CN102609028B - 一种相位补偿控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种相位补偿控制器，包括依次连接的第一增益级和第二增益级；耦接在第二增益级输出端和地之间的第二电容；与第一增益级形成反馈环路的缓冲级、电阻Rz、第四增益级以及一增益级正相输入端的电阻R1；第四增益级还包括与其输入端耦接的第一电容以及第一电流放大器以及第二电流放大器，所述的第一电流放大器用于将流经第一电容的电流Ic放大K倍得到电流Ic`；所述的第二电流放大器用于将流经第一电容的电流Ic放大K倍得到电流Ic``。本发明极大地减小了相位补充控制器的实现面积，节约了集成芯片的成本。

Description

一种相位补偿控制器

技术领域

本发明涉及电子技术领域，特别涉及一种相位补偿控制器。

背景技术

开关电源系统是一个闭环稳压系统，如图1所示，由功率变换电路以及控制环路两个部分组成，控制环路包括相位补偿控制器，当功率变换电路的参数和相位补偿控制器的结构选定以后，就可以通过确定相位补偿控制器的参数来保证系统的各项动态性能指标，如系统的相对稳定性、动态响应的快速性以及对电源电压和负载小信号正弦扰动的抑制能力等，即实现了开关电源系统的相位补偿网络。

开关电源系统电压的稳定性可以用波特图(即Bode图)上随频率变化的相位曲线以及增益曲线表征。其中，穿越频率指增益曲线穿越0dB线的频率点；相位裕量指相位曲线在穿越频率处的相位和-180°之间的相位差；增益裕量指增益曲线在相位曲线达到-180°的频率处对应的增益。根据奈奎斯特稳定性判据，当开关电源系统的相位裕量大于0°时，表明开关电源系统是稳定的。要达到系统的稳定性，需知开关电源系统所有环节的增益和相位情况，一般引入传递函数来表示，由于传递函数的零点造成系统电压于零点电压频率处的超前，传递函数的极点造成系统电压于极点电压频率处的滞后，传递函数的零极点能够进一步分析系统稳定性的问题。设定传递函数的零极点以满足系统的奈奎斯特稳定性定律，是开关电源系统控制环路中相位补偿控制器的理论基础，即相位补偿控制器的结构实现了该传递函数。

相位补偿控制器一般包括Type I型、Type II型以及Type III型相位补偿控制器，能够通过其实现的传递函数确保开关电源系统的稳定。其中，Type II型相位补偿控制器的传递函数的一般模型为：

$\mathrm{Gvc}=\frac{v_o}{v_{\mathrm{FB}}}$

$\≈-\frac{k(1+s/z1)}{s(1+s/p2)}---\left(1\right)$

$\≈-\frac{A(1+s/z1)}{(1+s/p1)(1+s/p2)}---\left(2\right)$

式(1)为传递函数的理想形式，其直流增益为无穷大，主极点在0Hz处；由于实际补偿网络的直流增益、输出电阻不可能为无穷大，式(2)是Type II型相位补偿控制器补偿网络更为准确的传递函数。其中，Gvc表示相位补偿控制器的传递函数，v_o表示相位补偿控制器的输出电压，v_FB表示相位补偿控制器的反馈电压。k表示增益系数，A是网络的直流增益，s是拉普拉斯域通用变量，p1是相位补偿控制器的补偿网络所形成的主极点，p2是补偿网络所形成的次极点，z1是补偿网络所形成的零点，满足p1＜z1＜p2，并且p1越接近理想的0Hz越好。通过设计合适的A、p1、z1以及p2，能够实现对开关电源控制环路的相位补偿。

如图2所示一种传统的Type II型相位补偿控制器，包括核心放大器1以及零极点产生电路2，其传递函数的模型为：

$\mathrm{Gvc}=\frac{v_o}{v_{\mathrm{FB}}}=-\frac{A(1+s/z1)}{(1+s/p1)(1+s/p2)}$

$\≈-\frac{\mathrm{GmRo}\·(1+s\·R2C2)}{(1+s\·\mathrm{GmRo}\·R1\·C2)(1+s\·R2C1)}---\left(3\right)$

