JP2006115342A

JP2006115342A - 受信装置

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Publication number: JP2006115342A
Application number: JP2004302099A
Authority: JP
Inventors: Nobuyuki Murashima; 伸幸村島
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2004-10-15
Filing date: 2004-10-15
Publication date: 2006-04-27
Anticipated expiration: 2024-10-15
Also published as: JP4350020B2

Abstract

【課題】周波数利用効率が実質的に高く、且つビット誤り率が低いアダプティブアレーアンテナを備えたOFDM方式の受信装置を提供することにある。
【解決手段】アダプティブアレーアンテナを備えたOFDM方式の受信装置は、上記アダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナと上記アンテナからの受信信号より希望波を選択し干渉波を抑圧する干渉除去器とを有し、上記干渉除去器は、伝送されているキャリアのみを用いて重みを算出し、上記重みを用いて伝播路のインパルス応答に含まれる干渉波の電力レベルを抑圧する。
【選択図】図１

Description

本発明はOFDM信号の受信装置に関し、特に、アダプティブアレーアンテナを用いてOFDM信号を受信する受信装置に関する。

アダプティブアレーアンテナを用いたOFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplex）（直交周波数分割多重）信号の受信装置として、特開２００２−２７１２４０号公報（平成１４年９月２０日公開）及び特開平１１−２７５０４７号公報（平成１１年１０月８日公開）に記載されている例が知られている。

特開２００２−２７１２４０号公報には、パスの許容遅延量を大きくすることが可能な無線受信装置が開示されている。この第１の従来技術では、信号が伝送されないキャリアについての受信信号レベルに加え、複数のキャリアに配置されて送信された既知信号に対応する受信信号と参照信号との２乗誤差との和を最小とするウエイト決定アルゴリズムを用いる。更に、キャリアに配置されて送信された既知信号を用いて伝播路を推定し、この伝播路推定結果を用いて生成した既知信号のレプリカを参照信号として用いる。

特開平１１−２７５０４７号公報には、アダプティブアレーアンテナを用いてガード区間長を超える伝播遅延が生じても良好な受信特性を得ることが可能な直交周波数多重変調信号受信装置が開示されている。この第２の従来技術では、アダプティブアレーアンテナを用いて複数のアンテナで受信された信号のガード区間の信号より周期自己相関関数を推定し、複数のアンテナ間の周期相互相関関数を推定し、これらの信号より干渉信号の除去を行い、受信信号の補償を行う。

特開２００２−２７１２４０号公報（平成１４年９月２０日公開）「無線受信装置」特開平１１−２７５０４７号公報（平成１１年１０月８日公開）「送信機、受信装置及び伝送方法」

しかしながら、第１の従来技術では、信号が伝送されないキャリアを用いてウエイト（重み）を計算するため、周波数利用効率が実質的に低いという問題がある。

図１７は第１の従来技術の伝送信号の周波数特性の概念図である。同図は、各アンテナに対するウエイト（重み）を計算するために、信号が伝送されるキャリア１７０１のほかに、信号が伝送されないキャリア１７０２を用いることを示す。

また、第２の従来技術では、希望波に対して大きな遅延時間を有する遅延波ばかりでなく小さな遅延時間を有する遅延波をも同様に抑圧するため、ビット誤り率特性が悪くなるという問題があった。この点を以下に説明する。

図１９はOFDM信号の受信装置における伝播路のインパルス応答の時間波形の概念図である。第２の従来技術によると、遅延波１（符号１９１１）を希望波として受信するために、その他の干渉波である先行波１９１０や遅延波２〜４（符号１９１２〜１９１４）をアダプティブアレーアンテナによって抑圧する。図２０はアダプティブアレーアンテナ出力点から見た伝播路のインパルス応答の時間波形の概念図である。このインパルス応答は、伝播路特性とアダプティブアレーアンテナの特性とを合成した特性を示す。第２の従来技術によると、図２０に示すように、全ての干渉波の電力レベルを、雑音電力レベル２０００付近まで一様に抑圧する。

しかしながら、図２に示すように、希望波（符号１９１１）に対して相対遅延時間の小さな干渉波（符号１９１０、１９１２）は、受信信号の電力レベルを増加させるため、ビット誤り率特性の向上に寄与することが考えられる。従って、全ての干渉波の電力レベルを、雑音電力レベル２０００付近まで一様に抑圧すると、ビット誤り率特性が低下する可能性がある。

本発明の第１の目的は、周波数利用効率が実質的に高い低い受信装置を提供することにある。

本発明の第２の目的は、ビット誤り率が低い受信装置を提供することにある。

本発明によると、OFDM方式の受信装置であって、
複数のアンテナからの受信信号を元に推定されたインパルス応答に基づいて希望波を選定する希望波選定手段と、
前記推定されたインパルス応答を変形させるインパルス応答変形手段と、
前記インパルス応答変形手段によって変形されたインパルス応答に基づいて重みを算出する重み計算手段と、
前記受信信号に前記重みを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により求められた積の和を計算する加算手段と、
を備える。

本発明によると、前記重み計算手段は、前記変形されたインパルス応答を有する仮想的な伝播路において仮想的に送信された擬似送信信号を受信して得られる擬似受信信号を算出する擬似受信信号計算手段を備え、
前記擬似送信信号を前記希望波の遅延時間だけ遅延させた参照信号と前記擬似受信信号とを用いて最小平均自乗誤差法に基づく重み推定アルゴリズムに従って重みを算出する。

本発明によると、前記重み計算手段は、前記変形されたインパルス応答の相関関数の原点の値を要素に持つ自己相関行列を生成する自己相関行列生成手段と、前記希望波の遅延時間において前記変形されたインパルス応答が取る値からステアリングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手段と、を備え、
前記自己相関行列と前記ステアリングベクトルに基づいて構成されたウイナー方程式の解を求めるアルゴリズムを実行することによって、前記重みを計算する。

本発明によると、前記希望波選定手段は、遅延時間が候補時間区間に含まれるパスの中から希望波を選定する。

本発明によると、前記希望波選定手段は、遅延時間が候補時間区間に含まれるパスのうち最大電力を有するパスを希望波として選定する。

本発明によると、前記候補時間区間は、遅延時間が候補時間区間に含まれるパスの電力の総和が最大となるように決定され、
前記候補時間区間の長さは、OFDM方式のガードインターバルの長さ以下である。

本発明によると、前記インパルス応答変形手段は、予め設定された関数を希望波の遅延時間だけ遅延させ、遅延させた結果をインパルス応答に乗算することによって変形させる。

本発明によると、前記関数は、ある時点ｔのときに取る値をｆ（ｔ）と表記する場合、ｆ（０）の絶対値よりも、ｆ（ｔ）の絶対値が小さくなるようなｔが１個以上存在する。前記関数は、ｆ（ｋ）≠ｆ（ｌ）、且つ、ｋ≠０、且つ、ｌ≠０となるようなｋ、ｌの組が１組以上存在する。前記関数は、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より大きく、且つｋよりｌが大きいようなｋ、ｌの組を１組以上含む、か又は、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より小さく、且つｋよりｌが小さいようなｋ、ｌの組を１組以上含む。

本発明によると、前記インパルス応答変形手段は、係数関数をインパルス応答に乗算することによって変形させる。前記インパルス応答変形手段は、係数関数をインパルス応答に乗算することによって変形させる。

