CN101714818B - 调节开关式调节器输出电流的电源转换器及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种调节开关式调节器输出电流的电源转换器及方法，其无需利用处于开关式调节器的转换器IC外部的电流检测电阻器即可精确地调节输出电流。该电源转换器包括：电感器；和转换器集成电路，其具有电源开关和复制开关，其中所述电源转换器产生参考电流，其中具有大小的电感器电流流经所述电感器，其中流经所述复制开关的检测电流具有与在所述电源开关的接通时间中所述电感器电流的所述大小成比例的大小，其中所述电源转换器将输出电流维持在预定电流水平，使得当所述输出电流等于所述预定电流水平时，所述检测电流小于所述参考电流时的第一时间周期为所述检测电流大于所述参考电流时的第二时间周期的固定比例。

Description

调节开关式调节器输出电流的电源转换器及方法
技术领域
本发明涉及电源转换领域，更具体而言，本发明涉及一种在无外部电流检测手段情况下调节输出电流的降压转换器。
背景技术
既调节输出电压也调节输出电流的典型的降压开关式调节器用于检测流经外部电阻器的电流，以调节流经负载的输出电流。图1(现有技术)图解说明实例性的现有技术开关式调节器10，开关式调节器10具有处于转换器集成电路(IC)12外的电流检测电阻器11。在恒压模式中，开关式调节器10通过对耦接到开关焊盘14的电感器13施加输入电压脉冲来调节输出电压。第一误差放大器15将第一内部参考电压VVREF与电压反馈信号的电压VVFB相比较，以形成第一误差电压VVE。控制器方块16将第一误差电压VVE转换成成比例的脉冲宽度或成比例的负载循环后施加到电感器13上。如果VVFB的大小小于参考电压VVREF的大小，则第一误差电压VVE将增大第一误差电压VVE大小。误差电压VVE增大会使顶部开关17的脉冲宽度或负载循环增大并向负载18提供更多的电力。此种调节被视为恒压控制。
在恒流模式中，开关式调节器10通过检测流经电流检测电阻器11的电流来调节输出电流。电流检测电阻器11与负载18串联设置。第二误差放大器19将电流检测电阻器11两端的电压降VIFB与第二内部参考电压VIREF相比较。第二误差放大器19输出第二误差电压VIE。通过将第一误差电压VVE与第二误差电压VIE相结合，使开关式调节器10调节最大输出电压或最大输出电流。这两个控制回路使调节器10能够以恒压和恒流两种模式工作。
然而，利用电流检测电阻器11调节输出电流具有几种缺点。首先，电阻器11在实体上较大，并且占据印刷电路板上的宝贵空间。转换器IC 12可被制作得足够小，以安装在小尺寸晶体管(SOT)封装中。但电流检测电阻器11通常占据与整个SOT封装一样多的空间。第二，电阻器11必须精密并且具有在温度变化时保持恒定的电阻。精密电阻器11的价格可使调节器10的成本升高，升高量达整个转换器IC 12的成本的一较大比例。第三，电流检测电阻器11浪费电力。例如，在其中3.6伏电池以1安的电流进行充电并且1安的检测电流流经电阻为100毫欧姆的电流检测电阻器的典型应用中，检测电阻器存在100毫瓦的损耗。这表示仅由电流检测电阻器引起的效率损失即达2.8％。电流检测电阻器11所损耗的功率使开关式调节器10的效率降低并且运行温度升高。而且，当电阻器11的温度在宽广范围内波动时，不太可能维持恒定的电阻。
力图提供一种无需利用处于开关式调节器的转换器IC外部的电流检测电阻器即可精确地调节输出电流的开关式调节器。此外，力图提供一种无需通过电流检测电阻器检测电流即可精确地调节开关式调节器的输出电流的方法。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种调节开关式调节器输出电流的电源转换器及方法，其无需利用处于开关式调节器的转换器IC外部的电流检测电阻器即可精确地调节输出电流。
为了解决以上技术问题，本发明提供了如下技术方案：
本发明提供了一种方法，包括：产生参考电流，其中开关式调节器包括电感器和电源开关，并且其中在所述电源开关的接通时间中，电感器电流流经所述电感器；产生检测电流，所述检测电流的大小与在所述接通时间中流经所述电源开关的所述电感器电流成比例；和使所述开关式调节器的输出电流维持在预定电流水平，使得当所述输出电流等于所述预定电流水平时，所述检测电流小于所述参考电流时的第一时间周期为所述检测电流大于所述参考电流时的第二时间周期的固定比例。
本发明进一步提供了一种电源转换器，包括：电感器；和转换器集成电路，其具有电源开关和复制开关，其中所述电源转换器产生参考电流，其中具有大小的电感器电流流经所述电感器，其中流经所述复制开关的检测电流具有与在所述电源开关的接通时间中所述电感器电流的所述大小成比例的大小，其中所述电源转换器将输出电流维持在预定电流水平，使得当所述输出电流等于所述预定电流水平时，所述检测电流小于所述参考电流时的第一时间周期为所述检测电流大于所述参考电流时的第二时间周期的固定比例。
最后，本发明提供了一种电源转换器，包括：电感器，其中具有峰值和谷值的波纹电流流经所述电感器并从所述电源转换器输出，其中平均输出电流是所述峰值和所述谷值的平均值，并且其中波纹大小是所述峰值与所述谷值的差值；和装置，用于无需检测所述装置外部的电流而将所述平均输出电流维持在固定电流水平，其中在所述波纹大小改变时，所述固定电流水平不发生实质改变。
一种具有电感器和转换器集成电路(IC)的降压开关式调节器无需检测所述转换器IC外部的电流即可调节输出电流。所述输出电流可用于对电池充电或对发光二极管(LED)供电。所述转换器IC具有电源开关和自举功率产生器(bootstrap power generator)。所述开关式调节器产生一设定电流，该设定电流指示输出电流将被调节到的预定电流水平。该设定电流是利用处于转换器IC外部的电阻器产生。在另一实施例中，则通过对转换器IC内的寄存器进行编程来产生该设定电流。