式(3)中，Gm表示核心放大器1的跨导，Ro表示核心放大器1的输出电阻，R1、R2分别表示补偿网络中电阻R1以及电阻R2的电阻值，C1、C2分别表示补偿网络中电容C1以及电容C2的电容值。

从上可知，由于补偿网络的电阻R1、电阻R2、电容C1以及电容C2提供补偿控制器传递函数的两个极点以及一个零点；该技术方案的电容C2跨接在核心放大器1的输入输出端，即利用了电压模式的米勒效应，使得形成主极点p1的等效电容提高到近似为电容C2电容值的GmRo倍，GmRo即为放大器的直流增益；然而，要实现较低的零点，该技术方案则需要取值较大的电容C2以及电阻R2：例如，若电阻R2取几百到几千kΩ，电容C2通常为几十pF；若电阻R2取为几到几十kΩ，则电容C2需几百到几千pF。上述相位补偿控制器的内部由于包含大电阻以及大电容结构，导致其在集成芯片的过程中具有芯片占用面积过大的问题；该问题不仅造成控制器集成芯片过程的复杂，也使得使用芯片的成本过高。

发明内容

本发明提供了一种相位补偿控制器，解决了现有技术中控制器集成芯片过程中芯片占用面积过大的问题。

一种相位补偿控制器，包括：

第一增益级，具有正相输入端，反相输入端，以及用于输出放大后的电压Vo1的第一输出端，且所述反相输入端兼做所述相位补偿控制器的一个输入端；

第二增益级，具有用以接收所述电压Vo1的第二输入端，兼做所述相位补偿控制器输出端用于输出电压Vo的第二输出端，以及耦接在所述第二输出端和地之间的第二电容；

缓冲级，具有用以接收并所述电压Vo1的第三输入端，以及跟踪电压Vo1后输出电压Vo1`和电流Ia的第三输出端；

电阻Rz，与所述第三输出端耦接；

第四增益级，包括：

a)接收流经所述电阻Rz的电流Ia的第四输入端：

b)与所述第四输入端耦接的第一电容；

c)与所述第四输入端耦接的第一电流放大器，该第一电流放大器将流经第一电容的电流Ic放大K倍得到电流Ic`；

d)用于将流经第一电容的电流Ic放大K倍得到电流Ic``的第二电流放大器；

e)耦接在第二电流放大器输出端的第四输出端；

电阻R1，电阻R1的一端与第一增益级的正相输入端以及第四输出端相连，用于将所述电流Ic``转化为电压信号反馈至第一增益级的正相输入端，电阻R1另一端兼做相位补偿控制器的另一个输入端。

本发明的相位补偿控制器为一种Type II型补偿控制器，特别是：第四增益级中的电流放大器利用电流模式米勒效应的原理，提高了第一电容产生的等效电容；并且由第一增益级、缓冲级、电阻Rz以及第四增益级所构成的环路，实现了电压模式的米勒效应；这样的控制器设计方案，有效地结合了电压、电流模式米勒效应，极大地降低相位补偿控制器补偿电容的大小，即第一电容的电容值大小；由于等效电容值被极大的提高，使得所需的Rz得以适当的降低；但不同于现有技术传统的Type II型相位补偿控制器，由于本发明相位补偿控制器在上述结构中仅产生了传递函数的主极点以及零点；因此，本发明在第一增益级的输出端添加了第二增益级，能够产生控制器传递函数的次极点。而所述第二增益级消耗的芯片面积往往较小，一般可以忽略。

下面介绍本发明的优选技术方案。

优选地，所述的第一增益级包括依次连接的源级跟随放大器以及运算跨导放大器。源级跟随放大器是用于产生电压平移，降低相位补偿控制器输入电压的共模电压，其增益大体上等于1。