本発明によると、前記係数関数は、前記候補時間区間に含まれる時点でかつ前記希望波の遅延時間以外の時点にとる値の絶対値が前記候補時間区間以外に含まれる時点にとる値の絶対値以下となる。前記係数関数は、前記候補時間区間に含まれる時点でかつ希望波の遅延時間以外の時点にとる値が０である。

本発明は、前記受信装置が備える各手段として、コンピュータを機能させるための受信プログラム、及び、受信プログラムを記録した記録媒体に関する。

本発明によると、アダプティブアレーアンテナを備えたOFDM方式の受信装置において、周波数の利用効率が高くなる効果がある。

本発明によると、アダプティブアレーアンテナを備えたOFDM方式の受信装置において、ビット誤り率特性が向上する効果がある。

図１を参照して本発明の受信装置の例を説明する。本例の受信装置は、アレーアンテナ１１１及び信号処理部１１２及び干渉除去器１０３を有するアダプティブアレーアンテナ１００と、アダプティブアレーアンテナ１００からのOFDM信号を復調するOFDM復調器１０５とを有する。

アレーアンテナ１１１は複数のアンテナから構成される。アレーアンテナ１１１によって受信された信号は、信号処理部１１２に入力される。信号処理部１１２は、アレーアンテナ１１１が受信した信号に対して、フィルタリング、増幅、ダウンコンバート、直交復調、アナログデジタル変換等の適切な処理を行い、デジタルの受信信号１０２を生成する。信号処理部１１２は、アレーアンテナ１１１を構成する各アンテナが受信した信号毎に受信信号１０２を生成する。受信信号１０２はベースバンド信号であり、Ｉ（同相）成分とＱ（直交）成分からなる。以下、受信信号１０２は、Ｉ成分を実軸、Ｑ成分を虚軸に有する複素数で表現される複素ベースバンド信号であるとして説明する。また、アレーアンテナ１１１を構成するアンテナの数は、図示の例では４本であるが、何本でも良い。

干渉除去器１０３は、インパルス応答推定器１１３、インパルス応答処理器１１５、重み計算器１１８及び指向性形成器１２０を有し、受信信号より干渉波を除去し希望波を取り出す。指向性形成器１２０は複数の乗算器１２１と加算器１２２とを有する。インパルス応答推定器１１３は、伝播路のインパルス応答を推定し、それをインパルス応答処理器１１５へ出力する。インパルス応答処理器１１５は、推定されたインパルス応答１１４の変形、及び、希望波の選定と希望波の遅延時間を算出し、それを重み計算器１１８へ出力する。重み計算器１１８は、変形されたインパルス応答１１６と希望波の遅延時間１１７から重み１１９を計算し、それを指向性形成器１２０へ出力する。インパルス応答１１４、及び、変形されたインパルス応答１１６は、入力が遅延時間、出力が複素振幅である関数である。重み１１９は複素数である。

指向性形成器１２０において、乗算器１２１は、各アンテナからの受信信号１０２に重み１１９を乗算し、その積を求める。加算器１２２は、各アンテナからの受信信号１０２と重み１１９の積の和を求め、それをOFDM復調器１０５へ出力する。OFDM復調器１０５は、干渉除去器１０３からの出力信号１０４を入力し、OFDM信号の復調を行う。

図１８は本発明による伝送信号の周波数特性を示す。本例では、干渉除去器１０３は、信号が伝送されるキャリア１８０１のみを用いる。従って、本例では、従来のように、信号が伝送されないキャリアを使用する場合に比べて、周波数利用効率が高い。

次に、本発明による受信装置のアダプティブアレーアンテナを用いることによって、ビット誤り率特性が向上することを説明する。OFDM方式は、遅延波が存在する環境でも比較的ビット誤り率特性を劣化させることなく信号を伝送できるという特徴があるが、希望波に対して相対的な遅延時間の長い遅延波が存在すると、やはりビット誤り率特性は劣化する。しかしながら、希望波に対して相対遅延時間の短い遅延波の存在は、復調時の信号電力を増加させることになり、ビット誤り率特性の向上に寄与する場合もある。

図２１は本発明のアダプティブアレーアンテナ出力点（干渉除去器出力１０４）から見た伝播路のインパルス応答の例を示す。この時の実際の伝播路のインパルス応答の概念図は図１９のようになっている。希望波である遅延波１に対して相対的な遅延時間が大きい遅延波３、４の電力レベルは雑音電力レベル２０００と同一レベルまで抑圧されているが、希望波である遅延波１に対して相対遅延時間が小さい先行波と遅延波２の電力レベルは雑音電力レベルより十分大きいレベルまでの抑圧にとどめることができる。例えば、雑音電力レベルの約３倍までの抑圧にとどめることができる。ここで、例として約３倍であるとしているが、これは後述するマスク関数を調整することによって変更可能であり、この値に限定されるものではない。こうして、本例では、希望波である遅延波１に対して相対遅延時間が小さい先行波と遅延波２の抑圧後の電力レベルを雑音電力レベルより十分大きくでき、この結果OFDM信号復調時の信号電力が増大するため、ビット誤り率特性が向上する。

図２はOFDM方式の伝送信号のフレームフォーマットを示す。OFDM方式の伝送信号の各フレーム２００は、情報シンボル２０１とパイロットシンボル２０２から構成される。パイロットシンボル２０２はフレーム内の所定の位置に配置されるが、本例では各フレームの先頭に配置されている。情報シンボル及びパイロットシンボルの各々は、有効シンボル２０３とガードインターバル２０４から構成される。ガードインターバル２０４は、有効シンボルの最後部の所定の長さの部分をコピーし、有効シンボルの前に付加したものである。

図３を参照してインパルス応答推定器１１３の構成及び動作を説明する。インパルス応答推定器１１３は、パイロットシンボル同期信号発生器３０１、FFT（Fast Fourier Transform）（高速フーリエ変換）演算器３０２、乗算器３０３及びIFFT（Inverse Fast Fourier Transform）（逆高速フーリエ変換）演算器３０４を有し、伝播路のインパルス応答を推定する。

パイロットシンボル同期信号発生器３０１は、各アンテナからの受信信号を用いてパイロットシンボルに同期した同期信号を発生する。具体的な方法の一例としては、あるアンテナに対応する受信信号をパイロットシンボルに対応する整合フィルタに入力し、この出力（複素数）の絶対値を２乗する。次に、信号処理部112におけるこのアンテナに対応する受信信号の処理時の利得に比例する値でこの２乗値を除し、結果として利得補正済２乗値を得る。他のアンテナについても同様にしてこの利得補正済２乗値を計算する。そして、すべてのアンテナについてのこの利得補正済２乗値の和を計算する。この和が最大値を取るタイミングをパイロットシンボルのタイミングとし、これに同期した同期信号を発生する。

また別の例として、あるアンテナに対応する上述の２乗値を計算し、他のアンテナについても同様にしてこの２乗値を計算する。そして、すべてのアンテナについてのこの２乗値の和を計算する。この和が最大値を取るタイミングをパイロットシンボルのタイミングとしてもよい。このほかにも様々な同期信号の発生方法が考えられ、以上述べた２例に限らないことは言うまでも無い。

FFT演算器３０２は、同期信号のタイミングを元にFFTウインドウタイミングを設定しFFTの演算を行う。この結果FFT演算器３０２の出力は、パイロットシンボルの周波数特性と伝播路の周波数特性が乗算された周波数関数となる。

