CN101682457A

CN101682457A - 接收装置、接收方法、集成电路、数字电视接收机、程序

Info

Publication number: CN101682457A
Application number: CN200980000423A
Authority: CN
Inventors: 马赫布卜·良志奴; 木村知弘
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2008-04-10
Filing date: 2009-04-09
Publication date: 2010-03-24
Anticipated expiration: 2029-04-09
Also published as: US20100283902A1; EP2264921A1; EP2264921A4; EP2264921B1; JP5296776B2; JPWO2009125599A1; WO2009125599A1; CN101682457B; US8218696B2

Abstract

在接收装置(100)中，噪声功率推测部(107)根据频域接收信号推测包含在该接收信号中的噪声功率。传送路径特性推测部(105)基于包含在接收信号中的基准信号推测传送路径特性。抽头系数运算部(108)基于包含在接收信号中的噪声功率和传送路径特性的自相关值，计算滤波部(109)的抽头系数。滤波部(109)通过按照抽头系数将传送路径特性滤波处理，计算传送路径特性的推测值。

Description

接收装置、接收方法、集成电路、数字电视接收机、程序

技术领域

本发明涉及通过多载波传送方式接收到的信号，涉及对推测的传送路径特性实施适应处理的技术。

背景技术

多载波传送方式一般作为对多路径环境的适应性良好的传送方式已周知。因为其良好的特征，在地上数字广播及无限LAN(Local Area Network)中，采用作为多载波传送方式之一的用多个正交的载波进行传送的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式。

这里，以地上数字广播为例，对接收系统进行说明。在采用OFDM方式的地上数字广播的标准中，有日本的ISDB-T(Integrated Services DigitalBroadcasting for Terrestrial)及欧洲的DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)等。在这些标准中，将以规定的振幅-相位调制的称作SP(Scattered Pilot)的导频信号作为基准信号插入到发送信号中。在接收侧采用以该SP信号的振幅-相位为基准将接收信号解调-均衡的方法。

用上述标准设定的SP信号在载波方向(频率方向)上每12个载波、在符号方向(时间方向)上每4个符号进行配置。

在图6中表示作为接收装置的地上数字广播接收机的基本结构。接收装置500具备天线501、调谐部502、同步部503、FFT(Fast Fourier Transform，高速傅里叶变换)部504、均衡部509、错误修正部510、传送路径推测部511。

传送路径推测部511包括SP提取部505、已知信号部506、除法部507、插值部508。

如果将发送信号设为X(l，k)，将作用于该发送信号的传送路径特性及噪声成分分别设为H(l，k)及N(l，k)，将对于该发送信号的接收信号设为Y(l，k)，则在它们之间以下的(式1)的关系成立。

[式1]

Y(l，k)＝X(l，k)H(l，k)+N(l，k)

这里，l是符号号码，k是载波号码。

在传送路径推测部511中，SP提取部505从由FFT部504变换为频域(周波数領域)的信号的OFDM信号中提取SP信号Y(l，k_p)。

已知信号部506输出在接收侧是已知的SP信号的规定的振幅及规定的相位等的已知信号X(l，k_p)。

并且，除法部507通过将提取的SP信号Y(l，k_p)用从已知信号部506得到的上述已知信号X(l，k_p)除，如以下的(式2)那样推测作用于X(l，k_p)的传送路径特性H^(l，k_p)。

[式2]

\hat{H} (l, k_{p}) = \frac{Y (l, k_{p})}{X (l, k_{p})} = H (l, k_{p}) + \frac{N (l, k_{p})}{X (l, k_{p})}

另外，在本文中，因为字符代码的限制而记载为“H^”，但原本如(式2)所示那样在“H”的上方有“^”是确切的。以下，关于“X^”“Y^”也是同样的。

插值部508通过将该SP信号的传送路径特性H^(l，k_p)在信号方向(时间方向)及频率方向(载波方向)上插值来推测SP信号以外的数据载波的信号的传送路径特性H^(l，k_d)。通过将数据载波的信号用推测出的传送路径除，由(式3)求出均衡后的数据。

[式3]

\hat{X} (l, k_{d}) = Y (l, k_{d}) / \hat{H} (l, k_{d})