所述开关式调节器产生大小与在电源开关接通期间流经电源开关的电感器电流成比例的检测电流。电感器电流在接通时间期间通过电感器斜升，在断开时间期间则斜降。该接通时间具有第一时间周期和第二时间周期。在第一时间周期中，检测电流的大小小于设定电流的大小。在第二时间周期中，检测电流的所具有的大小大于设定电流的大小。所述开关式调节器的输出电流维持在预定电流水平，使得当输出电流等于预定电流水平时，第一时间周期为第二时间周期的一固定比例。所述开关式调节器利用单个信号使第一时间周期维持在第二时间周期的该固定比例，所述单个信号指示第一时间周期与第二时间周期的相对比例。在一个实施例中，当输出电流等于预定电流水平时，第一时间周期等于第二时间周期。在一个实施例中，所述单个信号为数字信号。
在所述自举功率产生器的轨条(rail)内的电路中将所述设定电流与检测电流相比较。在一个实施例中，在底部开关轨条的电压随电感器两端的电压而波动时，在自举功率产生器的各轨条之间维持五伏的电压差。所述开关式调节器还在输出电流小于预定电流水平时使输出电压维持在预定电压水平。
一种电源转换器包括电感器和转换器IC。所述转换器IC具有电源开关和复制开关(replica switch)。电感器电流流经电源开关和电感器。所述转换器IC包括锁存器，所述锁存器输出控制电源开关的状态的开关信号。当电源开关断开时，电感器电流停止通过电感器增大。在电源开关的接通时间中，流经复制开关的检测电流所具有的大小与电感器电流的大小成比例。电源转换器利用处于转换器IC外部的电阻器产生参考电流。在另一实施例中，通过对集成电路中的寄存器进行编程来产生参考电流。在第一时间周期中，检测电流所具有的大小小于参考电流的大小。而在第二时间周期中，检测电流的大小大于参考电流的大小。所述电源转换器使输出电流维持在预定电流水平，使得当输出电流等于预定电流水平时，第一时间周期等于第二时间周期。所述电源转换器的输出电流可对电池充电或对发光二极管供电。
在另一实施例中，一种电源转换器包括转换器IC、电感器和用于在无需检测所述转换器IC的外部电流的情况下使平均输出电流维持在固定电流水平的装置。所述电源转换器输出波纹电流，所述波纹电流流经电感器并且具有峰值和谷值。平均输出电流是峰值和谷值的平均值。波纹值是峰值与谷值之间的差值。所述装置使平均输出电流维持在不随波纹值的改变而变化的固定电流水平。
所述装置包括主开关和复制开关。主电流流经主开关，检测电流则流经复制开关。检测电流所具有的大小指示平均输出电流的大小。主电流与检测电流二者均贡献于波纹电流。所述装置在无需检测流经电阻器的检测电流大小的情况下检测所述检测电流。
所述装置产生指示固定电流水平的设定电流。所述检测电流在主开关的整个接通时间中增大，并且检测电流斜升而在第一时刻达到设定电流。当经过所述接通时间的一预定部分后，出现第二时刻。在一个实施例中，当经过所述接通时间的四分之三后，出现第二时刻。所述装置调节平均输出电流，以使第二时刻在第一时刻出现。
本发明采用的调节开关式调节器输出电流的电源转换器及方法，其无需利用处于开关式调节器的转换器IC外部的电流检测电阻器即可精确地调节输出电流。
在下文详细说明中描述了其它实施例和优点。本发明内容并非要限定本发明。本发明受权利要求书限定。
附图说明
附图图解说明本发明的实施例，其中相同的编号指示相同的组件。
图1(现有技术)是具有处于转换器集成电路(IC)外部的电流检测电阻器的传统开关式调节器的简化示意图。
图2是无需利用处于其转换器IC外部的电流检测电阻器便可精确地调节输出电流的降压电源转换器的简化示意图。
图3是图2的控制器IC的更详细示意图。
图4是一种用于控制图2的开关式调节器的输出电流和电压的方法的流程图。
图5是显示理想化波形的图，这些理想化波形图解说明图2的开关式调节器在执行图4的方法时的操作。
图6是在图2的开关式调节器对典型电池进行充电时输出电压与输出电流的关系图。
图7是显示波形的图，这些波形图解说明图2的开关式调节器如何调节脉宽频率以维持预定电流水平和预定电压水平。
图8是作为图3所示转换器IC的一部分的电荷泵积分器的另一实施例的示意图。
图9是开关式调节器的另一实施例的示意图，该开关式调节器具有两个电源开关并且无需利用外部电流检测电阻器便可精确地调节输出电流。
图10是开关式调节器的又一实施例的示意图，该开关式调节器无需利用外部电流检测电阻器便可精确地调节输出电流并且用于对发光二极管(LED)供电。
具体实施方式
现在将详细参照本发明的某些实施例，这些实施例的例子在附图中被示出。
图2是作为降压电源转换器的开关式调节器20的图。开关式调节器20包括封装在集成电路封装22中的转换器集成电路(IC)21。开关式调节器20无需利用处于转换器IC 21外部的电流检测电阻器便可精确地调节输出电流。尽管术语“集成电路”常用于既表示集成电路、也表示其中容纳有集成电路的集成电路封装，然而本文所用的术语“集成电路”只表示集成电路裸片。除转换器IC 21外，开关式调节器20还包括电感器23、输出电容器24、自举电容器25、自举整流器26、分压电阻器网络27和电流设定电阻器(RISET)28。流经电感器23的电流对负载29进行充电。电流设定电阻器RISET28用于设定所期望的输出电流。
在一个实施例中，开关式调节器20的输入电压VIN是来自车辆中的点烟器的直流电压。开关式调节器20所输出的电流和电压用于对例如移动电话、个人数字助理(PDA)、膝上型计算机或DVD播放器等电子用户装置进行充电。当转换器IC 21中的电源开关接通时，电感器电流30开始流经电感器23。在电感器电流通过电感器23斜升并且电源开关使电流停止流到电感器23时，电感器电流30从电感器23流出到负载29中。