乗算器３０３はパイロットシンボルの周波数特性の逆特性を乗算する。この結果、乗算器３０３の出力は、伝播路の周波数特性を表す周波数関数となる。IFFT演算器３０４はこの周波数関数のIFFT演算を行う。これにより、IFFT演算器３０４は、伝播路のインパルス応答を出力する。以上のような手順で伝播路のインパルス応答の推定を行う。もちろん本例は一例であって、他の方法を用いて伝播路のインパルス応答を推定することも可能であり、以上のべた方法に限定されない。

図４及び図５を参照してインパルス応答処理器１１５の構成及び動作を説明する。インパルス応答処理器１１５は、希望波選定器４１１及びインパルス応答変形器４０１を有し、インパルス応答変形器４０１は、関数乗算器４１２、遅延器４１３及びマスク関数発生器４１４を有する。インパルス応答処理器１１５は、推定されたインパルス応答１１４を入力し、変形されたインパルス応答１１６、及び、希望波の遅延時間１１７を出力する。

図５（ａ）は、インパルス応答推定器１１３の出力１１４であり、インパルス応答推定器１１３によって推定されたインパルス応答１１４の時間波形の概念図である。ここでインパルス応答１１４は、ある遅延時間に対して複素数の値をとる関数であるため、実数成分と虚数成分をとり、２次元の図として表せないので、縦軸はこの複素数の絶対値の２乗、または絶対値そのもの、または、実数成分か虚数成分のどちらか、などを表している。よって概念図と呼んでおり、以下でも同じように表している。希望波選定器４１１は、推定されたインパルス応答１１４を入力し、最大電力を有するパスである遅延波２（符号５１０）を希望波として選定し、希望波の遅延時間１１７を出力する。

最大電力を有するパスは以下の方法で見つける。遅延時間をτ、あるアンテナｅに対応する推定されたインパルス応答をｈｅ（τ）、信号処理部112におけるアンテナｅに対応する受信信号の処理時の利得をＧｅ、アンテナｅに対応する比例定数をＣｅ、複素数Ａの絶対値の２乗を｜Ａ｜２、遅延時間τにおけるパスの電力をσ（τ）とすると、次式を用いて遅延時間τにおけるパスの電力σ（τ）を計算する。

この値を最大にするτ＝τｍａｘを見つけ、τｍａｘを最大電力を有するパスの遅延時間とする。比例定数はあらかじめ設定しておく。他の方法や、近似的な方法でももちろん良い。

マスク関数発生器４１４は、予め設定されたマスク関数（請求項６における予め設定された関数）を出力する。遅延器４１３はマスク関数を、希望波の遅延時間だけ遅延させる。図５（ｂ）は、遅延器４１３の出力４２２であり、希望波の遅延時間だけ遅延したマスク関数の時間波形の概念図である。関数乗算器４１２は、図５（ａ）のインパルス応答１１４に図５（ｂ）の遅延されたマスク関数４２２を乗算し、インパルス応答を変形させる。図５（ｃ）は、関数乗算器４１２の出力１１６であり、遅延されたマスク関数４２２との乗算によって変形されたインパルス応答１１６の時間波形の概念図である。

図５（ｃ）に示す変形されたインパルス応答１１６と図５（ａ）に示す推定されたインパルス応答１１４とを比較すると、変形処理によって、遅延波１（符号５１２）の電力が小さくなっているのが判る。

図６はマスク関数発生器４１４にて予め設定されたマスク関数の時間波形の概念図である。時点ｔにおけるマスク関数の値をｆ（ｔ）、予め設定された非負の定数をＴとすると、本例のマスク関数は以下のような特徴がある。まず、ｆ（０）＝１であり、｜ｔ｜≧Ｔなる時点ｔについてｆ（ｔ）＝１である。また、−Ｔ＜ｔ＜０においては単調に減少し、０＜ｔ＜Ｔにおいては単調に増加する。

図７を参照して重み計算器１１８の第１の例を説明する。本例の重み計算器１１８は、ランダムQPSK（Quadrature Phase Shift Keying）（４相位相シフトキーイング）信号発生器７０２を有する擬似送信信号発生器７０１と、フィルタ７０５及び雑音加算器７０６を有する擬似受信信号発生器７０４と、遅延器７０８と、重み推定アルゴリズム実行器７１０と、を有する。重み計算器１１８は、インパルス応答処理器１１５から出力された、変形されたインパルス応答１１６と希望波の遅延時間１１７に基づいて、重み１１９を計算する。重み計算器１１８の内部の構成と重みの計算方法は、電子情報通信学会論文誌Vol. J８１−B−１ No. １１ pp. ６６１（１９９８／１１発行）にて示されているものと基本的に同一である。

まず、擬似送信信号発生器７０１は、擬似送信信号７０３を発生する。実際にはランダムQPSK信号発生器７０２が発生するランダムなQPSK信号を擬似送信信号としている。擬似受信信号発生器７０４は、擬似送信信号７０３を入力し、擬似受信信号７０７を発生する。擬似受信信号発生器７０４の動作の詳細は後述する。一方、擬似送信信号７０３は遅延器７０８によって、希望波の遅延時間１１７の分だけ遅延され、次に述べる重み推定アルゴリズム７１０にて用いる参照信号７０９を生成する。

なお、擬似送信信号の方式としてQPSK（Quadrature Phase Shift Keying）（４相位相シフトキーイング）方式を用いているが、OFDM方式や他の方式を用いてももちろん良い。またこの方式として、実際の伝送方式であるOFDM方式ではなく、QPSK方式や、BPSK（Binary Phase Shift Keying）（２相位相シフトキーイング）方式をはじめ、多相PSK（Phase Shift Keying）（シフトキーイング）方式、多値QAM(Quadrature Amplitude Modulation)（直交振幅変調）方式を用いることによって、擬似送信信号発生器７０１は容易に構成が可能となる。

重み推定アルゴリズム実行器７１０では、擬似受信信号７０７と参照信号７０９を用いて重み推定アルゴリズムを実行し、重み１１９を出力する。重み推定アルゴリズムとしては、最小平均自乗誤差法に基づくものであればどのようなものでもよく、例えば、SMI（Sample Matrix Inverse）法、RLS（Recursive Least Squares）法、又は、LMS（Least Mean Square）法などを用いる。

ここで擬似受信信号発生器７０４の動作を説明する。フィルタ７０５は、変形されたインパルス応答１１６をタップ係数として、擬似送信信号７０３を処理する。雑音加算器７０６は、フィルタ７０５からの出力信号に雑音を加算し、擬似受信信号７０７を生成する。雑音加算器７０６にて加算する雑音の電力量は、擬似受信信号７０７の希望波信号電力対雑音電力比と、受信信号１０２の希望波信号電力対雑音電力比が同一になるように適宜調整される。この方法としては例えば、あるアンテナに対応する雑音加算器７０６において加算する雑音の電力量を、信号処理部112におけるこのアンテナに対応する受信信号の処理時の利得に比例させる方法がある。もちろん他の方法でもよい。

以上のように、重み計算器１１８は、既知の重み推定アルゴリズムを用いて、変形されたインパルス応答１１６から重み１１９を計算する。この重み推定アルゴリズムは統計的に計算を行うアルゴリズムであり、このため受信信号と参照信号７０９の一定量以上のサンプルを必要とする。本例の重み計算器１１８では、受信信号として、擬似受信信号発生器７０４にて得られた擬似受信信号７０７が用いられる。重み計算器１１８の内部では、変形されたインパルス応答１１６を有する伝播路がシミュレーションによって再現される。この伝播路上に擬似送信信号７０３を仮想的に送信することによって、擬似受信信号７０７が得られる。参照信号７０９は、擬似送信信号７０３を希望波の遅延時間１１７だけ遅延させることによって生成される。

