de FFT por outro lado, as quantidades e as posiçõessendo obtidas através do processo de filtragem no qual as posições pre-determinadas são todas usadas como as posições de início dos candidatos àintervalo de FFT.

Como a posição de símbolo é detectada pela porção depesquisa de posição mínima 153 será agora explicada. Figs. 17A, 17B e 17Csão visões esquemáticas explicativas de como as posições de símbolo sãodetectadas. Fig. 17A mostra um perfil de retardo, e Fig. 17B, de modográfico, indica a relação entre quantidades de ISI estimadas e as posições deinício de candidatos à intervalo de FFT.

Quando a relação entre quantidades de ISI estimadas e asposições de início de candidatos à intervalo de FFT é obtida conformemostrado na Fig. 17B, a porção de pesquisa de posição mínima 153 detecta aposição indicada por um triângulo sólido preenchido apontando para cimacom a posição na qual a quantidade de ISI estimada é mínima. A posiçãoonde a quantidade de ISI estimada é mínima, é determinada como a posiçãode início do intervalo de FFT, i. e., como a posição do símbolo.

Fig. 17C mostra um caso no qual um intervalo de FFT éconfigurado com a posição de símbolo da Fig. 17B considerada como aposição de início do intervalo conforme mostrado na Fig. 17C, ISI estáocorrendo somente sobre o trajeto p3. Porque a potência do trajeto p3 é maisbaixa do que aquela de qualquer outro trajeto, a ISI quantidade de ISIacontece ser menor do que se o intervalo de FFT é posicionado conformemostrado na Fig. 13.

De acordo com o segundo método de determinação, comodescrito acima, a posição na qual a quantidade de ISI é mínima é determinadacomo a posição do símbolo.

Descrito abaixo estão as razões porque o terceiro método dedeterminação é usado no lugar do segundo método de determinação. Deforma ilustrativa, pode haver casos onde existe um grande número de trajetosdos quais a potência é muito baixa para detectar usando IFFT. InEm tal casos,a posição de símbolo determinada pelo segundo método de determinaçãopode não ser de fato uma posição ótima. A ISI ocorrendo em conjunto com ostrajetos cuja potência é muito baixa para detectar usando IFFT não é levadaem consideração pelo segundo método de determinação.

Isto é onde o terceiro método de determinação acontece. Oterceiro método de determinação é um método por meio do qual uma posiçãoótima é determinada como a posição do símbolo mesmo se existemnumerosos trajetos dos quais a potência é muito baixa para detectar usandoIFFT.

[Terceiro método de determinação]

Explicado abaixo está o terceiro método de determinação peloqual o terceiro bloco de determinação de posição de símbolo 134 determina aposição do símbolo. Nas bases da posição de símbolo determinada peloterceiro bloco de determinação de posição de símbolo 134, o intervalo alvopara processamento pela seção de controle de FFT 115 é estabelecido, econseqüentemente um sinal equalizado é obtido. O sinal equalizado éalimentado de volta para o terceiro bloco de determinação de posição desímbolo 134 que então determina a posição do símbolo.

Antes da discussão ser iniciada no terceiro bloco dedeterminação de posição de símbolo 134, uma explicação será feita de umaseção de controle de FFT 115. A seção de controle de FFT 115 processa umintervalo alvo deslocado por S amostras (tempo) relativo ao intervalo alvopara a FFT, através da seção de desmodulação de FFT 108. Um sinalizador deDFT emitido pelo bloco de geração de sinalizador de controle de DFT 137representa a posição de início do intervalo alvo.

Realizando DFT, a seção de controle de FFT 115 obtéminformação indicativa da diferença do resultado de FFT efetuada pela seçãode desmodulação de FFT 108. Adicionando a informação de diferença para asaída da seção de desmodulação de FFT 108, permite geração de um sinal deOFDM no domínio da freqüência que será adquirido se a FFT é efetuada nointervalo deslocado de S amostras.

Isto é, com a seção alvo deslocada de S amostras, a seção decontrole de FFT 115 efetua um processo equivalente àquele que é realizadopela seção de seção de desmodulação de FFT 108.

O intervalo alvo para processamento pela seção dedesmodulação de FFT 108 pode ser referido como o intervalo dedesmodulação da FFT e o intervalo alvo para processamento pela seção decontrole de FFT 115 pode ser chamado de a seção de controle de FFT ondeapropriado na descrição a seguir. Considerando que a operação efetuada pelaseção de controle de FFT 115 é DFT, a saída da seção de controle de FFT 115é equivalente àquela da seção de desmodulação de FFT 108, tal que ointervalo alvo para processamento através da seção de controle de FFT 115 échamada de intervalo de controle de FFT.

Que o processo efetuado pela seção de controle de FFT 115 éequivalente ao processo realizado pela seção de desmodulação de FFT 108será agora explicado usando expressões matemáticas.

É assumido que o tempo de início do intervalo dedesmodulação da FFT é zero e que o comprimento de ambos o intervalo dedesmodulação da FFT e o intervalo de controle da FFT é um comprimento Nde símbolo efetivo. A seguinte expressão (5) define um sinal Y°(w) em umafreqüência w obtida efetuando FFT no sinal de OFDM no domínio do tempoao longo do comprimento N extraído do intervalo de desmodulação da FFT:<formula>formula see original document page 45</formula>

onde, r(k) denota o sinal de OFDM no domínio do tempo notempo "k", e "j" representa uma unidade de quantidade imaginária.

Conforme mostrado na Fig. 18, suponha que o tempo de iníciodo intervalo de desmodulação da FFT está atrás do tempo de início dointervalo de controle da FFT de um tempo "s". Neste caso, o sinal de OFDMno domínio do tempo dentro do intervalo de controle da FFT é dado comor(s), r(s+l),..., r(N-l+s). A seguinte expressão (6) defines um sinal Y (w)obtido efetuando FFT no intervalo de controle da FFT:

<formula>formula see original document page 45</formula>

Conforme mostrado na Fig. 19, suponha que o tempo de iníciodo intervalo de desmodulação da FFT está à frente do tempo de início dointervalo de controle da FFT de um tempo "s". Neste caso, o sinal de OFDMno domínio do tempo dentro do intervalo de controle da FFT é dado como r(-s), r(-s+l),..., r(-), r(0), r(l),..., r(N-l-s). A seguinte expressão (7) defines umsinal y-s(w) obtido efetuando FFT no intervalo de controle da FFT:<formula>formula see original document page 46</formula>

O primeiro termo nas expressões (6) e (7) acima representa oresultado de FFT alvo no intervalo de desmodulação da FFT. A saída da seçãode desmodulação de FFT 108 pode ser utilizada não modificada como o valordo primeiro termo nas expressões (6) e (7).