进一步地，所述的源级跟随放大器包括MOS管Ms1、MOS管Ms2以及分别对上述MOS管提供驱动电流的电流源K1和电流源K2；所述的MOS管Ms1和MOS管Ms2的栅极分别作为第一增益级的反相输入端以及正相输入端，MOS管Ms1和MOS管Ms2的源极作为所述源极跟随放大器的输出对与所述的运算跨导放大器相接。

具体地，所述的运算跨导放大器包括接收输入差分电压并提供跨导增益的输入级、用于提供电流增益的中间级、输出级以及中间级与输出级之间的第三电容；所述输入级的输入对与所述源级跟随放大器的输出对相接，所述的输出级的输出端兼作第一增益级的第一输出端。

更为具体地，所述的输入级包括构成差分对管的MOS管M1～M2，所述的中间级包括MOS管M3～M6，所述的输出级包括MOS管M7～M8；其中：所述的MOS管M1以及MOS管M2的栅极作为所述运算跨导放大器的输入对，分别与所述的MOS管Ms1以及MOS管Ms2的源极相接；所述的MOS管M5和MOS管M3，MOS管M6和MOS管M4，以及MOS管M8和MOS管M7均构成电流镜连接；所述的MOS管M7与MOS管M5具有漏极与栅漏极接在一起的二极管连接方式，且MOS管M7的源极接地；所述的MOS管M6的漏极与MOS管M8的漏极相接形成所述输出级的输出端；所述的第三电容耦接于输出级的输出端以及MOS管M8的栅极之间。

由于第三电容能够对相位补偿控制器的闭合电路结构进行频率补偿以确保相位补偿控制器环路工作的稳定性。一般地，在运算跨导放大器设有第三电容的前提下，所述的MOS管M8的宽长比设置为MOS管M7的M倍(M指可选为10左右)，则MOS管M8的跨导为MOS管M7的M倍；这样流过第三电容的小信号电流能够被MOS管M7检测，并由MOS管M8拷贝。此时，包括MOS管M7～M8以及第三电容的电路输出端对地的等效电容近似是第三电容实际电容值的M+1倍，即该电路结构实现了在第三电容实际电容值较小的情况下等效为一电容值远大于第三电容的电容倍增效果。综上所述，上述电路在实际应用中能够减小第三电容实际的电容面积，在第三电容的电容值较小的前提下确保相位补偿控制器环路工作的稳定性。

所述的第二增益级包括一共源放大器，所述的共源放大器的输入端作所述的第二输入端，所述的共源放大器的输出端作所述的第二输出端。

更为具体地，上述共源放大器，包括MOS管M9以及对MOS管M9提供驱动电流的电流源K4。其中，MOS管M9的栅极作为第二增益级的第二输入端，并与第一增益级的第一输出端(即MOS管M6与MOS管M8的共漏端)相接；MOS管M9的漏极为第二增益级的第二输出端(即相位补偿控制器输出端)，并与电流源K4的输入端相接。所述的第二电容耦接在MOS管M9的漏极和地之间。

作为优选，所述的缓冲级为一电压跟随器，该电压跟随器的增益大体等于1；所述缓冲级的结构具体包括MOS管M10～M13以及对MOS管M10～M13提供驱动电流的电流源K5。其中，MOS管M12、M13形成电流镜连接，MOS管M10、M12以及MOS管M13、M11均具有以漏极与栅漏极连接在一起的二极管连接方式，M M10的栅极作为缓冲级的第三输入端，MOS管M13的栅极作为缓冲级的第三输出端。

所述的第一电流放大器包括MOS管Mc1、Mc2以及为MOS管Mc1、Mc2提供驱动电流的电流源K6、K7，所述MOS管Mc1与Mc2具有漏极与栅漏极接在一起的二极管连接方式；所述的第一电容耦接于MOS管Mc1的栅极与Mc2漏极之间。

所述的第二电流放大器包括MOS管Mc3以及为MOS管Mc3提供驱动电流的电流源K8，所述MOS管Mc3与MOS管Mc2共栅；所述MOS管Mc3的漏极作为所述第二电流放大器的输出端。