如果噪声成分小到能够忽视的程度，则能够忽视(式2)的右边第2项，大致精确地求出SP信号的传送路径特性H^(l，k_p)，所以与H(l，k_p)相等。但是，由于在实际的接收环境中附加了噪声成分，所以不能忽视噪声的影响，在传送路径特性H^(l，k_p)中包含推测误差。

由于这样在SP信号中包含推测误差，所以在使用该SP信号的传送路径特性H^(l，k_p)通过插值处理推测的数据载波信号的传送路径特性H^(l，k_d)中也存在推测误差，传送路径特性的推测精度变差。最终，均衡精度变差，与此相伴，接收性能降低。因而，优选的是在传送路径推测时将成为推测误差的原因的噪声成分除去以使接收性能不会下降。

关于此，在专利文献1(特表2005-527153)中，提出了通过利用维纳滤波器等的原理的适应处理进行的传送路径推测方法。图7是专利文献1的接收装置的块图。

如图7所示，接收装置600具备天线601、调谐部602、同步部603、FFT部604、均衡部609、传送路径推测部605、自相关运算部606、抽头系数运算部607、滤波部608。

传送路径推测部605求出对导频信号的传送路径特性，将求出的传送路径特性输出给自相关运算部606。自相关运算部606运算上述传送路径特性的自相关函数，将运算出的自相关值供给到抽头系数运算部607中。抽头系数运算部607基于从自相关运算部606供给的自相关值决定用于噪声除去的滤波器的抽头系数。滤波机构608对于从传送路径推测部605供给的传送路径特性，利用抽头系数运算部607输出的抽头系数进行滤波处理，将已滤波处理的传送路径特性输出到均衡部609中。

专利文献1：日本特表2005-527153号公报

发明内容

在上述专利文献1中，实施了采用维纳滤波器等的原理的适应处理。在这样的适应处理时，需要希望的信号(例如希望的传送路径特性)。

关于此，在上述专利文献1中，关于有关上述希望的传送路径的特性的计算方法及取得方法并没有公开，此外，关于根据希望的传送路径特性的自相关函数决定滤波器的顺序也没有公开。

本发明是基于这样的背景做出的，目的是提供一种即使希望的传送路径特性是未知的也能够执行有效的适应处理、由此能够改善传送路径推测精度、以及有利于接收性能的提高的接收装置。

为了达到上述目的，有关本发明的接收装置的特征在于，具备：变换机构，将通过多载波传送方式接收到的时域(時間領域)的接收信号变换为频域的接收信号；噪声功率推测机构，基于变换后的频域的接收信号推测包含在该接收信号中的噪声功率；传送路径特性推测机构，基于包含在上述变换后的频域的接收信号中的基准信号推测传送路径特性；自相关运算机构，运算计算出的传送路径特性的自相关值；抽头系数运算机构，基于由上述噪声功率推测机构推测的噪声功率和由上述自相关运算机构运算的自相关值计算抽头系数；滤波机构，按照由上述抽头系数运算机构计算出的抽头系数将上述传送路径特性滤波处理。

此外，也可以是，上述抽头系数运算机构包括：自相关矩阵生成机构，基于上述自相关值生成自相关矩阵；逆矩阵运算机构，计算上述自相关矩阵的逆矩阵；系数计算机构，通过对上述逆矩阵的各元素乘以上述噪声功率、从单位矩阵减去上述乘法的结果来计算噪声除去滤波器的抽头系数。

此外，也可以是，上述逆矩阵运算部对上述自相关矩阵的对角元素加上预先设定的偏移成分。

有关本发明的接收方法的特征在于，具备：变换步骤，将通过多载波传送方式接收到的时域的接收信号变换为频域的接收信号；噪声功率推测步骤，基于变换后的频域的接收信号推测包含在该接收信号中的噪声功率；传送路径特性推测步骤，基于包含在上述变换后的频域的接收信号中的基准信号推测传送路径特性；自相关运算步骤，运算计算出的传送路径特性的自相关值；抽头系数运算步骤，基于由上述噪声功率推测机构推测的噪声功率和由上述自相关运算机构运算的自相关值计算抽头系数；滤波步骤，按照由上述抽头系数运算机构计算出的抽头系数将上述传送路径特性滤波处理。