O segundo termo nas expressões (6) e (7) acima denotam oresultado de DFT alvo no sinal de OFDM sobre o tempo "s". A seção decontrole de FFT 115 efetua operações para obter o valor do segundo termo naexpressão (6) ou (7) acima, e adiciona o resultado das operações para a saídada seção de desmodulação de FFT 108.

Conforme mostrado na Fig. 4, a seção de controle de FFT 115é composta de um controlador de controle de FFT 171, um bloco aritmético172, um bloco de seleção 173, uma memória 174, um bloco aritmético 172,uma memória 176, e um bloco de adição 177.

O sinalizador de DFT emitido pelo bloco de geração desinalizador de controle de DFT 137 é entrado para o controlador de controlede FFT 171. O sinal de OFDM no domínio do tempo emitido pela seção decorreção de compensação 106 é entrado para ambos o bloco aritmético 172 eo bloco de seleção 173. O sinal de OFDM no domínio da freqüência emitidopela seção de desmodulação de FFT 108 é entrado para o bloco de adição177.

O controlador de controle de FFT 171 controla a inteira seçãode controle de FFT 115 em operação em tal uma maneira que configura umintervalo de controle de FFT com base no sinalizador de DFT e para gerar oresultado de FFT efetuado no intervalo deslocado por S amostras relativo aointervalo de desmodulação da FFT

Usando a quantidade de deslocamento dado pela seção desincronização de símbolo 107, a controlador de controle de FFT 171determina de forma seletiva se o tempo de início do intervalo de controle daFFT é para em resposta mais tarde do que o tempo de início do intervalo dedesmodulação da FFT (i. e., a operação da expressão (6) é para ser efetuada)ou mais cedo do que aquele tempo de início (i. e., a operação da expressão (7)é para ser efetuada).

O bloco aritmético 172 subtrai o sinal mentido na memória174 do sinal de OFDM no domínio do tempo fornecido através da seção decorreção de compensação 106. O sinal assim sendo obtido é emitido para abloco de seleção 173.

Sob controle do controlador de controle de FFT 171, o blocode seleção 173 seleciona ou o sinal de OFDM no domínio do tempo fornecidoatravés da seção de correção de compensação 106 ou o sinal dado pelo blocoaritmético bloco aritmético 172. O sinal selecionado é armazenado na memória 174.

De forma ilustrativa, se o tempo de início do intervalo decontrole de FFT é mais tarde do que o tempo de início do intervalo dedesmodulação da FFT conforme mostrado na Fig. 18, o bloco de seleção 173seleciona o sinal de OFDM no domínio do tempo proveniente da seção decorreção de compensação 106 quando o sinal entrada ocorre durante umintervalo A. Quando o sinal entrada ocorre durante um intervalo Bsubseqüente ao intervalo A de um comprimento N do símbolo efetivo e, obloco de seleção 173 seleciona o sinal a partir do bloco aritmético 172 como oresultado da subtração.

Da mesma forma, se o tempo de início do intervalo de controleda FFT é mais cedo do que o tempo de início do intervalo de desmodulaçãoda FFT conforme mostrado na Fig. 19, o bloco de seleção 173 seleciona osinal de OFDM no domínio do tempo proveniente da seção de correção decompensação 106 quando a entrada de sinal ocorre durante o intervalo A.Quando a entrada de sinal ocorre durante o intervalo B subseqüente aointervalo A do comprimento N de símbolo efetivo, o bloco de seleção 173seleciona o sinal a partir do bloco aritmético 172 como o resultado dasubtração.

Sob controle do controlador de controle de FFT 171, amemória 174 armazena o sinal fornecido pelo sinal de seleção 173. Quando osinal todo sobre o intervalo B na Figs. 18 e 19 foram armazenados namemória 174, o sinal armazenado é recuperado pelo bloco aritmético de DFT175.

Se o tempo de início do intervalo de controle da FFT é maistarde do que o tempo de início do intervalo de desmodulação da FFT, o blocoaritmético de DFT 175 opera no segundo termo na expressão (6) com base nosinal recuperado da memória 174. O resultado da operação é emitido para amemória 176. O controlador de controle de FFT 171 envia a informação de2nkw / N na expressão (6) para o bloco aritmético de DFT 175.

Se o tempo de início do intervalo de controle da FFT é maiscedo do que o tempo de início do intervalo de desmodulação da FFT, o blocoaritmético de DFT 175 opera no segundo termo na expressão (7) com base nosinal recuperado a partir da memória 174. O resultado da operação é emitidopara a memória 176. O controlador de controle de FFT 171 envia ainformação de 2nkw / N na expressão (7) para o bloco aritmético de DFT 175.

Sob controle do controlador de controle da FFT 171, amemória 176 armazena o resultado da operação proveniente do blocoaritmético de DFT 175. Quando o bloco aritmético de DFT 175 opera nosegundo termo na expressão (6) ou (7), o valor armazenado na memória 176 érecuperado através do bloco de adição 177.

O bloco de adição 177 adiciona o valor recuperado a partir damemória 176 para o sinal de OFDM no domínio da freqüência emitido pelaseção de desmodulação de FFT 108. A soma resultante a partira da adição éentão emitido pelo bloco de adição 177.

A saída do bloco de adição 177 representa o sinal de OFDMno domínio da freqüência obtido efetuando FFT no intervalo deslocado porY na expressão (6) ou por Y" (w) na expressão (7), i. e., pela quantidade "s"relativa ao intervalo de desmodulação da FFT

O sinal de OFDM no domínio da freqüência emitido pelobloco de adição 177 é ajustado em fase através da seção de ajuste de fase 116mostrada na Fig. 5, antes sendo fornecido para a seção de divisão 117. Aseção de divisão 117 corrige a distorção de canal de transmissão do sinalusando a mesma característica de canal de transmissão que aquela que é usadapelo bloco de divisão 199, e emite um sinal equalizado. O sinal equalizadoemitido através da seção de divisão 117 é alimentado para o terceiro bloco dedeterminação de posição de símbolo 134 mostrado na Fig. 3 junto com o sinalequalizado emitido através do bloco de divisão 199.

O sinal equalizado gerado através do bloco de divisão 199pode ser referido que o sinal equalizado de desmodulação, e o sinalequalizado gerado pela seção de divisão 117 pode ser chamado o sinalequalizado de controle onde apropriado na seguinte descrição.

