CN101676829B - 低压差调节器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低压差调节器，用以补偿大范围的负载，该低压差调节器包括一放大器、一旁路晶体管、一分压器、一补偿网以及一控制电路。放大器根据一参考信号以及一回授信号，输出一补偿结果。旁路晶体管根据该补偿结果，产生一输出电流。分压器根据该输出电流，产生该回授信号。补偿网耦接于第二输出端与该放大器的一低阻抗节点之间，并具有一补偿电容以及一可变电阻。该可变电阻耦接该补偿电容。控制电路耦接该第一输入端以及该可变电阻，用以根据该输出电流，控制该可变电阻的阻抗。本发明实施例的低压差调节器，可提供较佳的频率补偿和更稳定的分辨率，并且避免了补偿效应受制造工艺和温度的影响。

Description

低压差调节器

技术领域

本发明涉及一种低压差调节器，尤其涉及一种具有可变阻抗负载补偿电路的低压差调节器。

背景技术

电压调节电路通常设置在电源供应电路与负载电路之间。当电源供应电路所产生的电压变动时，电压调节电路仍可提供一固定的电压给负载电路。以行动电话所使用的电池为例，若没有对电池充电，则电池的电压可能会下降。然而，透过电压调节电路，就算电池的输出电压下降，只要电池的电压大于电压调节电路所提供的固定电压，电压调节电路便可持续提供一固定的电压给行动电话的负载电路。为了使电压调节电路提供固定的电压，一压差电压会接着被定义成一最小电压差。该最小电压差必须从电压调节电路的输入端，被提供至电压调节电路的输出端。举例而言，一电压调节器提供的固定电压为1.8V。当电压调节器的输入电压为2.0V时，该电压调节器便可输出1.8V的固定电压。因此，在此例中，压差电压为0.2V(2.0V-1.8V)。所谓的低压差(low drop-out；LDO)调节器(regulator)就是具有低压差电压的电压调节器。在调制解调器(modem)的应用中，电压调节器的压差电压需小于50mV。

请参考图1，图1显示具有第一补偿电路的低压差调节器10。低压差调节器10具有第一级放大器101、反相放大器102、旁路晶体管(passtransistor)MP、反射晶体管(mirror transistor)MS、电流-电压转换器103、补偿电容C_C以及补偿电阻R_C。低压差调节器10输出一输出电压OUT。不论输入电压V_DD如何变化，输出电压OUT会维持在一固定值。从输入电压V_DD开始，一负载电流I_L会经过旁路晶体管MP，而进入负载Z_L。第一电阻R_A及第二电阻R_B产生一电压，该电压与输出电压OUT之间具有比例关系。该电压会与参考电压V_REF作比较，并透过放大器101、102以及旁路晶体管MP，控制输出电压OUT。补偿电容C_C及补偿电阻R_C可提供一补偿频率。由于补偿电阻R_C所接收的电压经过反射晶体管MS以及电流-电压转换器103，故补偿频率随着流经旁路晶体管MP的电流而变化。

请参考图2，图2显示具有第二补偿电路的低压差调节器20。低压差调节器20具有第一级放大器201、缓冲器202、旁路晶体管MP、第一电阻R_A、第二电阻R_B、补偿电阻R_C以及补偿电容C_C。低压差调节器20输出一输出电压OUT。不论输入电压V_DD如何变化，输出电压OUT会维持在一固定值。流经负载Z_L的负载电流I_L，是由旁路晶体管MP所提供。低压差调节器20与低压差调节器10相似。另外，虽然第一补偿电路与第二补偿电路不太一样，但原理相同。

低压差调节器10及20具有一些缺点。第一，低压差调节器10及20的电源抑制比(PSRR)不够高。在图1所示的低压差调节器10中，第一级放大器101的输出端x到交流地端(AC ground)之间具有一寄生电容，该寄生电容的容值C_L1＝(1+A)C_C。在图2所示的低压差调节器20中，第一级放大器101的输出端x到交流地端(AC ground)的寄生电容的容值C_L1＝C_C。这表示图2的补偿电容C_C必须非常大。因此，低压差调节器10及20的PSRR频率响应的零点(zero)在1/2πC_L1r_o1，其中r_o1为第一级放大器的输出阻抗。

