CN101542838A - 基于超材料结构的天线 - Google Patents

Abstract

公开了在处理和处置电磁波信号时使用一个或多个复合左右手(CRLH)超材料结构的技术、装置和系统。配置基于增强的CRLH超材料结构的天线和天线阵列来提供各种多频带无线通信的宽带谐振。

Description

基于超材料结构的天线

优先权要求与相关申请

本发明本申请要求在2006年8月25日提交的题为“宽带和小型多频带超材料结构和天线(Broadband and Compact Multiband Metamaterial StructuresandAntennas)”的U.S.临时专利申请No.60/840,181和在2006年9月22日提交的题为“先进的超材料天线子系统(Advanced Metamaterial AntennaSub-Systems)”的U.S.临时专利申请No.60/826,670的权益。

上述申请的公开通过引用合并作为本申请的说明书的一部分。

技术领域

本申请涉及超材料(metamaterial，MTM)结构及其应用。

背景技术

电磁波在大多数材料中的传播都遵守(E，H，β)矢量场的右手定则，其中，E是电场，H是磁场，而β是波矢量。相速度(phase velocity)方向与信号能量传播(群速度(group velocity))的方向相同，且折射率是正数。这种材料是“右手的”(RH)。大多数自然的材料是RH材料。人造材料也可以是RH材料。

超材料是一种人造结构。当设计为具有比超材料所传导的电磁能量的波长小得多的结构平均单位单元(unit cell)尺寸p时，该超材料可以对所传导的电磁能量表现得好像均匀介质。不同于RH材料，超材料可以呈现出负折射率：其中，相速度方向与信号能量传播的方向相反，其中，(E，H，β)矢量场的相对方向遵守左手定则。仅支持负折射率的超材料是“左手”(LH)超材料。

许多超材料是LH超材料和RH超材料的混合，因此是复合左右手(Composite Left and Right Handed)(CRLH)超材料。CRLH超材料可以在低频表现为LH超材料，而在高频表现为RH超材料。在Caloz和Itoh的“电磁超材料：传输线理论和微波应用(Electromagnetic Metamaterials：Transmission Line Theory and Microwave Applications)”John Wiley&Sons(2006)中描述了各种CRLH超材料的设计和属性。在Tatsuo Itoh的“特约论文：超材料的前景(Invited paper：Prospects for Metamaterials)”ElectronicsLetters，Vol.40，No.16(2004年8月)中描述了CRLH超材料和它们在天线中的应用。

可以构造和制造CRLH超材料以呈现适应特定应用的电磁属性，且CRLH超材料可以用于其中可能难于使用其它材料、使用其他材料不实际或不可行的应用中。另外，CRLH超材料可以用于开发新的应用和构造可能用RH材料不可能构造的新设备。

发明内容

本申请描述在处理和对待电磁波信号时使用一个或多个复合左右手(CRLH)超材料结构的技术、装置和系统等。可以基于CRLH超材料结构来形成天线、天线阵列和其他RF设备。例如，可以在无线通信RF前端和天线子系统中使用所描述的CRLH超材料结构。

在一个实施例中，一种天线设备包括：介电基板，具有在第一侧上的第一表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第二表面；单元导电贴片，在所述第一表面上形成；单元接地导电电极，在所述第二表面上形成、且在由所述单元导电贴片投影到所述第二表面上的覆盖区中；主接地电极，在所述第二表面上形成，且与所述单元接地导电电极分离；单元导电通路连接器，在所述基板中形成，以将所述单元导电贴片连接到所述单元接地导电电极；导电馈线，在所述第一表面上形成，且具有末端，该末端靠近于所述单元导电贴片且电磁耦合到所述单元导电贴片，以向或从所述单元导电贴片引导天线信号；以及导电条带线，在所述第二表面上形成，且将单元接地导电电极连接到所述主接地电极。所述单元导电贴片、所述基板、所述单元导电通路连接器和所述单元接地导电电极以及被电磁耦合的导电馈线被构造以形成左右手(CRLH)超材料结构。所述单元接地电极可以具有大于所述单元导电通路连接器的横截面且小于所述单元导电贴片的面积的面积。所述单元接地电极也可以具有大于所述单元导电贴片的面积的面积。

在另一实施例中，一种天线设备包括：介电基板，具有在第一侧上的第一表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第二表面；单元导电贴片，在所述第一表面上形成，彼此分离且相邻，以允许在两个相邻单元导电贴片之间的容性耦合；主接地电极，在由所述单元导电贴片共同投影到所述第二表面上的覆盖区外部的所述第二表面上形成；以及单元接地电极，在所述第二表面上形成以空间上对应于所述单元导电贴片，一个单元接地电极分别对应于一个单元导电贴片。每个单元接地电极位于由相应单元导电贴片投影到所述第二表面上的覆盖区内，且其中，所述单元接地电极与所述主接地电极空间上分离。该设备还包括导电通路连接器，在所述基板中形成，用于将所述单元导电贴片分别连接到所述单元接地电极，以形成构成复合左右手(CRLH)超材料结构的多个单位单元；以及至少一个导电条带线，在所述第二表面上形成，以将所述多个单元接地导电电极连接到所述主接地电极。

在另一实施例中，一种天线设备包括：第一介电基板，具有在第一侧上的第一顶部表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第一底部表面；以及第二介电基板，具有在第一侧上的第二顶部表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第二底部表面。所述第一和第二介电基板彼此堆叠以使第二顶部表面与第一底部表面接合。该设备包括：单元导电贴片，在所述第一顶部表面上形成，彼此分离且相邻，以允许在两个相邻单元导电贴片之间的容性耦合；以及第一主接地电极，在所述第一表面上形成，且与所述单元导电贴片空间上分离。所述第一主接地电极被构造图案以形成共面波导，该共面波导被电磁耦合到所述单元导电贴片中所选择的单元导电贴片，以向或从该所选择的单元导电贴片引导天线信号。第二主接地电极在所述第一基板和第二基板之间形成，且在第二顶部表面和第一底部表面上。单元接地电极在所述第二底部表面上形成以空间上对应于所述单元导电贴片，一个单元接地电极分别对应于一个单元导电贴片，且每个单元接地电极位于由相应单元导电贴片投影到所述第二底部表面上的覆盖区内。该设备还包括：底部接地电极，在所述第二主接地电极之下的第二底部表面上形成；接地导电通路连接器，在所述第二基板中形成，用于将所述底部接地电极分别连接到所述第二主电极；以及底部表面导电条带线，在所述第二底部表面上形成，用于将所述多个单元接地电极分别连接到所述底部接地电极。

在另一实施例中，一种天线设备包括：介电基板，具有在第一侧上的第一表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第二表面；单元导电贴片，在所述第一表面上形成；理想磁导体(PMC)结构，包括理想磁导体(PMC)表面且与所述基板的第二表面接合以将PMC表面按压到第二表面；单元导电通路连接器，在所述基板中形成，用于将所述单元导电贴片连接到所述PMC表面；以及导电馈线，在所述第一表面上形成，且具有末端，该末端靠近于所述单元导电贴片且电磁耦合到所述单元导电贴片，以向或从所述单元导电贴片引导天线信号。在该设备中，所述单元导电贴片、基板、单元导电通路连接器、电磁耦合的导电馈线以及PMC表面被构造以形成复合左右手(CRLH)超材料结构。

这些和其他实施方式可以被用于实现在各种应用中的一个或多个优点。例如，可以构造紧致的天线设备来提供宽带宽谐振和多模式天线操作。

附图说明

图1示出了CRLH超材料的频散(dispersion)图。

图2示出了具有1维阵列的四个MTM单位单元的CRLH MTM设备的例子。

图2A、2B和2C图示了在图2中的每个MTM单位单元中的各部分的电磁属性和功能以及相应等效电路。

图3图示了基于2维阵列的MTM单位单元的CRLH MTM设备的另一例子。

图4示出了包括以1-D或2-D阵列且按CRLH MTM结构形成的天线元件的天线阵列的例子。

图5示出了具有四个单位单元的CRLH MTM传输线的例子。

图6、7A、7B、8、9A和9B示出了在传输线模式或天线模式的不同条件下的图5中的设备的等效电路。

图10和11示出了沿着图5中的设备的beta曲线的谐振位置的例子。

图12和13分别示出具有截短的(truncated)接地导电层设计的CRLHMTM设备的例子及其等效电路。

图14和15分别示出了具有截短的接地导电层设计的CRLH MTM设备的另一例子及其等效电路。

图16到37示出了基于各种截短的接地导电层设计的CRLH MTM天线设计和基于仿真和测量的相应性能特性的例子。

图38、39A、39B、39C和39D示出了具有理想磁导体(perfect magneticconductor，PMC)表面的CRLH MTM天线的一个例子。

图40示出了给图38的设备提供PMC表面的PMC结构的例子。

图41A和41B示出了图38中设备的仿真结果。

图43-48示出了用于CRLH MTM设备中顶部单元金属贴片(patch)和对应发射台(launch pad)的接合部边界的非直线边界的例子。

具体实施方式

纯的LH材料遵循三重向量(E，H，β)的左手定则，且相速度方向与信号能量传播相反。介电常数和磁导率都是负的。取决于工作的范围(regime)或频率，CRLH超材料可以呈现左右手两种电磁传播模式。在某些情况下，当波矢量是0时，CRLH超材料可以呈现非零的群速度。当在左手和右手两种模式平衡时发生该情形。在不平衡的模式中，存在其中禁止电磁波传播的带隙(bandgap)。在平衡的情况下，频散曲线在左和右手模式之间的转变点β(ω。)＝0处不会显示任何不连续性，其中，所传导的波长无穷大λ_g＝2π/|β|→∞，而群速度为正：

$v_E=\frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{d\β}}{|}_{\mathrm{\β}=0}>0$

该状态对应于在LH左手区域中的传输线(TL)实施中的零阶模式m＝0。该CRHL结构支持具有遵循负β抛物区域的频散关系的低频精细频谱，该β抛物区域允许建立具有操纵和控制近场辐射图案的独特能力的电磁上大的物理上小设备。当该TL被用作零阶谐振器(ZOR)时，它允许在整个谐振器上的恒定幅值和相位谐振。该ZOR模式可以用于建立基于MTM的功率组合器/分离器，定向耦合器、匹配网络和漏波天线(leaky wave antenna)。

在RH TL谐振器中，谐振频率对应于电长度θ_m＝β_ml＝mπ，其中，l是TL的长度，且m＝1、2、3......。该TL长度应该长，以到达谐振频率的低且更宽的频谱。纯LH材料的工作频率是低频。CRLH超材料结构非常不同于RH和LH材料，且可以被用于达到RH和LH材料的RF频谱范围的高和低两种频谱区域。

图1示出了平衡CRLH超材料的频散图。该CRLH结构可以支持低频的精细频谱，并产生更高的频率，包括对应于无穷大波长的m＝0的转变点在内。这允许CRLH天线元件与定向耦合器、匹配网络、放大器、滤波器和功率组合器和分离器的无缝整合。在一些实施例中，RF或微波电路和设备，诸如定向耦合器、匹配网络、放大器、滤波器和功率组合器和分离器可以由CRLHMTM结构组成。基于CRLH的超材料可以被用于建立电控漏波天线作为其中漏波传播的单个大天线元件。该单个大天线元件包括被隔开以便生成可以被操纵(steered)的窄波束的多个单元。