O terceiro bloco de determinação de posição de símbolo 134será agora descrito. Conforme mostrado na Fig. 3, o terceiro bloco dedeterminação de posição de símbolo 134 é composto de uma porção decálculo de qualidade de sinal 161 e um controlador de pesquisa 162. O sinalequalizado de desmodulação proveniente do bloco de divisão 199 e o sinalequalizado de controle a partir da seção de divisão 117 são entrados para aporção de cálculo de qualidade de sinal 161. O sinal equalizado dedesmodulação e o sinal equalizado de controle são cada um, um sinalequalizado considerando o mesmo símbolo.A porção de cálculo de qualidade de sinal 161 calcula aqualidade do sinal equalizado de desmodulação assim como a qualidade dosinal equalizado de controle, e emite informação indicativa das qualidadescalculadas para o controlador de pesquisa 162.

Fig. 20 é um diagrama de bloco mostrando uma típicaestrutura da porção de cálculo de qualidade de sinal 161. O sinal equalizadode desmodulação ou o sinal equalizado de controle é dividido em umcomponente I e um componente Q antes de ser entrado. Um sinal decomponente I é entrado para uma parte de decisão difícil 401 e para uma partede subtração 403; um sinal de componente Q é entrado para uma parte dedecisão difícil 402 e para uma parte de subtração 404.

A parte de decisão difícil 401 executa uma decisão difícilsobre o sinal de componente I entrado de acordo com o método de modulaçãoem efeito. O resultado da decisão difícil é emitido para a parte de subtração403.

A parte de decisão difícil 402 executa uma decisão difícil nosinal de componente Q entrado de acordo com o método de modulação emefeito. O resultado da decisão difícil é emitido para a parte de subtração 404.

A parte de subtração 403 obtém a diferença entre a saída daparte de decisão difícil 401 e da seção de componente I entrada. A diferençaassim sendo adquirido é emitida para uma parte de quadrado 405.

A parte de subtração 404 obtém a diferença entre a saída daparte de decisão difícil 402 e da seção de componente Q entrada. A diferençaassim sendo adquirida é emitida para uma parte de quadrado 406.

A parte de quadrado 405 eleva ao quadrado a diferençafornecida pela parte de subtração 403. O resultado do cálculo é emitido parauma parte de adição 407.

A parte de quadrado 406 eleva ao quadrado a diferençafornecida pela parte de subtração 403. O resultado do cálculo é emitido parauma parte de adição 407.

A parte de adição 407 adiciona a saída da parte de quadrado405 e aquela da parte de quadrado 406. A soma resultante da adição é emitidapara uma parte de adição 408.

A parte de adição 408 adiciona a saída da parte de adição 407e o valor mantido em um registro 409. A seção de adição 480 efetua aoperação de adição tantas muitas vezes quanto um pré-determinado númerode dados, e emite o resultado acumulado ao registro 409. O resultadoacumulado das operações considerando o pré-determinado número de dados écolocado no registro 409 e é fornecido a partir dele para o controlador depesquisa 162 mostrado na Fig. 3 como a informação representativa daqualidade do sinal equalizado.

O controlador de pesquisa 162 compara a qualidade do sinalequalizado de desmodulação emitido pela porção de cálculo de qualidade desinal 161 com a qualidade do sinal equalizado de controle. Se a qualidade dosinal equalizado de controle é encontrado maior do que a qualidade do sinalequalizado de desmodulação, o controlador de pesquisa 162 emite a posiçãode símbolo indicando a posição de início do corrente intervalo de controle deFFT em tal uma maneira que o mesmo intervalo que o corrente intervalo decontrole de FFT será configurado como o próximo intervalo de desmodulaçãoda FFT.

Isto é, se o sinal de maior qualidade é obtido objetivando ointervalo de controle de FFT em vez do intervalo de desmodulação de FFT,então a seção de desmodulação de FFT 108 efetua FFT naquele intervaloconducente para produzir o sinal de mais alta qualidade no momento seguinte.

Também, o controlador de pesquisa 162 configura umaposição obtida deslocando a posição de início do corrente intervalo decontrole de FFT de uma largura pré-determinada, como a posição de início dopróximo intervalo de controle de FFT, e emite informação indicativa daposição configurada para o bloco de geração de sinalizador de controle deDFT 137. De forma ilustrativa, a posição deslocada na direção oposta àdireção de deslocamento precedente pode ser configurada como a posição deinício do próximo intervalo de controle de FFT

Por outro lado, se a qualidade do sinal equalizado dedesmodulação é encontrado maior do que a qualidade do sinal equalizado decontrole, então o controlador de pesquisa 162 emite a posição de símboloindicando a posição de início do corrente intervalo de desmodulação da FFTem tal uma maneira que o mesmo intervalo que o corrente intervalo dedesmodulação da FFT será configurado como o próximo intervalo dedesmodulação da FFT isto é, se sinal de alta qualidade pode ser obtidoenquanto o intervalo de desmodulação da FFT permanece objetivado, entãoaquele estado é mantido.

O controlador de pesquisa 162 então configura a posiçãoobtida deslocando a posição de início do corrente intervalo de controle deFFT de uma largura pré-determinada, como a posição de início do próximointervalo de controle de FFT, e emite informação indicativa da posiçãoconfigurada para o bloco de geração de sinalizador de controle de DFT 137.De forma ilustrativa, a posição deslocada na mesma direção quando a direçãode deslocamento precedente pode ser configurada como a posição de início dopróximo intervalo de controle de FFT.

Quando a posição de símbolo é determinada como descritoacima nas bases da qualidade do sinal equalizado efetivo, é possível fornecermaior desempenho de recepção do que se a posição de símbolo determinadopelo primeiro ou o segundo método de determinação é usado.[Seleção do coeficiente de filtro ótimo]

O bloco de seleção de coeficiente de filtro ótimo 200 seráagora descrito abaixo. Contudo, esta descrição, será precedido por umaexplicação a seguir do filtro de interpolação para uso pelo bloco de filtro deinterpolação de freqüência 197.

Se caractere de referência Tu é assumido para denotar ocomprimento de símbolo efetivo, i. e., o comprimento do intervalo de umúnico símbolo menos GI, então ao filtro de interpolação pode, de formailustrativa, ser dado uma largura da banda de passagem de cerca de Tu / 3(sec.) ou menos. Este filtro de interpolação é usado para suprimircomponentes repetidos incluídos nos dados de estimativa de características nadireção do tempo gerados através do bloco de estimativa de canal detransmissão na direção do tempo 195, por meio disso um apropriado trajetorepresentativo da característica de canal de transmissão é extraído.

Explicado abaixo estão as razões por que os dados deestimativa de características na direção do tempo contêm componentesrepetidos. Os dados de estimativa de características na direção do tempo sãoobtidos a partir do sinal de OFDM no domínio da freqüência e assim sendoconstituem dados do domínio da freqüência.