转换器IC 21利用脉宽调制(PWM)调节输出电流和电压。为调节输出电流，开关式调节器20通过开关(SW)焊盘检测流出转换器IC 21的平均电流。平均电流是在由电感器23和输出电容器24形成的LC滤波器对转换器IC 21中的电源开关所输出的方波进行平波时所产生的锯齿形波纹电流的峰值与谷值之间的平均值。开关式调节器20无需检测负载29处的电流便可精确地检测输出电流IOUT。为调节输出电压，开关式调节器20检测反馈(FB)焊盘上的反馈电压。分压电阻器网络27产生具有反馈电压VFB的反馈信号31。
图3是转换器IC 21的更详细示意图。转换器IC 21具有电源(VDD)焊盘35、自举(BST)焊盘36、开关(SW)焊盘37、反馈(FB)焊盘38、电流设定(ISET)焊盘39和接地(GND)焊盘40。焊盘通过焊线连接到集成电路封装22上的相应端子。在图3的实施例中，图2的自举整流器26已被作为自举整流器77集成到转换器IC 21中。转换器IC 21通过反馈焊盘38接收关于输出电压VOUT的指示。
转换器IC 21包括自举功率产生器41、电荷泵积分器42、下拉钳位器42、置位-复位(SR)锁存器44、门极驱动器45、反馈误差放大器46、PWM比较器47、漏极电压调节器48、电流镜49、电流设定运算放大器50、电流设定开关51、振荡器52、频率折回电路53、电源开关54、复制开关55、电流检测开关56、第一参考电压产生器57、第二参考电压产生器58、肖特基二极管59、电阻器60和电容器61。在一个实施例中，转换器21中的所有开关均为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
开关式调节器20无需检测流经负载29处的电阻器的电流便可调节输出电流。为调节输出电流，开关式调节器20判断检测电流等于设定电流时的时刻是出现在电感器电流30的上升斜坡达到其中点的时刻之前还是之后。当电源开关54接通和断开时，电感器电流30类似于锯齿形波纹电流。波纹电流的中点等价于输出电流IOUT的大小。流过电感器23的谷-峰(valley-to-peak)电流波纹的大小(波纹大小)可表示为：
IRIPPLE＝D·Ts·((VIN-VOUT)/L)，    (62)
其中D是负载循环，Ts是循环时间，L是电感器23的电感。因此，开关式调节器20的输出电流IOUT的大小等于峰值电流大小减去波纹大小的一半。开关式调节器20调节脉冲宽度，以使上升的电感器电流30达到谷值与峰值之间中点的时刻与增大的检测电流等于设定电流的时刻同时出现。
图4是流程图，其图解说明图3的开关式调节器20的一种操作方法的步骤63-68。该方法通过调节电感器电流30的波纹的脉冲宽度来控制开关式调节器20的输出电压VOUT。该方法还通过调节电感器电流30的脉冲宽度来控制开关式调节器20的输出电流IOUT。在某些应用中，期望使开关式调节器20的输出电流IOUT维持在恒定水平。例如，在电池充满电之前，期望使充电电流维持在最高水平。通过调节波纹电流的中点，开关式调节器20维持与波纹大小无关的恒定输出电流。如上面的方程式62所示，波纹大小与电感、开关频率、负载循环以及输入和输出电压的大小相关。因此，开关式调节器20将输出电流IOUT调节到与电感器23的电感变化无关并且与波纹大小和波纹斜率无关的水平。
在第一步骤63中，转换器IC 21产生设定电流，该设定电流决定输出电流IOUT所维持的预定水平。开关式调节器20的用户通过选择电流设定电阻器RISET 28的电阻来设定输出电流的预定水平。在替代实施例中，电流设定电阻器被集成到转换器IC 21中并且是可编程的。通过对一电流设定寄存器进行编程，可对为获得所期望的总电阻而串联耦合的电阻器数量进行编程。电流设定寄存器是一组存储元件，例如触发器(flip-flop)或锁存器，其被编程用于存储数字值。在又一实施例中，通过将外部电流或外部电压迫至电流设定焊盘ISET 39上而产生设定电流。
在图3的实施例中，将由第二参考电压产生器58产生的1伏参考信号与电流设定运算放大器50和电流设定开关51一起用于将电流设定焊盘ISET 39设定到1伏。流经电流设定焊盘ISET 39的电流被传递到自举功率产生器41的经过电平移位(level-shifted)的自举轨条上，并被电流镜49镜像反射到比较节点69。从电流镜49的晶体管70流出的镜像反射电流为设定电流71，该设定电流设定开关式调节器20的预定电流水平。在电流设定电阻器RISET28的电阻随温度变化的情况下，在流经设定焊盘ISET 39的电流中增加相等但相反的温度相关电流，以减小设定电流71随温度变化而发生的任何变化。
在步骤64中，产生指示电感器电流30的大小的检测电流72。检测电流72是由复制开关55产生，并直接与设定电流71相比较而不利用单独的比较器元件。检测电流72与当PWM开关信号74使电源开关54接通时流经电源开关54的主开关电流73成比例。当电源开关54断开时，电流流经肖特基二极管59。在替代实施例中，肖特基二极管59位于转换器IC 21外部。复制开关55被选取为电源开关54规格(size)的一个较小的比例。在一个实施例中，电源开关54比复制开关55大10,000倍。因此，当主开关电流73为1安时，检测电流72为100微安。
用于将电源开关54的漏极连接到电源焊盘VDD 35的导体具有有限的电阻，因此电源开关54的漏极上的电压低于电源电平VDD少许。漏极电压调节器48的电压设定晶体管75和运算放大器76用于将复制晶体管55的漏极电压设定为与电源开关54的漏极电压相同的电平。通过维持相等的漏极电压，检测电流72保持为主开关电流73的一比例，该比例与晶体管的相对规格相同。
为在电流斜升通过电感器23而使开关焊盘37上的电压升高时维持可使电源开关54保持接通的至少一倍门极-源极截止电压(VGS)，自举功率产生器41产生与开关焊盘37上的开关电压一起升高的浮动电源。在一个实施例中，外部自举电容器25和自举整流器77使自举焊盘36上的电压维持在比开关焊盘37上的电压高5伏。因此，自举功率产生器41使驱动器45将电源开关54的门极驱动至高于转换器IC 21的输入电压VIN。