图2示出了具有1维阵列的四个MTM单位单元的CRLH MTM设备200的例子。介电基板201用于支撑MTM单位单元。在基板201的顶部表面上形成四个导电贴片211，且该四个导电贴片211彼此分开，而不直接接触。设置两个相邻贴片211之间的间距220，以允许它们之间的容性耦合。该相邻贴片211可以以各种几何形状彼此接合。例如，每个贴片211的边缘可以具有交指型(interdigitated)形状以与另一贴片211的相应交指型边缘交插，来实现增强型贴片到贴片耦合。在该基板201的底部表面上，形成接地导电层202，该接地导电层202为不同的单元提供公共电接触(contact)。接地导电层202可以被构造图案以实现该设备200的期望的属性或性能。在基板201中形成导电通路连接器(conductive via connector)212以分别将导电贴片211连接到接地导电层202。在该设计中，每个MTM单位单元包括具有在顶部表面上的各自导电贴片211、和将各自导电贴片211连接到接地导电层202的各自通路连接器212的一套(volume)。在该例子中，在顶部表面上形成导电馈线230，且该导电馈线230具有靠近位于1-D阵列的单位单元的一端处的单位单元的导电贴片211但与其分离的末端(distal end)。可以在该单位单元附近形成导电发射台，且馈线230连接到该发射台且电磁耦合到该单位单元。构造该设备200，以由单位单元形成复合左右手(CRLH)超材料结构。该设备200可以是经由贴片211发送或接收信号的CRLH MTM天线。还可以通过在1-D阵列的MTM单元的另一端上耦合第二馈线来由该结构构造CRLH MTM传输线。

图2A、2B和2C图示了在图2中的每个MTM单位单元中的各部分的电磁属性和功能和各自的等效电路。图2A示出了在每个贴片211和接地导电层202之间的容性耦合，以及由于沿着顶部贴片211的传播而导致的电感。图2B示出了在两个相邻贴片211之间的容性耦合。图2C示出了通过通路连接器212的感性耦合。

图3图示了基于2-维阵列的MTM单位单元310的CRLH MTM设备300的另一例子。每个单位单元310可以被构造为图2中的单位单元。在该例子中，单位单元310具有不同的单元结构，且包括金属-绝缘体-金属(MIM)结构形式的在顶部贴片211下面的另一导电层350，以便增强两个相邻单元310之间的左手电容C_L的容性耦合。这种单元设计可以通过使用两个基板和三个金属层来实现。如所示，导电层350具有对称地围绕通路连接器212且与其分离的导电盖(cap)。在基板201的顶部表面上形成两个馈线331和332，以分别沿着CRLH阵列的两个正交方向耦合到该CRLH阵列。在基板201的顶部表面上形成馈线发射台341和342，且该馈线发射台341和342与馈线331和332所分别耦合的其各自单元贴片211隔开。该2-维阵列可以用作包括双频带天线在内的用于各种应用的CRLH MTM天线。除了上述MIM结构设计以外，还可以通过使用交指电容器设计或其他弯曲的形状来增加两个相邻单元的顶部贴片之间的接合部面积而在维持单元小尺寸的同时增加两个相邻单元之间的容性耦合。

图4示出了天线阵列400的一个例子，该天线阵列包括支撑基板401上以1-D和/或2-D阵列形成的天线元件410。每个天线元件410是CRLH MTM元件，且包括每个具有特定单元结构的一个或多个CRLH MTM单位单元412(例如在图2或3中的单元)。每个天线元件410中的CRLH MTM单位单元412可以直接在天线阵列400的基板401上形成，或可以在接合到(engaged to)基板401的分离的介电基板411上形成。每个天线元件中的两个或多个CRLHMTM单位单元412可以以各种配置、包括1-D阵列或2-D阵列来排列。图4中还示出了每个单元的等效电路。可以制造该CRLH MTM天线元件以支持天线阵列400中的期望功能或属性，例如，宽带、多频带或超宽带操作。CRLHMTM天线元件还可以被用于构造多输入多输出(MIMO)天线，其中，通过使用由多个发射器/接收器使能的多个无关联的通信路径来在同一频带上同时发送或接收多个流(stream)。

可以设计CRLH MTM天线，以减少天线元件的尺寸并允许在两个相邻天线元件之间的近距离间隔，同时最小化在不同天线元件和它们对应RF链(chain)之间的不期望的耦合。例如，每个MTM单位单元可以具有小于与CRLH超材料结构谐振的信号的波长的六分之一或十分之一的尺度，且两个相邻MTM单位单元可以彼此间距该波长的四分之一或更少。这种天线可以被用于实现以下效果中的一个或多个：1)天线尺寸减少，2)最佳匹配。3)通过使用定向耦合器和匹配网络来减少相邻天线之间的耦合并恢复图案(pattern)正交性的手段，以及4)滤波器、双工器(diplexer)/双工机(duplexer)和放大器的可能的整合。

用于无线通信的各种无线电设备包括：模拟/数字转换器、振荡器(单个用于直接转换、或多个用于多步RF转换(multi-step RF conversion))、匹配网络、耦合器、滤波器、双工器、双工机、移相器和放大器。这些组件趋于是昂贵的元件，难以靠近地整合，且经常呈现出信号功率上的显著损失。可以构建基于MTM的滤波器和双工器/双工机，并且当供以形成RF链时与天线和功率组合器、定向耦合器和匹配网络整合。仅直接连接到RFIC的外部端口需要符合50Ω规范。在天线、滤波器、双工器、双工机、功率组合器、定向耦合器和匹配网络之间的内部端口可以不同于50Ω，以便最优化这些RF元件之间的匹配。因此，MTM结构可以用于以高效且成本经济的方式来整合这些组件。

MTM技术可以用于设计和开发如下射频(RF)组件和子系统：这种射频(RF)组件和子系统大小为现有尺寸的几分之一、例如天线尺寸缩小差不多λ/40，而性能类似于或超过传统RF结构。各种MTM天线和谐振器的一个局限是无论在单频带还是多频带天线中的谐振频率周围的窄带宽。

关于这一点，本申请描述了设计要在诸如天线的RF组件和子系统中使用的基于MTM的宽带、多频带、或超宽带传输线(TL)结构的技术。这些技术可以用于确定适当结构，该结构成本低，容易制造，同时维持高效、高增益和小尺寸。还提供使用诸如HFSS的全波仿真工具的这种结构的例子。

在一个一实施例中，设计算法包括(1)确认结构谐振频率，以及(2)确定在谐振附近的频散曲线斜率以便分析带宽。该方法不仅为TL和其他MTM结构而且为以其谐振频率辐射的MTM天线提供带宽扩展的洞察和指导。该算法还包括(3)：一旦确定BW大小为可实现的，则找到用于馈线和边缘端接(edge termination)(当存在时)的适当匹配机制，这呈现在谐振周围宽带上的恒定匹配负载阻抗ZL(或匹配网络)。通过使用该机制，BB、MB和/或UWB MTM设计通过使用传输线(TL)分析而被优化，且然后通过使用诸如HFSS的全波仿真工具而在天线设计中被采用。

MTM结构可以用于增强和扩展RF组件、电路和子系统的设计和能力。其中可能出现RH和LH谐振两者的复合左右手(CRLH)TL结构展现出期望的对称性，提供设计灵活性，且可以解决诸如操作频率和带宽的具体应用需求。

本申请中的MTM 1D和2D传输线的设计可以用于构造1D和2D宽带、多频带(MB)和超宽带(UWB)TL结构，以用于天线和其他应用。在一个设计一实施例中，求解N-单元频散关系和输入/输出阻抗，以便设置频带和它们对应的带宽。在一个例子中，设计2-D MTM阵列以包括2D各向异性的图案，且2-D MTM阵列使用沿着该阵列的两个不同方向的两个TL端口以在端接(terminate)剩余的单元的同时激励不同的谐振。

已经对具有一个输入和一个输出的传输线(TL)进行了2D各向异性的分析。在公式II-1-1中标出了矩阵符号。显著地，进行偏心TL馈电分析来汇总(consolidate)沿着x和y方向上的多个谐振，以增加频带。

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vin}\\ \mathrm{Iin}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vout}\\ \mathrm{Iout}\end{array}\right)---(\mathrm{II}-1-1)$

可以设计CRLH MTM以展现出宽带谐振并包括以下特性中的一个或多个：(1)1D和2D结构，具有在该结构下的缩小的接地面(Ground Plane，GND)，(2)具有偏移馈电的2D各向异性结构，具有在该结构下的全GND，和(3)改进的端接(termination)和馈电阻抗匹配。基于本申请中描述的技术和例子，可以构造各种1D和2D CRLH MTM TL结构和天线来提供宽带、多频带和超宽带能力。

CRLH MTM元件的1D结构可以包括在具有并联(LL，CR)和串联(LR，CL)参数的线性阵列中的N个相同的单元。这五个参数确定了N个谐振频率、对应的带宽、和在这些谐振周围的输入和输出TL阻抗变化。这五个参数还决定了结构/天线尺寸。在此，仔细地考虑与λ/40尺度一样小的目标小型设计，其中λ是自由空间中的传播波长。在TL和天线两种情况下，当在这些谐振附近的频散曲线的斜率很陡时，扩展在谐振上的带宽。在1D的情况下，证明了斜率公式独立于单元的数量N，这引出各种方式来扩展带宽。具有高RH频率ω_R的CRLH MTM结构(即，低并联电容CR和串联电感LR)展现出更大的带宽。可以通过例如截短在通过通路连接到GND的贴片下面的GND面积来实现低的CR值。

一旦指定了频带、带宽和尺寸，则下一步是考虑将该结构匹配于馈线和边缘单元的适当端接，来达到目标频带和带宽。给出如下具体例子：其中，BW随着更宽的馈线和添加端接电容器而增加，其具有在期望的频率处的匹配值附近的值。在设计CRLH MTM结构中的一个挑战是确认独立于期望频带上的频率或随其缓慢改变的适当的馈线/端接匹配阻抗。进行全面的分析来选择在谐振周围具有类似的阻抗值的结构。

进行的分析和运行的FEM仿真示出了在频率间隙中的不同模式的存在。典型的LH(n≤0)和RH(n≥0)是TEM模式，而在LH和RH之间的模式是TE模式，其被视为混合的RH和LH模式。这些TE模式与纯LH模式相比具有更高的BW，且可以被操纵以对于相同结构达到更低的频率。在本申请中，我们给出了展现出混合模式的结构的一些例子。

2D CRLH MTM结构的分析和设计在一些方面与1D结构类似，且通常复杂得多。2D的优点在于它所提供的超过1D结构的额外自由度。在设计2D结构时，可以如同在1D设计中一样按照类似的步骤扩展带宽，且可以组合沿着x和y方向的多个谐振来扩展设备带宽。