Como discutido acima, o bloco de filtro de interpolação defreqüência 197 gera dados de estimativa de características na direção dotempo dos quais a quantidade de dados é triplicada, de forma ilustrativainterpolando dois zeros. Os dados de estimativa de características na direçãodo tempo no domínio do tempo e os dados de características de interpolaçãode valor zero no domínio do tempo têm os mesmos componentes de freqüência.

Também, os dados de estimativa de características na direçãodo tempo constituem uma seqüência de valores amostrados indicativos dascaracterística de canal de transmissão em intervalos de três sub-portadoras. Seo comprimento de símbolo efetivo é representado por Tu (sec.) e o intervalode sub-portadora para sub-portadora de Fc (Hz), então a expressão Fc = 1 / Tu(Hz) se mantém. A expressão 3Fc = 3 / Tu (Hz) define o intervalo entrevalores amostrados dos dados de estimativa de características na direção dotempo constituindo a seqüência de valores amostrados indicativos dascaracterística de canal de transmissão em intervalos de três sub-portadoras.

Assim sendo, a expressão Fc = 1 / Tu (Hz) define o intervaloentre os valores amostrados dos dados de características de interpolação dovalor zero obtidos interpolação dois zeros entre os valores amostrados dosdados de estimativa de características na direção do tempo.

Entretanto, os dados de estimativa de características na direçãodo tempo do quais o intervalo entre valores amostrados é definido como 3Fc= 3 / Tu (Hz), são dados com seu ciclo definido como 1 / 3Fc = Tu / 3 (sec.)no domínio do tempo. Os dados de característica de interpolação de valor zerodos quais o intervalo entre valores amostrados é definido como Fc = 1 / Tu(Hz) são dados com seu ciclo definido como 1 / Fc = Tu (sec.) no domínio dotempo, i. e., três vezes o ciclo dos dados de estimativa de características nadireção do tempo.

Conforme descrito, onde os dados de características deinterpolação de valor zero no domínio do tempo têm os mesmos componentesde freqüência que aqueles dos dados de estimativa de características nadireção do tempo no domínio do tempo têm seu ciclo definido como trêsvezes aquele dos dados de estimativa de características na direção do tempo,os dados de características de interpolação de valor zero no domínio do tempoacontecem de serem dados que são formados repetindo os dados de estimativade características na direção do tempo três vezes no domínio do tempo.

Fig. 21 é uma visão esquemática mostrando típicos dados decaracterísticas de interpolação de valor zero no domínio do tempo. Isto é umexemplo com dois trajetos: um trajeto principal e um eco precedente. Na Fig.21, o eixo horizontal se configura para tempo e o eixo vertical denota níveisde potência de trajeto.

Os dados de características de interpolação de valor zero cujociclo é dado como Tu (sec), é considerado que os dados formados repetindoos trajetos múltiplos correspondendo aos dados de estimativa decaracterísticas na direção do tempo com seu ciclo definido como Tu / 3 (sec.)no domínio do tempo.

Na Fig. 21, se os trajetos múltiplos mostrados sombreados nocentro são extraídos como dados de interpolação de características de direçãoda freqüência, então outros trajetos múltiplos necessitam ser removidos demodo a obter apropriados trajetos múltiplos correspondendo aos dados deinterpolação de características de direção da freqüência.

Assim sendo o bloco de filtro de interpolação de freqüência197 filtra os dados de características de interpolação de valor zero paraeliminar os trajetos múltiplos excetos para os apropriados trajetos múltiplos.Os trajetos múltiplos assim sendo extraídos correspondem aos dados deinterpolação de características na direção da freqüência.

Os dados de características de interpolação de valor zeroconstituem dados de domínio da freqüência. A filtragem dos dados decaracterísticas de interpolação de valor zero pelo bloco de filtro deinterpolação de freqüência 197 envolve fazer circunvolução do coeficiente defiltro do filtro de interpolação com os dados de características de interpolaçãode valor zero que são dados de domínio da freqüência.

Fazer circunvolução no domínio da freqüência envolvemultiplicação de uma função de janela no domínio do tempo. Assim sendo afiltragem dos dados de características de interpolação de valor zero pode serexpressa como a multiplicação, no domínio do tempo, dos dados decaracterísticas de interpolação de valor zero pela função de janelacorrespondendo à banda de passagem do bloco de filtro de interpolação defreqüência 197. A função de janela indicada por linhas espessas na Fig. 21 éuma função que é usada na multiplicação efetuada como a filtragem dosdados de características de interpolação de valor zero e que corresponde abanda de passagem do bloco de filtro de interpolação de freqüência 197.O ciclo dos trajetos múltiplos repetido três vezes é dado comoTu / 3 (sec). Assim sendo, se o filtro de interpolação é fornecido na forma deum LPF com sua banda de passagem tendo a mesma largura que aquela dociclo Tu / 3 (sec.) dos trajetos múltiplos repetidos três vezes, i. e., -Tu / 6 até+Tu / 6, então os apropriados trajetos múltiplos correspondendo os dados deinterpolação de característica na direção da freqüência podem ser extraídas.

Conforme descrito, o bloco de filtro de interpolação defreqüência 197 utiliza um filtro de interpolação para extrair apropriadostrajetos múltiplos. A largura e posição central da banda de passagem do filtrode interpolação são ajustados em tal uma maneira que todos os apropriadostrajetos múltiplos são incluídos e que componentes tais como ruído brancooutro do que os trajetos efetivos, são minimizados dentro da banda depassagem.

O bloco de seleção de coeficiente de filtro ótimo 200 seráagora descrito. Conforme mostrado na Fig. 5, o bloco de seleção decoeficiente de filtro ótimo 200 é composto de um controlador de centro /banda de filtro 211, memórias 212 e 213, uma porção de correção dedistorção de canal de transmissão 214, uma porção de interpolação defreqüência 215, uma porção de cálculo de qualidade de sinal 216, e umaporção de seleção de valor ótimo 217. O sinal de OFDM no domínio dafreqüência emitido pela seção de desmodulação de FFT 108 é entrado para amemória 212. Os dados de estimativa de características na direção do tempoemitido através do bloco de estimativa de canal de transmissão na direção dotempo 195 é entrado para a memória 213.

O controlador de centro / banda de filtro 211 controlaoperações de escrita e leitura para e das memórias 212 e 213 em tal umamaneira que dados do mesmo símbolo serão retidos e recuperados.

O controlador de centro / banda de filtro 211 emite umcoeficiente representando a largura da banda de passagem de um filtro deinterpolação de teste (i. e., banda de teste) para a porção de interpolação defreqüência 215 e porção de seleção de valor ótimo 217.