有关本发明的集成电路的特征在于，具备：变换机构，将通过多载波传送方式接收到的时域的接收信号变换为频域的接收信号；噪声功率推测机构，基于变换后的频域的接收信号推测包含在该接收信号中的噪声功率；传送路径特性推测机构，基于包含在上述变换后的频域的接收信号中的基准信号推测传送路径特性；自相关运算机构，运算计算出的传送路径特性的自相关值；抽头系数运算机构，基于由上述噪声功率推测机构推测的噪声功率和由上述自相关运算机构运算的自相关值计算抽头系数；滤波机构，按照由上述抽头系数运算机构计算出的抽头系数将上述传送路径特性滤波处理。

有关本发明的数字电视接收机的特征在于，具备：变换机构，将通过多载波传送方式接收到的时域的接收信号变换为频域的接收信号；噪声功率推测机构，基于变换后的频域的接收信号推测包含在该接收信号中的噪声功率；传送路径特性推测机构，基于包含在上述变换后的频域的接收信号中的基准信号推测传送路径特性；自相关运算机构，运算计算出的传送路径特性的自相关值；抽头系数运算机构，基于由上述噪声功率推测机构推测的噪声功率和由上述自相关运算机构运算的自相关值计算抽头系数；滤波机构，按照由上述抽头系数运算机构计算出的抽头系数将上述传送路径特性滤波处理。

有关本发明的程序的特征在于，使计算机执行以下处理，该处理包括：变换步骤，将通过多载波传送方式接收到的时域的接收信号变换为频域的接收信号；噪声功率推测步骤，基于变换后的频域的接收信号推测包含在该接收信号中的噪声功率；传送路径特性推测步骤，基于包含在上述变换后的频域的接收信号中的基准信号推测传送路径特性；自相关运算步骤，运算计算出的传送路径特性的自相关值；抽头系数运算步骤，基于由上述噪声功率推测机构推测的噪声功率和由上述自相关运算机构运算的自相关值计算抽头系数；滤波步骤，按照由上述抽头系数运算机构计算出的抽头系数将上述传送路径特性滤波处理。

根据有关本发明的接收装置，特别是具备基于由噪声功率推测机构推测的噪声功率和由自相关运算机构运算的自相关值计算抽头系数的抽头系数运算机构，按照由该抽头系数运算机构计算出的抽头系数将传送路径特性通过滤波机构滤波处理，所以即使希望的传送路径特性是未知的也能够计算抽头系数，能够执行有效的适应处理。

此外，由于上述抽头系数运算机构包括基于自相关值生成自相关矩阵的自相关矩阵生成机构、计算自相关矩阵的逆矩阵的逆矩阵运算机构、和通过对上述逆矩阵的各元素乘以上述噪声功率、从单位矩阵减去来计算噪声除去滤波器的抽头系数的系数计算机构，所以能够将在滤波中使用的延迟不同的抽头系数一起求出。

此外，通过对自相关矩阵的对角元素加上预先设定的偏移成分，即使在包含在传送路径特性中的噪声成分没有或很小等的情况下也能够确保逆矩阵的运算精度，能够抑制抽头系数的计算中的运算误差的发生，能够进行适当的传送路径特性的推测。

附图说明

图1是表示实施方式的接收装置100的结构的块图。

图2是表示噪声功率推测部107的结构的一部分的块图。

图3是表示有关滤波部109的噪声除去滤波器的结构例的图。

图4是表示抽头系数运算部108的结构的块图。

图5是表示传送路径特性推测部111的处理顺序的流程图。

图6是表示现有的接收装置的基本结构的图。

图7是有关专利文献1涉及的接收装置的块图。

具体实施方式

以下，参照附图对作为本发明的一形态的实施方式进行说明。

(实施方式)

图1是表示实施方式的接收装置的结构的块图。接收装置100包括天线101、调谐部102、同步部103、FFT部104、均衡部110及传送路径特性推测部111而构成。