2D CRLH MTM结构包括分别沿着x和y方向的单元的列和行的Nx和Ny数量，且提供总共Ny×Nx个单元。每个单元由以下特性刻画：分别沿着x和y轴的其串联阻抗Zx(LRx，CLx)和zy(LRy，CLy)，以及并联导纳Y(LL，CR)。每个单元由四分支RF网络来代表，其中两个分支沿x轴，两个分支沿y轴。在1D结构中，由两个分支RF网络来代表单位单元，其分析没有2D结构那么复杂。这些单元通过其四个内部分支来像Lego结构一样相互连接。在1D中，通过两个分支来相互连接单元。在2D结构中，外部分支，也被称为边缘，被外部源(输入端口)激励以用作输出端口，或者被“端接阻抗”端接。在2D结构中存在总共Ny×Nx个边缘分支。在1D结构中，仅存在可以用作输入、输出、输入/输出、或端接端口的两个边缘分支。例如，在天线设计中使用的1D TL结构具有用作输入/输出端口的一个端，和用Zt阻抗端接的另一端，该Zt阻抗在大多数情况下是无穷大，表示延伸的天线基板。(省去——以上和以下提到的)。

在2D结构中，每个单元可以由其块状(lump)元件Zx(nx，ny)、Zy(nx，ny)和Y(nx，ny)的不同值来刻画特性，且所有端接Ztx(1，ny)、Ztx(Nx，ny)、Zt(nx，1)、和Zt(nx，Ny)和馈电是不同质的(inhomogeneous)。虽然，这种结构可以具有适用于一些应用的独特属性，但其分析是复杂的，且实施方式远远比更对称的结构难以实现。这当然是除了开发在谐振频率周围的带宽扩展之外的。在本申请中的2D结构的例子是针对分别沿着x方向、y方向具有相等的Zx、Zy和Y、以及直通并联(through shunt)的CRLH MTM单位单元的。还可以在各种应用中使用具有CR的不同值的结构。

在2D结构中，该结构可以由最优化沿着输入和输出端口的阻抗匹配的任何阻抗Ztx和Zty端接。为了简化，无穷大的阻抗Ztx和Zty用于仿真中，且对应于沿着这些端接的边缘的无穷大基板/接地平面。

可以使用本申请中描述的相同分析方法来分析具有非无穷大的Ztx和Zty值的2D结构，且该2D结构可以使用替代的匹配约束。这种非无穷大端接的例子是操纵表面电流来在2D结构中容纳电磁(EM)波，以虑及另一向量2D结构，而不导致任何干扰。有趣地，当在沿着x或y方向上与边缘单元之一的中心的偏移的位置处放置了输入馈电时，这转化为EM波在x和y方向上不对称地传播，尽管该馈电仅沿着这些方向之一。在Nx＝1且Ny＝2的2D结构中，该输入可以沿着(1，1)单元，该输出可以沿着(2，1)单元。可以求解传输[A B C D]矩阵来计算散射系数S11和S12。对于截短的GND、混合RH/LHTE模式、和代替E场GND的理想H来进行类似的计算。1D和2D两种设计都印刷在其间具有通路的、基板的两面(2层)上，或者印刷在上和下金属化层之间夹入额外的金属化层的多层结构上。

具有宽带(BB)、多频带(MB)、和超宽带(UWB)谐振的1D CRLH MTM TL 和天线

图5提供了基于四个单位单元的1D CRLH材料TL的例子。这四个贴片放置在介电基板上方，通过处于的中心通路连接到地。图6示出了在图11中的设备的等效网络电路模拟。ZLin’和ZLout’分别对应于输入和输出负载阻抗，且归因于在每个端处的TL耦合。这是印制的2层结构的例子。参考图2A到2C，图示了图5和图6之间的对应关系，其中(1)，RH串联电感和并联电容器归因于在贴片和接地平面之间夹入的电介质。(2)，串联LH电容归因于两个相邻贴片的存在，且通路引起了该并联LH电感。

个体内部单元具有对应于串联阻抗Z和并联导纳Y的两个谐振ω_SE和ω_SH。它们的值由以下关系给出：

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LL\; CR}}};$ ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LR\; CL}}};$ ${\mathrm{\ω}}_R=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LR\; CR}}};$ ${\mathrm{\ω}}_L=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LL\; CL}}}$

其中， $Z=\mathrm{j\ωLR}+\frac{1}{\mathrm{j\ωCL}},$ 且 $Y=\mathrm{j\ωCR}+\frac{1}{\mathrm{j\ωLL}}---(\mathrm{II}-1-2)$

图6中的两个输入/输出边缘单元不包括CL电容器的部分，这是因为该CL电容器代表两个相邻MTM单元之间的电容，而在这些输入/输出端口处没有两个相邻MTM单元。在边缘单元处的CL部分的不存在防止了ω_SE频率谐振。因此，仅ω_SH显现为n＝0的谐振频率。

为了简化计算分析，我们引入ZLin’和ZLout’串联电容器的部分以补偿不存在的CL部分，如图8所示，其中所有N个单元具有相同参数。

图7A和图9A分别提供没有负载阻抗的、在图6和8中的电路的2-端口网络矩阵表示。图7B和9B提供当使用TL设计作为天线时对于图6和8中的电路的模拟天线电路。在类似于公式II-1-1的矩阵符号中，图9A表示如下关系：

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vin}\\ \mathrm{Iin}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{AN}& \mathrm{BN}\\ \mathrm{CN}& \mathrm{DN}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vout}\\ \mathrm{Iout}\end{array}\right)---(\mathrm{II}-1-3)$

设置条件AN＝DN，这是因为当从Vin和Vout端看去时图8中的CRLH电路是对称的。参数GR是结构对应的辐射电阻，且ZT是端接阻抗。端接阻抗ZT基本上是具有额外的2CL串联电容器的图7A中结构的期望端接。这同样适用于ZLin’和ZLout’，换句话说：

$\mathrm{ZL}{\mathrm{in}}^{\′}=\mathrm{ZLin}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}},$ ${\mathrm{ZLout}}^{\′}=\mathrm{ZLin}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}},$ ${\mathrm{ZT}}^{\′}=\mathrm{ZT}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}}---(\mathrm{II}-1-4)$

由于参数GR是通过建立天线或用HFSS仿真它而得到的，因此，难以与该天线结构协作以最优化该设计。因此，优选地采用TL方法并然后用各种端接ZT来仿真其对应的天线。公式II-1-2符号还适用于具有如下修改的值AN’、BN’、CN’的图6中的电路：该修改的值AN’、BN’、CN’反映了在两个边缘单元处的不存在的CL部分。

在1D CRLH MTM结构中的频带

通过使N CRLH单元结构以nπ传播相位长度来谐振，从所得到的频散公式来确定频带，其中n＝0、±1、±2、......±N。N个CRLH单元的每个由公式II-1-2中的Z和Y来表示，这不同于在其中末端单元不存在CL的情况下的图6中所示的结构。因此，人们可能预期与这两个结构相关的谐振是不同的。但是，大量的计算显示所有的谐振都是相同的，除了n＝0的情况：其中ω_SE和ω_SH在第一结构中谐振，且仅ω_SH在第二结构中谐振(图6)。正相位偏移(n＞0)对应于RH区域谐振，且负值(n＜0)与LH区域相关。

由以下关系给出在公式II-1-2中定义的、具有Z和Y参数的N个相同的单元的频散关系：

其中，Z和Y由公式II-1-2给出，AN从N个相同的CRLH电路的线性级联(linear cascade)或图8所示的电路得出，且p是单元尺寸。奇数n(2m+1)和偶数n＝2m谐振分别与AN＝-1和AN＝1有关。对于图6和7A中且归因于CL在末端单元处缺乏CL的AN’，不管单元的数量如何，n＝0模式仅在ω₀＝ω_SH处谐振，而不在ω_SE和ω_SH两者处谐振。对于在表1中指定的χ的不同值，由以下公式给出更高的频率：

对于n＞0， ${\mathrm{\ω}}_{\±n}^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+M{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\±\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+M{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}---(\mathrm{II}-1-6)$

表1提供N＝1、2、3和4的χ值。有趣地，无论在边缘单元处存在(图8)还是不存在(图6)完整的CL，更高的谐振|n|＞0都是相同的。另外，靠近n＝0的谐振具有小的χ值(接近于χ的下限0)，而更高的谐振趋于达到如公式II-1-5中表明的χ的上限4。

表1：N＝1、2、3和4个单元的谐振

对于ω_SE＝ω_SH平衡(图10)和ω_SE≠ω_SH不平衡(图1)两种情况，在图12中提供了作为ω函数的频散曲线β的图示。在后一种情况下，在min(ω_SE，ω_SH)和max(ω_SE，ω_SH)之间存在频率间隙。由在公式II-1-6中的相同的谐振公式来给出极限频率ω_min和ω_max值，其中如以下公式中表明的，χ到达其上限χ＝4：

${\mathrm{\ω}}_{\min }^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}-\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}$

${\mathrm{\ω}}_{\max }^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}+\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}---(\mathrm{II}-1-7)$

图10和图11提供了沿着β曲线的谐振位置的例子。图10图示了在LRCL＝LL CR的情况下的平衡例子，图11示出了在LH和RH区域之间具有间隙的不平衡例子。在RH区域(n＞0)中，结构尺寸1＝Np(其中p是单元尺寸)随着频率减少而增加。相比于LH区域，用Np的较小值来实现较低的频率，因此尺寸减少。β曲线提供在这些谐振周围的带宽的某种指示。例如，很清楚，由于β曲线在LH制式中几乎是平的，因此LH谐振遭受窄带宽。在RH区域中，因为β曲线更陡峭，因此带宽应该更高，或换句话说：

COND1：1^stBB条件 ${\left|\frac{\mathrm{d\&beta;}}{\mathrm{d\&omega;}}\right|}_{\mathrm{res}}={|-\frac{\frac{d\left(\mathrm{AN}\right)}{\mathrm{d\&omega;}}}{\sqrt{(1-{\mathrm{AN}}^2)}}|}_{\mathrm{res}}<<1$ 接近 $\mathrm{\&omega;}={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}={\mathrm{\&omega;}}_0,{\mathrm{\&omega;}}_{\&PlusMinus;1},{\mathrm{\&omega;}}_{\&PlusMinus;1}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&DoubleRightArrow;\left|\frac{\mathrm{d\&beta;}}{\mathrm{d\&omega;}}\right|={\left|\frac{\frac{\mathrm{d\&chi;}}{\mathrm{d\&omega;}}}{2p\sqrt{\mathrm{\&chi;}(1-\frac{\mathrm{\&chi;}}{4})}}\right|}_{\mathrm{res}}<<1$ 且p＝单元尺寸以及 $\frac{\mathrm{d\&chi;}}{\mathrm{d\&omega;}}{|}_{\mathrm{res}}=\frac{2{\mathrm{\&omega;}}_{\&PlusMinus;n}}{{\mathrm{\&omega;}}_R^2}(1-\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{SE}}^2{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{SH}}^2}{{\mathrm{\&omega;}}_{\&PlusMinus;n}^4})$ (II-1-8)

其中，χ在公式II-1-5中给出，ω_R在公式II-1-2中定义。从公式II-1-5中的频散关系可知，当|AN|＝1时发生谐振，这导致在公式II-1-8的1^stBB条件(COND1)中的零分母。提醒一下，AN是N个相同的单元的第一传输矩阵项目(entry)(图8和9A)。该计算显示了COND1实际上与N无关，且由公式II-1-8中的第二公式给出。实际上是分子和在表1中定义的、在谐振处的χ的值定义了频散曲线的斜率，和因此定义了可能的带宽。目标的结构在尺寸上至多Np＝λ/40，其中BW超过4％。对于具有小单元尺寸p的结构，公式II-1-8清楚地指示了高的ω_R值满足COND1，即低的CR和LR值，这是因为对于n＜0，谐振发生在靠近4的χ值(表1)、换句话说(1-χ/4→0)处。

在1D CRLH MTM传输线和天线中的阻抗匹配

如前所示，一旦频散曲线斜率具有陡峭的值，则下一步是标识适当的匹配。理想的匹配阻抗具有固定值，且不需要大的匹配网络覆盖区(footprint)。在此，在诸如天线的单侧馈线的情况下，术语“匹配阻抗”指的是馈线和端接。为了分析输入/输出匹配网络，对于图9A中的TL电路，需要计算Zin和Zout。由于在图8中的网络是对称的，因此满足以下条件：Zin＝Zout。另外，如以下公式指示的，Zin与N无关：

${\mathrm{Zin}}^2=\frac{\mathrm{BN}}{\mathrm{CN}}=\frac{B1}{C1}=\frac{Z}{Y}(1-\frac{\mathrm{\&chi;}}{4}),$ 其仅具有正实数值(II-1-9)B1/C1大于零的原因是因为在公式II-1-5中|AN|≤1的条件，这导致了以下阻抗条件：

0≤-ZY＝χ≤4.

