JPH1127330A - ディジタル信号変調方法及び復調方法 - Google Patents
ディジタル信号変調方法及び復調方法Info
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- JPH1127330A JPH1127330A JP18151797A JP18151797A JPH1127330A JP H1127330 A JPH1127330 A JP H1127330A JP 18151797 A JP18151797 A JP 18151797A JP 18151797 A JP18151797 A JP 18151797A JP H1127330 A JPH1127330 A JP H1127330A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 54
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 56
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 claims abstract description 19
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 abstract description 44
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000008569 process Effects 0.000 description 10
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 6
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- PXFBZOLANLWPMH-UHFFFAOYSA-N 16-Epiaffinine Natural products C1C(C2=CC=CC=C2N2)=C2C(=O)CC2C(=CC)CN(C)C1C2CO PXFBZOLANLWPMH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 最尤系列推定器において、自己相関行列Ｒｍ
（ｉ）が常に正則となり伝送路伝達係数Ｗｍ（ｉ）が発
散することなく求めることができる。 【解決手段】 送信側でＢＰＳＫ（ＱＰＳＫ）などのデ
ィジタル変調系列｛ｂ（ｉ）｝に対し、シンボルごとに
０位相と、π／４位相（０位相とπ／８位相）とを交互
にとる特定コードを乗算し（３２）、その乗算出力を送
信し（３４）、受信側で、ベースバンド信号からタイミ
ングを再生し（５１）、そのタイミングで復調手段３６
を動作させ、最尤系列推定手段で、入力ベースバンド信
号ｘ（ｉ）から候補Ｓｍ（ｉ）を推定し、その自己相関
行列の逆行列Ｒｍ-1（ｉ）を作り、また、ｘ（ｉ）とＳ
ｍ（ｉ）の相互相関を求め（４１）、その結果Ｖｍ
（ｉ）とＲｍ-1（ｉ）との積をキャリア位相推定手段４
２で求めて伝送路伝達係数Ｗｍ（ｉ）を求める。
（ｉ）が常に正則となり伝送路伝達係数Ｗｍ（ｉ）が発
散することなく求めることができる。 【解決手段】 送信側でＢＰＳＫ（ＱＰＳＫ）などのデ
ィジタル変調系列｛ｂ（ｉ）｝に対し、シンボルごとに
０位相と、π／４位相（０位相とπ／８位相）とを交互
にとる特定コードを乗算し（３２）、その乗算出力を送
信し（３４）、受信側で、ベースバンド信号からタイミ
ングを再生し（５１）、そのタイミングで復調手段３６
を動作させ、最尤系列推定手段で、入力ベースバンド信
号ｘ（ｉ）から候補Ｓｍ（ｉ）を推定し、その自己相関
行列の逆行列Ｒｍ-1（ｉ）を作り、また、ｘ（ｉ）とＳ
ｍ（ｉ）の相互相関を求め（４１）、その結果Ｖｍ
（ｉ）とＲｍ-1（ｉ）との積をキャリア位相推定手段４
２で求めて伝送路伝達係数Ｗｍ（ｉ）を求める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は移動通信などの無
線通信における変動する伝送路において信頼性の高い信
号伝送が可能な変調方法、その復調方法を提供するもの
である。
線通信における変動する伝送路において信頼性の高い信
号伝送が可能な変調方法、その復調方法を提供するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】通信用伝送路においては伝送特性、例え
ば送信機から受信機までのインパルスレスポンスが時間
的に大きく変動することがある。マイクロ波無線伝送、
移動通信などはその代表的な例である。このような伝送
路では比較的雑音レベルの高い受信状態において、希望
信号は時間的に変動する波形歪を伴って受信され、さら
に変動する同一チャネル干渉が重畳されて伝送特性が大
幅に劣化することがある。そのため、これらの原因によ
る劣化を抑えつつ、信頼性の高い伝送方式を実現する必
要がある。従来の解決法と欠点 このように変動する伝送路において適応アルゴリズムを
用いた最適受信機が利用されてきた。
ば送信機から受信機までのインパルスレスポンスが時間
的に大きく変動することがある。マイクロ波無線伝送、
移動通信などはその代表的な例である。このような伝送
路では比較的雑音レベルの高い受信状態において、希望
信号は時間的に変動する波形歪を伴って受信され、さら
に変動する同一チャネル干渉が重畳されて伝送特性が大
幅に劣化することがある。そのため、これらの原因によ
る劣化を抑えつつ、信頼性の高い伝送方式を実現する必
要がある。従来の解決法と欠点 このように変動する伝送路において適応アルゴリズムを
用いた最適受信機が利用されてきた。
【０００３】変動する歪みが存在する伝送路では、従
来、適応受信機として適応等化器が利用されてきた。こ
の適応等化器はその構造から、線形等化器と非線形等化
器に分類される。まず、線形等化器について述べる。図
９は、線形等化器の構成を示している。以下では、変調
された受信信号を複素表示して動作を説明する。時点ｉ
における等化器への入力信号ｘ（ｉ）の実数成分は受信
信号の同相成分の振幅、虚数成分は受信信号の直交成分
の振幅を表わしている。入力信号ｘ（ｉ）が入力端子１
１からトランスバーサルフィルタ１２へ入力され、トラ
ンスバーサルフィルタ１２のｊ番目のタップ係数ｗｊ
（ｉ）を制御することにより歪みが除去されて判定回路
１３に入力される。判定された信号は出力端子１４から
出力される。判定回路１３の入力端と出力端の両信号は
差分演算回路１５に入力されて誤差信号ｅ（ｉ）が計算
される。誤差信号は制御部１６へ送られる。制御部１６