第二，低压差调节器10及20的补偿无法应用在输出电压OUT。也就是说，图1及图2所示的补偿方法，无法将输出电压的极点(pole)移至较高的频率。

第三，低压差调节器10及20的可变补偿电阻R_C由MOSFET所构成。因此，可变补偿电阻R_C所能够提供的补偿效应会受到MOSFET的制造工艺或是温度的影响。

发明内容

本发明提供一种低压差(LDO)调节器，目的是用以解决现有的低压差调节器电源抑制比不够高，频率补偿不够好，且易受制造工艺和温度影响的缺点。所述低压差调节器包括一放大器、一旁路晶体管、一分压器、一补偿网以及一控制电路。放大器的第一端接收一参考信号，其第二端接收一回授信号，其输出端根据该参考信号以及该回授信号，输出一补偿结果。旁路晶体管的输入端耦接放大器的输出端，其输出端根据该补偿结果，产生一输出电流。分压器耦接该旁路晶体管，用以根据该输出电流，产生该回授信号。补偿网耦接于旁路晶体管的输出端与该放大器的一低阻抗节点之间，并包括一补偿电容以及一可变电阻。可变电阻与补偿电容串接。控制电路耦接旁路晶体管的输入端以及可变电阻，用以根据旁路晶体管的输出电流，控制可变电阻的阻抗。

本发明实施例的低压差调节器，可以将补偿应用至输出电压，因此，可提供较佳的频率补偿。另外，本发明实施例的低压差调节器中，补偿电阻为多晶硅电阻(poly resistor)，避免了补偿效应受制造工艺和温度的影响。控制电路中包含电流补偿器，该电流补偿器具有精确的参考电流，故可提供更稳定的分辨率。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明的限定。在附图中：

图1为现有具有第一补偿电路的低压差调节器。

图2为现有具有第二补偿电路的低压差调节器。

图3为本发明实施例的低压差调节器的示意图。

图4为图3所示的低压差调节器的一可能实施例。

图5显示在负载很小时，图4所示的低压差调节器的频率响应示意图。

图6显示在负载很大时，图4所示的低压差调节器的频率响应示意图。

图7显示在负载适中时，图4所示的低压差调节器的频率响应示意图。

图8显示在不同补偿阻抗值下，图4所示的低压差调节器的相位边距与负载电流之间的关系示意图。

附图标号：

10、20、30：低压差调节器；

101、201、301：第一级放大器；

102：反相放大器；        MP：旁路晶体管；

MS：反射晶体管；         103：电流-电压转换器；

C_C：补偿电容；           R_C：补偿电阻；

OUT：输出电压；          V_DD：输入电压；

R_A、R_B：电阻；           Z_L：负载；

I_L：负载电压；           202、302：缓冲器；

303：控制电路；          V_REF：参考信号；

MS1～MSn：晶体管；       R_C1～R_Cn：电阻段；

SW₁～SW_n：开关；         I_R1-～I_Rn：参考电流源；

d_i：输出。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对本发明实施例做进一步详细说明。在此，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，但并不作为对本发明的限定。

图3为本发明实施例的低压差调节器的示意图。如图所示，低压差调节器30具有第一级放大器301、缓冲器302、旁路晶体管MP、第一电阻R_A及第二电阻R_B。第一级放大器301的第一端(-)接收参考信号V_REF，其第二端(+)接收一回授信号。根据参考信号V_REF以及回授信号，第一级放大器301的输出端(x)便可输出一补偿结果。旁路晶体管MP的输入端耦接第一级放大器301的输出端，其输出端根据第一级放大器301的补偿结果，产生一输出电流OUT。第一电阻R_A与第二电阻R_B构成一分压器。该分压器耦接旁路晶体管MP，用以根据输出电压OUT，产生该回授信号。低压差调节器30更包括一补偿网。该补偿网耦接在旁路晶体管MP的输出端至第一级放大器301的低阻抗节点(y)之间。补偿网包括，补偿电容C_C以及可变电阻R_C1。可变电阻R_C耦接补偿电容C_C。控制电路303耦接旁路晶体管MP的输入端以及可变电阻R_C，用以根据旁路晶体管MP的输出电流，控制可变电阻R_C的阻抗。