2^edBB条件是针对Zin随着频率接近谐振而轻微地变化，以便维持恒定的匹配。请记得，实数匹配Zin’包括如公式II-1-4中所表明的CL串联电容。

COND2：2^edBB条件：接近谐振， $\frac{\mathrm{sZin}}{\mathrm{d\&omega;}}{|}_{\mathrm{nearres}}<<1---(\mathrm{II}-1-10)$

和图5和图7A中的TL例子不同，天线设计具有带有无穷大阻抗的开口端侧，该无穷大阻抗通常很差地匹配结构边缘阻抗。由以下公式给出电容端接：

$Z_T=\frac{\mathrm{AN}}{\mathrm{CN}},$ 这取决于N且是纯虚的(imaginary)  (II-1-11)

由于LH谐振通常窄于RH谐振，因此所选的匹配值更接近于在n＜0的情况下导出的那些而不是在n＞0的情况下导出的。

在本申请中的1-D和2-D CRLH MTM天线的例子例示了用于阻抗匹配的若干技术。例如，可以控制在馈线和单位单元之间的耦合以通过适当地选择馈线的端接的尺寸和形状、在馈线和单位单元之间形成的发射台的尺寸和形状来辅助阻抗匹配。可以配置发射台的尺度以及发射台与单位单元的间隙以提供阻抗匹配，以便可以在天线中激励目标谐振频率。对于另一例子，可以在MTM天线的末端处形成端接电容器，以用于辅助阻抗匹配。还可以结合上述两个示例的技术以提供适当的阻抗匹配。另外，其他适当的RF阻抗匹配技术也可以用于实现一个或多个目标谐振频率的期望的阻抗匹配。

具有截短的接地电极的CRLH MTM天线

在CRLH MTM结构中，可以降低并联电容器CR来增加LH谐振的带宽。如在公式II-1-8中所解释的，该减少导致了更陡峭的beta曲线的更高的ω_R值。存在各种方式来降低CR，包括：1)增加基板厚度，2)减少顶部单元贴片面积，或3)减少在顶部单元贴片下面的接地电极。在设计CRLH MTM设备中，这三个方法之一可以被使用，或可以与一个或两个其他方法组合，来产生具有期望属性的MTM结构。

图2、3和5中的设计使用导电层来覆盖MTM设备的基板的整个表面，作为完整的接地电极。可以使用构造图案以暴露基板表面的一个或多个部分的截短的接地电极来将接地电极的尺寸减少为小于完整的基板表面，以增加谐振带宽并调谐谐振频率。在图12和14中的截短的接地电极设计是两个例子，其中减少了在基板的接地电极侧上的MTM单元的覆盖区中的面积中的接地电极的量，且使用条带线(stripe line)来将MTM单元的单元通路连接到在MTM单元的覆盖区外部的主接地电极。可以在各种配置中实施该截短的接地电极方法来实现宽带谐振。

例如，CRLH MTM谐振装置可以包括：介电基板，具有在第一侧上的第一表面和在相对于第一侧的第二侧上的第二表面；单元导电贴片，在第一表面上形成，且彼此分离以电容地耦合两个相邻单元导电贴片；单元接地电极，在第二表面上形成，且分别位于顶部贴片之下；主接地电极，在第二表面上形成；导电通路连接器，在该基板中形成，用来将导电贴片分别连接到该导电贴片之下的对应单元接地电极；以及至少一个接地导体线，连接在每个单元接地电极和主接地电极之间。该装置可以包括在第一表面上的馈线，且该馈线容性耦合于单元导电贴片之一，以提供该装置的输入和输出。该装置被配置以形成复合左右手(CRLH)超材料结构。在一个一实施例中，单元接地电极等于或大于通路横截面面积，且就位于该通路下方以通过GND线将其连接到主GND。在另一实施例中，单元接地电极等于或大于单元导电贴片。

图12图示了截短的GND的一个例子，其中该GND在顶部单元贴片下方沿着一个方向具有比顶部贴片更小的尺度。接地导电层包括条带线1210，该条带线1210被连接到单位单元的至少一部分的导电通路连接器，并穿过单位单元的部分的导电贴片的下方。条带线1210具有小于每个单位单元的导电贴片的尺度的宽度。在基板厚度小且由于更低的天线效率而不能减少顶部贴片面积的情况下，在商业设备中，使用截短的GND可能比其他方法更实际地实现。当截短底部GND时，从图14A中的将通路连接到主GND的金属化条带出现另一电感器Lp(图13)。

图14和15示出了截短GND设计的另一例子。在该例子中，接地导电层包括公共接地导电区1401和条带线1410，该条带线1410在该条带线1410的第一末端处连接到该公共接地导电区1401，且该条带线1410的第二末端连接到在单位单元的部分的导电贴片下方的单位单元的至少一部分的导电通路连接器。该条带线的宽度小于每个单位单元的导电贴片的尺度。

可以推导出用于截短的GND的公式。谐振遵循如公式II-1-6中的相同公式和如下说明的表1：

在公式II-1-12中的阻抗等式示出了两个谐振ω和ω’分别具有低阻抗和高阻抗。因此，更容易在ω谐振附近调谐。

方法2(图14和15)：谐振：在用LL+Lp替换LL之后与公式II-1-2、6、7和表1相同CR变得非常小                                 (II-1-13)

在第二种方法情况下，当并联电容器降低时，组合的并联电感(LL+Lp)增加，导致更低的LH频率。

在一些实施方式中，基于CRLH MTM结构的天线可以包括在顶层上的50-Ω共面波导(co-planar waveguide，CPW)馈线、在顶层上围绕CPW馈线的顶部地(GND)、在顶层中的发射台、以及一个或多个单元。每个单元可以包括在顶层中的顶部金属化单元贴片、连接顶层和底层的导电通路、以及将通路连接到底层中的主底部GND的窄条带。可以使用HFSS EM仿真软件来仿真这种天线的一些特性。

在2007年4月27日提交的题为“ANNTENNAS，DEVICES AND SYSTEMS BASEDON METAMATERIAL STRUCTURES(基于超材料结构的天线、设备和系统)”的U.S.专利申请No.11/741674，公开文本为_______________日的U.S.专利公开No.________________(需要填写)中描述了CRLH MTM结构的各种特征和设计。该U.S.专利申请No.11/741674的公开通过引用并为本申请的说明书的一部分。

图16示出了具有可调谐端电容器的1-D阵列的四个CRLH MTM单元的例子。四个CRLH MTM单元1621、1622、1623和1624沿着线性方向(y方向)在介电基板1601上形成，且彼此以间隙1644隔开。容性耦合CRLH MTM单元1621、1622、1623和1624以形成天线。在单元阵列的一端处，沿着x方向其宽度基本上等于每个单元的宽度的的导电馈线1620在基板1601的顶部表面上形成，且沿着y方向与第一单元1621隔开间隙1650。馈线1620容性耦合到单元1621。在该阵列的另一端上，容性调谐元件1630在基板1601中形成，其包括金属贴片1631，且容性耦合到单元1624以电端接该阵列。底部接地电极1610在基板1601的底部表面上形成，并被构造图案以包括：主接地电极区域，其不与单元1621-1624重叠；以及接地条带线1612，其沿着y方向且平行于y方向延伸以在空间上与单位单元1621-1624的线性阵列和容性调谐元件1631的金属贴片1631的覆盖区(footprint)重叠。接地条带线1612的沿着x方向的宽度小于单位单元的宽度，因此接地电极是截短的接地电极，且小于每个单位单元的覆盖区。这种截短的接地电极可以增加LH谐振的带宽，以及减少并联电容器CR。因此，可以实现更高的谐振频率ω_R。

图17A、17B、17C和17D图示了图16中的天线设计的细节。每个单位单元包括三个金属层：在基板1601底部上的公共接地条带线1612、在基板1601顶部上形成的顶部单元金属贴片1641、和在基板1601的顶部表面附近且在顶部单元金属贴片1641下方形成的容性耦合的金属贴片1643。在顶部单元金属贴片1641的中心处形成单元通路1642以连接顶部单元金属贴片1641和接地条带线1612。单元通路1642与容性耦合元件1630隔开。参考图17B，三个容性耦合的金属贴片1643形成沿着y方向的金属贴片的线性阵列，且以金属-绝缘体-金属(MIM)结构位于顶部单元金属贴片1641下方以增强在两个相邻单元之间的左手电容CL的容性耦合。注意，每个金属贴片1643位于两个相邻单元之间以与单元间的间隙1644的覆盖区重叠，且与这两个单元的顶部单元金属贴片1641隔开，以增强这两个单元之间的容性耦合。相邻的金属贴片1643彼此间隔足够允许单元通路1642穿过而不与单元通路1642接触的间隙。

容性耦合元件1630包括金属贴片1631和通路1642。金属贴片1631至少部分地与单元1624的顶部单元金属贴片1641的覆盖区重叠。与不直接与单元通路1642接触的金属贴片1643不同，该通路1632直接与金属贴片1631接触，且将金属贴片1631连接到接地条带线1612。因此，金属贴片1631和最后一个单元1624的顶部单元金属贴片形成电容器，且与该单元1624的容性耦合的强度可以作为设计工艺的一部分通过设置在金属贴片1631和最后一个单元1624的顶部单元金属贴片1643之间的适当间隙来控制。