では、誤差信号ｅ（ｉ）と入力信号ｘ（ｉ）から、タッ
プ係数ｗｊが更新される。線形等化器の動作は、例え
ば、佐藤洋一，“線形等化理論”，丸善などに詳しく説
明されている。
来、適応受信機として適応等化器が利用されてきた。こ
の適応等化器はその構造から、線形等化器と非線形等化
器に分類される。まず、線形等化器について述べる。図
９は、線形等化器の構成を示している。以下では、変調
された受信信号を複素表示して動作を説明する。時点ｉ
における等化器への入力信号ｘ（ｉ）の実数成分は受信
信号の同相成分の振幅、虚数成分は受信信号の直交成分
の振幅を表わしている。入力信号ｘ（ｉ）が入力端子１
１からトランスバーサルフィルタ１２へ入力され、トラ
ンスバーサルフィルタ１２のｊ番目のタップ係数ｗｊ
（ｉ）を制御することにより歪みが除去されて判定回路
１３に入力される。判定された信号は出力端子１４から
出力される。判定回路１３の入力端と出力端の両信号は
差分演算回路１５に入力されて誤差信号ｅ（ｉ）が計算
される。誤差信号は制御部１６へ送られる。制御部１６
では、誤差信号ｅ（ｉ）と入力信号ｘ（ｉ）から、タッ
プ係数ｗｊが更新される。線形等化器の動作は、例え
ば、佐藤洋一，“線形等化理論”，丸善などに詳しく説
明されている。
【０００４】トランスバーサルフィルタ１２のタップ数
をＭとして、トランスバーサルフィルタ１２の各タップ
係数ｗ１（ｉ）からｗＭ（ｉ）を並べた伝送路伝達係数
Ｗ（ｉ）と、入力信号ｘ（ｉ）からｘ（ｉ−Ｍ＋１）を
並べた入力信号ベクトルＸ（ｉ）を用いると、伝送路伝
達係数Ｗ（ｉ−１）は、入力信号ベクトルＸ（ｉ）と誤
差信号ｅ（ｉ）を用いて、Ｗ（ｉ）に更新される。理想
的に動作する場合には、最小２乗法の解となっており、
入力信号ベクトルＸ（ｉ）から求められる自己相関行列
Ｒ（ｉ）と、入力信号ベクトルＸ（ｉ）と判定信号との
相互相関ベクトルＶ（ｉ）とを用いて、伝送路伝達係数
はＷ（ｉ）＝Ｒ-1（ｉ）Ｖ（ｉ）のように表わされる。
これは、正規方程式：Ｒ（ｉ）Ｗ（ｉ）＝Ｖ（ｉ）の解
である。しかしながら、自己相関行列の逆行列Ｒ
-1（ｉ）はＲ（ｉ）が正則でなければ存在しないという
制限があった。そのため、自己相関行列のランクがＭよ
り小さくなるような受信波、たとえば低雑音条件におい
て同一符号が続く変調波を受信した場合などでは、逆行
列が発散し、その結果として伝送路伝達係数が発散する
という欠点があった。
をＭとして、トランスバーサルフィルタ１２の各タップ
係数ｗ１（ｉ）からｗＭ（ｉ）を並べた伝送路伝達係数
Ｗ（ｉ）と、入力信号ｘ（ｉ）からｘ（ｉ−Ｍ＋１）を
並べた入力信号ベクトルＸ（ｉ）を用いると、伝送路伝
達係数Ｗ（ｉ−１）は、入力信号ベクトルＸ（ｉ）と誤
差信号ｅ（ｉ）を用いて、Ｗ（ｉ）に更新される。理想
的に動作する場合には、最小２乗法の解となっており、
入力信号ベクトルＸ（ｉ）から求められる自己相関行列
Ｒ（ｉ）と、入力信号ベクトルＸ（ｉ）と判定信号との
相互相関ベクトルＶ（ｉ）とを用いて、伝送路伝達係数
はＷ（ｉ）＝Ｒ-1（ｉ）Ｖ（ｉ）のように表わされる。
これは、正規方程式：Ｒ（ｉ）Ｗ（ｉ）＝Ｖ（ｉ）の解
である。しかしながら、自己相関行列の逆行列Ｒ
-1（ｉ）はＲ（ｉ）が正則でなければ存在しないという
制限があった。そのため、自己相関行列のランクがＭよ
り小さくなるような受信波、たとえば低雑音条件におい
て同一符号が続く変調波を受信した場合などでは、逆行
列が発散し、その結果として伝送路伝達係数が発散する
という欠点があった。
【０００５】前記正規方程式の解を逐次的に求める適応
アルゴリズムも知られている。例えば、カルマンフィル
タ，ＲＬＳ，ＬＭＳなどが代表的な例である。適応アル
ゴリズムについてはHaykin，“Adaptive Filter Theor
y”，Prentice-Hall,1991が詳しい。これらの方法にお
いても自己相関行列が非正則のときには解の発散が起き
る。
アルゴリズムも知られている。例えば、カルマンフィル
タ，ＲＬＳ，ＬＭＳなどが代表的な例である。適応アル
ゴリズムについてはHaykin，“Adaptive Filter Theor
y”，Prentice-Hall,1991が詳しい。これらの方法にお
いても自己相関行列が非正則のときには解の発散が起き
る。
【０００６】自己相関行列が非正則のときでも発散しな
い解が得られる方法として、一般逆行列を用いる方法が
知られている。一般逆行列については、A.Albert，“Re
gression and the Moor Penrose Pseudoinverse ”，Ac
ademic Press，1972、が詳しい。一般逆行列を用いる
と、自己相関行列が非正則のときにも解の発散が抑制さ
れているが、その解Ｗ（ｉ）はタップ伝送路伝達係数の
ノルム‖Ｗ（ｉ）‖が最小となる最小ノルム解となり、
時点ｉが推移すると、各時点ごとに最小ノルム解が異な
るのでかならずしもその解が徐々に本来の解に収束する
ものではなかった。
い解が得られる方法として、一般逆行列を用いる方法が
知られている。一般逆行列については、A.Albert，“Re
gression and the Moor Penrose Pseudoinverse ”，Ac
ademic Press，1972、が詳しい。一般逆行列を用いる
と、自己相関行列が非正則のときにも解の発散が抑制さ
れているが、その解Ｗ（ｉ）はタップ伝送路伝達係数の
ノルム‖Ｗ（ｉ）‖が最小となる最小ノルム解となり、
時点ｉが推移すると、各時点ごとに最小ノルム解が異な
るのでかならずしもその解が徐々に本来の解に収束する
ものではなかった。
【０００７】自己相関行列が非正則のときにも徐々に本
来の解へ漸近する方法としては、Moor-Penrose一般逆行
列を用いる直交射影法が知られている。この方法は、尾
関，梅田，“アフィン部分空間への直交射影を用いたフ
ィルタ・アルゴリズムとその諸特性”，電子情報通信学
会論文誌，vol.J67-A,No.2,pp.126-132,1984年２月、に
示されている。しかしながら、伝送特性が変動する伝送
路では自己相関行列も変化していくので、Moor-Penrose
一般逆行列を次々と更新する必要があり、この更新には
大量の演算を必要とするため実際にリアルタイム条件で
使用することは困難であった。
来の解へ漸近する方法としては、Moor-Penrose一般逆行
列を用いる直交射影法が知られている。この方法は、尾
関，梅田，“アフィン部分空間への直交射影を用いたフ
ィルタ・アルゴリズムとその諸特性”，電子情報通信学
会論文誌，vol.J67-A,No.2,pp.126-132,1984年２月、に
示されている。しかしながら、伝送特性が変動する伝送