图3可补偿第一级放大器301的低阻抗节点(y)。因此，在本实施例中，CL1＝CP1，其中CP1(一般小于100fF)为输出端x至交流地(AC ground)之间的寄生容值，CP1极小于图1的C_L1(C_L1＝(1+A)C_C)或是图2的C_C(通常大于10pF)。因此，相较于图1及图2，图3的PSRR频率响应的零点会在较高的频率。也就是说，在高频下，低压差调节器30具有较佳的PSRR(相对于低压差调节器10及20而言)。

图4为低压差调节器30的一可能实施例。可变电阻R_C具有多个电阻段R_C1～R_Cn。电阻段R_C1～R_Cn串联于补偿电容C_C与第一级放大器301的低阻抗节点(y)之间。相邻的电阻段(如电阻段R_C1与R_C2)之间具有一内部节点。可变电阻R_C更包括多个开关SW₁～SW_n。每一开关(如SW₂)耦接于补偿电容C_C与相对应的内部节点之间。

控制电路303包括多个晶体管(电流镜)MS1、MS2、...、MSn-1、MSn。晶体管MS1～MSn的尺寸相同，每一晶体管提供一小电流给旁路晶体管MP，也就是负电流I_L(因为流经第一电阻R_A及第二电阻R_B的电流很小，可忽略)。控制电路303更包括多个参考电流源。这些电流源分别提供参考电流I_R1～I_Rn(I_R1＜I_R2＜...＜I_Rn-1＜I_Rn)。参考参考电流I_R1～I_Rn并不会受到温度的影响。MOS晶体管MSi与参考电流I_Ri构成多个电流补偿器，其中i＝1、2、...、n-1、n。当MOS晶体管MSi的电流大于电流源I_Ri时，相对应的电流补偿器的输出d_i将为高平。由于开关SWi由电流补偿器的输出d_i所控制，故可通过短路可变电阻R_C的相对应电阻段R_C1～R_Cn，改变可变电阻R_C的阻抗。当电流补偿器的输出d_i为高平时，导通开关SW_i，并不导通其它开关。当负载电流I_L＝0时，可变电阻R_C＝R_C1+R_C2+...+R_Cn-1+R_Cn(最大值)。当负载电流I_L增加时，可变电阻R_C的阻抗变小。当负载电流I_L为最大值时，则可变电阻R_C的阻抗等于0。

为了稳定图4所示的低压差调节器30的动作，高PSRR补偿的基本情况为本领域人士所深知。然而，在低压差调节器30中，通过串联的补偿电阻R_C与补偿电容C_C，便可改变高PSRR补偿。由小信号(small-signal)分析可知，PSRR并非明显地受到补偿电阻R_C的影响。然而，补偿电阻R_C的阻抗必须可变，用以在负载改变时，得知极点的变化。以下将说明为何需要可变的补偿电阻R_C。

由小信号分析可得知，低压差调节器的回路增益具有一低频极点ω_P1，一高频极点ω_P2、以及一零点ω_Z。在适当的补偿后，便可定义出单位增益频率(unity gain frequency)ω_O。低频极点ω_P1，高频极点ω_P2、以及零点ω_Z分别如式(1)～(3)所示：

${\mathrm{\ω}}_{p1}=\frac{1}{r_2{C}_2+R_C{C}_C+g_{m2}{r}_1{r}_2{C}_C}---\left(1\right)$

${\mathrm{\ω}}_{p2}=\frac{1}{r_1{C}_1[1+(\frac{1}{r_1{C}_1}+\frac{1}{r_2{C}_2})R_C{C}_C]}$