Ainda mais, o controlador de centro / banda de filtro 211 emiteum coeficiente representando a posição central da banda de passagem de umfiltro de interpolação de teste i. e., centro de teste) para a porção de correçãode distorção de canal de transmissão 214, para a porção de interpolação defreqüência 215, e para a porção de seleção de valor ótimo 217.

A memória 212 retém um símbolo de valor sinal de OFDM nodomínio da freqüência fornecido pela seção de desmodulação de FFT 108 sobcontrole do controlador de centro / banda de filtro 211. O sinal de OFDM nodomínio da freqüência mantido na memória 212 correspondendo a umsímbolo é recuperado através da porção de correção de distorção de canal detransmissão 214.

Sob controle do controlador de centro / banda de filtro 211, amemória 213 retém um símbolo de valor de dados de estimativa decaracterísticas na direção do tempo que é estimado através do bloco deestimativa de canal de transmissão na direção do tempo 195 como dadosrepresentando a característica de transmissão em intervalos de três sub-portadoras. Os dados de estimativa de características na direção do tempomantido na memória 213 correspondendo a um símbolo é recuperado pelaporção de interpolação de freqüência 215.

A porção de correção de distorção de canal de transmissão 214é composta de uma parte de ajuste de fase 231 e uma parte de divisão 232. Aparte de ajuste de fase 231 ajusta um símbolo de valor de sinal de OFDM nodomínio da freqüência recuperado a partir da memória 212 de acordo com ocentro de teste fornecido através do controlador de centro / banda de filtro211, e emite o sinal de OFDM no domínio da freqüência ajustado em fasepara a parte de divisão 232.

Onde o sinal de OFDM no domínio da freqüência é ajustadoem fase de acordo com o centro de teste, o que acontece aqui é um processoequivalente para ajustar a posição central da banda de passagem do filtro deÍnterpolação.

Cada vez que a característica de canal de transmissão éfornecido pela porção de Ínterpolação de freqüência 215, a parte de divisão232 corrige a distorção do canal de transmissão contida no sinal de OFDM nodomínio da freqüência correspondendo a um símbolo. A porção de correçãode distorção de canal de transmissão 214 emite para a porção de cálculo dequalidade de sinal 216, um sinal de OFDM no domínio da freqüência livre dadistorção.

A porção de Ínterpolação de freqüência 215 é composta deuma parte de ajuste de fase 241 e uma parte de Ínterpolação de freqüência242. A parte de ajuste de fase 241 ajusta a fase dos dados de estimativa decaracterísticas na direção do tempo recuperados a partir da memória deacordo com o centro de teste fornecido através do controlador de centro /banda de filtro 211. Os dados de estimativa de características na direção dotempo ajustados em fase são emitidos para a parte de Ínterpolação defreqüência 242.

A parte de ínterpolação de freqüência 242 amostra para cima ovalor amostrado dos dados de estimativa de características na direção do tempopor um valor de três. A parte de ínterpolação de freqüência 242 prossegue paraefetuar um processo de Ínterpolação de freqüência usando o filtro de Ínterpolaçãocom sua largura da banda de passagem ajustada de acordo com o coeficiente deteste fornecido através do controlador de centro / banda de filtro 211.

Através do processo de Ínterpolação de freqüência, a parte deínterpolação de freqüência 242 obtém a característica de transmissão de todasas sub-portadoras. A característica de transmissão assim sendo adquirido éemitido para a parte de divisão 232 da porção de correção de distorção decanal de transmissão 214.A porção de cálculo de qualidade de sinal 216 calcula aqualidade do sinal de OFDM no domínio da freqüência correspondendo a umsímbolo cada vez que o sinal é fornecido pela porção de correção de distorçãode canal de transmissão 214. A qualidade assim sendo calculada é emitidapara a porção de seleção de valor ótimo 217 como o resultado do teste. Deforma ilustrativa, a porção de cálculo de qualidade de sinal 216 calcula apotência do ruído incluído no sinal de OFDM no domínio da freqüência, eemite o valor calculado.

A porção de seleção de valor ótimo 217, de forma sucessivaretém as qualidades calculadas pela porção de cálculo de qualidade de sinal216. A porção de seleção de valor ótimo 217 obtém as qualidades calculadasde modo contínuo até a largura e posição central da banda de passagem dofiltro de interpolação foi mudada para teste em todos os padrões e os testesterem sido completados.

Após adquirir os resultados dos testes em todos os padrões, aporção de seleção de valor ótimo 217 seleciona o filtro de interpolação usadopara gerar o sinal de OFDM no domínio da freqüência da qualidade mais alta,e identifica a largura e posição central da banda de passagem do filtro deinterpolação selecionado.

Com relação ao sinal de OFDM no domínio da freqüência deum símbolo sendo objetivado, a porção de seleção de valor ótimo 217 assimsendo determina o filtro de interpolação tendo uma largura específica com sualargura da banda de passagem e uma posição específica como a posiçãocentral de sua banda de passagem na obtenção do sinal de maior qualidade.

A porção de seleção de valor ótimo 217 emite para o bloco defiltro de interpolação de freqüência bloco de filtro de interpolação defreqüência 197, os coeficientes representando a largura da banda de passagemdo filtro de interpolação selecionado. Também, a porção de seleção de valorótimo 217 emite o coeficiente denotando a posição central da banda depassagem do filtro de interpolação selecionado para os blocos de ajuste defase 196 e 198, e a seção de ajuste de fase 116.

Ainda mais, a porção de seleção de valor ótimo 217 consideraa largura a mesma que a largura da banda de passagem do filtro deinterpolação selecionado para ser o espalhamento de retardo, e emiteinformação indicativa daquele espalhamento de retardo para o segundo blocode determinação de posição de símbolo 133 mostrado na Fig. 3.

No bloco de seleção de coeficiente de filtro ótimo 200, comodescrito, sinais nos trajetos outro do que o trajeto principal conduzindo apartir do bloco de estimativa de canal de transmissão na direção do tempo 195para o bloco de ajuste de fase 196 pode ser usado para tentar fazer o processode interpolação de freqüência sob a pluralidade de condições onde a largura ea posição central da banda de passagem do filtro de interpolação são variadas.

É assim sendo possível selecionar o filtro de interpolaçãoconducente para obter o sinal equalizado de qualidade mais alta. Dado adeterminada largura e posição central da banda de passagem do filtro deinterpolação selecionado, o mesmo filtro de interpolação que o selecionadopode ser usado para efetuar o processo de interpolação de freqüência no sinaldo trajeto principal.