本发明极大地减小补偿电容(即第一电容)以及电阻Rz在实现过程中所占用芯片的面积；进一步地，在相同相位补偿性能的要求下，本发明所需要的电容大小仅是传统的Type II型相位补偿误差放大器的20％以下，所需的电阻大小显著减小，这极大地减小本发明相位补充控制器的实现面积；本发明减少了集成芯片的面积，节约了集成芯片的成本。

附图说明

图1为开关电源系统的结构示意图；

图2为现有技术的相位补偿控制器的结构示意图；

图3为本发明相位补偿控制器的结构框图；

图4为本发明相位补偿控制器整体的电路结构示意图；

图5为本发明相位补偿控制器中第一增益级的电路结构示意图；

图6为本发明相位补偿控制器中第二增益级的电路结构示意图；

图7为本发明相位补偿控制器中缓冲级以及第四增益级的电路结构示意图；

图8为本发明相位补偿控制器与现有技术控制器的AC响应仿真结果示意图。

具体实施方式

反相放大电路的输入与输出之间的分布电容或寄生电容由于放大器的放大作用，其等效到放大器输入端的电容值会扩大1+K倍，这就是一般意义上的米勒效应(Miller effect)。除此以外，任何输入与其它高放大节之间的阻抗也能够通过密勒效应改变放大器的输入阻抗。

本发明基于上述原理，并结合现有技术传统的相位补偿控制器，提供的一种相位补偿控制器，其传递函数如下：

$\mathrm{Gvc}=\frac{v_o}{v_{\mathrm{FB}}}=-\frac{A(1+s/z1)}{(1+s/p1)(1+s/p2)}$

$\≈\frac{A2\·\mathrm{Gm}1\mathrm{Ro}1\·[1+s\·(\mathrm{Rz}\·+1/\mathrm{gm}11)\·\mathrm{KC}2]}{(1+s\·\mathrm{Gm}1\mathrm{Ro}1\·R1\·K\·C2)(1+s\·\mathrm{RoC}1)}---\left(4\right)$

对比式(4)与背景技术中的式(3)，可知：

一、零点z1，能够通过电流模式的米勒效应使得电容C2产生的等效电容值为原来的K倍，这样要产生与式(3)相同大小的z1，只要增大K值，就能显著减小电容C2与电阻Rz的取值。

二、主极点p1，可以通过增加K值，极大地减小电容C2的面积；K值可设在几十量级。

三、次极点p2，可以使用输出电阻Ro替代传统技术方案中的电阻R2，由于输出电阻Ro一般取值较大，这样能够减小电容C1的大小，进一步减小了电容C1的实现面积。

下面结合附图详细介绍本发明的具体实施方式。

如图3所示的一种相位补偿控制器，包括：依次相连的第一增益级101和第二增益102，与第一增益级101形成反馈环路的缓冲级103、电阻Rz以及第四增益级104，以及电阻R1。

结合图4，进一步地：

第一增益级101，具有正相输入端，反相输入端，以及用于输出放大后的电压Vo1的第一输出端，且所述反相输入端兼做所述相位补偿控制器的一个输入端；

第二增益级102，具有用以接收所述电压Vo1的第二输入端，兼做所述相位补偿控制器输出端用于输出电压Vo的第二输出端，以及耦接在所述第二输出端和地之间的第二电容C1；

缓冲级103，具有用以接收并所述电压Vo1的第三输入端，以及跟踪电压Vo1后输出电压Vo1`和电流Ia的第三输出端；

电阻Rz，与所述第三输出端耦接；

第四增益级104，包括：

a)接收流经所述电阻Rz的电流Ia的第四输入端：

b)与所述第四输入端耦接的第一电容C2；

c)与所述第四输入端耦接的第一电流放大器，该第一电流放大器将流经第一电容的电流Ic放大K倍得到电流Ic`；

d)用于将流经第一电容的电流Ic放大K倍得到电流Ic``的第二电流放大器；

e)耦接在第二电流放大器输出端的第四输出端；

电阻R1，电阻R1的一端与第一增益级的正相输入端以及第四输出端相连，用于将所述电流Ic``转化为电压信号反馈至第一增益级的正相输入端，电阻R1另一端兼做相位补偿控制器的另一个输入端。