天线101接收从未图示的传送站传送的多载波传送信号。

调谐部102从由天线101接收到的多载波传送信号中选频希望的频道的信号，进行频率变换，作为接收信号输出。

同步部103基于调谐部102输出的接收信号推测信号定时等，将推测出的信号定时等对FFT部104通知。

FFT部104将从同步部103输出的时域(時間領域)的接收信号向频域(周波数領域)的信号变换。

传送路径特性推测部111基于FFT部104输出的频域的接收信号推测(计算)传送路径特性。

均衡部110基于由传送路径特性推测部111推测出的传送路径特性使FFT部104输出的频域的接收信号均衡。

传送路径特性推测部111包括传送路径特性计算部105、自相关运算部106、噪声功率推测部107、抽头系数运算部108、以及滤波部109而构成。

关于传送路径特性推测部111的详细情况在以下说明。

传送路径特性计算部105基于包含在从FFT部104供给的频域的接收信号中的SP信号计算传送路径特性，输出计算出的传送路径特性。

自相关运算部106运算从传送路径特性计算部105输出的传送路径特性的自相关值，输出运算出的自相关值。

噪声功率推测部107推测包含在从FFT部104供给的频域的接收信号中的噪声功率并将其输出。作为噪声功率的推测方法，例如基于推测出的接收信号与实际接收到的接收信号的差分而求出。

具体而言，从传送路径特性计算部105得到对于TMCC(TransmissionMultiplexing Configuration Control)信号的传送路径特性H^_TMCC。

进而，根据从FFT部104供给的频域的接收信号推测发送信号的TMCC信号X^_TMCC。两者的乘积H^_TMCCX^_TMCC为可能是基于由传送路径特性计算部105推测的传送路径特性接收的TMCC接收信号的推测值Y^_TMCC。

通过求出该推测出的接收信号Y^_TMCC与接收到的接收信号Y_TMCC的差分来推测噪声功率。这里，噪声功率是遍及规定长度的信号进行平均化的值。

利用附图，对基于从FFT部104供给的频域的接收信号推测发送信号中的TMCC信号X^_TMCC的方法进行说明。图2所示的TMCC信号的推测具备TMCC提取部171、TMCC解码部172、TMCC再调制部173。另外，在发送侧生成的TMCC信号的配置在接收侧是已知的，TMCC信号在信号方向上被DBPSK(Differential Binary Phase Shift Keying)，由于配置在1个符号内的多个载波中的TMCC信号都传送相同的控制信息，所以TMCC提取部171、TMCC解码部172及TMCC再调制部173能够进行下述处理。

TMCC提取部171从由FFT部104供给的频域的OFDM传送信号(接收信号)中提取TMCC信号，将提取出的TMCC信号向TMCC解码部172输出。

TMCC解码部172对从TMCC提取部171输入的TMCC信号实施对于DBPSK的解调处理，将由TMCC信号传送的控制信号解码，将控制信息向TMCC再调制部173输出。但是，由于配置在1个符号内的多个载波中的TMCC信号都传送相同的控制信息，所以TMCC解码部基于1个符号内的多个解码后的控制信息多数决定判定传送的控制信息，进行传送的控制信息的确定。由此，控制信息的解码信息提高。

TMCC再调制部173对从TMCC解码部172输入的控制信息进行DBPSK而确定发送侧的TMCC信号的调制相位，输出通过DBPSK得到的信号。

抽头系数运算部108基于自相关运算部106输出的自相关值和噪声功率推测部107输出的噪声功率计算滤波部109中的噪声除去滤波器的抽头系数并将其输出。

滤波部109利用从抽头系数运算部108供给的抽头系数，对从传送路径特性计算部105供给的传送路径特性进行滤波处理，输出通过滤波处理减轻了噪声的传送路径特性。

在图3中表示有关滤波部109的噪声除去滤波器的结构的例子。

滤波部109的噪声除去滤波器一般是称作横向滤波器的类型。在图3的例子中，抽头数表示为5抽头。滤波部109包括5个延迟器191a～191e、分别将抽头系数W0～W4用于乘法的5个乘法器192a～192e、将来自乘法器192a～192e的输出相加的加法器193而构成。

这样的滤波部109输出的传送路径特性被作为在传送路径特性推测部111中推测出的传送路径特性向均衡部110供给。另外，虽然在图1中没有表示，但来自均衡部110的均衡信号被向错误修正部供给。由错误修正部进行了错误修正后的信号经由影像声音解码部被从显示器影像输出、从扬声器声音输出。

对于如以上那样构成的本实施方式的接收装置100的动作、特别是对到根据频域的接收信号求出噪声除去滤波器的抽头系数为止的处理详细地说明。这里，为了简单，以用在滤波部109中的噪声除去滤波器的抽头数是5抽头的情况为例进行说明。