图17A示出了顶部金属层，该顶部金属层被构造图案以形成顶部馈线1620、顶部单元金属贴片1621-1624。间隙1650和1644将这些金属元件隔开以防止彼此直接接触，并允许在两个相邻元件之间的容性耦合。图17C示出了位于单元1621-1624的覆盖区外部的底部接地电极1610和被连接到底部接地电极1610的接地条带线1612。在图17B中，示出了容性耦合的金属贴片1643位于与容性调谐元件1630的金属贴片1631相同的金属层中。替代地，金属贴片1631可以位于与耦合的金属贴片1643不同的层中。

因此，在图16中的1-D天线使用“蘑菇状”单元结构以形成分布式CRLHMTM。在微带(microstrip)贴片1641之间的间隙下方使用由容性耦合的金属贴片1643和顶部单元金属贴片1641组成的MIM电容器，来实现高的C_L值。馈线1620经由间隙1650容性耦合到MTM结构，且可以调整间隙1650以实现最佳匹配。使用容性调谐元件1630来精细调谐天线谐振到期望的操作频率，且实现期望的带宽(BW)。通过改变该元件相对于微带片的高度来完成调谐，因此实现与GND的更强或更弱的容性耦合，这影响谐振频率和BW。

可以从包括来自Rogers公司的商标名为“RT/Duroid 5880”的材料在内的材料范围选择用于基板1601的介电材料。在一个一实施例中，基板可以具有3.14mm的厚度，且MTM天线元件的整体尺寸可以为宽8mm，长18mm，高3.14mm，如由基板厚度所设置的。单位CRLH单元的顶部贴片1641可以为在x方向上8mm宽，且在y方向上4mm长，且在两个相邻单元之间的单元间间隙是0.1mm。通过使用如下MIM贴片来增强在相邻单元之间的耦合：该MIM贴片可以是8mm宽，2.8mm长，定位上与这两个贴片的中心等距且在下方5mil的高度。馈线被耦合到天线，与第一单位单元的边缘具有0.1mm的间隙。端接单元顶部贴片与单位CRLH单元一样宽，且长为4。在第四CRLH单元和端接单元之间的间隙是5mil。将所有顶部贴片与底部单元-GND连接的通路都是直径0.8mm，且位于顶部贴片的中心。

使用上述设备参数，对图17的设计进行全波HFSS仿真，来表征天线的特性。图18图示了用于HFSS仿真的、图17中的对称设备的一半的模型，图19A-19E示出了仿真结果。

图19A示出了天线的回波损耗(return loss)，S11。S11在-10dB级别以下的区域用于量度天线的BW。S11频谱示出了两种定义明确的频带：中心在3.38GHz的第一频带，其BW为150MHz(4.4％的相对BW)，和开始于4.43GHz的第二频带，且延展超过6GHz，其相对BW大于30％。

图19B和19C示出了分别在3.38GHz和5.31GHz的xz平面和yz平面中的天线辐射图案。在3.38GHz，天线呈现出类似双极性辐射图案，其最大增益G_max为2dBi。在5.31GHz，该天线示出了不成形的片状(patch-like)图案，其G_max＝4dBi。

还使用HFSS仿真来评估将馈线匹配到MTM结构的效果和容性调谐端接(termination)的效果。图19D和19E示出了作为信号频率函数的天线的回波损耗的绘图。这种绘图可以被用于确定谐振的位置和它们的带宽。图19D示出了通过改变馈线的宽度而获得的天线的回波损耗。图19E示出了通过改变端接电容器的高度(例如，金属贴片1631和顶部单元金属贴片1641之间的间距)调谐该天线而获得的天线的回波损耗。该仿真表示，无论调谐所述宽度还是端接电容器的间距都可以在天线谐振和BW上具有显著效果。因此，在设计相位期间可以独立或组合地使用这两个参数来调谐天线的谐振频率和带宽，以实现期望或最佳性能。

图20和21A到21D示出了具有可调节的馈线宽度的2层3单元天线的例子。类似于图16中的天线设计，该天线也使用了截短的接地电极设计和端接电容器设计。具有单元2021、2022和2023的1-D单元阵列具有与图16中类似的设计，但具有不同的单元数量和不同的单元尺度。在图20中，MTM结构的整体尺度是15mm×10mm×3.14mm。请注意，图20中的馈线设计使用了宽度上窄于单元2021-2023的馈线2020，并使用被连接到馈线2020且匹配单元2021-2023的宽度的发射台2060来优化馈线2020和单元2021-2023之间的容性耦合。因此，除了调整单元的整体宽度和端接电容器1630的间距以外，可以独立配置馈线2020的宽度以提供配置天线谐振和带宽的灵活性。

图22A示出了针对用于增加图20中三单元1-D MTM天线设计中的天线BW的降低接地平面方法的HFSS仿真模型。该设计的HFSS模型仅示出了天线的x＞0侧。以下参数用于HFSS仿真中的图22A中的模型。单位CRLH单元的顶部贴片是10mm宽(x方向)和5mm长(y方向)，两个相邻的单元之间间隙是0.1mm。通过使用下述MIM贴片来增强相邻单元之间的耦合，该MIM贴片宽10mm，长3.8mm，位于与这两个贴片的中心等距且在下方高为5mil的位置。馈线耦合到天线，具有发射台，该发射台由顶部10mm×5mm贴片组成，距离第一单位单元的边缘0.05-mm间隙。连接所有顶部贴片与底部单元-GND的通路直径0.8mm，且位于顶部贴片的中心。

图22B示出作为信号频率函数的天线的回波损耗。该仿真揭示了中心分别在2.65GHz和5.3GHz且相对BW为～10％和23％的两个宽谐振。图22C和22D分别示出了在上述频率处的天线辐射图案。图22E示出了回波损耗随天线馈线宽度和GND与天线元件的重叠的变化。在除了第一个(见图例说明)以外的所有变化中，保留了谐振的结构。在10mm的馈线宽度处实现了最佳匹配。

还调整基板/GND平面的尺寸来调查强GND平面减少对图20中的三单元1-D MTM天线设计中的天线谐振和各个BW的影响。图22F示出了对于不同基板/GND尺寸由仿真获得的回波损耗。S11参数在关注的频率范围上显著变化，且除了一个以外的所有设计变化示出了在2和6GHz之间的若干GHz的大BW。大的BW是到减少的GND的更强耦合的结果。

图22G示出了对于图22A中的天线模型在2.5GHz处的天线辐射图案。尽管GND尺寸小，但天线辐射图案具有与延伸超过GND平面很多的辐射元件相关的、相同的期望的双极性状的特性。

图23示出了由2-D阵列的3×3MTM单元组成的天线的例子。使用介电基板2301来支撑MTM单元阵列。图24A、24B、24C和24D示出了该天线的细节。返回参考图3中的2-D阵列，在图23中的每个单位单元2300与图3中的单元构造类似，其中容性耦合的金属贴片350被提供在基板顶部表面上的顶部单元金属贴片211的下方，且位于与单元间间隙320重叠以容性耦合到该贴片211的位置。与图3中的基板底部上连续且均匀的接地电极202不同，图23中的接地电极2310被构造图案以具有稍微大于MTM单元阵列的覆盖区的接地电极孔洞(aperture)2320、且被构造图案以包括平行接地条带线2312，该平行接地条带线2312被连接到底部电极2310的外围导电区域。该底部接地电极2310的设计提供了用于增加CRLH MTM天线的谐振带宽的截短接地电极设计的另一例子。

图24C示出了用于图23中的2-D MTM单元阵列的截短接地电极2310的细节。接地条带线2312彼此平行且分别与三行(row)MTM单元2300的中心对齐，以便每个接地条带线2312与三个不同列(column)的MTM单元的单元通路212直接接触。通过该设计，在MTM单元阵列的辐射部分周围减少了接地电极2310的面积，且所有的MTM单元2300被连接到公共接地电极2310。

这种消除在辐射元件附近的GND平面的一部分以增加天线带宽的方案产生了显著的优势。取代完全消除在辐射元件方向上延伸超过馈线点的GND平面部分，切除GND电极的比MTM结构大该信号的若干波长的方形区域。窄的金属条带2312仍然位于该结构下方，以便将单元通路212连接到由所有MTM单元2300共享的GND电极2310。

在一个一实施例中，可以使用彼此紧接安装的两个基板来建立图23中的天线。例如，顶部基板可以具有0.25mm的厚度和10.2的介电常数，且底部基板可以具有3.048mm的厚度和3.48的介电常数。顶部单元金属贴片211、中间容性耦合金属贴片350和底部接地电极2310的这三个金属化层分别位于簿顶部基板的顶部、两个基板之间的接合部(interface)、和底部厚基板的底部。中间层的角色是用于通过使用金属-绝缘体-金属(MIM)电容器来增加在两个相邻单元之间和在第一中心单元和馈线之间的容性耦合。单位CRLH单元的顶部贴片可以是4mm宽(x-方向)和4mm长(y-方向)，两个相邻单元之间具有0.2mm的间隙。该馈线被耦合到该天线，且距离第一单位单元的边缘具有0.1mm的间隙。将所有顶部单元贴片与底部单元-GND连接的通路直径是0.34mm，且位于顶部贴片的中心。在中间的MIM贴片相对顶部贴片旋转了45度，且可以具有3.82mm×3.82mm的尺度。

图25A示出了对于图23中示出的截短接地电极的若干不同设计作为信号频率函数的回波损耗的HFSS仿真结果。调查天线谐振和带宽相对于GND切除的尺寸的特性。从这些仿真获得的该天线的回波损耗的结果显示图23中的接地电极设计是用于规划天线谐振和带宽的一种有效方式。图25A中示出了四个不同的GND切除量——该GND切除量在3×3MTM阵列的四侧上相等——的回波损耗。通过比MTM单元阵列结构仅大0.5mm的GND切除，该谐振接近于具有完全GND的天线的谐振，且仍然窄(＜1％相对BW)。对于具有延伸3mm、5.5mm和8mm的GND切除的设计，该谐振移向更高的频率(～2.70GHz)，且谐振带宽增加了近似4％。

相比较，具有全部连续接地电极的相同MTM单元阵列天线近似呈现出在2.4GHz的n＝-1的谐振，该2.4GHz是对于若干无线通信应用，最显著地在802.11b和g标准之下的WiFi网络，而言感兴趣的频率。但是，具有完全连续接地电极的MTM单元阵列天线的谐振BW小于1％，且因此可能在需要更宽的带宽的各种实际应用中使用受限。

图25B示出了在2.62GHz处的天线辐射图案的HFSS仿真结果。相比于具有减少的GND平面的其他天线设计，该设计具有在GND平面中的相对小的去除，且因此，辐射图案更对称，且在向上的且远离GND层的区域中具有更强的辐射功率。

图26示出了产生LH、混合的和RH谐振模式的具有1-D CRLH MTM单元阵列的多模式传输线的例子。该TL具有如图27A和27B所示的两个金属层。两个顶部馈线2610和2620容性耦合到1-D阵列的两个端。在分布式CRLH MTM结构中，存在纯LH、纯RH和混合模式。该LH和RH模式本质上是TEM，而混合模式是TE-模式，其出现在LH和RH模式之间的频率间隔中。图26示出了采用所有三种模式以便覆盖宽范围操作谐振频率的多模式CRLH MTM结构。