変形されたインパルス応答１１６を有する伝播路は仮想的な伝播路であり、実際の伝播路とは特性が異なる。実際の伝播路が有するインパルス応答の推定値はインパルス応答１１４である。本発明の特徴は、重み計算器１１８において重みを計算する際、このような仮想的な伝播路を想定してこれに適応する重みを計算するところにある。

再び図５を参照して、マスク関数の機能を説明する。希望波である遅延波２（符号５１０）を受信する場合、これとの遅延時間差が大きい先行波や遅延波３は、OFDM復調の際に干渉となり、遅延時間差の小さい遅延波１は、OFDM復調の際にある程度ビット誤り率の向上に寄与する。従来の技術では、先行波、遅延波１及び遅延波３を雑音レベルまでに一様に強く抑圧する。本発明では、先行波と遅延波３については強く（雑音レベルまで）抑圧し、遅延波１についてはこれらより弱く抑圧することによって、ビット誤り率を向上させる。

本例では、先ず、先行波、希望波及び遅延波３の電力値を変化させずに、遅延波１の電力値が６割に減少するように、インパルス応答を変形させる。ここで、６割という値を例示しているが、上述したマスク関数を変更することによってこの値は変更可能であり、この値に限らない。こうして変形されたインパルス応答１１６を使用して重みを計算し、これを指向性形成器１２０に適用する。先行波及び遅延波３の電力は本来の値に評価されるため、強く（雑音レベルまで）抑圧されるが、遅延波１の電力は本来の値の６割程度に評価されるため、本来のインパルス応答（すなわち、推定されたインパルス応答１１４）を用いて重みを計算する場合よりも抑圧度は６割程度に減少すると考えられる。その結果、遅延波１の電力レベルは、雑音レベルの１.６７（＝１／０.６）倍程度にまでしか抑圧されないことになる。

このように、本例では、本来のインパルス応答１１４とは異なる変形されたインパルス応答１１６を用いて重みを計算することにより、本来のインパルス応答１１４を用いて重みを計算する場合と比較して、遅延時間ごとに抑圧特性を変えることが可能となる。

以上のことから、マスク関数に所定の特徴を付与することによって、遅延時間が異なる干渉波に対して、所望の抑圧特性を付与することができる。ある時点ｔにおけるマスク関数の値をｆ（ｔ）と表す。まず、ｆ（０）の絶対値よりも、ｆ（ｔ）の絶対値が小さくなるようなｔが１個以上存在すれば、干渉波（希望波以外の先行波や遅延波）の遅延時間から希望波の遅延時間を引いた値がｔになるような干渉波に対して弱く抑圧することが可能となる。また、ｆ（ｋ）≠ｆ（ｌ）、且つ、ｋ≠０、且つ、ｌ≠０となるようなｋ、ｌの組が１組以上存在すれば、希望波との遅延時間差が異なるような２つの干渉波に対して、抑圧特性を異なるものとすることが可能となる。また、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より大きく、且つｋよりｌが大きいようなｋ、ｌの組を１組以上含むか、又は、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より小さく、且つｋよりｌが小さいようなｋ、ｌの組を１組以上含む、ことを特徴とすれば、希望波との遅延時間差が短い干渉波より長い干渉波を強く抑圧できる。

次に、本発明の動作原理をさらに別の観点から説明する。なお、説明のために、マスク関数の別の例も示している。説明には図８を用いる。

アダプティブアレーアンテナは、遅延波を抑圧できるという特徴がある。アダプティブアレーアンテナを構成するアンテナの数から１を引いた数はアダプティブアレーアンテナの自由度と呼ばれる。一般的には、アダプティブアレーアンテナが抑圧できる遅延波の最大数は自由度に等しい。

例えば、希望波の他に２つの遅延波がある環境において、２本のアンテナから構成される従来までのアダプティブアレーアンテナの動作を考える。アンテナの数は２であるから、自由度は１であり、抑圧することができる遅延波の数は１個である。よって、このアダプティブアレーアンテナは、２つの遅延波のどちらも十分に抑圧することができない。従って、アダプティブアレーアンテナの出力（本実施例における干渉除去器出力１０４に相当）点において、十分に抑圧されなかった遅延波が含まれる。十分に抑圧されなかった遅延波の希望波に対する遅延時間が十分大きければ、OFDM復調の際、ビット誤り率特性が劣化する。しかし、本発明では仮想的な伝播路を想定しこれに適応する重みを計算するため、次のように所望の遅延波の抑圧特性を得ることができ、OFDM復調の際のビット誤り率特性の劣化を軽減できる。

図８を参照して本発明の受信装置の動作を説明する。図８は、説明を簡単にするためにかなり極端な例を示す。図８（ａ）は、インパルス応答推定器１１３によって推定されたインパルス応答１１４の時間波形の概念図である。最大電力値を有する希望波８１０のほかに、遅延波１（符号８１１）、遅延波２（符号８１２）が存在する。図８（ｂ）は、マスク関数を希望波の遅延時間だけ遅延させた関数４２２の時間波形の概念図である。本例では遅延時間がある値より小さければ、原点以外では値が０となるようなマスク関数を用いている。図８（ｃ）は、このマスク関数を用いて、推定されたインパルス応答１１４を変形した結果である、変形されたインパルス応答１１６の時間波形の概念図である。マスク関数による変形の結果、遅延波１の成分が削除され遅延波２のみが残る。従って、この変形されたインパルス応答１１６を用いて重みを計算すると、１つの遅延波２を十分に抑圧することができる重みを計算できる。

図８（ｄ）は、指向性形成器１２０において、各アンテナからの受信信号にこの重みを用いることによって得られた干渉除去器出力１０４から見たインパルス応答８０４の時間波形の概念図である。このインパルス応答８０４は、干渉除去器出力１０４点から見た、伝播路特性とアダプティブアレーアンテナ（本実施例におけるアレーアンテナ１１１及び信号処理部１１２及び干渉除去器１０３）の特性を含めたトータルのインパルス応答を示す。図８（ｄ）は、OFDM復調の際に特性劣化の原因となる遅延波２のみが十分に抑圧されていることを示す。この干渉除去器出力信号１０４をOFDM復調することによって、ビット誤り率特性の劣化を軽減できる。遅延波１については上述した重みの適用の結果、希望波との電力比や位相関係が変化するが、希望波との遅延時間差が小さいため問題にならず、時にはOFDM復調の際の信号電力の向上に寄与しビット誤り率特性を向上させる事も考えられる。

一般的に、OFDM方式は、ガードインターバルより長い遅延波には弱く、ガードインターバルより短い遅延波には強いという性質がある。よって、希望波と遅延波２の遅延時間差がガードインターバルより長く、希望波と遅延波１の遅延時間差がそれより短いような環境では、本発明を用いることによるビット誤り率特性の従来方式からの改善度合いは相当大きいと考えられる。