本实施例的相位补偿控制器为一种Type II型补偿控制器，特别是：第四增益级104中的电流放大器利用电流模式米勒效应的原理，提高了第一电容产生的等效电容。本实施例的相位补偿控制器包括第一增益级101、缓冲级103、电阻Rz以及第四增益级104所构成的环路，实现了电压模式的米勒效应；这样的控制器设计方案，有效地结合了电压、电流模式米勒效应，极大地降低相位补偿控制器补偿电容的大小，即第一电容C2的电容值大小；由于等效电容值被极大的提高，使得所需的Rz得以适当的降低；但不同于现有技术传统的Type II型相位补偿控制器，由于本发明相位补偿控制器在上述结构中仅产生了传递函数的主极点以及零点；因此，本发明在第一增益级101的输出端添加了第二增益级102，能够产生控制器传递函数的次极点。而第二增益级102消耗的芯片面积往往较小，一般可以忽略。

更进一步地，如图5所示，第一增益级101包括依次连接的源级跟随放大器以及运算跨导放大器。源级跟随放大器是用于产生电压平移，降低补偿控制器输入电压的共模电压，其增益大体上等于1。

源级跟随放大器包括MOS管Ms1、MOS管Ms2以及分别对上述MOS管提供驱动电流的电流源K1和电流源K2；所述的MOS管Ms1和MOS管Ms2的栅极分别作为第一增益级的反相输入端以及正相输入端，MOS管Ms1和MOS管Ms2的源极作为所述源极跟随放大器的输出对与所述的运算跨导放大器相接；

运算跨导放大器包括接收输入差分电压并提供跨导增益的输入级、用于提供电流增益的中间级、输出级以及中间级与输出级之间的第三电容Cc；所述输入级的输入对与所述源级跟随放大器的输出对相接，所述的输出级的输出端兼作第一增益级101的第一输出端。从图5可知，所述的输入级包括构成差分对管的MOS管M1～M2，所述的中间级包括MOS管M3～M6，所述的输出级包括MOS管M7～M8；其中：所述的MOS管M1以及MOS管M2的栅极作为所述运算跨导放大器的输入对，分别与所述的MOS管Ms1以及MOS管Ms2的源极相接；所述的MOS管M5和MOS管M3，MOS管M6和MOS管M4，以及MOS管M8和MOS管M7均构成电流镜连接；所述的MOS管M7与MOS管M5具有漏极与栅漏极接在一起的二极管连接方式，且MOS管M7的源极接地；所述的MOS管M6的漏极与MOS管M8的漏极相接形成所述输出级的输出端；所述的第三电容Cc耦接于输出级的输出端以及MOS管M8的栅极之间。

由于第三电容Cc能够对相位补偿控制器的闭合电路结构进行频率补偿以确保相位补偿控制器环路工作的稳定性。在本实施例中，在运算跨导放大器设有第三电容Cc的前提下，MOS管M8的宽长比设置为MOS管M7的M倍，具体选为10，则MOS管M8的跨导为MOS管M7的10倍；这样流过第三电容Cc的小信号电流能够被MOS管M7检测，并由MOS管M8拷贝。此时，包括MOS管M7～M8以及第三电容Cc的电路输出端对地的等效电容近似是第三电容Cc实际电容值的11倍，如此实现了在第三电容Cc实际电容值较小的情况下等效为一电容值远大于第三电容Cc的电容倍增效果。上述电路结构能在实际应用中减小第三电容Cc实际的电容面积，并第三电容的电容值较小的前提下确保相位补偿控制器环路工作的稳定性。