路では自己相関行列も変化していくので、Moor-Penrose
一般逆行列を次々と更新する必要があり、この更新には
大量の演算を必要とするため実際にリアルタイム条件で
使用することは困難であった。
【０００８】以上説明したように線形等化器の適応性に
関する改良が行われてきたが、非最小位相となる歪み条
件では十分な等化効果が得られないという欠点があっ
た。非最小位相となる歪み条件でも十分な等化効果が得
られるように非線形等化器が用いられてきた。非線形等
化器の構成例を図１０に示す。この構成は適応最尤系列
推定器としても知られている。入力信号ｘ（ｉ）が入力
端子１１から差分回路２１へ入力され、トランスバーサ
ルフィルタ１２から出力されるレプリカ信号ｙｍ（ｉ）
との差分演算が行われて、誤差信号ｅｍ（ｉ）が得られ
る。誤差信号ｅｍ（ｉ）の絶対値の２乗が２乗器２２で
とられて最尤系列推定部２３に入力され、信号が推定さ
れる。最尤系列推定部２３からは、符号系列候補｛ａ
ｍ｝が出力される。符号系列候補｛ａｍ｝に対応して、
変調部２４からは変調波候補ｓｍが出力される。変調波
候補ｓｍはトランスバーサルフィルタ１２に入力され、
レプリカ信号ｙｍ（ｉ）が形成される。最尤系列推定部
２３から出力される候補は各状態に対して状態遷移の数
だけあるので、同一の入力信号ｘ（ｉ）に対して、状態
数と状態遷移数に対応した上述の演算を行う。制御部２
５は、誤差信号ｅｍ（ｉ）と変調波候補ｓｍを用いて、
トランスバーサルフィルタ１２のタップ係数を更新す
る。非線形等化器の動作は、例えば、府川，鈴木，“移
動無線における逐次最小２乗形適応最尤系列推定（ＲＬ
Ｓ−ＭＬＳＥ）の特性”，電子情報通信学会論文誌（Ｂ
−II），vol.J75-B-II,No.8,pp.535-546，1992年８月、
などに詳しく説明されている。
関する改良が行われてきたが、非最小位相となる歪み条
件では十分な等化効果が得られないという欠点があっ
た。非最小位相となる歪み条件でも十分な等化効果が得
られるように非線形等化器が用いられてきた。非線形等
化器の構成例を図１０に示す。この構成は適応最尤系列
推定器としても知られている。入力信号ｘ（ｉ）が入力
端子１１から差分回路２１へ入力され、トランスバーサ
ルフィルタ１２から出力されるレプリカ信号ｙｍ（ｉ）
との差分演算が行われて、誤差信号ｅｍ（ｉ）が得られ
る。誤差信号ｅｍ（ｉ）の絶対値の２乗が２乗器２２で
とられて最尤系列推定部２３に入力され、信号が推定さ
れる。最尤系列推定部２３からは、符号系列候補｛ａ
ｍ｝が出力される。符号系列候補｛ａｍ｝に対応して、
変調部２４からは変調波候補ｓｍが出力される。変調波
候補ｓｍはトランスバーサルフィルタ１２に入力され、
レプリカ信号ｙｍ（ｉ）が形成される。最尤系列推定部
２３から出力される候補は各状態に対して状態遷移の数
だけあるので、同一の入力信号ｘ（ｉ）に対して、状態
数と状態遷移数に対応した上述の演算を行う。制御部２
５は、誤差信号ｅｍ（ｉ）と変調波候補ｓｍを用いて、
トランスバーサルフィルタ１２のタップ係数を更新す
る。非線形等化器の動作は、例えば、府川，鈴木，“移
動無線における逐次最小２乗形適応最尤系列推定（ＲＬ
Ｓ−ＭＬＳＥ）の特性”，電子情報通信学会論文誌（Ｂ
−II），vol.J75-B-II,No.8,pp.535-546，1992年８月、
などに詳しく説明されている。
【０００９】トランスバーサルフィルタ１２のタップ数
をＭとして、トランスバーサルフィルタの各タップ係数
ｗｍ，１（ｉ）からｗｍ，Ｍ（ｉ）を並べた伝送路伝達
係数Ｗｍ（ｉ）と、変調波候補ｓｍ（ｉ）からｓｍ（ｉ
−Ｍ＋１）を並べた変調波候補ベクトルＳｍ（ｉ）を用
いて、伝送路伝達係数Ｗｍ（ｉ−１）は、変調波候補ベ
クトルＳｍ（ｉ）と誤差信号ｅｍ（ｉ）を用いて、Ｗｍ
（ｉ）に更新される。理想的に動作する場合には、最小
２乗法の解となっており、変調波候補ベクトルＳｍ
（ｉ）が作る自己相関行列Ｒｍ（ｉ）と、変調波候補ベ
クトルＳｍ（ｉ）と入力信号ｘ（ｉ）との相互相関ベク
トルＶｍ（ｉ）とを用いて、伝送路伝達係数はＷｍ
（ｉ）＝Ｒｍ-1（ｉ）Ｖｍ（ｉ）のように表わされる。
しかしながら、自己相関行列の逆行列Ｒｍ-1（ｉ）はＲ
ｍ（ｉ）が正則でなければならないという制限があっ
た。そのため、自己相関行列のランクがＭより小さくな
るような変調波候補ベクトル、たとえば同一符号が続く
変調波候補などでは、伝送路伝達係数が発散するという
欠点があった。
をＭとして、トランスバーサルフィルタの各タップ係数
ｗｍ，１（ｉ）からｗｍ，Ｍ（ｉ）を並べた伝送路伝達
係数Ｗｍ（ｉ）と、変調波候補ｓｍ（ｉ）からｓｍ（ｉ
−Ｍ＋１）を並べた変調波候補ベクトルＳｍ（ｉ）を用
いて、伝送路伝達係数Ｗｍ（ｉ−１）は、変調波候補ベ
クトルＳｍ（ｉ）と誤差信号ｅｍ（ｉ）を用いて、Ｗｍ
（ｉ）に更新される。理想的に動作する場合には、最小
２乗法の解となっており、変調波候補ベクトルＳｍ
（ｉ）が作る自己相関行列Ｒｍ（ｉ）と、変調波候補ベ
クトルＳｍ（ｉ）と入力信号ｘ（ｉ）との相互相関ベク
トルＶｍ（ｉ）とを用いて、伝送路伝達係数はＷｍ
（ｉ）＝Ｒｍ-1（ｉ）Ｖｍ（ｉ）のように表わされる。
しかしながら、自己相関行列の逆行列Ｒｍ-1（ｉ）はＲ
ｍ（ｉ）が正則でなければならないという制限があっ
た。そのため、自己相関行列のランクがＭより小さくな
るような変調波候補ベクトル、たとえば同一符号が続く
変調波候補などでは、伝送路伝達係数が発散するという
欠点があった。
【００１０】このような同一符号が続く変調波候補にお
いて伝送路伝達係数が発散する問題への対処策として、
以下の方法が知られている。 （１）府川，鈴木，“Blind interference cancelling
equalizer for mobile radio communications ”，電子
情報通信学会論文誌（Ｂ−II），vol.E77-B-II,No.5,p
p.580-588，1994年５月では、あらかじめすべての符号
系列に対する自己相関行列のアンサンブル平均をとり、
その平均値に固定する方法がとられている。 （２）古谷，後川，伊佐，佐藤，“ブラインドビタビ等
化方式の一提案”，1991年春季電子情報通信学会全国大
会では、自己相関行列が正則でないときには、アップデ
ートしない方法がとられている。 （３）Graham C.Goodwin,Kawai Sang Sin “Adaptive F
iltering,Prediction,and Control ”,PRENTICE-HALL，
1984年では、自己相関行列を求める前の入力ベクトルに
雑音成分を混入する方法が示されている。 （４）鈴木，府川“一般逆行列によるキャリヤ推定を用