A série de passos e processos descritos acima podem serexecutados ou por hardware ou por software. Onde o processamento baseadoem software é para ser realizado, os programas constituindo o software podemser ou incorporados de antemão em hardware dedicado de um computador ouinstalado quando do uso, a partir de um meio de gravação de programaadequado em um computador pessoa de uso geral ou equipamento similar,para execução de programa.

Fig. 22 é um diagrama de bloco mostrando uma típicaestrutura de hardware de um computador para executar os programas quetratam os passos e processos descritos acima. Na Fig. 22, uma CPU (unidadede processamento central) 501, uma ROM (memória somente de leitura) 502,e a RAM (memória de acesso aleatório) 503 são interconectadas através deuma barra de comunicação 504.

Uma interface de entrada / saída 505 é também conectada àbarra de comunicação 504. A interface de entrada / saída 505 é conectada comuma seção de entrada 506 e uma seção de saída 507. A seção de entrada 506 étipicamente composta de um teclado e um mouse, e a seção de saída 507 éformada, de forma ilustrativa, por um mostrador e alto-falantes. Tambémconectada à barra de comunicação 504 estão uma seção de armazenamento50S, uma seção de comunicação 509, e um acionamento 510 que opera midiremovível 511. A seção de armazenamento 50S é tipicamente constituída porum disco rígido e / ou uma memória não volátil, e a seção de comunicação509 através de uma interface de rede.

No computador estruturado como descrito acima, a CPU 501carrega programas, de forma ilustrativa, a partir da seção de armazenamento50S na RAM 503 através da interface de entrada / saída 505 e da barra decomunicação 504 para execução de programa, e por meio disso, realizar asérie de passos e processos descritos acima.

Os programas a serem executados pela CPU 501 podem, deforma ilustrativa, ser entregues gravados em mídia removível 511 ouoferecidos através de meios de comunicação com fio ou sem fio tal comoredes de área local, a Internet ou transmissões difusa digitais, antes sendoinstalados na seção de armazenamento 50S.

Também, os programas para execução pelo computadorpodem ser processados na seqüência representada desta especificação ( i. e.,em base serial no tempo), em paralelo , ou em outro forma temporizadaapropriada tal com quando eles são invocados.

Deve ser notado que modalidades da presente invenção não sãolimitados às modalidades descritas acima, mas várias modificações poderiam serincorporadas nelas sem fugir do escopo e espírito da presente invenção.

O presente pedido contém assunto relacionado àqueledivulgado no Pedido de Patente de Prioridade Japonesa JP 200S-253299depositada no Escritório de Patente do Japão em 30 de setembro de 200S, daqual o inteiro conteúdo é aqui incorporado para referência.

Claims

1. Aparelho de recepção, caracterizado pelo fato decompreender:primeiros meios de determinação de posição para calcularvalores de correlação entre um sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio do tempo constituindo um sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal do domínio do tempo, porum lado representando um símbolo de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal, e por outro lado representando um sinal obtidoatrasando o sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio do tempo de um comprimento de símbolo efetivo, de modo adeterminar a posição de início de um intervalo de transformada de Fourierrápida que seja igual ao comprimento de símbolo efetivo mencionado e quesirva como um intervalo de sinal alvo para a transformada de Fourier rápidaatravés dos meios de transformada de Fourier rápida em referência ao maiordos valores de correlação mencionados;segundos meios de determinação de posição para estimarcaracterísticas de canal de transmissão de um sinal conhecido incluído em umprimeiro sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência constituindo um sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal do domínio da freqüência obtido efetuando transformadade Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação por divisão de freqüênciaortogonal no domínio do tempo mencionado, antes de interpolar ascaracterísticas de canal de transmissão estimadas na direção do tempo paraobter dados de estimativa de característica de canal de transmissão, antes deefetuar transformada de Fourier rápida inversa sobre os dados de estimativade característica de canal de transmissão mencionados para estimar um perfilde retardo, antes de estimar uma quantidade de interferência entre símbolosconsiderando cada um de uma pluralidade de candidatos do intervalo detransformada de Fourier rápida mencionado com base no perfil de retardomencionado, antes de determinar a posição de início daquele candidato dointervalo de transformada de Fourier rápida mencionado do qual a quantidadede interferência entre símbolos é a mais baixa, como a posição de início dointervalo de transformada de Fourier rápida alvo mencionado para atransformada de Fourier rápida através dos meios de transformada de Fourier rápida mencionados;terceiros meios de determinação de posição para configurarum outro intervalo de transformada de Fourier rápida em uma posiçãodeslocada relativa ao intervalo de transformada de Fourier rápida mencionadousada para gerar o primeiro sinal de multiplexação por divisão de freqüênciaortogonal no domínio da freqüência mencionado, antes de efetuar atransformada de Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio do tempo mencionado dentro de um outrointervalo de transformada de Fourier rápida mencionado para gerar umsegundo sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência, antes de remover a distorção do primeiro e dosegundo sinais de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência mencionados usando as características de canal detransmissão de cada uma de todas sub-portadoras obtidas através dainterpolação dos dados de estimativa de características de canal detransmissão mencionados na direção da freqüência a fim de gerar um sinalequalizado, antes de determinar a posição de início do intervalo detransformada de Fourier rápida alvo mencionado para a transformada deFourier rápida através dos meios de transformada de Fourier rápidamencionados com base na qualidade do sinal equalizado gerado;meios de seleção para selecionar uma daquelas posições deinício do intervalo de transformada de Fourier rápida mencionado que sãodeterminadas através dos primeiros até os terceiros meios de determinação deposição mencionados; eos meios de transformada de Fourier rápida para efetuartransformada de Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio do tempo mencionado considerando aposição de início selecionada através dos meios de seleção mencionadoscomo a posição de início do intervalo de transformada de Fourier rápidamencionado de modo a gerar o primeiro sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio da freqüência mencionado.

2. Aparelho de recepção de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de ainda compreender meios de estimativa paraestimar um número de símbolo de dados recebidos com base no primeiro sinalde multiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio dafreqüência mencionado;onde os meios de seleção mencionados selecionam aquelaposição de início do intervalo de Transformada de Fourier Rápidamencionado que é determinada através dos primeiros meios de determinaçãode posição mencionados quando desmodulação é designada para ser iniciada,os meios de seleção mencionados ainda selecionando aquela posição de iníciodo intervalo de Transformada de Fourier Rápida mencionado que éselecionada através dos segundos meios de determinação de posiçãomencionados no lugar da posição de início selecionada através dos primeirosmeios de determinação de posição mencionados quando estimativa do númerode símbolo através dos meios de estimativa mencionados é completada.