在步骤65中，通过将当设定电流71大于检测电流72时的第一时间周期与当设定电流71小于检测电流72时的第二时间周期相比较，使开关式调节器20的输出电流维持在预定电流水平。当PWM开关信号74使电源开关54首先接通时，检测电流72开始斜升。因此，设定电流71大于检测电流72，并且电流在比较节点69上积聚。比较节点69上积聚的电流产生类似于数字高电平的跳变电压VTRIP。在检测电流72斜升超过设定电流71的大小的时间点处，检测电流72起到下拉电流的作用，并将跳变电压VTRIP拉到接近开关焊盘37的电压，该电压类似于数字低电平。因此，电流镜49、漏极电压调节器48和复制开关55构成电流检测电路，该电流检测电路产生指示检测电流72何时超过设定电流71的数字跳变信号78。该有源电流检测电路设置在自举焊盘36与开关焊盘37的自举轨条之间，其中自举焊盘36与开关焊盘37的自举轨条维持5伏的浮动电压差。通过这种方式，与试图检测电感器23的输入引线上高速波动的电压相比，可更精确地检测电感器电流30。跳变信号78的数字高电平随自举焊盘36上的电压而波动，并且跳变信号78的数字低电平以高出开关焊盘37上的电压大约两倍门极-源极截止电压(VGS)的值波动。
图5显示开关式调节器20的各个节点上的理想化波形。这些波形图解说明开关式调节器20在图4所示方法过程中的操作。电源开关54在T1时刻接通，在T2时刻断开，并且在T3时刻再次接通。在T1时刻，电感器电流30开始斜升通过电感器23。因此，T1与T2之间的时间为接通时间，T1与T3之间的时间为循环时间。图5图解说明其中检测电流72在电源开关54接通时跳变到90微安并接着在接通时间中从90微安斜变到100微安的一个实施例。在该实施例中，设定电流71被设定为100微安。跳变时刻是斜变的检测电流72的大小经过稳定的设定电流71的时刻。在跳变时刻，跳变信号78被禁用(deasserted)。
然后，将检测电流72小于设定电流71时的第一时间周期与检测电流71大于设定电流71时的第二时间周期相比较。当检测电流72的大小处于其上升斜坡的中点并且因此也处于平均输出电流的所选预定水平时，第一时间周期与第二时间周期相等。电荷泵积分器42通过在第一时间周期中将电流加到电流误差节点和在第二时间周期中从电流误差节点减去相同比率的电流，对第一时间周期与第二时间周期进行比较。电流误差节点上所存在的电流误差信号79的电压(VIE)的变化指示哪一个周期较长以及跳变时刻距斜变的检测电流72的中点有多远。
图3显示电荷泵积分器42接收PWM开关信号74和跳变信号78，并且输出电流误差信号78。电荷泵积分器42包括反相器80、与门81、n沟道FET 82、p沟道FET 83、上拉电流源84、下拉电流源85和电容器86。在图3的实施例中，下拉电流源85是上拉电流源84的大小的两倍。反相器80和AND门81控制FET 82和83，以使这些开关只在开关信号74被启用(asserted)并且电流斜升通过电感器23时才接通。在电源开关54的断开时间中，当FET 82和83断开时，电流误差电压VIE保持不变。在第一时间周期中，当开关信号74被启用时并且在跳变信号78被禁用之前，只有p沟道FET 83接通。在第一时间周期中，上拉电流源84在电流误差节点上提供10微安的电流(IIE)87，并且电流误差信号79的电压VIE升高，如图5中所示。当跳变信号78被禁用时，FET 83保持接通，并且FET 82也接通。在第二时间周期中，上拉电流源84继续在电流误差节点上提供10微安的电流IIE87，但下拉电流源85从电流误差节点吸收20微安的电流IIE 87。因此，在第二时间周期中，从电流误差节点泄放总共10微安的电流。当第一时间周期等于第二时间周期时，向电流误差节点提供的电流量和从电流误差节点泄放的电流量相等，并且在接通时间结束时，电流误差电压VIE返回其此前的电平。电容器86用于平滑电流误差电压VIE的电平。
在步骤66中，调节电感器电流30的脉冲宽度(波纹电流的上升斜坡)，以将输出电流调节到预定电流水平。在转换器IC 21如何调节输出电流的一个例子中，输出电流低于预定电流水平。因此，检测电流72达到设定电流71太迟，并且第一时间周期变得长于第二时间周期。结果，在第一时间周期中提供给电流误差节点的电流多于在第二时间周期中从电流误差节点泄放的电流，因而电流误差电压VIE升高。升高的电流误差电压VIE使得PWM开关信号74的脉冲宽度增大，并且输出电流朝预定电流水平增大。
下拉钳位器43包括运算放大器88和p沟道FET 89。在恒流模式中，下拉钳位器43将误差电压(VERROR)下拉到电流误差电压VIE的电平。在恒流模式中，电压调节回路始终处于调节之中。在恒压模式中，当电流误差电压VIE高于误差电压VERROR时，下拉钳位器43对误差电压VERROR毫无影响。电阻器60和电容器61平滑误差电压VERROR的电平。
PWM开关信号74是通过确定经过补偿的电流检测电压90何时达到误差电压VERROR而产生。电流检测电压VSENSE是电流检测开关56的漏极上的电压。像复制开关55一样，电流检测开关56比电源开关54小很多倍，并且开关54、55和56的门极全部耦接到门极驱动器45的门极。通过将电流检测电压VSENSE与斜坡补偿信号相加产生经过补偿的电流检测电压90。斜坡补偿信号由振荡器52产生。图5图解说明如何将电流检测电压VSENSE与斜坡补偿信号相加以形成经过补偿的电流检测电压90。