図１０を参照して重みの計算と適用のタイミングの第１の例を説明する。伝送信号はパケット信号１００１であってもよいし、連続フレーム信号１００２であってもよい。各パケット１００１は、先頭のパイロットシンボル１０１１と、その後の情報シンボル１０１２を含む。連続フレーム信号１００２は、連続するフレーム１０１３からなり、各フレーム１０１３は、パイロットシンボル１０１１と情報シンボル１０１２を含む。

受信装置は、パイロットシンボル１０１１からインパルス応答を推定し、これを変形して重みを計算する。この重みを、指向性形成器１２０にて、その後に続く情報シンボル１０１２に適用する。パイロットシンボル１０１１を受信してから重みを計算するまでに時間がかかり、そのパイロットシンボルに続く情報シンボルへの重みの適用が間に合わなければ、指向性形成器１２０の直前に遅延器を挿入してよい。

図１１を参照して重みの計算と適用のタイミングの第２の例を説明する。本例では、各パケット１００１ｂは、図１０の例と比較して、末尾にパイロットシンボル１１１２を含む。

受信装置はパケット又はフレームの先頭のパイロットシンボル１１１１から重み１１２１を計算し、さらにパケットの末尾、又は、次のフレームの先頭のパイロットシンボル１１１２からも重み１１２２を計算する。次に、２つの重み１１２１、１１２２から補間して時間的により適切な重みを算出し、それを時間的に対応する情報シンボルに適用する。このように補間を行うことによって、インパルス応答の変動が激しい場合においても良好な特性が得られる。

又、図示はしていないが、インパルス応答の変動が十分遅ければ、２つの重みの平均値を計算し、それを情報シンボルに適用してもよい。このように重みの平均値を計算することによって、重みに含まれる誤差の影響を少なくし、良好な特性を得ることができる。

図１２を参照して重みの計算と適用のタイミングの第３の例を説明する。本例では、各パケット１００１ｂは、図１１の例と同様に、末尾にパイロットシンボル１１１２を含む。

受信装置はパケット又はフレームの先頭のパイロットシンボル１１１１からインパルス応答を推定し、さらにパケットの末尾、又は、次のフレームの先頭のパイロットシンボル１１１２からもインパルス応答を推定する。次に、２つの推定されたインパルス応答から補間して時間的により適切なインパルス応答を算出し、それから重みを計算する。この重みを、時間的に対応する情報シンボルに適用する。

又、図示はしていないが、インパルス応答の変動が十分遅ければ、２つのインパルス応答の平均値を計算し、それより重みを計算し、情報シンボルに適用してもよい。

以上のようにパイロットシンボルから重みを計算し情報シンボルに適応する過程についてはさまざまな方法や組合せが存在し、以上例示した過程に限らない。

本発明の実施例は、全てハードウエアで実現することもできるし、ハードウエアとソフトウエアを組み合わせても実現でき、限定されない。例えば、干渉除去器１０３については、受信信号１０２の１フレーム分、又は、１パケット分を一旦メモリに蓄積し、これまでに述べた処理方法をCPUとソフトウエアを用いて実行し、処理後の信号を、干渉除去器出力１０４として出力する方法を採用することもできる。

図９を参照して重み計算器１１８の第２の例を説明する。図７に示した重み計算器では重みを統計的計算によって求めていた。従って、統計的誤差を少なくするためにはサンプル数を大きくする必要がある。その結果計算量が増大するという問題があった。本例では統計的計算の代わりに代数的な計算によって重みを求める。従って計算量が削減されるという利点がある。

本例の重み計算器１１８は、ステアリングベクトル発生器９０１、自己相関行列計算器９０３、アルゴリズム実行器９０５及び雑音用自己相関行列発生器９０６を有する。ステアリングベクトル発生器９０１は、変形されたインパルス応答１１６と希望波の遅延時間１１７に基づいて、ステアリングベクトル９０２を発生する。自己相関行列計算器９０３は、変形されたインパルス応答１１６から自己相関行列９０４を計算する。雑音用自己相関行列発生器９０６は、雑音に起因する自己相関行列９０７を発生する。自己相関行列９０４と雑音に起因する自己相関行列９０７は加算され、受信信号トータルの自己相関行列９０８となる。アルゴリズム実行器９０５は、ステアリングベクトル９０２と受信信号トータルの自己相関行列９０８とに基づいて、ウイナー方程式の解を求めるアルゴリズムを実行し、解を重み１１９として出力する。この構成を用いて重みを計算する方法については、特開２００３−１０１４４９（Ｐ２００３−１０１４４９Ａ）にて開示されている方法と基本的には同じ考え方である。

ここで、重みの計算方法をさらに詳細に述べるために次の定義を行う。アレーアンテナ１１１を構成する複数のアンテナをそれぞれ、アンテナ１、アンテナ２、・・・、アンテナNeleとする。ここで、Neleはアンテナの数であり、本例ではNele＝４である。又、これらのアンテナに対応する変形されたインパルス応答を表す関数をそれぞれ、h_１（t）、h_２（t）、・・・、h_Nele（t）とし、希望波の遅延時間をτとする。さらに、A＊はAの複素共役、A^TはAの転置、|A|^２はAの絶対値の２乗を表す。

ステアリングベクトル発生器９０１が発生するステアリングベクトル９０２は、希望波の遅延時間τの時点においてアンテナxに対応する変形されたインパルス応答が取る値の複素共役をx行目に有するNele次の列ベクトルである。ステアリングベクトルをrxdと表すと、rxd＝（h_１＊（τ）、h_２＊（τ）、・・・、h_Nele＊（τ））^Tとなる。

自己相関行列計算器９０３は、アンテナxに対応する変形されたインパルス応答とアンテナyに対応する変形されたインパルス応答との間の相関関数の原点の値をx行y列にもつNele次の正方行列を算出し、これを自己相関行列９０４として出力する。ここで、全てのxとyの組合せに対して一般的に表現するために、「アンテナxに対応する変形されたインパルス応答とアンテナyに対応する変形されたインパルス応答との間の相関関数」と述べたが、正確にはx≠yの場合は、「アンテナxに対応する変形されたインパルス応答と、アンテナyに対応する変形されたインパルス応答との間の相互相関関数」、x＝yの場合は、「アンテナxに対応する変形されたインパルス応答の自己相関関数」のことである。アンテナxに対応する変形されたインパルス応答と、アンテナyに対応する変形されたインパルス応答との間の相関関数を、RFxy（t）、この相関関数の原点の値をRF０xyとすると、それらは、次の式によって表される。

自己相関行列９０４をRssと表すとRssのx行y列の値はRF０xyとなる。雑音用自己相関行列発生器９０６は、アンテナxに対応する重み計算における雑音電力をx行x列にもつNele次の対角行列を、雑音に起因する自己相関行列９０７として発生する。アンテナxに対応する重み計算における雑音電力は、信号処理部１１２におけるアンテナxに対応するAGC（自動利得制御）の利得に比例するように制御される。このときの比例定数は、アンテナxに対応する重み計算における希望波信号電力対雑音電力比と受信信号１０２のうちアンテナxに対応する受信信号における希望波信号電力対雑音電力比とが同一になるように、各アンテナに対応する比例定数毎に予め設定しておく。