(2)

$+\frac{R_C{C}_C}{r_1{C}_1{r}_2{C}_2+(r_1{C}_1+r_2{C}_2)R_C{C}_C}+\frac{g_{m2}{C}_C}{C_1{C}_2[1+(\frac{1}{r_1{C}_1}+\frac{1}{r_2{C}_2})R_C{C}_C]}$

${\mathrm{\ω}}_z=\frac{1}{R_C{C}_C}---\left(3\right)$

其中g_m1为第一级放大器301的跨导(transconductance)，g_m2为旁路晶体管MP的跨导，r₁为第一级放大器301的输出阻抗，r₂大致上为负载R_L的阻抗，C₁为第一级放大器301的输出端的寄生容值，C₂大致上为负载电容C_L的容值，C_C为补偿容值，R_C为补偿阻抗。由式(1)～(3)可知，有两个极点是有意义的，并且当两极点之间的间隔很大时，则可达到较佳的稳定度。然而，补偿电阻R_C及补偿电容C_C所提供的零点可帮助改善补偿，稍后将详细说明。一般而言，较佳的稳定度为，相位边界(phase margin)Φ_m在45°～90°之间。

假设，补偿电阻R_C的阻抗等于0，将其代入式(1)～(3)后，可得式(4)～(6)：

${\mathrm{\ω}}_{p1}=\frac{1}{r_2{C}_2+g_{m2}{r}_1{r}_2{C}_C}---\left(4\right)$

${\mathrm{\ω}}_{p2}=\frac{1}{r_1{C}_1}+\frac{g_{m2}{C}_C}{C_1{C}_2}---\left(5\right)$

ωz＝∞                         (6)

当负载较小(即负载R_L的阻抗r₂很大)，则极点ω_P1很小。另外，由于g_m2C_C/C₁C₂很大，故极点ω_P2很大。在另一方面，极点ω_P1与ω_P2之间的间隔很大，故可满足Φ_m，进而具有较佳的稳定度。若适度地加重负载(即负载R_L的阻抗r₂变小)时，则负载电流I_L会适度的增加，并且g_m2亦会增加。由于均方根(square-root)的特性，g_m2并不会与负载电流I_L呈比例关系。接着，由式(4)及(5)可知，极点ω_P1增加的比极点ω_P2还多，并且极点之间的间隔变小，使得相位边距Φ_m降低，因而降低稳定度。由式(6)可知，零点ω_Z无限大，故可协助改善稳定度。然而，在加重负载时，负载电流I_L为最大值，并且g_m2也相对较大。然后，再次由式(4)及(5)可知，极点ω_P1变得比较小，而极点ω_P2变得比较大，因此，增加极点之间的间隔，并再次改善稳定度。根据以上的内容，当可变电阻R_C无限大时，不论负载为最大或最小时，均可得到较佳的稳定度。

假设，可变电阻R_C的阻抗并非无限大，则可引用式(1)～(3)。由式(1)可知，若可变电阻R_C的阻抗r₂较大时，则极点ω_P1无法变大。此时的稳定度所适合的负载的值为中间偏低。然而，由式(2)可知，当负载电流I_L及g_m2增加时，就算可变电阻R_C的阻抗很大，仍无法使极点ω_P2变大。相反地，由式(2)的第1及第3项可知，当负载电流I_L增加时，实际上会使极点ω_P2变小。因此，当负载的值为中间偏高时，若可变电阻R_C具有较大的阻抗时，极点间的间隔会变小，因而使得稳定度变差。然而，由式(3)可知，零点ω_Z是由补偿电阻R_C与补偿电容C_C所决定。在负载的值为中间值时，若极点之间的间隔不够大，则可使补偿电阻R_C与补偿电容C_C所提供的零点ω_Z接近极点ω_P2，用以改善稳定度。总而言之，当负载为中间值时，部分的可变电阻R_C的阻抗(不会太大)对稳定度是有益的。