いたブラインド形最尤推定法”，電子情報通信学会技
法，ＲＣＳ95−58，1995年７月では、一般逆行列を用い
てアップデートする方法が示されている（特願平７−１
５１６０）。
いて伝送路伝達係数が発散する問題への対処策として、
以下の方法が知られている。 （１）府川，鈴木，“Blind interference cancelling
equalizer for mobile radio communications ”，電子
情報通信学会論文誌（Ｂ−II），vol.E77-B-II,No.5,p
p.580-588，1994年５月では、あらかじめすべての符号
系列に対する自己相関行列のアンサンブル平均をとり、
その平均値に固定する方法がとられている。 （２）古谷，後川，伊佐，佐藤，“ブラインドビタビ等
化方式の一提案”，1991年春季電子情報通信学会全国大
会では、自己相関行列が正則でないときには、アップデ
ートしない方法がとられている。 （３）Graham C.Goodwin,Kawai Sang Sin “Adaptive F
iltering,Prediction,and Control ”,PRENTICE-HALL，
1984年では、自己相関行列を求める前の入力ベクトルに
雑音成分を混入する方法が示されている。 （４）鈴木，府川“一般逆行列によるキャリヤ推定を用
いたブラインド形最尤推定法”，電子情報通信学会技
法，ＲＣＳ95−58，1995年７月では、一般逆行列を用い
てアップデートする方法が示されている（特願平７−１
５１６０）。
【００１１】以上の方法はいずれも復調側で対処する方
法であるが、同一符号がかなり長く続く場合などには動
作が不安定なるという欠点があった。
法であるが、同一符号がかなり長く続く場合などには動
作が不安定なるという欠点があった。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】この発明は、適応等化
器などで最尤系列推定を行う信号処理において、すべて
のディジタル変調波系列候補に対して、伝送路伝達係数
が正確に抽出できる変調方法とその復調方法を提供する
ことを課題としている。
器などで最尤系列推定を行う信号処理において、すべて
のディジタル変調波系列候補に対して、伝送路伝達係数
が正確に抽出できる変調方法とその復調方法を提供する
ことを課題としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この変調方法と復調方法
の構成は次のようなものである。変調方法では（１）デ
ィジタル変調波の複素振幅を特定のコードによってシン
ボル毎に変化させる変調を行なう。復調方法では（２）
該ディジタル変調波の受信信号から該特定コードのタイ
ミングを抽出するタイミング再生過程、（３）該受信信
号に含まれる受信ディジタル変調波成分に該特定コード
を複素乗積して得られる受信複素振幅成分を用いて適応
的に伝送路伝達係数を推定するキャリア成分推定過程、
（４）該受信複素振幅成分を用いて受信ディジタル変調
波のレプリカを生成して該ディジタル変調波のシンボル
系列を推定する最尤系列推定過程、（５）最尤系列推定
過程とキャリア成分推定過程が一体となり、再帰的にデ
ィジタル変調波シンボル系列の推定と伝送路伝達係数の
推定を行う復調過程を有する。 作用 この発明における基本的な作用は次のようなものであ
る。（１）変調方法ではディジタル変調波の複素振幅を
特定のコードによってシンボル毎に変化させる。復調方
法においては（２）タイミング再生過程ではディジタル
変調波の受信信号から該特定コードのタイミングを抽出
する。（３）キャリア成分推定過程では該受信信号に含
まれる受信ディジタル変調波成分に該特定コードを複素
乗積して得られる受信複素振幅成分を用いて適応的に伝
送路伝達係数を推定する。（４）最尤系列推定過程で
は、該受信複素振幅成分を用いて受信ディジタル変調波
のレプリカを生成して該ディジタル変調波のシンボル系
列を推定する。（５）復調過程では、最尤系列推定過程
で推定されたディジタル変調波シンボル系列を用いて、
キャリア成分推定過程によって伝送路伝達係数の更新を
行い、その更新された伝送路伝達係数を用いて再帰的に
最尤系列推定によってディジタル変調波シンボル系列の
推定を行う。
の構成は次のようなものである。変調方法では（１）デ
ィジタル変調波の複素振幅を特定のコードによってシン
ボル毎に変化させる変調を行なう。復調方法では（２）
該ディジタル変調波の受信信号から該特定コードのタイ
ミングを抽出するタイミング再生過程、（３）該受信信
号に含まれる受信ディジタル変調波成分に該特定コード
を複素乗積して得られる受信複素振幅成分を用いて適応
的に伝送路伝達係数を推定するキャリア成分推定過程、
（４）該受信複素振幅成分を用いて受信ディジタル変調
波のレプリカを生成して該ディジタル変調波のシンボル
系列を推定する最尤系列推定過程、（５）最尤系列推定
過程とキャリア成分推定過程が一体となり、再帰的にデ
ィジタル変調波シンボル系列の推定と伝送路伝達係数の
推定を行う復調過程を有する。 作用 この発明における基本的な作用は次のようなものであ
る。（１）変調方法ではディジタル変調波の複素振幅を
特定のコードによってシンボル毎に変化させる。復調方
法においては（２）タイミング再生過程ではディジタル
変調波の受信信号から該特定コードのタイミングを抽出
する。（３）キャリア成分推定過程では該受信信号に含
まれる受信ディジタル変調波成分に該特定コードを複素
乗積して得られる受信複素振幅成分を用いて適応的に伝
送路伝達係数を推定する。（４）最尤系列推定過程で
は、該受信複素振幅成分を用いて受信ディジタル変調波
のレプリカを生成して該ディジタル変調波のシンボル系
列を推定する。（５）復調過程では、最尤系列推定過程
で推定されたディジタル変調波シンボル系列を用いて、
キャリア成分推定過程によって伝送路伝達係数の更新を
行い、その更新された伝送路伝達係数を用いて再帰的に
最尤系列推定によってディジタル変調波シンボル系列の
推定を行う。
【００１４】この発明は、従来の変調方法、復調方法と
以下の点が異なる。従来は同一符号が連続しているディ
ジタル変調波候補系列において伝送路伝達係数が発散す
る問題に対し、復調側で対処を行っているが、この発明
では変調側から同一のディジタル変調波が連続して送ら
れないようにディジタル変調波の複素振幅を特定コード
によってシンボル毎に変化させることにより、伝送路伝
達係数の発散を回避している。
以下の点が異なる。従来は同一符号が連続しているディ
ジタル変調波候補系列において伝送路伝達係数が発散す