PWM比较器47判断斜变的经过补偿的电流检测电压90何时达到误差电压VERROR(或被下拉到电流误差电压VIE的误差电压)的水平。图5图解说明PWM比较器47所输出的复位信号(RST)91通过禁用SR锁存器44的Q输出端上所存在的开关信号74而使SR锁存器44复位并终止接通时间。当在SR锁存器44的置位输入端上接收到振荡器52所输出的时钟信号(CLK)92的脉冲时，开关信号74被启用。在恒流模式中，当斜变的经过补偿的电流检测电压90达到电流误差电压VIE的电平时，复位信号91将SR锁存器44复位。当因第一时间周期长于第二时间周期而使电流误差电压VIE已升高时，斜变的经过补偿的电流检测电压90达到电流误差电压VIE所用的时间变长。结果，开关信号74的接通时间延长，并且电感器电流30被允许通过电感器23斜升更长的时间。波纹电流的变长的上升斜坡的中点升高，并且原先低于预定电流水平的输出电流IOUT的大小增大。
在步骤67中，当输出电流小于预定电流水平时，开关式调节器20的输出电压维持在预定电压水平。在电池的典型充电循环中，充电过程以恒流模式开始，然后当电池充满电时过渡到恒压模式。空电量电池的重负载试图拉动大于预定电流限值的电流，开关式调节器20则通过降低电流误差电压VIE而限制输出电流。随着电池的负载变轻并且所拉动的电流减小，电流误差电压VIE上升至误差电压VERROR以上，并且开关式调节器20将输出电压限制至由误差电压VERROR所设定的预定水平。
图6是在开关式调节器20对移动电话中的典型锂离子电池进行充电时输出电压与输出电流的关系图。各个点图解说明电感器电流30的代表性开关循环。充电过程在点#1处以恒流模式开始，并且开关式调节器20将输出电流调节到约1安的电流。充电循环在点#9处进入恒压模式。随着移动电话电池充电并且移动电话电池的负载减小，开关式调节器20减小脉冲宽度和输出电流一直到点#17，以将输出电压限制至约4.2伏。在一个实施例中，开关式调节器20是以“完全充电模式(top-off mode)”工作，在此种模式中，在达到点#17后，电池以满充电电流的十分之一再充电十分钟，然后断开开关操作。
当输出电压下降到由虚线下面的点#18-20所表示的故障阈值以下时，出现故障状态。当输出电压下降到故障阈值以下时，反馈焊盘38上所存在的电压(VFB)下降到低于欠电压闭锁断开阈值，并且输出电流被调节成沿点#18-20线性地下降到零。在另一实施例中，当输出电压下降到故障阈值以下时，电流会非线性地折回(如沿虚线的点所示)。当用户选取此种细流(trickle)充电模式时，一旦达到下限电压阈值，输出电流便折回到细流。在又一实施例中，开关式调节器20具有暂停(time-out)功能，用于在充电过程在最大充电时间(例如1小时)内未退出细流充电模式时停止电源开关54的开关操作。
在步骤67的该例子中，开关式调节器20的用户将预定电压水平设定为锂离子电池的4.2伏最高充电电压。预定电压水平是通过对分压电阻器网络27的电阻器R1和R2的电阻进行选取来设定。分压器27将负载29上的所需4.2伏最高充电电压分成反馈焊盘FB 38上的1伏电平。误差放大器46将反馈信号31的电压VFB与第二参考电压产生器58所产生的1伏参考电压相比较。误差放大器46输出误差电压VERROR，其大小与反馈电压VFB与1伏参考电压之差成比例。
随着在充电循环中负载29两端的电压增大，反馈电压VFB与1伏参考电压之差减小。因此，误差电压VERROR减小。当误差电压VERROR减小到电流误差电压VIE以下时，开关式调节器20从恒流模式过渡到恒压模式。该过渡发生在图6的点#8与#9之间。
图7显示理想化波形，其图解说明从恒流模式到恒压模式的过渡。图7中带编号的循环对应于图6中的点。在启动阶段(循环#1-#3)中，第一时间周期长于第二时间周期，并且电荷泵积分器42在电流误差节点上提供的电流IIE87多于其所泄放的电流。电流误差电压VIE升高，此使开关信号74的脉冲宽度增大。输出电流增大并在循环#4时达到预定电流水平，此时第一时间周期等于第二时间周期。在典型操作中，电流误差电压VIE在几毫秒内达到稳态。然后，输出电流保持在稳态，直到输出电压接近预定电压水平为止。随着电池充电并且负载29两端的电压升高，误差电压VERROR减小。在误差电压VERROR下降到低于电流误差电压VIE之后，当经过补偿的电流检测电压90达到下部的误差电压VERROR并将SR锁存器44复位时，电源开关54的接通时间终止。因此，当输出电流小于预定电流水平时，开关式调节器20的输出电压保持在预定电压水平。
在步骤68中，开关式调节器20独立于输出电压调节输出电流。设定电流71的大小不随输出电压的变化而变化。由于设定电流71是由固定的1伏参考电压所产生并且自举轨条之间的电流检测电路维持5伏的浮动电压差，因而开关式调节器20产生输出电压，使得设定电流71独立于输出电压而变化。
开关式调节器20具有频率折回功能。时钟信号CLK 92决定开关频率，以使开关信号74以该开关频率开始电感器电流30的每一新波纹的斜变。在电感器电流30已完全斜降出电感器23之前，开关式调节器20以连续导通模式工作，以在每一新循环开始时使电流斜升通过电感器23。在正常工作中，开关频率和循环时间保持恒定，并且调制波纹电流的上升斜坡的脉冲宽度以获得所期望的输出电流和电压。当因负载非常重而使输出电压接近于0时，接通时间的脉冲宽度变得越来越短。然而，需要一最小时间量，以使跳变信号78探测上升的检测电流72的大小何时超过设定电流71的大小。在极低的输出电压下，开关信号74的脉冲宽度可变得短于跳变信号78的响应时间，在此种情形中，电流比较将出现错误，并且开关式调节器将无法提供电流调节。为避免此种情形，当反馈电压VFB远低于预定电压水平时，频率折回电路53便降低(折回)开关信号74的频率。在较低的开关频率下，以不会变得短于跳变信号78的响应时间的更长脉冲宽度来输出相同电流。
图8显示电荷泵积分器93的另一实施例。在图3的实施例中，下拉电流源85两倍于上拉电流源84的规格，以减小从上拉电流切换到下拉电流所用的逻辑电路量。尽管电荷泵积分器93所利用的逻辑电路多于图3的电荷泵积分器42，然而电荷泵积分器93具有相等的上拉电流和下拉电流。因此，电荷泵积分器93以较小的电流进行工作。电荷泵积分器93包括反相器94、与非门95、与门96、p沟道FET97、n沟道FET 98、上拉电流源99、下拉电流源100和电容器86。