传送路径特性计算部105计算有关频域的接收信号的传送路径特性。例如，在是地上数字广播的接收机的情况下，插入在发送信号中的导频信号在接收侧是已知的，传送路径特性计算部105通过将接收到的导频信号用已知的导频信号除来求出有关导频信号的传送路径特性。传送路径特性计算部105将如上述那样求出的有关导频信号的传送路径特性作为传送路径特性向自相关运算部106供给。

自相关运算部106计算从传送路径特性计算部105供给的传送路径特性的自相关值，将该自相关值以矢量形式向抽头系数运算部108供给。该自相关值可以如(式4)那样表示。

[式4]

r＝[r₀ r₁ r₂ r₃ r₄]

自相关运算部106求出的自相关值是在滤波部109中作为滤波处理的对象的传送路径特性的滤波器抽头间的自相关值。

由于用在滤波部109中的噪声除去滤波器的抽头数是5，所以(式4)的矢量的要素数是5。如果设传送路径特性为h₁(m)，则自相关值r_i用(式5)表示。这里，m是作为滤波部109中的滤波处理的对象的传送路径特性的索引，i是求出自相关的滤波器的抽头间隔。此外，在(式5)中，E[·]表示期望值运算。

[式5]

接着，对抽头系数运算部108通过自相关运算部106输出的自相关值和噪声功率推测部107输出的噪声功率求出噪声除去滤波器的抽头系数的计算方法进行说明。

这里，使用在适应滤波器领域中已知的Wiener-Hopf方程式计算适当的抽头系数。在(式6)中表示Wiener-Hopf方程式。

[式6]

w = R_{xx}^{- 1} r_{dx}

如(式6)所示，适当的抽头系数的组可以作为列向量w得到。为了使用Wiener-Hopf方程式求出适当的抽头系数w，需要两个量。其中一个是作为滤波器的输入的传送路径特性的自相关矩阵R_xx，另一个是作为滤波器的输入的传送路径特性与希望的传送路径特性的互相关向量r_dx。

传送路径特性的自相关矩阵R_xx可以以从自相关运算部106输出的自相关值r_i及它们的复共轭r_i ^*为要素，生成为(式7)所示那样的Teoplitz矩阵。

[式7]

R_{xx} = [\begin{matrix} r_{0} & r_{1} & r_{2} & r_{3} & r_{4} \\ r_{1}^{*} & r_{0} & r_{1} & r_{2} & r_{3} \\ r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} & r_{1} & r_{2} \\ r_{3}^{*} & r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} & r_{1} \\ r_{4}^{*} & r_{3}^{*} & r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} \end{matrix}]

另一方面，为了得到传送路径特性与希望的传送路径特性的互相关向量r_dx，需要希望的传送路径特性，但希望的传送路径特性是未知的。由于根据包含有噪声成分的接收信号推测传送路径特性，所以可以认为希望的传送路径特性是不受噪声成分的影响的传送路径特性。在本发明中，采用根据接收信号推测噪声功率、通过从由(式5)求出的自相关值r_i减去另外推测的噪声功率n而得到互相关向量r_dx的方法。用该方法求出的互相关向量r_dx可以如(式8)那样表示。在(式8)中，作为噪声而假设为白噪声。此外，用在滤波部109中的噪声除去滤波器的延迟假设是两个采样。

[式8]

r_{dx} = [\begin{matrix} r_{2} \\ r_{1} \\ r_{0} - n \\ r_{1}^{*} \\ r_{2}^{*} \end{matrix}]

通过将由(式7)求出的自相关矩阵R_xx和用(式8)求出的互相关向量r_dx代入到(式6)的Wiener-Hopf方程式中，求出滤波部109的噪声除去滤波器的适当的抽头系数。即，抽头系数运算部108基于由自相关运算部106求出的自相关值ri及由噪声功率推测部107求出的噪声功率n，按照(式6)至(式8)进行运算，求出滤波部109的噪声除去滤波器的抽头系数w。

这里，将滤波部109的噪声除去滤波器的延迟一般化为d采样，设对应的抽头系数为w_d，设互相关适量为r_dx(d)，将Wiener-Hopf方程式如(式9)那样表示。

[式9]

w_{d} = R_{xx}^{- 1} {r_{dx}}^{(d)}

考虑将在滤波部109的噪声除去滤波器的延迟器191a～191e的延迟d是0至4的情况下适当的抽头系数w0至w4沿行方向排列的矩阵W。矩阵W用(式10)表示。

[式10]