る問題に対し、復調側で対処を行っているが、この発明
では変調側から同一のディジタル変調波が連続して送ら
れないようにディジタル変調波の複素振幅を特定コード
によってシンボル毎に変化させることにより、伝送路伝
達係数の発散を回避している。
【００１５】
【発明の実施の形態】実施例１ この発明の基本構成を図１に示す。図１Ａにおいて入力
端子３１にディジタル変調波ｂ（ｉ）が変調手段３２に
入力されると、ｂ（ｉ）の複素振幅を変化させるために
特定コードＣ（ｉ）＝Ａ（ｉ）ｅｘｐ（ｊｄ（ｉ））が
複素乗積される。このようにディジタル変調波の複素振
幅を変化させて、復調側での伝送路伝達係数の推定に用
いられる自己相関行列Ｒｍ（ｉ）を、すべてのディジタ
ル変調波候補系列において正則となるようにする。この
ようにして得られた送信複素振幅ｓ（ｉ）で矩形パルス
を矩形パルス発生器３３で生成し、つまり所定のシンボ
ル長の矩形波として搬送波に乗せて送信機３４で送信す
る。
端子３１にディジタル変調波ｂ（ｉ）が変調手段３２に
入力されると、ｂ（ｉ）の複素振幅を変化させるために
特定コードＣ（ｉ）＝Ａ（ｉ）ｅｘｐ（ｊｄ（ｉ））が
複素乗積される。このようにディジタル変調波の複素振
幅を変化させて、復調側での伝送路伝達係数の推定に用
いられる自己相関行列Ｒｍ（ｉ）を、すべてのディジタ
ル変調波候補系列において正則となるようにする。この
ようにして得られた送信複素振幅ｓ（ｉ）で矩形パルス
を矩形パルス発生器３３で生成し、つまり所定のシンボ
ル長の矩形波として搬送波に乗せて送信機３４で送信す
る。
【００１６】受信機３５からは受信した信号をベースバ
ンド周波数に落とした信号ｘ（ｉ）が出力され、復調手
段３６に入力される。図１Ｂに復調手段３６の原理図を
示す。最尤系列推定手段３７では時刻ｉにおいて各状態
に設定されている伝送路伝達係数Ｗｍ（ｉ−１）と入力
信号ｘ（ｉ）から、受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）を推定
する。この受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）の自己相関行列
を演算部３８で求め、更にその逆行列を演算部３９で求
める。更に入力信号ｘ（ｉ）と受信複素振幅系列Ｓｍ
（ｉ）との相互相関行列Ｖｍ（ｉ）を相互相関部４１で
求める。キャリア位相推定手段４２では、Ｓｍ（ｉ）を
用いて作られる自己相関行列の逆行列Ｒｍ -1（ｉ）を用
いて、伝送路伝達係数を以下のように更新する。
ンド周波数に落とした信号ｘ（ｉ）が出力され、復調手
段３６に入力される。図１Ｂに復調手段３６の原理図を
示す。最尤系列推定手段３７では時刻ｉにおいて各状態
に設定されている伝送路伝達係数Ｗｍ（ｉ−１）と入力
信号ｘ（ｉ）から、受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）を推定
する。この受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）の自己相関行列
を演算部３８で求め、更にその逆行列を演算部３９で求
める。更に入力信号ｘ（ｉ）と受信複素振幅系列Ｓｍ
（ｉ）との相互相関行列Ｖｍ（ｉ）を相互相関部４１で
求める。キャリア位相推定手段４２では、Ｓｍ（ｉ）を
用いて作られる自己相関行列の逆行列Ｒｍ -1（ｉ）を用
いて、伝送路伝達係数を以下のように更新する。
【００１７】Ｗｍ（ｉ）＝Ｒｍ-1（ｉ）Ｖｍ（ｉ） 受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）から作られるＲｍ（ｉ）
は、すべてのＳｍ（ｉ）において正則となるように変調
手段３２によってディジタル変調波の複素振幅を特定の
コードによって変化させているため発散する事はなく、
したがって伝送路伝達係数が発散することはない。
は、すべてのＳｍ（ｉ）において正則となるように変調
手段３２によってディジタル変調波の複素振幅を特定の
コードによって変化させているため発散する事はなく、
したがって伝送路伝達係数が発散することはない。
【００１８】各状態ごとの状態遷移に対応する符号系列
は通常固定されているので、受信複素振幅系列Ｓｍ
（ｉ）も状態遷移ごとに固定されている。すなわちＳｍ
（ｉ）から作られる自己相関行列Ｒｍ（ｉ）はＲｍとみ
なすことができる。したがって、キャリア位相推定手段
４２ではＲｍからあらかじめ逆行列Ｒｍ-1を計算してお
き、メモリに蓄積しておくことが可能である。この性質
は先に説明した線形等化器における直交射影法とは大き
く異なる点である。実施例２ 上記の特定コードＣ（ｉ）として、Ａ（ｉ）＝１とし、
さらにφ（ｉ）を２値、例えば、φ1 ，φ2 としても、
自己相関行列を正則にすることができる。このような簡
単な特定コードを用いることにより変調手段３２を簡略
化できるメリットがある。実施例３ ＢＰＳＫについて、２値特定コードを利用する場合につ
いて詳しく述べる。図２Ａに示すように伝送されるシン
ボル系列ｂ（ｉ）に対して、偶数奇数のタイムスロット
に分類しφ（２ｋ）＝φ1 ＝０，φ（２ｋ＋１）＝φ2
＝θとし、偶数番目のシンボルでは図２Ｂに示すように
０、奇数番目のシンボルでは図２Ｃに示すようにθ＝４
５°の２値の特定コードによってディジタル変調波の複
素振幅を変化させる。このようにして得られる受信複素
振幅系列Ｓｍ（ｉ）から自己相関行列の逆行列Ｒｍ
-1（ｉ）を作り、その行列式を計算すると図３に示すよ
うになる。図３のパラメータは送信符号列の状態であ
る。伝送路伝達係数の推定誤差はＲｍ-1（ｉ）の大きさ
に比例することが知られているので、Ｒｍ-1（ｉ）の大
きさにほぼ比例する行列式ｄｅｔ（Ｒｍ-1（ｉ））の値
を示している。ゆえにすべての受信複素振幅系列Ｓｍ
（ｉ）において、それから作られるＲｍ-1（ｉ）の大き
さが小さくなるようにθを設定する。ＢＰＳＫの場合は
図３からθ＝π／４あるいは３π／４とすればよいこと
が分かる。
は通常固定されているので、受信複素振幅系列Ｓｍ
（ｉ）も状態遷移ごとに固定されている。すなわちＳｍ
（ｉ）から作られる自己相関行列Ｒｍ（ｉ）はＲｍとみ
なすことができる。したがって、キャリア位相推定手段
４２ではＲｍからあらかじめ逆行列Ｒｍ-1を計算してお
き、メモリに蓄積しておくことが可能である。この性質
は先に説明した線形等化器における直交射影法とは大き
く異なる点である。実施例２ 上記の特定コードＣ（ｉ）として、Ａ（ｉ）＝１とし、
さらにφ（ｉ）を２値、例えば、φ1 ，φ2 としても、
自己相関行列を正則にすることができる。このような簡
単な特定コードを用いることにより変調手段３２を簡略