ここで、アンテナxに対応する重み計算における希望波信号電力対雑音電力比とは、アンテナxに対応する変形されたインパルス応答の、希望波の遅延時間τの時点の値の絶対値の２乗とアンテナxに対応する重み計算における雑音電力との比である。雑音に起因する自己相関行列をRnn、アンテナxに対応する重み計算における雑音電力をNx、アンテナxに対応するAGCの利得をGx、アンテナxに対応する比例定数をCx、アンテナxに対応する重み計算における希望波信号電力対雑音電力比をSdNx、アンテナxに対応する変形されたインパルス応答の、希望波の遅延時間τの時点の値をhx（τ）、と表し、以上を整理すると、Rnnのx行x列の値はNxとなり、Nx ＝ Cx・Gx 、SdNx ＝｜hx（τ）｜^２／Nx と表され、SdNxが、受信信号１０２のうちアンテナxに対応する受信信号における希望波信号電力対雑音電力比と同一になるようにCxを予め設定しておく。

アルゴリズム実行器９０５は、ステアリングベクトル９０２と受信信号トータルの自己相関行列９０８とに基づいて、ウイナー方程式の解を求めるアルゴリズムを実行し、解を重み１１９として出力する。ステアリングベクトルをrxd 、受信信号トータルの自己相関行列をRxx（＝Rss＋Rnn）、未知数であるアンテナxに対応する重みをx行目に有するNele次の列ベクトルをWとすると、ウイナー方程式はRxx・W＝rxdと表される。ウイナー方程式はNele個の未知数を有する連立方程式であり、解を求めるアルゴリズムとしては、例えば、Gauss-Jordanの消去法を用いる。また別のアルゴリズムとしては、自己相関行列Rxxの逆行列を計算し、ステアリングベクトルrxdに掛けあわせることによって求める方法もある。また、他にもさまざまな方法が考えられ、これら２つの方法に限らない。

上述した２つのアルゴリズムにおいて、自己相関行列Rxxの行列式の絶対値が小さい場合、解を正確に求めることができなかったり、計算を最後まで続行することができなかったりする場合がある。このような問題を避けるためには次のように設計すればよい。すなわち、上述したアルゴリズムを用いて解を求める際、自己相関行列Rxxの行列式の絶対値を算出し、この値があらかじめ設定された閾値TH以上であれば、上述したアルゴリズムを用いて求めた解を重み１１９として出力し、閾値TH未満であればさらに別の方法を用いて重みを算出する。この方法の例としては、希望波信号電力対雑音電力比を最大にする方法がある。希望波信号電力対雑音電力比を最大にする方法は、最大比合成ダイバーシティーを行う際に用いられよく知られているので説明は省略する。ただし、この方法で算出した重みは、ウイナー方程式から厳密に求めた重みと比べ誤差が大きくなる。また、他にもさまざまな方法が考えられ、この方法に限らない。

図１３はOFDM方式の伝送信号のフレームフォーマットの他の例を示す。OFDM方式の１シンボルは、詳細には、所定の周波数成分１３０１に分解することができる。このような観点においては、例えば、図２の情報シンボルは符号１３０３、パイロットシンボルは符号１３０４のように表すことができる。パイロットシンボル１３０４は、全ての周波数成分において、それぞれ既知の値を有するパイロット成分１３０２から構成される。

図１３のフォーマットでは、このようなパイロットシンボルは存在せず、時間的周波数的に限定されたパイロット成分が所定の場所にそれぞれ既知の値を有するだけである。このようなフォーマットは地上波デジタル放送の伝送方式（電波産業会発行地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式 ARIB STD-B３１１.２版３.１２.２同期変調部のOFDMセグメント構成参照）などに採用されている。地上波デジタル放送の伝送方式ではこのようなパイロット成分をスキャッタードパイロット（同３.１３.１スキャッタードパイロット（SP）参照）と呼ぶ。

このように、パイロットシンボルが存在しない場合においても、次のようにインパルス応答を推定することによって、本発明を適応することができる。まず重みを、暫定的に、各アンテナ（例えば４本）に対してそれぞれ１、０、０、０のように定める。これは、アンテナ１本だけで受信することを意味する。このようにしてOFDM信号を受信し、OFDM復調器でFFT処理を行う。この結果のうち、パイロット成分については、パイロット成分本来の値と、伝播路の周波数特性の積になっている。この値を既知であるパイロット成分本来の値で割ると、パイロット成分が存在する時間と周波数における、伝播路の周波数特性の値が算出される。

このようにして各パイロット成分が存在する時間と周波数における、伝播路の周波数特性の値をそれぞれ求める。これらを用いて、時間軸に対して、補間、又は、インパルス応答の変動が十分に遅ければ、平均、を行い、あるシンボルの時点に関する全ての周波数成分における周波数特性を求める。すなわち、パイロット成分１３１１、１３１２から、これらが存在する時間と周波数における周波数特性の値を求め、補間、又は、平均を行って、ある時点の周波数成分１３１０における周波数特性を求める。同様にして、同一時点の他の周波数成分１３１３についても、これらの直前、直後のパイロット成分における周波数特性から求める。このようにして、ある時点の全ての周波数成分について、周波数特性を求め、これのIFFT演算を行うことによって、インパルス応答を推定することができ、これを用いて重みを計算することができる。このインパルス応答は、暫定的な重みを用いて推定したため、誤差が含まれており、重みにも、誤差が含まれているが、この重みを用いてさらに上述の手順を繰り返すことによって、次第に誤差の少ないインパルス応答の推定、重みの計算ができるようになる。

図１４を参照して変形されたインパルス応答を更に変形する処理について説明する。本例では、インパルス応答処理器１１５と重み計算器１１８の間に、変形されたインパルス応答１１６をさらに変形する処理手段を挿入する。図１４（ａ）の符号１４０１は、この処理手段の処理前における変形されたインパルス応答の時間波形の概念図であり、図１４（ｂ）の符号１４０２は、この処理手段の処理後における変形されたインパルス応答の時間波形の概念図である。図１４の変形されたインパルス応答は、図５に示した変形されたインパルス応答１１６と比較すると、時間軸のスケールが大幅に拡大して図示されている。従って、図１４では、希望波や遅延波は実際には時間的な幅を有することが示されている。

図１４（ａ）の変形されたインパルス応答１４０１はデジタル信号であるため、図示のように、サンプリング周期Ts毎に値を有する。図１４（ａ）のデジタル信号より３倍のサンプリング周期３Ts毎に信号を残し他を間引く処理を行う。希望波の遅延時間は、間引き処理前は符号１４１０で示される値であるが、間引き処理後は、直前及び直後の有効な値における時間（符号１４１１及び１４１２）のうち、電力値の大きい方の信号（符号１４１１）の時間を採用する。又は、処理前の遅延時間１４１０に対して時間的に近い方の信号（符号１４１２）の時間を採用してもよい。又は、間引き処理を、希望波の遅延時間のサンプルが残るように行ってもよい。

すなわち、整数nとkを用いて残すサンプルの時間を（３n＋k）Tsと表した時、希望波の遅延時間が残るようにkを調節（図１４においてはk＝２）した後、間引き処理を行ってもよい。

さらには、k＝０、１、２の３つの場合それぞれにおいて間引き処理を行い、変形されたインパルス応答と希望波の遅延時間とを、３つの場合それぞれに対して生成する。それらの変形されたインパルス応答と希望波の遅延時間とをそれぞれ用いて３つの重みを計算し、それぞれを用いて指向性形成を行い、それによって、３つの干渉除去器出力を得る。これらをOFDM復調し、ビット誤り率特性が最も良好なものを用いても良い。ビット誤り率特性は、データにFEC（Forward Error Correction）による符号化を施すことによって計測できる。もちろん他の方法も考えられる。以上のように、図１に示される受信装置の構成以外にも様々な構成が考えられ、図１の構成に限定されない。