W = [\begin{matrix} w_{0} & w_{1} & w_{2} & w_{3} & w_{4} \end{matrix}] = [\begin{matrix} w_{00} & w_{01} & w_{02} & w_{03} & w_{04} \\ w_{10} & w_{11} & w_{12} & w_{13} & w_{14} \\ w_{20} & w_{21} & w_{22} & w_{23} & w_{24} \\ w_{30} & w_{31} & w_{32} & w_{33} & w_{34} \\ w_{40} & w_{41} & w_{42} & w_{43} & w_{44} \end{matrix}]

此外，如果将互相关矩阵R_dx如(式11)那样表示，

[式11]

= [\begin{matrix} r_{0} - n & r_{1} & r_{2} & r_{3} & r_{4} \\ r_{1}^{*} & r_{0} - n & r_{1} & r_{2} & r_{3} \\ r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} - n & r_{1} & r_{2} \\ r_{3}^{*} & r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} - n & r_{1} \\ r_{4}^{*} & r_{3}^{*} & r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} - n \end{matrix}]

则求出抽头系数的矩阵W的Wiener-Hopf方程式为(式12)。

[式12]

W = R_{xx}^{- 1} R_{dx}

(式11)所示的互相关矩阵R_dx如果将矩阵运算展开，则如(式13)那样，由自相关矩阵R_xx及噪声功率n表示。在(式13)中，I表示单位矩阵。

[式13]

R_{dx} = [\begin{matrix} r_{0} & r_{1} & r_{2} & r_{3} & r_{4} \\ r_{1}^{*} & r_{0} & r_{1} & r_{2} & r_{3} \\ r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} & r_{1} & r_{2} \\ r_{3}^{*} & r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} & r_{1} \\ r_{4}^{*} & r_{3}^{*} & r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} \end{matrix}] - n [\begin{matrix} 1 & 0 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 1 & 0 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 1 & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 1 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 1 \end{matrix}]

= R_{xx} - nI

如果将(式13)代入到(式12)中，则抽头系数的矩阵W成为(式14)那样。

[式14]

W = R_{xx}^{- 1} R_{dx}

= R_{xx}^{- 1} (R_{xx} - nI)

= I - n R_{xx}^{- 1}

根据(式14)，关于滤波部109的噪声除去滤波器，可以将延迟d不同的适当的抽头系数w_d一起作为抽头系数的矩阵W求出。

另外，用(式14)求出的抽头系数的组w_d并不需要使用其全部，也可以使用任意的一部分。

此外，延迟d接近于最小(在本实施方式中是0)或最大(在本实施方式中是4)的情况下的抽头系数w_d作为在滤波部109中在接近于想要求出的传送路径特性的起点和终点的情况下的滤波处理中使用的抽头系数是有用的。反之，中间的延迟d的抽头系数w_d的噪声除去效果较高，作为在滤波部109中想要求出的传送路径特性的起点和终点以外的滤波处理中使用的抽头系数是有用的。

图4是表示抽头系数运算部的结构的块图。抽头系数运算部108由自相关矩阵生成部181、逆矩阵运算部182、单位矩阵生成部183、以及系数计算部184构成。自相关矩阵生成部181使用从自相关运算部106供给的自相关值r0至r4以及它们的复共轭生成自相关矩阵R_xx。逆矩阵运算部182计算自相关矩阵生成部181生成的自相关矩阵R_xx的逆矩阵R_xx ^-1。此外，单位矩阵生成部183生成单位矩阵I。系数计算部184基于从逆矩阵运算部182供给的自相关矩阵的逆矩阵R_xx ^-1、从单位矩阵生成部183供给的单位矩阵I、和从噪声功率推测部107供给的噪声功率n，按照(式14)计算噪声除去滤波器的抽头系数W。系数计算部184将求出的抽头系数的全部或一部分抽头系数的组供给到滤波部109中。

这里，逆矩阵运算部182计算自相关矩阵生成部181输出的自相关矩阵R_xx的逆矩阵R_xx ^-1，但在包含在传送路径特性中的噪声成分没有或很小的情况下，有运算自相关矩阵的逆矩阵的精度变差、不能高精度地求出自相关矩阵的逆矩阵的情况。如果在逆矩阵运算部182的逆矩阵的运算中产生误差，则在系数计算部184的抽头系数的计算中产生误差，发生通过滤波部109使噪声增加的情况。所以，逆矩阵运算部182除了如(式15)那样在自相关矩阵R_xx的对角元素中加上预先设定的偏移系数α的成分(αr₀)，求出加上了偏移成分之后的自相关矩阵R_xx′的逆矩阵，供给到系数计算部184中。