这两个电流源99和100提供10微安的电流。在第一时间周期中，上拉电流源84在电流误差节点上提供10微安的电流(IIE)87。当跳变信号78被禁用时，FET 97断开，并且FET 98接通。在第二时间周期中，只有下拉电流源100从电流误差节点泄放10微安的电流IIE87。因此，在第二时间周期中，电荷泵积分器93所用的电流比电荷泵积分器42小20微安。但正如电荷泵积分器42一样，当第一时间周期等于第二时间周期时，电荷泵积分器93向电流误差节点提供的电流量与其所吸收的电流量相等。
图9显示无需利用处于转换器IC外部的电流检测电阻器便可精确地调节输出电流的开关式调节器的另一实施例。开关式调节器103包括转换器IC 104，转换器IC 104类似于图3的转换器IC 21。然而，不同于转换器IC 21，转换器IC 104包括两个电源开关和一运算跨导放大器(OTA)105。
上门极驱动器106和电源开关54的功能类似于转换器IC 21的门极驱动器45和电源开关54。然而，下门极驱动器107和下电源开关108取代了肖特基二极管59。由于下门极驱动器107和下电源开关108比肖特基二极管59占据更大的空间，因而转换器IC 104的裸片尺寸大于转换器IC 21，因而价格也高于转换器IC 21。在电源开关54的断开时间中，通过开关108而非通过肖特基二极管59从电感器23泄放电流。然而，由于通过开关108泄放电流，在转换器IC 104的替代实施例中，可在开关焊盘37的下侧检测电感器电流30。与设置于自举电流产生器的浮动自举轨条之间的电流检测电路相比，该替代实施例的电流检测电路将不复杂，这是因为开关108的漏极电压不与自举电压一起浮动。将转换器IC 21的电流检测电路设置在自举轨条内能够使用更廉价的肖特基二极管59取代转换器IC 104的下门极驱动器107和下电源开关108。
转换器IC 104是以模拟方式对跳变信号78所提供的跳变电压进行积分，而转换器IC 21的电荷泵积分器42则是对跳变信号78的数字电压执行数字积分。OTA 105和电容器86对跳变电压VTRIP与电源开关54两端的检测电压之差进行积分。在跳变电压高于检测电压的时间中，OTA 105在电容器86上提供与该差值成比例的电流。在跳变电压低于检测电压的时间中，OTA 105则从电容器86吸收与该差值成比例的电流。开关信号74控制开关109，使得只在电源开关54的接通时间中对设定电压与检测电压之差进行积分。
尽管转换器IC 104利用两个n沟道FET(NMOS)54和108作为电源开关，但在替代实施例中也可利用p沟道FET(PMOS)作为电源开关54。当利用p沟道FET作为电源开关54时，不需要自举产生器，这是因为电源开关54的门极不需要维持在比开关焊盘37的浮动电压高出至少一倍VGS。然而，p沟道FET大于n沟道FET，因此利用PMOS器件的该替代实施例的电路裸片尺寸将更大，因而价格也更高。
图10显示无需检测转换器IC 111的外部电流便可精确地调节输出电流的开关式调节器110的又一实施例。尽管在图3中已参照转换器IC 21将负载29描述为正在充电的移动电话锂离子电池，然而负载29不必为电池。在图10的实施例中，转换器IC 111调节电感器电流30，以使开关式调节器110的输出电流适合对发光二极管(LED)112供电。
某些LED在不高于预定温度运行时具有更长的使用寿命。当LED112的温度升高时，转换器IC 111减小开关式调节器110的平均输出电流。LED 112的温度由此保持低于预定温度限值。在图10的实施例中，电流设定电阻器RISET28为热敏电阻器，其电阻随温度升高而增大。电流设定电阻器28在实体上靠近LED 112设置，以便在LED 112的温度升高时，电流设定电阻器28的电阻也增大。电流设定电阻器28的增大的电阻调节设定电流71，从而降低电流误差电压VIE。在其他实施例中，电流设定电阻器28位于开关式调节器110的印刷电路板上的某一位置，以使电阻器28的温度反映正被充电的负载的温度或开关式调节器周围的环境温度。
在另一实施例中，开关式调节器110对LED 112执行脉宽调制(PWM)调光。在PWM调光中。流经LED 112的电感器电流30从0脉动到预定电流水平脉动。PWM调光不同于模拟调光，在模拟调光中是通过减小流经LED的DC电流来实现亮度的降低。在PWM调光中，由电流流经LED 112时的脉冲的负载循环决定LED亮度。PWM调光的通/断状态是通过在电流设定焊盘ISET 39上设定额外的阈值来进行控制。在替代实施例中，PWM调光的通/断状态是利用转换器IC 111上的额外焊盘进行控制。通常将电流设定焊盘ISET 39调节到1伏，但当该焊盘被上拉到更高电压(例如2伏)时，则暂时禁止(disable)开关式调节器110。PMW调光相对于模拟调光具有两个优点。首先，由于输出负载不是最大就是断开，因而效率提高。其次，LED的色彩平衡维持在其最佳值，这是因为在LED 112接通的时间中，流经LED 112的电流维持在预定电流水平。
为避免可见的闪烁，流经LED 112的电流的脉动速率维持在高于人眼反应的速率。通常，LED PWM调光速率高于100Hz。然而，如果LED电流大，则调节器电路的功率组件(例如电感器23和电容器)可发出可听到的噪声。因此，优选地选取高于人耳的听觉范围的PWM调光速率，通常为15kHz及以上。