図１５を参照してインパルス応答処理器１１５の第２の例を説明する。本例のインパルス応答処理器１１５は、図４に示した第１の例と比較して、インパルス応答変形器１５０１における処理が異なる。本例のインパルス応答変形器１５０１は、メモリとCPUから構成されており、インパルス応答１１４は、一旦メモリに蓄積され、ソフトウエアによって変形処理が行われ、出力される。

図１６を参照して図１５のインパルス応答処理器１１５における処理を説明する。図１６（ａ）は、インパルス応答変形器１５０１による処理前のインパルス応答１１４、即ちインパルス応答推定器１１３によって推定されたインパルス応答１１４の時間波形を示し、図１６（ｂ）は、インパルス応答変形器１５０１による処理後の変形されたインパルス応答１１６の時間波形を示す。

図１６（ａ）に示す処理前のインパルス応答１１４において、最大電力を有するパスは先行波１５１０であり、希望波選定器４１１はこれを希望波として選択する。インパルス応答変形器１５０１は、まず、希望波１５１０との遅延時間差が大きい干渉波（希望波以外の先行波や遅延波）から順番に、干渉波の電力と予め設定しておいた閾値１５２０とを比較する。比較の結果、干渉波の電力の方が閾値１５２０より大きければ、この干渉波のインパルス応答の値をそのまま残す。干渉波の電力の方が閾値１５２０より小さければ、この干渉波のインパルス応答の値を０とする。また、そのまま残した干渉波の数が、予め定めておいた数に達した場合、この干渉波よりも、希望波との遅延時間差が小さい干渉波については、全て値を０とする。

このような処理の結果、遅延波４（符号１５１４）、遅延波２（符号１５１２）は、その電力が閾値を越えるので残り、遅延波３（符号１５１３）は、逆に値が０になり消える。予め設定された数が２本であれば、遅延波２、４の２本を残したので、これより希望波との遅延時間差の小さい遅延波１（符号１５１１）も値が０になり消える。このような処理の結果得られた変形されたインパルス応答１１６を出力する。なお、以上のような処理を行うためには、図１５のインパルス応答処理器の入力であるインパルス応答１１４は、図１４のところで述べた間引き処理と同様の処理を前処理として行っておく必要がある。

インパルス応答変形器１５０１において行う処理については、以上述べた処理や、図４のインパルス応答変形器４０１において行うような関数を乗算する処理の他に、様々な処理が考えられ、限定されない。

図２２にインパルス応答処理器１１５の別の例を示す。本例のインパルス応答処理器１１５が図４のインパルス応答処理器と異なる点は、本例では、希望波選定器411が、処理内容が異なる希望波選定器2211に置き換わった点、遅延器413、及びマスク関数発生器414が、係数関数発生器2214に置き換わった点である。希望波選定器2211の処理内容については後ほど述べる。係数関数発生器2214は希望波選定器2211の選定結果を元に係数関数2222を発生させる。係数関数2222の特徴については後ほど述べる。係数関数2222は関数乗算器412によってインパルス応答114に乗算される。

図２３（ａ）は、図２２に示すインパルス応答処理器１１５に入力されるインパルス応答114の概念図、図２３（ｂ）は、図２２の係数関数発生器2214で生成される係数関数2222の概念図である。

希望波選定器2211は、候補時間区間2311に含まれるパス2312の中から希望波を選定する。例えばこれらのうち最大電力を有するパス2313を希望波として選定する。

候補時間区間2311の長さは予め決めておく。例えば、伝送に用いるOFDM方式のガードインターバルの長さと等しくする。

また、候補時間区間2311の長さは伝送に用いるOFDM方式のガードインターバルの長さ以下の値に予め決めておく例も考えられる。

候補時間区間2311は、遅延時間が候補時間区間に含まれるパスの電力の総和が最大となるように決定される。この方法については例えば「数１」で計算されるσ（τ）と、候補時間区間内の時点では値が１、これ以外の時点では０となるような矩形関数とを畳み込み、この結果が最大となる点を求めるような方法が考えられる。

係数関数2222は、候補時間区間に含まれる時点でかつ希望波の遅延時間以外の時点に取る値の絶対値が、候補時間区間以外に含まれる時点に取る値の絶対値以下となることを特徴とする。具体的には区間2321に取る値の絶対値が区間2322に取る値の絶対値以下となるということである。例えば図２３（ｂ）の概念図のように、候補時間区間に含まれる時点でかつ希望波の遅延時間以外の時点に取る値が０、これ以外の時点にとる値が１となるような関数を考えることができる。

以上のような構成とすることで、図２３（ａ）の概念図のようなインパルス応答であった場合、遅延波2314を希望波ではなく干渉波として扱うことができる。もし、遅延波2314を希望波としてしまうと、先行する到来波の数がアダプティブアレーアンテナの自由度よりも多いため十分抑圧できず、ガードインターバルよりも長い遅延時間差を持つ干渉波が存在する信号をOFDM復調しなければならなくなり、ビット誤り率特性が大きく劣化してしまう。一方、遅延波2314を干渉波として扱えば、アダプティブアレーアンテナによって十分抑圧でき、OFDM復調器に渡す信号にはガードインターバルよりも短い遅延時間差を持つ干渉波しか存在しなくなり、ビット誤り率特性が改善する。

以上、本発明の例を説明したが、本発明は上述の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更が可能であることは当業者に理解されよう。

本発明によるOFDM方式の受信装置の主要部を示す図である。 OFDM方式の伝送信号のフレームフォーマットを示す図である。本発明によるインパルス応答推定器の構成を示す図である。本発明によるインパルス応答処理器の構成を示す図である。本発明によるインパルス応答処理器における処理の概念を説明するための説明図である。本発明にて使用するマスク関数の時間波形の概念図である。本発明による重み計算器の構成を示す図である。本発明によるOFDM方式の受信装置の動作を説明するための概念図である。本発明による重み計算器の他の例の構成を示す図である。本発明による重みの計算と適用に関するタイミングを表す概念図である。本発明による重みの計算と適用に関するタイミングを表す概念図である。本発明による重みの計算と適用に関するタイミングを表す概念図である。本発明によるOFDM方式の伝送信号のフレームフォーマットの他の例を示す図である。本発明による変形されたインパルス応答の更なる変形処理を説明するための時間波形の概念図である。本発明によるインパルス応答処理器の第２の例の構成を示す図である。本発明によるインパルス応答処理器の第２の例の処理を説明するための時間波形の概念図である。従来の受信装置における伝送信号の周波数特性を示す図である。本発明による受信装置における伝送信号の周波数特性を示す図である。ＯＦＤＭ信号の伝播路のインパルス応答の時間波形の概念図である。従来の技術によるアダプティブアレーアンテナ出力点から見た伝播路のインパルス応答の時間波形の概念図である。本発明のアダプティブアレーアンテナ出力点から見た伝播路のインパルス応答の例を示す図である。本発明によるインパルス応答処理器のさらに別の例の構成を示す図である。本発明によるインパルス応答処理器のさらに別の例の処理を説明するための、インパルス応答の概念図と、係数関数の概念図である。