3. Aparelho de recepção de acordo com a reivindicação 2,caracterizado pelo fato de ainda compreender meios de sincronização dequadro para sincronizar um quadro de transmissão de multiplexação pordivisão de freqüência ortogonal composto de uma pluralidade de símbolos demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal nas bases do primeiro sinalde multiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio dafreqüência;onde, quando o quadro de transmissão de multiplexação pordivisão de freqüência ortogonal é sincronizado pelos meios de sincronizaçãode quadro mencionados, os meios de seleção mencionados selecionam aquelaposição de início do intervalo de Transformada de Fourier Rápidamencionado que é determinada pelos terceiros meios de determinação deposição mencionados no lugar da posição de início determinada pelossegundos meios de determinação de posição mencionados.

4. Aparelho de recepção de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de que os primeiros meios de determinação de posiçãomencionados determinam a posição deslocada a partir do maior dos valoresde correlação mencionados de um comprimento de intervalo de proteção,como a posição de início do intervalo de transformada de Fourier rápida alvomencionado para a transformada de Fourier rápida através dos meios detransformada de Fourier rápida mencionados.

5. Aparelho de recepção de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de que os segundos meios de determinação de posiçãomencionados estimam a quantidade de interferência entre símbolosconsiderando cada um de uma pluralidade de trajetos constituindo trajetosmúltiplos, multiplicando aquele comprimento na direção do tempo que éinterferido por um outro símbolo quando os candidatos mencionados dointervalo de transformada de Fourier rápida são estabelecidos, pela potênciado trajeto sendo interferida pelo outro símbolo mencionado, e adicionando osprodutos das multiplicações efetuadas em cada um dos trajetos mencionados.

6. Aparelho de recepção de acordo com a reivindicação 1,caracterizado pelo fato de que os terceiros meios de determinação de posiçãomencionados determinam a posição de início do intervalo de transformada deFourier rápida mencionado usado para gerar o primeiro sinal de multiplexaçãopor divisão de freqüência ortogonal no domínio da freqüência mencionado,como a posição de início do intervalo de transformada de Fourier rápida alvomencionado para a transformada de Fourier rápida através dos meios detransformada de Fourier rápida mencionados se a qualidade do sinalequalizado obtido a partir do primeiro sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio da freqüência mencionado é maior do que aqualidade do sinal equalizado obtido a partir do segundo sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio da freqüênciamencionado, os terceiros meios de determinação de posição mencionadosainda determinam a posição de início de um outro intervalo de transformadade Fourier rápida mencionado usado para gerar o segundo sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio da freqüênciamencionado, como a posição de início do intervalo de transformada deFourier rápida mencionado alvo para a próxima transformada de Fourierrápida através dos meios de transformada de Fourier rápida mencionado se aqualidade do sinal equalizado obtido a partir do segundo sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio da freqüênciamencionado é maior do que a qualidade do sinal equalizado obtido a partir doprimeiro sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência mencionado.

7. Método de recepção, caracterizado pelo fato decompreender os passos de:fazer com que primeiros meios de determinação de posiçãocalculem valores de correlação entre um sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio do tempo constituindo um sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal do domínio do tempo, porum lado representando um símbolo de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal, e por outro lado representando um sinal obtidoatrasando o sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio do tempo de um comprimento de símbolo efetivo, de modo adeterminar a posição de início de um intervalo de transformada de Fourierrápida que seja igual ao comprimento de símbolo efetivo mencionado e quesirva como um intervalo de sinal alvo para a transformada de Fourier rápidaatravés dos meios de transformada de Fourier rápida em referência ao maiordos valores de correlação mencionados;fazer com que segundos meios de determinação de posiçãopara estimar características de canal de transmissão de um sinal conhecidoincluído em um primeiro sinal de multiplexação por divisão de freqüênciaortogonal no domínio da freqüência constituindo um sinal de multiplexaçãopor divisão de freqüência ortogonal do domínio da freqüência obtidoefetuando transformada de Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação pordivisão de freqüência ortogonal no domínio do tempo mencionado, antes deinterpolar as características de canal de transmissão estimadas na direção dotempo para obter dados de estimativa de característica de canal detransmissão, antes de efetuar transformada de Fourier rápida inversa sobre osdados de estimativa de característica de canal de transmissão mencionadospara estimar um perfil de retardo, antes de estimar uma quantidade deinterferência entre símbolos considerando cada um de uma pluralidade decandidatos do intervalo de transformada de Fourier rápida mencionado combase no perfil de retardo mencionado, antes de determinar a posição de iníciodaquele candidato do intervalo de transformada de Fourier rápida mencionadodo qual a quantidade de interferência entre símbolos é a mais baixa, como aposição de início do intervalo de transformada de Fourier rápida alvomencionado para a transformada de Fourier rápida através dos meios detransformada de Fourier rápida mencionados;fazer com que terceiros meios de determinação de posição paraconfigurar um outro intervalo de transformada de Fourier rápida em umaposição deslocada relativa ao intervalo de transformada de Fourier rápidamencionado usada para gerar o primeiro sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio da freqüência mencionado, antes de efetuara transformada de Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação por divisãode freqüência ortogonal no domínio do tempo mencionado dentro de um outrointervalo de transformada de Fourier rápida mencionado para gerar umsegundo sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência, antes de remover a distorção do primeiro e dosegundo sinais de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência mencionados usando as características de canal detransmissão de cada uma de todas sub-portadoras obtidas através dainterpolação dos dados de estimativa de características de canal detransmissão mencionados na direção da freqüência a fim de gerar um sinalequalizado, antes de determinar a posição de início do intervalo detransformada de Fourier rápida alvo mencionado para a transformada deFourier rápida através dos meios de transformada de Fourier rápidamencionados com base na qualidade do sinal equalizado gerado;selecionar uma daquelas posições de início do intervalo detransformada de Fourier rápida mencionado que são determinadas através dosprimeiros até os terceiros meios de determinação de posição mencionados; eefetuar transformada de Fourier rápida sobre o sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio do tempomencionado considerando a posição de início selecionada através dos meiosde seleção mencionados como a posição de início do intervalo detransformada de Fourier rápida mencionado de modo a gerar o primeiro sinalde multiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio dafreqüência mencionado.