如图6所示的第二增益级102具体包括一共源放大器，该共源放大器的输入端作所述的第二输入端共源放大器的输出端作所述的第二输出端。更为具体地，本实施例的共源放大器包括MOS管M9以及对MOS管M9提供驱动电流的电流源K4。其中，MOS管M9的栅极作为第二增益级的第二输入端，并与第一增益级的第一输出端(即MOS管M6与MOS管M8的共漏端)相接；MOS管M9的漏极为第二增益级的第二输出端(即相位补偿控制器输出端)，并与电流源K4的输入端相接。第二电容C1耦接在MOS管M9的漏极和地之间。

如图7所示的缓冲级103为一电压跟随器，该电压跟随器的增益大体等于1；缓冲级103的结构具体包括MOS管M10～M13以及对MOS管M10～M13提供驱动电流的电流源K5。其中，MOS管M12、M13形成电流镜连接，MOS管M10、M12以及MOS管M13、M11均具有以漏极与栅漏极连接在一起的二极管连接方式，M M10的栅极作为缓冲级103的第三输入端，MOS管M13的栅极作为缓冲级103的第三输出端。

图7所示的第四增益级104中，所述的第一电流放大器包括MOS管Mc1、Mc2以及为MOS管Mc1、Mc2提供驱动电流的电流源K6、K7，所述MOS管Mc1与Mc2具有漏极与栅漏极接在一起的二极管连接方式；第一电容C2耦接于MOS管Mc1的栅极与Mc2漏极之间；所述的第二电流放大器包括MOS管Mc3以及为MOS管Mc3提供驱动电流的电流源K8，所述MOS管Mc3与MOS管Mc2共栅；所述MOS管Mc3的漏极作为所述第二电流放大器的输出端。

基于本实施例所述的技术方案，分别采用如图2所示的传统相位补偿控制器以及本实施例相位补偿控制器设计如下指标的补偿网络：直流增益大约在70dB，主极点在10Hz左右，零点在5kHz左右，次极点在40kHz左右。

根据式(3)以及式(4)，可以计算出：

传统相位补偿控制器中电阻电容的参数：C1＝4pF，C2＝32pF，R1＝110kΩ，R2＝1MΩ；以及，

本实施例相位补偿控制器的电阻电容的参数：C1＝2pF，C2＝3pF，Cc＝2pF，R1＝400kΩ，Rz＝56kΩ。

图8为仿真出的两种补偿网络的AC响应bode图，即表征其小信号传递函数。其中实线为新型补偿网络，虚线为传统补偿网络，黑色为增益随频率变化的曲线，灰色为相位随频率变化的曲线。可见，在关注的1MHz以内两者的相位补偿性能基本一致。

可见相同需求下，本实施例相位补偿控制器的电容面积仅为传统相位补偿控制器的19％，电阻面积为传统相位补偿控制器的41％，这将极大地降低补偿网络的集成成本。

Claims (10)

1.一种相位补偿控制器，其特征在于，包括：

第一增益级，具有正相输入端，反相输入端，以及用于输出放大后的电压Vo1的第一输出端，且所述反相输入端兼做所述相位补偿控制器的一个输入端；

第二增益级，具有用以接收所述电压Vo1的第二输入端，兼做所述相位补偿控制器输出端用于输出电压Vo的第二输出端，以及耦接在所述第二输出端和地之间的第二电容；

缓冲级，具有用以接收所述电压Vo1的第三输入端，以及跟踪电压Vo1后输出电压Vo1`和电流Ia的第三输出端；

电阻Rz，与所述第三输出端耦接；

第四增益级，包括：

a）接收流经所述电阻Rz的电流Ia的第四输入端：

b）与所述第四输入端耦接的第一电容；

c）与所述第四输入端耦接的第一电流放大器，该第一电流放大器将流经第一电容的电流Ic放大K倍得到电流Ic`；

d）用于将流经第一电容的电流Ic放大K倍得到电流Ic``的第二电流放大器；

e）耦接在第二电流放大器输出端的第四输出端；

电阻R1，电阻R1的一端与第一增益级的正相输入端以及第四输出端相连，用于将所述电流Ic``转化为电压信号反馈至第一增益级的正相输入端，电阻R1另一端兼做相位补偿控制器的另一个输入端。