当利用例如15kHz的高脉冲速率对LED 112进行调光时，转换器IC 11的启动时间中的任何延迟均可作为LED亮度相对于PWM负载循环的非线性度而被感觉到。因此，优选地具有快的启动时间-即当LED控制信号被启用时与LED电流达到预定电流水平时之间的时间。转换器IC 111的最慢响应是在恒流模式中确定电流误差电压VIE，其要耗用许多个开关循环才能达到恒流调节的稳态值。转换器IC 111通过使电流误差电压VIE维持在与当转换器IC 111的输出被禁止时的电流误差电压VIE相同的水平，使LED启动时间加速。当LED控制信号切换到断开值时，电荷泵积分器42的上拉电流源和下拉电流源均断开。因此，先前产生的电流误差电压VIE的精确值不会受到干扰。当LED控制信号指示转换器IC 111恢复向LED 112提供电流时，电荷泵积分器42不需要重新产生电流误差电压VIE。因此，开关式调节器110的输出电流只在几个循环中便达到预定电流水平。
尽管已出于说明目的而结合某些具体实施例描述了本发明，然而本发明并不仅限于此。图3的实施例将检测电流72等于设定电流71时的时间与波纹电流的谷值和峰值之间的中点相比较。在其他实施例中，则比较不止一个点。例如，将检测电流72的大小等于设定电流71的大小的四分之一时的时间与电感器电流30已斜升到从谷值到峰值距离的四分之一处的时间相比较。然后，将检测电流72的大小等于设定电流71的大小的四分之三时的时间与电感器电流30已斜升到从谷值到峰值距离的四分之三处的时间相比较。为确定电感器电流30已斜升到从谷值到峰值距离的四分之一或四分之三的时间，使用具有比率3∶1的上拉电流和下拉电流。然后，利用这两次比较来产生用于终止接通时间的复位信号91。
尽管上文将各转换器IC的电源开关描述为利用脉宽调制(PWM)进行开关，然而也可利用其它调制方法。在替代实施例中，利用变频脉冲频率调制(PFM)产生开关信号74。使电源开关54的接通时间保持恒定达一时间周期，该时间周期长于使跳变信号78将设定电流71与检测电流72相比较所需的响应时间。然后，调节循环时间，以获得所期望的平均输出电流。然而，当在点烟器适配器应用中利用开关式调节器时，PWM调制优于PFM调制，以确保使开关频率及任何谐波不会干扰车辆的AM收音机的频带或者干扰在例如移动电话等射频装置中通常使用的455kHz中频(IF)。在图3的实施例中，利用300-400kHz之间频率的PWM调制，该频率足够高从而允许使用较小规格的电感器，但又足够低以便不会干扰AM收音机频带。此外，可使PWM调制所用的频率散开，以使来自主频带和谐波的能量扩展开，从而不会干扰无线电信号和在车辆中传送的其它信号。
在又一实施例中，利用滞后调制(hysteretic modulation)产生开关信号74。在滞后调制中，接通时间和频率均不固定，而是调节电感器电流30的峰值和谷值。由于在利用滞后调制来调节输出电流时频率漂移，因而更难避免干扰无线电信号和在车辆中传送的其它信号。相应地，可在不脱离权利要求所述本发明范围的条件下对所述实施例的各种特征实施各种修改、改动和组合。

Claims (29)

1.一种调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，包括：
产生参考电流，其中开关式调节器包括电感器和电源开关，并且其中在所述电源开关的接通时间中，电感器电流流经所述电感器；
产生检测电流，所述检测电流的大小与在所述接通时间中流经所述电源开关的所述电感器电流成比例，所述检测电流在整个接通时间增大；
当增大的检测电流等于所述参考电流时，决定一跳变时刻；和
使所述开关式调节器的输出电流维持在预定电流水平，使得当所述输出电流等于所述预定电流水平时，所述检测电流小于所述参考电流时的第一时间周期为所述检测电流大于所述参考电流时的第二时间周期的固定比例，所述第一时间周期位于所述跳变时刻之前，所述第二时间周期位于所述跳变时刻之后。
2.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，所述开关式调节器具有转换器集成电路，其中所述电源开关位于所述转换器集成电路内，并且所述电感器位于所述转换器集成电路外，并且其中所述维持无需检测所述转换器集成电路外部的电流而实施。
3.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，所述开关式调节器具有转换器集成电路，其中所述电源开关位于所述转换器集成电路内，并且所述电感器位于所述转换器集成电路外，并且其中利用位于所述转换器集成电路外的电阻器产生所述参考电流。
4.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，所述开关式调节器具有转换器集成电路，其中所述电源开关位于所述转换器集成电路内，并且所述电感器位于所述转换器集成电路外，并且其中通过对所述转换器集成电路内的寄存器进行编程产生所述参考电流。
5.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，所述第一时间周期等于所述第二时间周期。
6.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，所述第一时间周期与所述第二时间周期均不与所述接通时间一样长。
7.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，所述第一时间周期与所述第二时间周期均具有不为零的持续时间。
8.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，还包括：
使所述输出电流流经发光二极管。
9.如权利要求8所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，还包括：
对所述发光二极管执行脉宽调制调光。
10.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，还包括：
利用所述输出电流对电池进行充电。
11.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，还包括：