8. Programa, caracterizado pelo fato de ser para fazer com queum computador execute um procedimento compreendendo os passos de:fazer com que primeiros meios de determinação de posiçãocalculem valores de correlação entre um sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio do tempo constituindo um sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal do domínio do tempo, porum lado representando um símbolo de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal, e por outro lado representando um sinal obtidoatrasando o sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio do tempo de um comprimento de símbolo efetivo, de modo adeterminar a posição de início de um intervalo de transformada de Fourierrápida que seja igual ao comprimento de símbolo efetivo mencionado e quesirva como um intervalo de sinal alvo para a transformada de Fourier rápidaatravés dos meios de transformada de Fourier rápida em referência ao maiordos valores de correlação mencionados;fazer com que segundos meios de determinação de posiçãoestimem características de canal de transmissão de um sinal conhecidoincluído em um primeiro sinal de multiplexação por divisão de freqüênciaortogonal no domínio da freqüência constituindo um sinal de multiplexaçãopor divisão de freqüência ortogonal do domínio da freqüência obtidoefetuando transformada de Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação pordivisão de freqüência ortogonal no domínio do tempo mencionado, antes deinterpolar as características de canal de transmissão estimadas na direção dotempo para obter dados de estimativa de característica de canal detransmissão, antes de efetuar transformada de Fourier rápida inversa sobre osdados de estimativa de característica de canal de transmissão mencionadospara estimar um perfil de retardo, antes de estimar uma quantidade deinterferência entre símbolos considerando cada um de uma pluralidade decandidatos do intervalo de transformada de Fourier rápida mencionado combase no perfil de retardo mencionado, antes de determinar a posição de iníciodaquele candidato do intervalo de transformada de Fourier rápida mencionadodo qual a quantidade de interferência entre símbolos é a mais baixa, como aposição de início do intervalo de transformada de Fourier rápida alvomencionado para a transformada de Fourier rápida através dos meios de transformada de Fourier rápida mencionados;fazer com que terceiros meios de determinação de posiçãoconfigurem um outro intervalo de transformada de Fourier rápida em umaposição deslocada relativa ao intervalo de transformada de Fourier rápidamencionado usada para gerar o primeiro sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio da freqüência mencionado, antes de efetuara transformada de Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação por divisãode freqüência ortogonal no domínio do tempo mencionado dentro de um outrointervalo de transformada de Fourier rápida mencionado para gerar umsegundo sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência, antes de remover a distorção do primeiro e dosegundo sinais de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência mencionados usando as características de canal detransmissão de cada uma de todas sub-portadoras obtidas através dainterpolação dos dados de estimativa de características de canal detransmissão mencionados na direção da freqüência a fim de gerar um sinalequalizado, antes de determinar a posição de início do intervalo detransformada de Fourier rápida alvo mencionado para a transformada deFourier rápida através dos meios de transformada de Fourier rápidamencionados com base na qualidade do sinal equalizado gerado;selecionar uma daquelas posições de início do intervalo detransformada de Fourier rápida mencionado que são determinadas através dosprimeiros até os terceiros meios de determinação de posição mencionados; eefetuar transformada de Fourier rápida sobre o sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio do tempomencionado considerando a posição de início selecionada através dos meiosde seleção mencionados como a posição de início do intervalo detransformada de Fourier rápida mencionado de modo a gerar o primeiro sinalde multiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio dafreqüência mencionado.

9. Aparelho de recepção, caracterizado pelo fato decompreender:uma primeira seção de determinação de posição configuradapara calcular valores de correlação entre um sinal de multiplexação pordivisão de freqüência ortogonal no domínio do tempo constituindo um sinalde multiplexação por divisão de freqüência ortogonal do domínio do tempo,por um lado representando um símbolo de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal, e por outro lado representando um sinal obtidoatrasando o sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio do tempo de um comprimento de símbolo efetivo, de modo adeterminar a posição de início de um intervalo de transformada de Fourierrápida que seja igual ao comprimento de símbolo efetivo mencionado e quesirva como um intervalo de sinal alvo para a transformada de Fourier rápidaatravés da seção de transformada de Fourier rápida em referência ao maiordos valores de correlação mencionados;uma segunda seção de determinação de posição configuradapara estimar características de canal de transmissão de um sinal conhecidoincluído em um primeiro sinal de multiplexação por divisão de freqüênciaortogonal no domínio da freqüência constituindo um sinal de multiplexaçãopor divisão de freqüência ortogonal do domínio da freqüência obtidoefetuando transformada de Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação pordivisão de freqüência ortogonal no domínio do tempo mencionado, antes deinterpolar as características de canal de transmissão estimadas na direção dotempo para obter dados de estimativa de característica de canal detransmissão, antes de efetuar transformada de Fourier rápida inversa sobre osdados de estimativa de característica de canal de transmissão mencionadospara estimar um perfil de retardo, antes de estimar uma quantidade deinterferência entre símbolos considerando cada um de uma pluralidade decandidatos do intervalo de transformada de Fourier rápida mencionado combase no perfil de retardo mencionado, antes de determinar a posição de iníciodaquele candidato do intervalo de transformada de Fourier rápida mencionadodo qual a quantidade de interferência entre símbolos é a mais baixa, como aposição de início do intervalo de transformada de Fourier rápida alvomencionado para a transformada de Fourier rápida através da seção detransformada de Fourier rápida mencionada;uma terceira seção de determinação de posição configuradapara configurar um outro intervalo de transformada de Fourier rápida em umaposição deslocada relativa ao intervalo de transformada de Fourier rápidamencionado usada para gerar o primeiro sinal de multiplexação por divisão defreqüência ortogonal no domínio da freqüência mencionado, antes de efetuara transformada de Fourier rápida sobre o sinal de multiplexação por divisãode freqüência ortogonal no domínio do tempo mencionado dentro de um outrointervalo de transformada de Fourier rápida mencionado para gerar umsegundo sinal de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência, antes de remover a distorção do primeiro e dosegundo sinais de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal nodomínio da freqüência mencionados usando as características de canal detransmissão de cada uma de todas sub-portadoras obtidas através dainterpolação dos dados de estimativa de características de canal detransmissão mencionados na direção da freqüência a fim de gerar um sinalequalizado, antes de determinar a posição de início do intervalo detransformada de Fourier rápida alvo mencionado para a transformada deFourier rápida através da seção de transformada de Fourier rápida com basena qualidade do sinal equalizado gerado;uma seção de seleção configurada para selecionar umadaquelas posições de início do intervalo de transformada de Fourier rápidamencionado que são determinadas através das primeiras até as terceirasseções de determinação de posição mencionadas; ea seção de transformada de Fourier rápida mencionadaconfigurada para efetuar transformada de Fourier rápida sobre o sinal demultiplexação por divisão de freqüência ortogonal no domínio do tempomencionado considerando a posição de início selecionada através da seção deseleção mencionada como a posição de início do intervalo de transformada deFourier rápida mencionado de modo a gerar o primeiro sinal de multiplexaçãopor divisão de freqüência ortogonal no domínio da freqüência mencionado.