在图26中，每个单位单元2600具有6mm×18mm×1.57mm的尺度。该基板Rgers RT 5880材料具有3.2的介电常数和0.0009的损耗因数(losstangent)。该基板100mm长、70mm宽和1.57Mm厚。通路2602位于顶部贴片中心，且将顶部贴片连接到底部完全GND。馈线2620以0.1mm的间隙连接到第一单位单元。对上述具体结构进行HFSS仿真来获得该传输线的S21和S11参数，且评估等效电路组件，CL、LL、CR、LR的值。可以从HFSS仿真且从理论获得S11结果。关于RH模式，理论和仿真示出了极佳的一致性。在LH侧，理论结构示出了向更低频率的轻微偏移，考虑到LH参数难以评估时这是自然的。在HFSS仿真中示出混合模式，且无法从分析表达式推导出混合模式。该仿真表示模式的不同类型等于在MTM结构中的单元的数量。

图28示出了基于图26中的TL设计的两单元MTM线性阵列的多模式天线。图29A和29C示出了该天线的HFSS仿真。天线的回波损耗一致示出两个LH模式，n＝0和n＝-1，以及显现非常接近于它们的LH对应物(counterpart)的两个混合模式的存在。从该绘图看出，n＝0LH谐振示出BW＞1％，该BW可以通过对50ohm的更好匹配而进一步增加。利用不同CRLH参数的仿真表示LH谐振显现越靠近混合模式，它们变得越宽。这种行为类似于在平衡的CRLH MTM结构中的谐振的加宽。因此，通过操纵LH、RH和混合模式的位置，人们可以创造万能多模式天线。由TR-模式切除频率来确定混合模式的位置为零阶。

对于天线应用采用混合模式的另外优点来自于下述事实：对于小的天线，RH谐振出现在无线通信中不使用的高频率处。混合模式容易地可用于这种应用。而且，因为这些模式显示由导体损耗造成的最小衰减，所以这些模式在天线增益和效率方面提供另外的优点。

在许多上述MTM设计中，接地电极层位于该基板的一侧上。但是，该接地电极可以以MTM结构的形式在基板的两侧上形成。在这种配置中，MTM天线可以被设计以包括电磁寄生(parasitic)元件。可以使用这种MTM天线来通过一个或多个寄生元件的存在来实现特定技术特征。

图30示出了具有MTM寄生元件的MTM天线的例子。在具有顶部和底部接地电极3040和3050的介电基板3001上形成该天线。在该天线中用相同单元结构来形成两个MTM单位单元3021和3022。单位单元3021是有源天线单元，且其顶部单元金属贴片被连接到用于接收要发送的传输信号的馈线3037。单位单元3022的顶部金属贴片和单元通路被分别连接到顶部和底部接地电极3040和3050。如此，单位单元3022不辐射且操作为寄生MTM单元。

图31A和31B图示了在基板3001的两面上的顶部和底部金属层的细节。除了它短接(short)到顶部GND以外，寄生元件与该天线设计相同。每个单位单元包括在基板3001顶部表面上的顶部单元金属贴片3031、在基板3001底部表面上的接地电极连接盘(pad)3033、和穿透基板3001以将接地连接盘3033连接到顶部单元贴片3031的单元通路3032。在底部表面上形成接地电极条带线3034以将接地连接盘3033连接到在单元3022和3021的覆盖区外面的底部接地电极3050。在顶部表面上，形成顶部发射台3036来经由间隙3035与顶部单元金属贴片3031容性耦合。形成顶部馈线3037以将寄生单位单元3022的顶部发射台3036连接到顶部接地电极3040。不同于单位单元3022，在顶部接地电极3040中形成共面波导(CPW)3030以连接到用于有源单位单元3021的顶部馈线3037。如图30和图31A所示，由金属条带线和与周围的顶部接地电极3040的间隙来形成CPW 3030，以提供RF波导来作为天线向有源MTM单元3021馈入传输信号。在该设计中，接地电极连接盘3033和接地电极条带线3034具有小于顶部单元金属贴片3031的尺度。因此，有源单位单元3021具有截短的接地电极以实现宽的带宽。

作为图30中的上述设计的具体例子，图32A示出了在单个1.6-mm厚、具有4.4的介电常数和0.02的损耗因数的FR4基板上构造的天线。单位CRLH单元的顶部贴片5-mm宽(x-方向)和5-mm长(y-方向)。馈线是长3mm、宽0.3mm的条带，且经由5mm长和3.5mm宽的发射台耦合到有源天线单元。该发射台被耦合到该单位单元，距离该单位单元的边缘0.1-mm的间隙。将所有顶部贴片与底部单元GND连接的通路在直径上是0.25mm，且位于顶部贴片的中心。

寄生元件3022用于沿着所选方向增加有源元件3021的最大增益。图32A中的天线产生了具有5.6dBi的最大增益的定向全面增益天线图案。相比较，没有寄生元件的相同构造的MTM单元天线元件具有最大增益为2dBi的全向图案。可以设计有源元件和寄生元件之间的距离，以控制有源天线单元的辐射图案来实现在不同方向上的最大增益。图32B和32C分别示出了，图32A中的有源天线MTM单元的仿真回波损耗和该天线的输入阻抗的实数和虚数部分。可以选择该发射台2036和单元金属贴片3031的尺度来实现期望的天线性能特性。例如，当在图32A例子中的寄生元件的发射台的长度从3.5mm减少到2.5mm且单元金属贴片的长度从5mm增加到6mm时，有源元件的回波损耗被改变以提供图32D所示的处于S11＝-10dB处的从2.35GHz到4.42GHz的更宽的操作频带。

在图30中的上述例子是具有单个有源元件和单个寄生元件的天线。这种有源和寄生元件两者组合的使用可以被用于构造各种天线配置。例如，可以在天线中包括单个有源元件和两个或更多寄生元件。在这种设计中，可以控制多个寄生元件相对于单个有源元件的位置和间隔来操纵得到的天线辐射图案。在另一设计中，天线可以包括两个或更多有源MTM天线元件和多个寄生元件。有源MTM元件可以在结构上与寄生MTM元件相同或不同。除了操作和控制得到的增益图案以外，可以使用有源元件来增加在给定频率处的BW或提供另外的(一个或多个)操作频带。

MTM结构还可以用于构造紧致封装的、用于各种应用的收发器天线，诸如膝上计算机的无线卡、诸如PDA、GPS设备和手机的移动通信设备的天线。可以在公共基板上整合至少一个MTM接收器天线和一个MTM发射器天线。

图33A、33B、33C和33D图示了基于截短接地设计的具有两个MTM接收器天线和一个MTM发射器天线的收发器天线设备的例子。参考图33B，处理基板3301以包括在其部分顶部基板表面上的顶部接地电极3331和在其部分底部基板表面上的底部电极3332。在顶部和底部接地电极3331和3332的覆盖区外面的基板3301的区域中形成两个MTM接收器天线单元3321和3322以及一个MTM发射器天线单元3323。在顶部接地电极3331中形成三个分离的CPW 3030以分别引导三个天线单元3321、3322和3323的天线信号。三个天线单元3321、3322和3323被分别标注为如图33A中所示的端口1、3和2。可以分别在这三个端口1、2、3处获得度量S11、S22和S33，且可以获得在端口1和2之间的信号耦合度量S12和在端口3和1之间的信号耦合度量S31。这些度量表征了该设备的性能。每个天线经由发射台3360和连接CPW 3030和发射台3360的条带线被耦合到对应的CPW3030。

天线单元3321、3322和3323的每个被构造以包括在顶部基板表面上的顶部单元金属贴片、导电通路3340、和尺度小于顶部单元金属贴片的接地连接盘3350。接地连接盘3350可以具有大于通路3340的横截面的面积。在其他一实施例中，接地连接盘3350可以具有大于顶部单元金属贴片的面积。在每个天线单元中，在底部基板表面上形成条带线3351以将接地连接盘3350连接到底部接地电极3332。在所示的例子中，两个接收器天线单元3321和3322被配置为具有沿着垂直于CPW 3030的延长方向的方向延长的矩形形状，且位于两个接收器天线单元3321和3322之间的发射器天线单元3323被配置为具有沿着CPW 3030的延长方向上延长的矩形形状。参考图33B和33D，每个接地条带线3351包括螺旋形条纹图案，其连接到且至少部分地围绕每个接地连接盘3350，以使每个天线单元的谐振频率移向更低的频率。选择天线单元的尺度来产生不同的谐振频率、例如接收器天线单元3321和3322可以在长度上短于发射器天线单元3323以具有比发射器天线单元3323的谐振频率高的接收器天线单元3321和3322的谐振频率。

可以使用上述收发器天线设备设计来形成对于发射器天线单元操作于1.7GHz和对于接收器天线单元操作于2.1GHz的2-层MTM客户卡。沿着具有45mm宽度的PCMCIA卡排列三个MTM天线单元，其中中间天线单元在从1710MHz到1755MHz的频带内谐振发射器，且两个接收器侧天线在从2110MHz到2155MHz的频带中的频率处谐振，用于移动通信的先进无线服务(AWS)系统以提供数据服务、视频服务和消息服务。可以通过塑造发射台的形状(例如，其宽度)来实现50-0hm阻抗匹配。基于以下所列规范来配置天线单元。使用具有1.1mm厚度的FR4基板来支撑这些单元。在侧单元和GND之间的距离是1.5mm。在底层上的通路线由0.3mm宽的两条直线和0.5-mm半径的3/4圆构成。中间天线由于其更长的底部GND线而在更低的频率处谐振。发射台和顶部GND之间的间隙是0.5mm。该螺旋由半径0.6mm和距离接地连接盘的中心0.6mm间距的完整圆构成。

RX单元贴片	RX单元发射台	RX单元-连接盘间隙	通路直径	RX单元-顶部和底部GND距离	GND条带线宽度
						7mm×4mm	4mm×1mm	0.1mm	6mil	1.5mm	0.3mm

TX单元贴片	TX单元发射台	TX单元-连接盘间隙	通路直径	单元-顶部和底部GND距离	GND条带线宽度
						10mm×5mm	5mm×0.5mm	0.5mm	6mil	1.5mm	0.3mm

图34A和34B示出了在上述收发器设备中的仿真和量度的回波损耗。回波损耗和隔离度(isolation)类似，其中由于在顶部和底部层上的阻焊层(solder mask)而在中心频率中轻微偏移。即使在相邻TX和RX天线之间的空隙小于大约λ/95的1.5mm，在2.1GHz和1.7GHz天线之间的隔离度也显著地低于-25dB。在两个RX天线单元2.1GHz天线之间的隔离度在小于3mm分隔(即，小于λ/45)的情况下小于-10dB。

图34C和34D-F分别示出了在2.1-GHz频带中的效率和辐射图案。效率在50％以上，且在1.8GHz处实现了峰值增益。考虑到天线单元3323具有λ/20(长度)×λ/35(宽度)×λ/120(深度)尺度的紧致天线结构，这些是极佳数字。

图34G和34H-J分别示出了在1.7-GHz频带中的效率和辐射图案。效率到达50％，且在1.6GHz处实现了峰值增益。考虑到天线单元3323具有λ/17(长度)×λ/35(宽度)×λ/160(深度)尺度的紧致天线结构，这些是极佳数字。