产生所述开关式调节器的输出电压，其中所述参考电流独立于所述输出电压而变化。
12.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，还包括：
当所述输出电流小于所述预定电流水平时，使所述开关式调节器的输出电压维持在预定电压水平。
13.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，所述开关式调节器利用单个信号使所述第一时间周期维持在所述第二时间周期的所述固定比例，所述单个信号指示所述第一时间周期与所述第二时间周期的相对比例。
14.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，在所述跳变时刻跳变信号被禁用。
15.如权利要求1所述的调节开关式调节器输出电流的方法，其特征在于，对所述第一时间周期与所述第二时间周期进行比较。
16.一种电源转换器，其特征在于，包括：
电感器；和
转换器集成电路，其具有电源开关和复制开关，其中所述电源转换器产生参考电流，其中具有大小的电感器电流流经所述电感器，其中流经所述复制开关的检测电流具有与在所述电源开关的接通时间中所述电感器电流的所述大小成比例的大小，所述检测电流在整个接通时间增大，所述转换器集成电路在增大的检测电流等于所述参考电流时决定一跳变时刻，其中所述电源转换器将输出电流维持在预定电流水平，使得当所述输出电流等于所述预定电流水平时，所述检测电流小于所述参考电流时的第一时间周期为所述检测电流大于所述参考电流时的第二时间周期的固定比例，所述第一时间周期位于所述跳变时刻之前，所述第二时间周期位于所述跳变时刻之后。
17.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器无需检测所述转换器集成电路外部的电流而将所述输出电流维持在所述预定电流水平。
18.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，还包括：
位于所述转换器集成电路外的电阻器，其中利用所述电阻器产生所述参考电流。
19.如权利要求18所述的电源转换器，其特征在于，所述电阻器是热敏电阻器，其中所述输出电流与温度成反比地变化，并且其中所述温度是取自由下列组成的群组：由所述输出电流正进行充电的负载的温度，所述电源转换器周围的环境温度，和所述输出电流所流经的发光二极管的温度。
20.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述转换器集成电路包括寄存器，并且其中通过对所述寄存器进行编程产生所述参考电流。
21.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器的输出电流流经发光二极管。
22.如权利要求21所述的电源转换器，其特征在于，电源转换器对所述发光二极管执行脉宽调制调光。
23.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器输出输出电压，并且其中所述参考电流独立于所述输出电压而变化。
24.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述转换器集成电路包括锁存器，所述锁存器输出用于断开所述电源开关的开关信号，并且其中当所述电源开关断开时，所述电感器电流停止通过所述电感器增大。
25.如权利要求16所述的电源转换器，其特征在于，所述转换器集成电路直接对所述参考电流与所述检测电流进行比较而不需要使用一比较器比较所述参考电流与所述检测电流。
26.一种电源转换器，其特征在于，包括：
电感器，其中具有峰值和谷值的波纹电流流经所述电感器并从所述电源转换器输出，其中平均输出电流是所述峰值和所述谷值的平均值，并且其中波纹大小是所述峰值与所述谷值的差值；
流经电源开关的主电流和流经一复制开关的一检测电流均贡献于所述波纹电流；和
装置，用于无需检测所述装置外部的电流而将所述平均输出电流维持在固定电流水平，其中在所述波纹大小改变时，所述固定电流水平不发生实质改变，所述检测电流在电源开关的整个接通时间中增大，所述装置产生一指示所述固定电流水平的设定电流，所述装置在增大的检测电流等于所述设定电流时决定一跳变时刻，在经过所述接通时间的预定部分时，出现第二时刻，并且其中所述装置调节所述平均输出电流，以使所述第二时刻在所述跳变时刻处出现。
27.如权利要求26所述的电源转换器，其特征在于，所述平均输出电流对负载充电，其中所述负载具有负载温度，其中利用热敏电阻器产生所述设定电流，并且其中所述平均输出电流与所述负载温度成反比地变化。
28.如权利要求26所述的电源转换器，其特征在于，所述电源转换器是车辆点烟器适配器的一部分。
29.如权利要求26所述的电源转换器，其特征在于，包括：
电感器，其中具有峰值和谷值的波纹电流流经所述电感器并从所述电源转换器输出，其中平均输出电流是所述峰值和所述谷值的平均值，并且其中波纹大小是所述峰值与所述谷值的差值；
流经电源开关的主电流和流经一复制开关的一检测电流均贡献于所述波纹电流；和
装置，用于无需检测所述装置外部的电流而将所述平均输出电流维持在固定电流水平，其中在所述波纹大小改变时，所述固定电流水平不发生实质改变，所述检测电流在电源开关的整个接通时间中增大，所述装置产生一指示所述固定电流水平的设定电流，所述装置在增大的检测电流等于所述设定电流时决定一跳变时刻，在经过所述接通时间的预定部分时，出现第二时刻，并且其中所述装置调节所述平均输出电流，以使所述第二时刻在所述跳变时刻处出现，其特征在于，所述预定部分是所述接通时间的三分之二。
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