2.如权利要求1所述的相位补偿控制器，其特征在于，所述的第一增益级包括依次连接的源级跟随放大器以及运算跨导放大器。

3.如权利要求2所述的相位补偿控制器，其特征在于，所述的源级跟随放大器包括MOS管Ms1、MOS管Ms2以及分别对上述MOS管提供驱动电流的电流源K1和电流源K2；所述的MOS管Ms1和MOS管Ms2的栅极分别作为第一增益级的反相输入端以及正相输入端，MOS管Ms1和MOS管Ms2的源极作为所述源极跟随放大器的输出对与所述的运算跨导放大器相接。

4.如权利要求3所述的相位补偿控制器，其特征在于，所述的运算跨导放大器包括接收输入差分电压并提供跨导增益的输入级、用于提供电流增益的中间级、输出级以及中间级与输出级之间的第三电容；所述输入级的输入对与所述源级跟随放大器的输出对相接，所述的输出级的输出端兼作第一增益级的第一输出端。

5.如权利要求4所述的相位补偿控制器，其特征在于，所述的输入级包括构成差分对管的MOS管M1～M2，所述的中间级包括MOS管M3～M6，所述的输出级包括MOS管M7～M8；其中：所述的MOS管M1以及MOS管M2的栅极作为所述运算跨导放大器的输入对，分别与所述的MOS管Ms1以及MOS管Ms2的源极相接；所述的MOS管M5和MOS管M3，MOS管M6和MOS管M4，以及MOS管M8和MOS管M7均构成电流镜连接；所述的MOS管M7的栅极和漏极与MOS管M5的漏极连接，且MOS管M7的源极接地；所述的MOS管M6的漏极与MOS管M8的漏极相接形成所述输出级的输出端；所述的第三电容耦接于输出级的输出端以及MOS管M8的栅极之间。

6.如权利要求1所述的相位补偿控制器，其特征在于，所述的第二增益级包括一共源放大器，所述的共源放大器的输入端作所述的第二输入端，所述的共源放大器的输出端作所述的第二输出端。

7.如权利要求6所述的相位补偿控制器，其特征在于，所述的共源放大器，包括MOS管M9以及对MOS管M9提供驱动电流的电流源K4；其中，MOS管M9的栅极作为第二增益级的第二输入端，并与第一增益级的第一输出端相接；MOS管M9的漏极为第二增益级的第二输出端，并与电流源K4的输入端相接。

8.如权利要求1所述的相位补偿控制器，其特征在于，所述的缓冲级为一电压跟随器。

9.如权利要求8所述的相位补偿控制器，其特征在于，所述的电压跟随器包括MOS管M10～M13以及对MOS管M10～M13提供驱动电流的电流源K5；其中，MOS管M12、M13形成电流镜连接，MOS管M12的栅极和漏极与MOS管M10的漏极连接，MOS管M11的栅极和漏极与MOS管M13的漏极连接，MOS管M10的栅极作为缓冲级的第三输入端，MOS管M11的栅极作为缓冲级的第三输出端。

10.如权利要求1所述的相位补偿控制器，其特征在于，

所述的第一电流放大器包括MOS管Mc1、Mc2以及为MOS管Mc1、Mc2提供驱动电流的电流源K6、K7，所述MOS管Mc2的栅极与MOS管Mc1的栅极和漏极相连；所述的第一电容耦接于MOS管Mc1的栅极与Mc2漏极之间；

所述的第二电流放大器包括MOS管Mc3以及为MOS管Mc3提供驱动电流的电流源K8，所述MOS管Mc3与MOS管Mc2共栅；所述MOS管Mc3的漏极作为所述第二电流放大器的输出端。

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