在负载的值较小以及中间偏低时，可变电阻R_C需具有较大的阻抗，方能提供较佳的稳定度。然而，在负载的值为中间偏高时，可变电阻R_C需具有较小的阻抗，方能提供较佳的稳定值。在负载的值较大时，则可变电阻R_C的阻抗需等于零，方能提供较佳的稳定度。图5为负载的值较小时，极点分布的示意图。图6为负载的值较大时，极点分布的示意图。图7为负载的值适中时，极点分布的示意图。图8显示可变电阻为R_C在具有四种不同的阻抗值(如0Ω、2KΩ、20KΩ、100KΩ)的情况下，相位边界Φ_m与负载电流I_L之间的关系。针对所有的负载电流I_L，相位边界Φ_m无法完全地满足四种不同的阻抗值的任一种。

低压差调节器10、20的补偿无法应用到输出节点OUT。也就是说，现有的补偿方式无法将输出极点移动至较高的频率。然而，在低压差调节器30中，可以实质上将补偿应用至输出电压OUT，因此，可提供较佳的频率补偿。另外，在图1及图2所示的可变补偿电阻R_C均为MOSFET。因此，现有的补偿方法会受到制造工艺及温度的影响(因MOSFET易受到制造工艺及温度的影响)。然而，在低压差调节器30中，补偿电阻R_C为一多晶硅电阻(poly resistor)。因此，可利用控制电路303，根据负载电流I_L的预设值，以数字方式切换补偿电阻R_C。控制电路303包含电流补偿器。电流补偿器具有精确的参考电流，故可提供更稳定的分辨率。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求范围所界定者为准。

Claims (6)

1.一种低压差调节器，其特征在于，所述的低压差调节器包括：

一放大器，具有一第一端、一第二端以及一第一输出端，所述第一端接收一参考信号，所述第二端接收一回授信号，所述第一输出端根据所述参考信号以及所述回授信号，输出一补偿结果；

一旁路晶体管，具有一第一输入端以及一第二输出端，所述第一输入端耦接所述第一输出端，所述第二输出端根据所述补偿结果，产生一输出电流；

一分压器，耦接所述旁路晶体管，用以根据所述输出电流，产生所述回授信号；

一补偿网，耦接于所述第二输出端与所述放大器的一低阻抗节点之间，所述补偿网具有一补偿电容以及一可变电阻，所述可变电阻与所述补偿电容串接；以及

一控制电路，耦接所述第一输入端以及所述可变电阻，用以根据所述输出电流，控制所述可变电阻的阻抗。

2.如权利要求1所述的低压差调节器，其特征在于，所述可变电阻包括：

多个电阻段，形成一电阻串，并串联于所述补偿电容与所述放大器的所述低阻抗节点之间，相邻电阻段之间具有一内部节点；以及

多个开关，每一所述开关耦接于所述补偿电容与一相对应的内部节点之间。

3.如权利要求2所述的低压差调节器，其特征在于，所述控制电路包括与所述多个开关的数目相等的多个电流补偿器，每一所述电流补偿器均与所述多个开关中的一个开关所对应，包括：

一电流镜，耦接于所述第一输入端，用以反射所述输出电流；以及

一参考电流源，该参考电流源的一端耦接所述电流镜与所述多个开关中与该参考电流源对应的开关，用以根据所述电流源与所述电流镜的一电流补偿结果，短路一相对应的所述电阻段。

4.如权利要求2所述的低压差调节器，其特征在于，所述电阻均为多晶硅电阻。

5.如权利要求1所述的低压差调节器，其特征在于，所述的低压差调节器进一步包括：

一缓冲器，具有一第二输入端以及一第三输出端，所述第二输入端耦接所述第一输出端，所述第三输出端耦接所述第一输入端，用以输出所述补偿结果给所述旁路晶体管。

6.如权利要求1所述的低压差调节器，其特征在于，所述分压器包括：

一第一电阻；以及

一第二电阻，耦接所述第一电阻。

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