[式15]

{R_{xx}}^{'} = [\begin{matrix} r_{0} + α \cdot r_{0} & r_{1} & r_{2} & r_{3} & r_{4} \\ r_{1}^{*} & r_{0} + α \cdot r_{0} & r_{1} & r_{2} & r_{3} \\ r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} + α \cdot r_{0} & r_{1} & r_{2} \\ r_{3}^{*} & r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} + α \cdot r_{0} & r_{1} \\ r_{4}^{*} & r_{3}^{*} & r_{2}^{*} & r_{1}^{*} & r_{0} + α \cdot r_{0} \end{matrix}]

定性地讲，在(式14)的第2项的运算中，因为随着噪声功率n接近于0，自相关矩阵的逆矩阵R_xx ^-1接近于∞(无穷大)，由此逆矩阵的运算变得困难。向上述自相关矩阵R_xx加上偏移成分的处理即使在噪声功率n接近于0的情况下，加上了偏移成分后的自相关的逆矩阵(R_xx′)^-1也为有限的值，能够避免逆矩阵运算的失败。

由此，在噪声功率n接近于0的情况下，抽头系数矩阵W接近于单位矩阵I。如果抽头系数矩阵W接近于单位矩阵，则滤波部109的噪声除去效果减少，但由于是噪声较小的情况，所以噪声除去效果也可以减少，成为比通过逆矩阵的运算的误差使噪声增加更适当的处理。

图5是表示传送路径特性推测部111的处理的顺序的图。

在图5中，通过将FFT部104输出的频域的接收信号输入到传送路径特性推测部111中，开始传送路径特性推测部111的处理(S401)。传送路径特性计算部105根据输入的接收信号计算传送路径特性(S402)。

接着，自相关运算部106计算从传送路径特性计算部105输入的传送路径特性的自相关值(S403)。自相关矩阵生成部181使用自相关运算部106计算的自相关值通过Teoplitz矩阵的形成生成自相关矩阵(S404)。为了确保逆矩阵的运算精度，对自相关矩阵生成部181生成的自相关矩阵的对角元素加上预先设定的偏移量成分(S405)。

接着，逆矩阵运算部182计算在步骤S405中对对角元素加上了偏移量的自相关矩阵的逆矩阵(S406)。

此外，噪声功率推测部107根据从FFT104输入的频域的接收信号推测噪声功率(S407)。系数计算部184基于在步骤S406中求出的自相关矩阵的逆矩阵及在步骤S407中求出的噪声功率，计算滤波部109的噪声除去滤波器的抽头系数W(S408)。

接着，滤波部109使用从抽头系数运算部108供给的抽头系数W对从传送路径特性计算部105供给的传送路径特性进行滤波处理(S409)。最后，通过将滤波处理后的传送路径特性向均衡部110供给，传送路径特性推测部111的处理结束(S410)。另外，步骤S407的推测噪声功率的步骤只要是比步骤S401靠后比步骤S408靠前就可以。即，步骤S407既可以在步骤S402到S406之间也可以在它们的前后。

<补充>

以上，对本发明的实施方式进行了说明，但本发明并不限于上述内容，在用来实现本发明的目的和与其关联或附属的目的的各种形态中也能够实施，例如以下也可以。

(1)在实施方式中，以5抽头的滤波器为例进行了说明，但抽头数并不限于5抽头，可以应用在任意的抽头数中。

(2)在实施方式中没有叙述详细情况，但也可以在从传送路径特性计算部105到滤波部109的处理的过程的阶段、或者在其前后的阶段中对传送路径特性进行插值处理。

(3)在实施方式中，设噪声功率推测部107利用以ISDB-T标准标准使用的TMCC的导频信号推测噪声功率而进行了说明。

但是，并不限于此，也可以利用以DVB-T标准使用的CP(ContinualPilot)信号或TPS(Transmission Parameters Signaling)信号推测噪声功率。

(4)也可以将由用来使接收装置等的处理器、以及连接在该处理器上的各种电路执行在上述实施方式中表示的动作或处理的程序代码构成的控制程序记录在记录媒体中、或者经由各种通信路径流通、发布。