化できるメリットがある。実施例３ ＢＰＳＫについて、２値特定コードを利用する場合につ
いて詳しく述べる。図２Ａに示すように伝送されるシン
ボル系列ｂ（ｉ）に対して、偶数奇数のタイムスロット
に分類しφ（２ｋ）＝φ1 ＝０，φ（２ｋ＋１）＝φ2
＝θとし、偶数番目のシンボルでは図２Ｂに示すように
０、奇数番目のシンボルでは図２Ｃに示すようにθ＝４
５°の２値の特定コードによってディジタル変調波の複
素振幅を変化させる。このようにして得られる受信複素
振幅系列Ｓｍ（ｉ）から自己相関行列の逆行列Ｒｍ
-1（ｉ）を作り、その行列式を計算すると図３に示すよ
うになる。図３のパラメータは送信符号列の状態であ
る。伝送路伝達係数の推定誤差はＲｍ-1（ｉ）の大きさ
に比例することが知られているので、Ｒｍ-1（ｉ）の大
きさにほぼ比例する行列式ｄｅｔ（Ｒｍ-1（ｉ））の値
を示している。ゆえにすべての受信複素振幅系列Ｓｍ
（ｉ）において、それから作られるＲｍ-1（ｉ）の大き
さが小さくなるようにθを設定する。ＢＰＳＫの場合は
図３からθ＝π／４あるいは３π／４とすればよいこと
が分かる。
【００１９】このように、ＢＰＳＫでは、２値位相シン
ボル系列として０とπ／４の位相を持った複素シンボル
を交互に並べた系列を用いることにより、逆行列の大き
さを小さくすることができる。したがって、適応制御に
おける係数の推定値の精度を上げることができる。この
ときのビット誤り率（ＢＥＲ）特性を図４に示す。同図
は差動符号化と同期検波の両方の特性を示している。ど
ちらもθが４５°と１３５°においてＢＥＲが最小にな
っている。この場合の特定コードは２値位相シンボル系
列であって、一般的には位相をモジュロπ／２で表わし
たとき、その２値位相差がπ／４である複素シンボル系
列である。実施例４ ＱＰＳＫについて、２値特定コードを利用する場合につ
いて詳しく述べる。例えば図５Ａ，Ｂに示すようにφ
（２ｋ）＝φ1 ＝０，φ（２ｋ＋１）＝φ2 ＝θ＝２
２．５°とし、偶数番目のシンボルでは０、奇数番目の
シンボルではθの２値の特定コードによってディジタル
変調波の複素振幅を変化させる。このようにして得られ
る受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）から自己相関行列の逆行
列Ｒｍ-1（ｉ）を作り、その行列式を計算すると図６の
ようになる。伝送路伝達係数の推定誤差はＲｍ-1（ｉ）
の大きさに比例することが知られているので、すべての
受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）において、それから作られ
るＲｍ-1（ｉ）の大きさが小さくなるようにθを設定す
る。ＱＰＳＫの場合は図６からθ＝π／８とすればよい
ことが分かる。
ボル系列として０とπ／４の位相を持った複素シンボル
を交互に並べた系列を用いることにより、逆行列の大き
さを小さくすることができる。したがって、適応制御に
おける係数の推定値の精度を上げることができる。この
ときのビット誤り率（ＢＥＲ）特性を図４に示す。同図
は差動符号化と同期検波の両方の特性を示している。ど
ちらもθが４５°と１３５°においてＢＥＲが最小にな
っている。この場合の特定コードは２値位相シンボル系
列であって、一般的には位相をモジュロπ／２で表わし
たとき、その２値位相差がπ／４である複素シンボル系
列である。実施例４ ＱＰＳＫについて、２値特定コードを利用する場合につ
いて詳しく述べる。例えば図５Ａ，Ｂに示すようにφ
（２ｋ）＝φ1 ＝０，φ（２ｋ＋１）＝φ2 ＝θ＝２
２．５°とし、偶数番目のシンボルでは０、奇数番目の
シンボルではθの２値の特定コードによってディジタル
変調波の複素振幅を変化させる。このようにして得られ
る受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）から自己相関行列の逆行
列Ｒｍ-1（ｉ）を作り、その行列式を計算すると図６の
ようになる。伝送路伝達係数の推定誤差はＲｍ-1（ｉ）
の大きさに比例することが知られているので、すべての
受信複素振幅系列Ｓｍ（ｉ）において、それから作られ
るＲｍ-1（ｉ）の大きさが小さくなるようにθを設定す
る。ＱＰＳＫの場合は図６からθ＝π／８とすればよい
ことが分かる。
【００２０】このように、ＱＰＳＫでは、２値位相シン
ボル系列として０とπ／８の位相を持った複素シンボル
を交互に並べた系列を用いることにより、逆行列の大き
さを小さくすることができる。したがって、適応制御に
おける係数の推定値の精度を上げることができる。この
ときの誤り率特性を図７に示す。この場合の特定コード
も２値位相シンボル系列であって一般的には位相をモジ
ュロπ／４で表わすと、その２値位相の差がπ／８の複
素シンボル系列である。実施例５ 上述したようにこの発明では、例えば偶数奇数のタイム
スロットのように正しいタイミングが再生されないと、
正しい結果が得られない場合がある。そこでタイミング
再生手段としては図８に示すようなものを用いる。
ボル系列として０とπ／８の位相を持った複素シンボル
を交互に並べた系列を用いることにより、逆行列の大き
さを小さくすることができる。したがって、適応制御に
おける係数の推定値の精度を上げることができる。この
ときの誤り率特性を図７に示す。この場合の特定コード
も２値位相シンボル系列であって一般的には位相をモジ
ュロπ／４で表わすと、その２値位相の差がπ／８の複
素シンボル系列である。実施例５ 上述したようにこの発明では、例えば偶数奇数のタイム
スロットのように正しいタイミングが再生されないと、
正しい結果が得られない場合がある。そこでタイミング
再生手段としては図８に示すようなものを用いる。
【００２１】まず送信側では図８Ａに示すようにタイミ
ング再生用信号ＳT （ｉ）と特定コードとの複素乗算を
行いタイミング再生用送信信号系列を送出する。Ｓ
T （ｉ）は通常のデータ系列の中に一定間隔で挿入され
る。一方、受信側ではタイミング再生用信号ＳT （ｉ）
が既知であり、既知の特定コードとの乗算を乗積４５で
行ってタイミング再生用受信信号系列を生成する。次に
この信号系列をトランスバーサルフィルタ１２のタップ
係数として設定する。これにより、受信信号系列にタイ
ミング再生用送信信号系列と同じ系列があるとトランス
バーサルフィルタ１２の出力にピークが発生する。この
ピークをピーク検出器４６で検出して再生タイミング信
号を得ることができる。実際にはこのピーク位置を位相
同期ループ（ＰＬＬ）で平滑化し、誤検出が起きないよ
うにする。このタイミング再生手段が図１Ａ中のタイミ
ング再生手段５１として用いられ、この再生タイミング