诸如膝上计算机的一些应用对在与GND平面的表面垂直的方向上天线的长度施加了空间限制。可以在与顶部GND平行的方向上布置天线单元以提供紧致的天线配置。

图35图示了在该配置中的一个示例的MTM天线设计。图36A、36B和36C图示了在图35中的三层设计的细节。在该例子中使用3层接地电极，其中两个基板3501和3502互相堆叠以支撑如下三个接地电极层：在基板3501的顶部表面上的顶部接地电极3541、在两个基板3501和3502之间的中间接地电极3542、和在基板3502的底部上的底部接地电极连接盘3543。接地电极3451和3452是该设备的两个主GND。每个底部接地电极连接盘3543与MTM单元相关，并被提供以在中间接地电极3542之下路由(route)该电流。

定位MTM天线单元3531、3532和3533以形成沿着平行于接地电极3541、3542和3543的边界的方向延伸的天线。相应地，在基板3502的底部上形成三个底部接地电极连接盘3543。每个天线单元包括在基板3501顶部表面上的顶部单元贴片3551、在基板3501顶部表面与基板3502底部表面之间延展且与顶部单元金属贴片3551接触的单元通路3552、和在基板3502底部表面上且与单元通路3552接触的底部接地连接盘3553。该单元通路3552可以包括在基板3501和3502之间的接合部处彼此连接的在顶部基板3501中的第一通路和在底部基板3502中的分离的第二通路。在基板3502底部表面上形成底部接地条带线3554以将接地连接盘连接到底部接地电极连接盘3543。通过导电中间底部通路3620来连接中间接地电极3542和接地电极连接盘3543，该导电中间底部通路3620从图36A中的顶层的鸟瞰图中也是可见的。顶部接地电极3541的金属层被构造图案以形成用于馈送由MTM单元3531、3532和3533形成的天线的CPO 3030。形成馈线3510以将CPW 3030连接到发射台3520，发射台3520位于第一MTM单元3531旁边且经由间隙被容性耦合到单元3531。在该设计中，中间电极3542是为了将底层上的GND线延展超过主GND的边缘，以便在主GND之下延展电流路径以降低谐振频率。

在一个一实施例中，顶部基板3501是0.787mm厚，且底部基板3502是1.578mm厚。两个基板3501和3502都可以由具有4.4的介电常数的介电材料构成。在其他一实施例中，基板3501和3502可以由不同介电常数值的介电材料构成。CRLH MTM单元的顶部贴片是2.5mm宽(y-方向)和4mm长(x-方向)，在两个相邻的单元之间有0.1-mm的间隙。馈线被耦合到该天线，且离第一单位单元的边缘有0.1mm的间隙。连接所有顶部贴片与底部单元-GND的通路在直径上是12mil，且位于顶部贴片的中心。GND线在中间层主GND之下延展3.85mm，以降低频率谐振，且长1.574mm且直径12mil的通路用于将底层GND线连接到中间层主GND。

图37示出了作为频率函数的上述天线的回波损耗的FHSS仿真结果。还针对2.22GHz、2.8GHz、3.77GHz和6.27GHz的信号频率，示出了该设备上的每个天线信号的电场分布。最低的谐振是LH，这是因为频率随着沿着该结构的降低导波而降低。该导波被看作沿着3-单元结构在两个波峰之间的距离。在2.2GHz处，该谐振波被限制在两个连续的单元边界之间，而在更高频率处，该波跨越了两个或更多单元。

具有理想磁导体结构的CRLH MTM天线

上述CRLH MTM结构设计基于使用理想电导体(perfect electricconductor，PEC)作为在基板一侧上的接地电极。PEC地可以是覆盖整个基板表面的金属层。如在上述例子中所示，可以截短PEC接地电极以具有小于基板表面的尺度，来增加天线谐振的带宽。在上述例子中，可以设计截短的PEC接地电极来覆盖基板表面的一部分，且不与MTM单元的覆盖区重叠。在这种设计中，可以使用接地电极条带线来连接单元通路和截短的PEC接地电极。使用在该MTM天线结构之下的GND平面减少来实现减少的RH电容C_R和增加的LH相对方，C_L。因此，可以增加谐振的带宽。PEC接地电极提供在MTM结构中的金属地平面。可以由理想磁导体(PMC)结构的理想磁导体平面或表面来替换金属地平面。PMC结构是人造结构，且在自然界中不存在。PMC结构可以在相当宽的频率范围上展现出PMC属性。Sievenpiper在“高阻抗电磁表面(High-Impedance Electromagnetic Surfaces)”，博士论文，加州大学，洛杉矶(1999)中描述了PMC结构的例子。以下部分描述了基于CRLH MTM结构和PMC结构的组合的、用于天线和其他应用的MTM结构。可以设计MTM天线以包括PMC平面而不是在MTM结构之下的PEC平面。基于HFSS模型的初始研究确认了，对于在1-D和2-D两种配置的天线，这种设计都可以提供比具有金属GND平面的MTM天线更宽的BW。因此，MTM天线可以例如包括：具有在第一侧上的第一表面和在与第一侧相对的第二侧上的第二表面的介电基板、在第一表面上形成的至少一个单元导电贴片、在基板的第二表面上形成以支撑与第二表面接触的PMC表面的PMC结构、以及在基板中形成以将导电贴片连接到PMC表面来形成CRLH MTM单元的导电通路连接器。第二表面可以被用于支撑PMC结构，且与基板接合以构造MTM天线。

图38示出了在PMC表面上形成的2-D MTM单元阵列的一个例子。第一基板3801被用于支撑在阵列中的CRLH MTM单位单元3800。两个相邻的单元3800被隔开了单元间间隙3840，且彼此容性耦合。每个单元包括在两个表面之间的第一表面3801中延展的导电单元通路3812。在第二基板上形成的PMC结构与第一基板3801的底部表面接合以提供PMC表面3810作为用于接地电极层的代替品。馈线3822被容性耦合到阵列中的单位单元3800。发射台3820可以在馈线3822的下方形成，且被定位以覆盖在馈线3822和该单位单元之间的间隙，来增强在馈线3822和该单位单元之间的容性耦合。图39A、39B、39C和39D示出了在图38中的设计的细节。容性耦合的金属贴片3920的层可以在顶部单元电极片3910的下方形成，且位于单元间间隙3840的下面以形成MIM电容器。可以在与容性耦合的金属贴片3920相同的层中形成发射台3820。

图40示出了可以用于实现图38中的PMC表面3810的PMC结构的例子。提供第二基板4020以支撑PMC结构。在基板4020的顶部表面上，形成金属单元贴片4001的周期性阵列，以在两个相邻的单元贴片之间具有单元间隙4003。在基板4020的另一侧，底部侧上形成全接地电极层4030。在基板4020中形成单元通路4002来将每个金属单元贴片4001连接到全接地电极层4030。可以配置该结构来形成频带间隙材料，且使得具有金属单元贴片阵列的顶部表面呈现PMC表面3810。图40中的PMC结构可以被堆叠到基板3801，来使得具有金属单元贴片阵列的顶部表面与基板3801的底部表面接触。该组合结构是建立在图40中的PMC结构上的MTM结构。

通过用PMC表面来替换GND电极，全HFSS模型可以基于图3和23中的2-D MTM天线设计。在图38中的MTM天线上进行HFSS仿真。顶部表面是0.25mm厚，且具有10.2的高介电常数。底部基板是3.048mm厚，且具有3.48的介电常数。三个金属化层位于顶部、底部和在两个基板之间。中间层的角色是通过使用金属-绝缘体-金属(MIM)电容器来增加在两个相邻单元之间以及在第一中心单元和馈线之间的容性耦合。CRLH单元的顶部贴片是4mm宽(x-方向)以及4mm长(y-方向)，在两个相邻的单元之间具有0.2mm的间隙。馈线被耦合到该天线，距离第一单位单元的边缘具有0.1mm的间隙。连接所有顶部贴片与底部单元-GND的通路在直径上是0.34mm且位于顶部贴片的中心。该MIM贴片相对顶部贴片旋转45度，且具有2.48mm×2.48mm的尺度。

图41A和41B示出了HFSS仿真的天线回波损耗和天线辐射图案。天线的BW从2.38GHz延展到5.90GHz，这覆盖了宽范围的无线通信应用(例如，WLAN802.11a、b、g、n、WiMax、BlueTooth等)的频带。与使用减少的GND金属平面的先前的MTM设计相比较，在具有PMC表面的MTM结构中实现的BW可以显著地增加。另外，该天线呈现图41B所示的片状辐射图案。在各种应用中可期望该辐射图案。

在上述例子中，用于CRLH MTM结构中的各种组件诸如顶部单元金属贴片和发射台的电极的边界是直的。图42图示了具有这种直边界的单位单元的顶部单元金属贴片和其发射台的一个例子。但是，这种边界可以被弯曲或折弯以具有凹边界或凸边界，来控制CRLH MTM结构的电场空间分布和阻抗匹配情况。图43-48提供了顶部金属贴片和对应的发射台的接合部边界的非直边界的例子。图44、45、47和48进一步示出了如下例子：其中，不与另一电极的边界形成接合部的顶部单元金属贴片的独立式边界也可以具有弯曲或折弯的边界，以控制CRLH MTM结构的电场的分布或阻抗匹配情况。

在1D和2D配置中的各种CRLH MTM设备中，可以设计单层和多层来符合RF芯片封装技术。第一方法通过使用低温共烧陶瓷(Low-TemperatureCo-fired Ceramic)(LTCC)设计和加工技术来实现系统级封装(System-on-Package)(SOP)概念。通过使用具有高介电常数或电容率ε的材料来设计多层MTM结构用于LTCC加工。这种材料的一个例子是具有ε＝7.8和损耗因数为0.0004的DuPont 951。更高的ε值导致进一步的尺寸减小。因此，在使用具有ε＝4.4的FR4基板的先前部分中给出的所有设计和例子都可以输送于LTCC，其中将串联和并联电容器以及电感器调整为符合LTCC更高介电常数基板。使用GaAs基板和薄聚酰胺层的单片微波IC(MMIC)还可以用于将印刷MTM设计归于RF芯片。调整在FR4或Roger基板上的原始MTM设计以符合LTCC和NMIC基板/层介电常数和厚度。

缩写

1D	一维
		2D	二维
BB	宽带
		CLCRLRLL	Cseries：在等效超材料电路中的串联电容器Cshunt：在等效超材料电路中的并联电容器Lseries：在等效超材料电路中的串联电感器Lshunt：在等效超材料电路中的并联电感器
CRLH	复合右/左手

GND	接地平面
		EM	电磁
FEM	全电磁
		LH	左手
MB	多频带
		MIMO	多输入多输出
MTM	超材料
		PMC	理想磁导体
RH	右手
		TE	横向电场
TEM	横向电磁场
		TM	横向磁场
TL	传输线

虽然本说明书包含了许多具体细节，但这些都不应该成为对本发明或所要求保护的范围的限制，而是作为对本发明的具体实施例的特殊特征的描述。在本说明书中在各个实施例的文字环境中描述的特定特征还可以在单个实施例中组合地实现。相反，在单个实施例的文字环境中描述的各种特征也可以分离地在多个实施例中实现、或在任何适合的子组合中实现。另外，虽然特征可以如上所述在特定组合中起作用，且甚至初始地如此要求保护，但来自所要求保护的组合的一个或多个特征可以在某些情况下从该组合中去除，且所要求保护的组合可以被指导为子组合或子组合的变体。