在这样的记录媒体中，有IC卡、硬盘、光盘、软盘、ROM等。

上述流通、发布的控制程序通过保存在能够由处理器读出的存储器等中而供使用，通过该处理器执行该控制程序，实现由实施方式表示那样的各种功能。

(5)上述实施方式的接收装置典型地也可以作为集成电路即LSI(Large Scale Integration)实现。既可以将各电路单独地做成1个芯片，也可以进行1芯片化以使其包括所有电路或一部分电路。例如，调谐器3既有与其他电路部集成在同一集成电路中的情况，也有作为另外的集成电路的情况。

以上记载为LSI，但根据集成度的差异，也有称作IC(IntegratedCircuit)、系统LSI、超级LSI、超大规模LSI的情况。此外，集成电路化的方法并不限于LSI，也可以由专用电路或通用处理器实现。也可以使用在LSI制造后能够编程的FPGA(Field Programmable Gate Array)、能够再配置LSI内部的电路单元的连接及设定的可重构处理器。

进而，如果因半导体技术的进步或派生的技术而出现了代替LSI的集成电路化的技术，当然也可以利用该技术进行功能块的集成化。有可能是生物技术的应用等。

(6)在上述实施方式中，作为多载波方式，举OFDM方式为例进行了说明，但并不限于此，只要是多载波方式就能够采用。

工业实用性

本发明能够应用到作为地上数字广播的接收装置的数字电视接收机、无线接收机等中。

标号说明

100 接收装置(数字电视接收机)

101 天线

102 调谐部

103 同步部

104 FFT部

105 传送路径特性推测部

106 自相关运算部

107 噪声功率推测部

108 抽头系数运算部

109 滤波部

110 均衡部

111 传送路径特性推测部(第1传送路径特性推测部)

171 TMCC提取部

172 TMCC解码部

173 TMCC再调制部

181 自相关矩阵生成部

182 逆矩阵运算部

183 单位矩阵生成部

184 系数计算部

Claims

1、一种接收装置，其特征在于，具备：

变换机构，将通过多载波传送方式接收到的时域的接收信号变换为频域的接收信号；

噪声功率推测机构，基于变换后的频域的接收信号推测包含在该接收信号中的噪声功率；

传送路径特性推测机构，基于包含在上述变换后的频域的接收信号中的基准信号推测传送路径特性；

自相关运算机构，运算计算出的传送路径特性的自相关值；

抽头系数运算机构，基于由上述噪声功率推测机构推测的噪声功率和由上述自相关运算机构运算的自相关值计算抽头系数；

滤波机构，按照由上述抽头系数运算机构计算出的抽头系数对上述传送路径特性进行滤波处理。

2、如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

上述抽头系数运算机构包括：

自相关矩阵生成机构，基于上述自相关值生成自相关矩阵；

逆矩阵运算机构，计算上述自相关矩阵的逆矩阵；

系数计算机构，通过对上述逆矩阵的各元素乘以上述噪声功率、从单位矩阵减去上述乘法的结果来计算噪声除去滤波器的抽头系数。

3、如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，上述逆矩阵运算部对上述自相关矩阵的对角元素加上预先设定的偏移成分。

4、一种接收方法，其特征在于，具备：

变换步骤，将通过多载波传送方式接收到的时域的接收信号变换为频域的接收信号；

噪声功率推测步骤，基于变换后的频域的接收信号推测包含在该接收信号中的噪声功率；

传送路径特性推测步骤，基于包含在上述变换后的频域的接收信号中的基准信号推测传送路径特性；

自相关运算步骤，运算计算出的传送路径特性的自相关值；

抽头系数运算步骤，基于由上述噪声功率推测机构推测的噪声功率和由上述自相关运算机构运算的自相关值计算抽头系数；

滤波步骤，按照由上述抽头系数运算机构计算出的抽头系数对上述传送路径特性进行滤波处理。

5、一种集成电路，其特征在于，具备：

自相关运算机构，运算计算出的传送路径特性的自相关值；

6、一种数字电视接收机，其特征在于，具备：

自相关运算机构，运算计算出的传送路径特性的自相关值；

7、一种程序，其特征在于，

使计算机执行以下处理，该处理包括：

自相关运算步骤，运算计算出的传送路径特性的自相关值；