で復調手段３６が動作される。また復調手段３６では特
定コードについて、レプリカを生成し、この特定コード
レプリカを最尤系列推定で得られた符号系列候補に乗積
して、レプリカ信号ｙｍ（ｉ）とすればよい。
ング再生用信号ＳT （ｉ）と特定コードとの複素乗算を
行いタイミング再生用送信信号系列を送出する。Ｓ
T （ｉ）は通常のデータ系列の中に一定間隔で挿入され
る。一方、受信側ではタイミング再生用信号ＳT （ｉ）
が既知であり、既知の特定コードとの乗算を乗積４５で
行ってタイミング再生用受信信号系列を生成する。次に
この信号系列をトランスバーサルフィルタ１２のタップ
係数として設定する。これにより、受信信号系列にタイ
ミング再生用送信信号系列と同じ系列があるとトランス
バーサルフィルタ１２の出力にピークが発生する。この
ピークをピーク検出器４６で検出して再生タイミング信
号を得ることができる。実際にはこのピーク位置を位相
同期ループ（ＰＬＬ）で平滑化し、誤検出が起きないよ
うにする。このタイミング再生手段が図１Ａ中のタイミ
ング再生手段５１として用いられ、この再生タイミング
で復調手段３６が動作される。また復調手段３６では特
定コードについて、レプリカを生成し、この特定コード
レプリカを最尤系列推定で得られた符号系列候補に乗積
して、レプリカ信号ｙｍ（ｉ）とすればよい。
【００２２】上述した非線形等化器だけでなくブライン
ド形非線形等化器、あるいは非線形干渉キャンセラ、ま
た単純な同期検波器あるいはダイバーシチ構成の同様な
受信機などでもこの発明が適用できる。ＣＤＭＡにおけ
る逆拡散後の信号をＲＡＫＥ合成する受信機においても
有効である。また上述では特定コードとして、シンボル
ごとに２値位相の一方を交互にとる系列としたが、シン
ボルごとに２値振幅の一方を交互にとるようにしてもよ
い。つまり、そのような２値振幅シンボル系列をもち、
その２値振幅の差が各種の値のものについてこれを横軸
とした図３、図６に示す特性を調べ、１／ｄｅｔ〔Ｒｍ
（ｉ）〕が常に小さい値をとる２値振幅を選定すればよ
い。特定コードとして、位相と振幅を共にシンボルごと
に２値の一方をとる系列としてもよい。
ド形非線形等化器、あるいは非線形干渉キャンセラ、ま
た単純な同期検波器あるいはダイバーシチ構成の同様な
受信機などでもこの発明が適用できる。ＣＤＭＡにおけ
る逆拡散後の信号をＲＡＫＥ合成する受信機においても
有効である。また上述では特定コードとして、シンボル
ごとに２値位相の一方を交互にとる系列としたが、シン
ボルごとに２値振幅の一方を交互にとるようにしてもよ
い。つまり、そのような２値振幅シンボル系列をもち、
その２値振幅の差が各種の値のものについてこれを横軸
とした図３、図６に示す特性を調べ、１／ｄｅｔ〔Ｒｍ
（ｉ）〕が常に小さい値をとる２値振幅を選定すればよ
い。特定コードとして、位相と振幅を共にシンボルごと
に２値の一方をとる系列としてもよい。
【００２３】
【発明の効果】この発明によればディジタル変調波の複
素振幅を特定のコードによってシンボル毎に変化させる
ことにより、伝送路伝達係数の推定に用いる自己相関行
列をすべてのディジタル変調波候補系列に対して正則に
することができるため、係数の推定を安定に行うことが
できるとともに、伝送路変動に対する追従性が良い動作
が期待される。状態遷移候補ごとに用意する逆行列は、
各状態遷移候補で決まっているので計算してメモリに蓄
積しておけばよく、計算処理量は逆行列を計算する一般
の適応信号処理と比べると少なくなる。また、最尤系列
推定を用いるので信号検波性能が優れている。
素振幅を特定のコードによってシンボル毎に変化させる
ことにより、伝送路伝達係数の推定に用いる自己相関行
列をすべてのディジタル変調波候補系列に対して正則に
することができるため、係数の推定を安定に行うことが
できるとともに、伝送路変動に対する追従性が良い動作
が期待される。状態遷移候補ごとに用意する逆行列は、
各状態遷移候補で決まっているので計算してメモリに蓄
積しておけばよく、計算処理量は逆行列を計算する一般
の適応信号処理と比べると少なくなる。また、最尤系列
推定を用いるので信号検波性能が優れている。
【００２４】フェージング変動が速い移動通信、移動衛
星通信、また、大容量伝送のために高精度の復調回路を
必要とするマイクロ波などの固定無線伝送の分野に適し
ている。これらの分野における適応等化器、適応干渉キ
ャンセラ、ダイバーシチなどの適応受信機を容易に製作
できる。
星通信、また、大容量伝送のために高精度の復調回路を
必要とするマイクロ波などの固定無線伝送の分野に適し
ている。これらの分野における適応等化器、適応干渉キ
ャンセラ、ダイバーシチなどの適応受信機を容易に製作
できる。
【図１】（ａ）はこの発明の変調方法、復調方法を適用
したシステムの基本機能構成を示す図、（ｂ）は図
（ａ）中の復調手段３６の変調波候補ｍにおける復調原
理の機能的構成を示す図である。
したシステムの基本機能構成を示す図、（ｂ）は図
（ａ）中の復調手段３６の変調波候補ｍにおける復調原
理の機能的構成を示す図である。
【図２】Ａは複素振幅Ｓ（ｉ）のＢＰＳＫパターンの例
を示す図、Ｂはその偶数タイムスロットの複素振幅、Ｃ
は奇数タイムスロットの複素振幅である。
を示す図、Ｂはその偶数タイムスロットの複素振幅、Ｃ
は奇数タイムスロットの複素振幅である。
【図３】ＢＰＳＫの場合の１／ｄｅｔ〔Ｒｍ（ｉ）〕と
位相θとの関係例を示す図。
位相θとの関係例を示す図。
【図４】ＢＰＳＫにおけるビット誤り率と位相θとの関
係を示す図。
係を示す図。
【図５】ＱＰＳＫの複素振幅値を示す図。
【図６】ＱＰＳＫにおける１／ｄｅｔ〔Ｒｍ（ｉ）〕と
θとの関係を示す図。
θとの関係を示す図。
【図７】ＱＰＳＫにおけるビット誤り率とθとの関係を
示す図。
示す図。
【図８】Ａは既知タイミング再生用信号に特定コードを
乗積する送信側の構成図、Ｂは既知タイミング再生信号
によるタイミング信号再生手段の構成を示す図である。
乗積する送信側の構成図、Ｂは既知タイミング再生信号
によるタイミング信号再生手段の構成を示す図である。
【図９】従来の線形等化器の機能構成を示す図。
【図１０】従来の非線形等化器の機能構成を示す図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 博 神奈川県川崎市宮前区馬絹1964シャンペリ ー宮崎台201号室 (72)発明者 京田 純一 茨城県取手市西２丁目28番６号
Claims (7)
- 【請求項１】 シンボル系列によりディジタル変調を行
い、そのディジタル変調波を搬送波に乗せて送信する変
調方法において、 前記ディジタル変調波の搬送波の複素振幅を、特定コー