符号の説明

１００…アダプティブアレーアンテナ、１０２…受信信号、１０３…干渉除去器、１０４…干渉除去器出力信号、１０５…OFDM復調器、１１１…アレーアンテナ、１１２…信号処理部、１１３…インパルス応答推定器、１１４…インパルス応答、１１５…インパルス応答処理器、１１６…変形されたインパルス応答、１１７…希望波の遅延時間、１１８…重み計算器、１１９…重み、１２０…指向性形成器、１２１…乗算器、１２２…加算器、３０１…パイロットシンボル同期信号発生器、３０２…FFT演算器、３０３…乗算器、３０４…IFFT演算器、４０１…インパルス応答変形器、４１１…希望波選定器、４１２…関数乗算器、４１３…遅延器、４１４…マスク関数発生器、４２２…遅延されたマスク関数、５１０…遅延波２、５１２…遅延波１、７０１…擬似送信信号発生器、７０２…ランダムQPSK信号発生器、７０３…擬似送信信号、７０４…擬似受信信号発生器、７０５…フィルタ、７０６…雑音加算器、７０７…擬似受信信号、７０８…遅延器、７０９…参照信号、７１０…重み推定アルゴリズム実行器、８０４…干渉除去器出力点から見たインパルス応答、８１０…希望波、８１１…遅延波１、８１２…遅延波２、９０１…ステアリングベクトル発生器、９０２…ステアリングベクトル、９０３…自己相関行列計算器、
９０４…自己相関行列、９０５…アルゴリズム実行器、９０６…雑音用自己相関行列発生器、９０７…自己相関行列（雑音起因分）、９０８…自己相関行列（受信信号トータル）、１００１…パケット、１００２…連続フレーム信号、１０１１…パイロットシンボル、１０１２…情報シンボル、１０１３…フレーム、１１１１…フレーム又はパケットの先頭のパイロットシンボル、１１１２…パケットの末尾又は次のフレームの先頭のパイロットシンボル、１１２１…パイロットシンボル１１１１に基づいて計算した重み、１１２２…パイロットシンボル１１１２に基づいて計算した重み、１３０１…１シンボル中の１周波数成分、１３０２…パイロット成分、１３０３…情報シンボル、１３０４…パイロットシンボル、１３１０…周波数成分、１３１１…周波数成分１３１０と同一周波数の直前のパイロット成分、１３１２…周波数成分１３１０と同一周波数の直後のパイロット成分、１３１３…周波数成分１３１０と同一時点の他の周波数成分、１４０１…さらなる処理を行う前の変形されたインパルス応答の時間波形の概念図、１４０２…さらなる処理を行った後の変形されたインパルス応答の時間波形の概念図、１４１０…さらなる処理を行う前の希望波の遅延時間、１４１１…希望波の遅延時間１４１０の直前の有効サンプルの遅延時間、１４１２…希望波の遅延時間１４１０の直後の有効サンプルの遅延時間、１５０１…インパルス応答変形器の別の例、１５１０…先行波（希望波）、１５１１…遅延波１、１５１２…遅延波２、１５１３…遅延波３、１５１４…遅延波４、１５２０…閾値、１７０１…信号が伝送されるキャリア、１７０２…信号が伝送されないキャリア、１８０１…信号が伝送されるキャリア、１９１０…先行波、１９１１…遅延波１、１９１２…遅延波２、１９１３…遅延波３、１９１４…遅延波４、２０００…雑音電力レベル、２２１１…希望波選定器の別の例、２２１４…係数関数発生器、２２２２…係数関数、２３１１…候補時間区間、２３１２…候補時間区間に含まれるパス、２３１３…希望波、２３１４…遅延波、２３２１…候補時間区間に含まれる時点でかつ希望波の遅延時間以外の時点、２３２２…候補時間区間以外の時点

Claims

OFDM方式の受信装置であって、
複数のアンテナからの受信信号を元に推定されたインパルス応答に基づいて希望波を選定する希望波選定手段と、
前記推定されたインパルス応答を変形させるインパルス応答変形手段と、
前記インパルス応答変形手段によって変形されたインパルス応答に基づいて重みを算出する重み計算手段と、
前記受信信号に前記重みを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により求められた積の和を計算する加算手段と、
を備えることを特徴とした受信装置。
前記重み計算手段は、前記変形されたインパルス応答を有する仮想的な伝播路において仮想的に送信された擬似送信信号を受信して得られる擬似受信信号を算出する擬似受信信号計算手段を備え、
前記擬似送信信号を前記希望波の遅延時間だけ遅延させた参照信号と前記擬似受信信号とを用いて最小平均自乗誤差法に基づく重み推定アルゴリズムに従って重みを算出することを特徴とした請求項１記載の受信装置。
前記重み計算手段は、前記変形されたインパルス応答の相関関数の原点の値を要素に持つ自己相関行列を生成する自己相関行列生成手段と、前記希望波の遅延時間において前記変形されたインパルス応答が取る値からステアリングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手段と、を備え、
前記自己相関行列と前記ステアリングベクトルに基づいて構成されたウイナー方程式の解を求めるアルゴリズムを実行することによって、前記重みを計算することを特徴とした請求項１又は２記載の受信装置。
前記希望波選定手段は、遅延時間が候補時間区間に含まれるパスの中から希望波を選定することを特徴とした請求項１〜３いずれか１項記載の受信装置。
前記希望波選定手段は、遅延時間が候補時間区間に含まれるパスのうち最大電力を有するパスを希望波として選定することを特徴とした請求項１〜４いずれか１項記載の受信装置。
前記候補時間区間は、遅延時間が候補時間区間に含まれるパスの電力の総和が最大となるように決定され、
前記候補時間区間の長さは、OFDM方式のガードインターバルの長さ以下であることを特徴とした請求項４又は５記載の受信装置。
前記インパルス応答変形手段は、予め設定された関数を希望波の遅延時間だけ遅延させ、遅延させた結果をインパルス応答に乗算することによって変形させることを特徴とした請求項１〜６いずれか１項記載の受信装置。
前記関数は、ある時点ｔのときに取る値をｆ（ｔ）と表記する場合、ｆ（０）の絶対値よりも、ｆ（ｔ）の絶対値が小さくなるようなｔが１個以上存在することを特徴とする請求項７記載の受信装置。
前記関数は、ｆ（ｋ）≠ｆ（ｌ）、且つ、ｋ≠０、且つ、ｌ≠０となるようなｋ、ｌの組が１組以上存在することを特徴とした請求項７記載の受信装置。
前記関数は、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より大きく、且つｋよりｌが大きいようなｋ、ｌの組を１組以上含む、か又は、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より小さく、且つｋよりｌが小さいようなｋ、ｌの組を１組以上含む、ことを特徴とした請求項７記載の受信装置。
前記インパルス応答変形手段は、係数関数をインパルス応答に乗算することによって変形させることを特徴とした請求項１〜３いずれか１項記載の受信装置。
前記インパルス応答変形手段は、係数関数をインパルス応答に乗算することによって変形させることを特徴とした請求項４〜６いずれか１項記載の受信装置。
前記係数関数は、前記候補時間区間に含まれる時点でかつ前記希望波の遅延時間以外の時点にとる値の絶対値が前記候補時間区間以外に含まれる時点にとる値の絶対値以下となることを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
前記係数関数は、前記候補時間区間に含まれる時点でかつ希望波の遅延時間以外の時点にとる値が０であることを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
請求項１〜１４いずれかに記載の受信装置が備える各手段として、コンピュータを機能させるための受信プログラム。
請求項１５に記載の受信プログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体。