仅公开了一些实施例子。但是，应该理解，可以进行变化和改进。

Claims (25)

1.一种天线设备，包括：

介电基板，具有在第一侧上的第一表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第二表面；

单元导电贴片，在所述第一表面上形成；

单元接地导电电极，在所述第二表面上形成、且在由所述单元导电贴片投影到所述第二表面上的覆盖区中；

主接地电极，在所述第二表面上形成，且与所述单元接地导电电极分离；

单元导电通路连接器，在所述基板中形成，用于将所述单元导电贴片连接到所述单元接地导电电极；

导电馈线，在所述第一表面上形成，且具有末端，该末端靠近于所述单元导电贴片且电磁耦合到所述单元导电贴片，以向或从所述单元导电贴片引导天线信号；以及

导电条带线，在所述第二表面上形成，且将单元接地导电电极连接到所述主接地电极，

其中，构造所述单元导电贴片、所述基板、所述单元导电通路连接器和所述单元接地导电电极以及被电磁耦合的导电馈线以形成复合左右手(CRLH)超材料结构。

2.如权利要求1所述的设备，包括：

导电发射台，在所述导电馈线的末端和所述单元导电贴片附近形成，且与所述导电馈线的末端和所述单元导电贴片分开，以增强在阻抗匹配条件下在所述导电馈线和所述单元导电贴片之间的容性耦合，以支持天线信号中的谐振频率。

3.如权利要求1所述的设备，其中：

所述单元接地电极具有大于所述单元导电通路连接器的横截面且小于所述单元导电贴片的面积的面积。

4.如权利要求1所述的设备，其中：

所述单元接地电极具有大于所述单元导电贴片的面积的面积。

5.如权利要求1所述的设备，其中：

所述导电条带线具有小于所述单元导电贴片的尺度的宽度。

6.如权利要求1所述的设备，其中：

在所述第二表面上形成的所述主地导电电极位于由所述单元导电贴片投影到所述第二表面上的覆盖区以外。

7.如权利要求6所述的设备，包括：

第二主接地电极，在所述第一表面上形成且被构造图案以形成共面的波导，以及

其中：

所述共面波导被连接到所述导电馈线以向或从所述单元导电贴片引导所述天线信号。

8.如权利要求7所述的设备，其中：

在所述第一表面上形成的所述第二主接地电极被构造图案以形成第二共面波导；

所述设备包括在所述基板上形成的、且电磁耦合到所述第一表面上的所述第二共面波导和在所述第二表面上的所述主地的第二复合左右手(CRLH)超材料结构，所述第二CRLH超材料结构包括：

第二单元导电贴片，在所述第一表面上形成，且电磁耦合到所述第二共面波导，该第二共面波导向或从所述第二单元导电贴片引导第二天线信号；

第二单元接地导电电极，在所述第二表面上形成，且位于由所述第二单元导电贴片投影到所述第二表面上的覆盖区中；

第二单元导电通路连接器，在基板中形成，用于将所述第二单元导电贴片连接到所述第二单元接地导电电极；以及

第二导电条带线，在所述第二表面上形成，且将所述第二单元接地导电电极连接到主接地电极。

9.如权利要求8所述的设备，其中：

所述单元导电贴片和所述第二单元导电贴片具有不同的尺度以使得由所述单元导电贴片组成的CRLH超材料结构和由所述第二单元导电贴片组成的所述第二CRLH超材料结构具有不同的谐振频率。

10.如权利要求9所述的设备，其中：

由所述单元导电贴片形成的所述CRLH超材料结构形成了接收器天线；以及

由所述第二单元导电贴片形成的第二CRLH超材料结构形成了发射器天线。

11.如权利要求10所述的设备，其中：

在所述第一表面上形成的所述第二主接地电极被构造图案以形成第三共面波导；

所述设备包括在所述基板上形成的、且电磁耦合到在第一表面上的所述第三共面波导和在第二表面上的主接地的第三复合左右手(CRLH)超材料结构，所述第三CRLH超材料结构包括：

第三单元导电贴片，在所述第一表面上形成，且电磁耦合到所述第三共面波导，该第三共面波导向或从所述第三单元导电贴片引导第三天线信号；

第三单元接地导电电极，在所述第二表面上形成，且在由所述第三单元导电贴片投影到所述第二表面上的覆盖区中；

第三单元导电通路连接器，在所述基板中形成，用于将所述第三单元导电贴片连接到所述第三单元接地导电电极；以及

第三导电条带线，在所述第二表面上形成，且将所述第三单元接地导电电极连接到主接地电极。

12.如权利要求11所述的设备，其中：

由所述第三单元导电贴片形成的所述第三CRLH超材料结构形成第二接收器天线。

13.如权利要求7所述的设备，包括：

寄生单元，其电磁耦合到在所述第二表面上的主接地电极和在所述第一表面上的第二主接地电极，且其包括：

寄生单元导电贴片，在所述第一表面上形成；

寄生单元接地导电电极，在所述第二表面上形成，且在由所述寄生单元导电贴片投影到所述第二表面上的覆盖区中；

寄生单元导电通路连接器，在所述基板中形成，用于将所述寄生单元导电贴片连接到所述寄生单元接地导电电极；

第一寄生导电线，在所述第一表面上形成，包括第一端和第二端，该第一端被连接以电磁耦合到所述寄生单元导电贴片，该第二端被连接到所述第二主接地电极；以及

第二寄生导电线，在所述第二表面上形成，且将所述寄生单元接地导电电极连接到所述主接地电极。

14.如权利要求13所述的设备，包括：

第二寄生单元，其与所述寄生单元分离，且电磁耦合到在所述第二表面上的主接地电极和在所述第一表面上的第二主接地电极。

15.一种天线设备，包括：

介电基板，具有在第一侧上的第一表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第二表面；

多个单元导电贴片，在所述第一表面上形成，彼此分离且相邻，以允许在两个相邻单元导电贴片之间的容性耦合；

主接地电极，在由所述单元导电贴片共同投影到所述第二表面上的覆盖区外部的所述第二表面上形成；

多个单元接地电极，在所述第二表面上形成以空间上对应于所述单元导电贴片，一个单元接地电极分别对应于一个单元导电贴片，其中每个单元接地电极位于由相应单元导电贴片投影到所述第二表面上的覆盖区内，且其中所述单元接地电极与所述主接地电极空间上分离；

多个单元导电通路连接器，在所述基板中形成，用于将所述单元导电贴片分别连接到所述单元接地电极，以形成构成复合左右手(CRLH)超材料结构的多个单位单元；以及

至少一个导电条带线，在所述第二表面上形成，以将所述多个单元接地导电电极连接到所述主接地电极。

16.如权利要求15所述的设备，其中：

在所述第二表面上形成的所述主接地电极包括在由所述单元导电贴片共同投影到所述第二表面上的覆盖区外部的电极部分，

其中，所述电极部分被构造图案，以包括比由所述单元导电贴片共同投影到所述第二表面上的所述覆盖区大、且被定位来与由所述单元导电贴片共同投影的覆盖区重叠的孔洞。

17.如权利要求15所述的设备，其中：

每个单位单元具有不大于与CRLH超材料结构谐振的信号的波长的十分之一的尺度。

18.如权利要求17所述的设备，其中：

每个单位单元具有不大于与CRLH超材料结构谐振的信号的波长的四十分之一的尺度。

19.如权利要求15所述的设备，其中：

在所述第一表面上的所述多个单元导电贴片被排列以形成线性阵列，其中第一单元导电贴片在该线性阵列的第一端上，第二单元导电贴片在该线性阵列的第二端上，

所述设备包括：

馈线，在所述第一表面上形成，且电磁耦合到所述第一单元导电贴片以向或从所述第一单元导电贴片引导天线信号；以及

端接电容器，包括容性耦合到所述第二单元导电贴片的导电电极。

20.如权利要求19所述的设备，其中：

所述端接电容器的导电电极位于第二单元导电贴片和第一表面之间。

21.一种天线设备，包括：

第一介电基板，具有在第一侧上的第一顶部表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第一底部表面；

第二介电基板，具有在第一侧上的第二顶部表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第二底部表面，所述第一和第二介电基板彼此堆叠以使第二顶部表面与第一底部表面接合；

多个单元导电贴片，在所述第一顶部表面上形成，彼此分离且相邻，以允许在两个相邻单元导电贴片之间的容性耦合；

第一主接地电极，在所述第一表面上形成，且与所述单元导电贴片空间上分离，所述第一主接地电极被构造图案以形成共面波导，该共面波导被电磁耦合到所述单元导电贴片中所选择的单元导电贴片，以向或从该所选择的单元导电贴片引导天线信号；

第二主接地电极，在所述第一基板和第二基板之间形成，且在第二顶部表面和第一底部表面上；

多个单元接地电极，在所述第二底部表面上形成以空间上对应于所述单元导电贴片，一个单元接地电极分别对应于一个单元导电贴片，其中每个单元接地电极位于由相应单元导电贴片投影到所述第二底部表面上的覆盖区内，

多个底部接地电极，在所述第二主接地电极之下的第二底部表面上形成；

多个接地导电通路连接器，在所述第二基板中形成，用于将所述底部接地电极分别连接到所述第二主电极；以及

多个底部表面导电条带线，在所述第二底部表面上形成，用于将所述多个单元接地电极分别连接到所述底部接地电极。

22.如权利要求21所述的设备，其中：

在所述第一顶部表面上的多个单元导电贴片被排列以形成线性阵列，该线性阵列平行于面向所述多个单元导电贴片的第一主接地电极的边缘。

23.如权利要求21所述的设备，包括：

导电发射台，相邻于所述所选择的单元导电贴片且与所述所选择的单元隔开一间隙地形成，其中，导电贴片和间隙的尺度被配置来提供匹配网络以激励在天线信号内的目标谐振频率处的谐振；以及

导电馈线，被连接在共面波导和导电发射台之间。

24.如权利要求21所述的设备，包括：

导电贴片，在两个相邻单元导电贴片之间的间隙附近形成，以形成金属-绝缘体-金属(MIM)结构来增强在所述两个相邻单元导电贴片之间的容性耦合。

25.一种天线设备，包括：

介电基板，具有在第一侧上的第一表面和在与所述第一侧相对的第二侧上的第二表面；

单元导电贴片，在所述第一表面上形成；

理想磁导体(PMC)结构，包括理想磁导体(PMC)表面且与所述基板的第二表面接合以将PMC表面按压到第二表面；

单元导电通路连接器，在所述基板中形成，用于将所述单元导电贴片连接到所述PMC表面；以及

导电馈线，在所述第一表面上形成，且具有末端，该末端靠近于所述单元导电贴片且电磁耦合到所述单元导电贴片，以向或从所述单元导电贴片引导天线信号，

其中，所述单元导电贴片、基板、单元导电通路连接器、电磁耦合的导电馈线以及PMC表面被构造以形成复合左右手(CRLH)超材料结构。

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