ドによりシンボル毎に変化させることを特徴とするディ
ジタル信号変調方法。 - 【請求項２】 請求項１の変調方法において、 前記特定コードは２値位相シンボル系列であることを特
徴とする変調方法。 - 【請求項３】 請求項２の変調方法において、 前記ディジタル変調波は２値ＰＳＫ波であり、かつ前記
２値位相シンボル系列は位相をモジュロπ／２で表した
ときその差がπ／４となる２つの位相を持った複素シン
ボルを交互に並べた系列であることを特徴とする変調方
法。 - 【請求項４】 請求項２の変調方法において、 前記ディジタル変調波は４値ＰＳＫ波であり、かつ前記
２値位相シンボル系列は位相をモジュロπ／４で表した
ときその差がπ／８となる２つの位相を持った複素シン
ボルを交互に並べた系列であることを特徴とする変復調
方式。 - 【請求項５】 請求項１乃至４の何れかの変調方法にお
いて、 送信シンボル系列に既知のタイミング再生用信号を挿入
することを特徴とする変調方法。 - 【請求項６】 受信されたディジタル変調波から特定コ
ードのタイミングを抽出し、 上記ディジタル変調波に上記特定コードを複素乗積して
受信複素振幅成分を得、 その受信複素振幅成分を用いて適応的に伝送路伝達係数
を推定し、 上記受信複素振幅成分を用いて受信ディジタル変調波の
レプリカを生成し、 上記ディジタル変調波の送信シンボル系列を最尤系列推
定により推定し、 その推定されたディジタル変調波シンボル系列を用いて
上記伝送路伝達係数の更新を行い、その更新された伝送
路伝達係数を用いて再帰的に最尤系列推定によってディ
ジタル変調波シンボル系列の推定を行うディジタル信号
復調方法。 - 【請求項７】 請求項６の復調方法において、 上記タイミングの抽出を、既知の該タイミング再生用信
号と既知の特定コードを用いて相関をとることにより行
うことを特徴とするディジタル信号復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18151797A JP3566833B2 (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | ディジタル信号変調方法及び復調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18151797A JP3566833B2 (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | ディジタル信号変調方法及び復調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127330A true JPH1127330A (ja) | 1999-01-29 |
| JP3566833B2 JP3566833B2 (ja) | 2004-09-15 |
Family
ID=16102147
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18151797A Expired - Fee Related JP3566833B2 (ja) | 1997-07-07 | 1997-07-07 | ディジタル信号変調方法及び復調方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3566833B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004508736A (ja) * | 1999-06-14 | 2004-03-18 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 干渉信号除去機能を有した受信局 |
| WO2009125599A1 (ja) * | 2008-04-10 | 2009-10-15 | パナソニック株式会社 | 受信装置、受信方法、集積回路、デジタルテレビ受像機、プログラム |
| WO2012027994A1 (zh) * | 2010-08-31 | 2012-03-08 | 华为技术有限公司 | 微波传输装置 |
-
1997
- 1997-07-07 JP JP18151797A patent/JP3566833B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004508736A (ja) * | 1999-06-14 | 2004-03-18 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 干渉信号除去機能を有した受信局 |
| WO2009125599A1 (ja) * | 2008-04-10 | 2009-10-15 | パナソニック株式会社 | 受信装置、受信方法、集積回路、デジタルテレビ受像機、プログラム |
| CN101682457A (zh) * | 2008-04-10 | 2010-03-24 | 松下电器产业株式会社 | 接收装置、接收方法、集成电路、数字电视接收机、程序 |
| US8218696B2 (en) | 2008-04-10 | 2012-07-10 | Panasonic Corporation | Receiving apparatus, receiving method, integrated circuit, digital television receiver, and program |
| JP5296776B2 (ja) * | 2008-04-10 | 2013-09-25 | パナソニック株式会社 | 受信装置、受信方法、集積回路、デジタルテレビ受像機、プログラム |
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| Publication number | Publication date |
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| JP3566833B2 (ja) | 2004-09-15 |
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Legal Events
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 4 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080618 |
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