CN103441339A

CN103441339A - 异向材料天线设备

Info

Publication number: CN103441339A
Application number: CN2013103672947A
Authority: CN
Inventors: 马哈.阿乔尔; 阿杰伊.格默勒; 马林.斯托伊特切夫; 弗兰兹.伯克纳
Original assignee: Tyco Electronics Service GmbH
Current assignee: Tyco Electronics Service GmbH
Priority date: 2006-04-27
Filing date: 2007-04-27
Publication date: 2013-12-11
Anticipated expiration: 2027-04-27
Also published as: US20100283705A1; JP2009535942A; JP5344772B2; EP2022134A2; JP2011234397A; US8810455B2; EP2022134A4; JP2014003670A; CN103441339B; TW200807810A; WO2007127955A3; KR101119228B1; US20100283692A1; CN101501927A; KR20090014279A; US7764232B2; US20080258981A1; CN101501927B; JP5669281B2; EP2022134B1

Abstract

提供了一种异向材料天线设备，包括：位于基片的第一表面上的地电极；位于基片的第二表面上的第一导电膜片；电磁耦合到导电膜片的馈电结构；连接到导电膜片的第一电感元件；和位于基片的第一表面上的第二电感元件，所述第二电感元件将第一电感元件连接到地电极。其中所述导电膜片、第一电感元件、第二电感元件和地电极的至少一部分被构造为形成复合左右手CRLH结构；并且其中所述地电极整个位于导电膜片从第二表面投影到第一表面上的覆盖区的投影的外部。

Description

异向材料天线设备

本申请是申请日为2007年4月27日、申请号为200780024716.3（国际申请号为PCT/US2007/067696）、发明名称为“基于异向材料结构的天线、设备和系统”的发明专利申请的分案申请。

优先权的权利要求和相关的申请

本申请要求下列美国临时专利申请的权益：

1、序列号为60/795,845，题为“Compact Multiple Input Multiple Output(MIMO)Antenna Systems Using Metamaterials”，并于2006年4月27日提交的；

2、序列号为60/840,181，题为“Broadband and Compact MultibandMetamaterial Structures and Antennas”，并于2006年8月25日提交的；以及

3、序列号为60/826,670，题为“Advanced Metamaterial AntennaSub-Systems”，并于2006年9月22日提交的。

通过引用的方式将上面的申请的公开并入，作为本申请的说明书的部分。

技术领域

本申请涉及异向材料（metamaterial，MTM）结构及其应用。

背景技术

电磁波在大多数材料中的传播对于（E,H,β）矢量场遵守右手法则，其中E为电场，H为磁场，而β为波矢（wave vector）。相速度的方向与信号能量传播（群速度（group velocity））的方向相同，并且折射率为正数。这样的材料为“右手的”（right handed，RH）。大多数自然材料是RH材料。人工材料也能够是RH材料。

异向材料是一种人工结构。当以结构化平均单位单元尺寸p来设计时，该尺寸p远小于由异向材料引导的电磁能量的波长，对于所引导的电磁能量，异向材料能够表现得像均匀介质一样。与RH材料不同，异向材料能够呈现负的折射率，其中相速度的方向与信号能量传播的方向相反，在所述信号能量的传播中（E,H,β）矢量场的相对方向服从左手法则。仅支持负折射率的异向材料为“左手的”（left handed，LH）异向材料。

许多异向材料为LH异向材料和RH材料的混合，从而为复合的左右手的（Composite Left and Right Handed，CRLH）异向材料。CRLH异向材料能够在低频处表现得像LH异向材料一样，而在高频处表现得像RH材料一样。在Caloz和Itoh的“Electromagnetic Metamaterials:Transmission LineTheory and Microwave Applications”（John Wiley&Sons，2006）中，描述了各种各样的CRLH异向材料的设计和特性。Tatsuo Itoh在“Invited paper:Prospects for Metamaterials，”（Electronics Letters,vol.40,No.16，2004年8月）中描述了CRLH异向材料和它们在天线中的应用。

能够构造并制造CRLH异向材料以呈现为了特定应用而定制的电磁特性，并且能够将所述CRLH异向材料用于其中使用其他材料可能为困难的、不切实际的或不能实行的应用中。此外，可以使用CRLH异向材料来发展新的应用并构建用RH材料不可能构建的新设备。

发明内容

其中，本申请描述将一个或多个复合左右手（CRLH）异向材料结构用于处理并操纵电磁波信号中的技术、装置和系统。能够基于CRLH异向材料结构来形成天线、天线阵和其他RF（Radio Frequency，射频）设备。例如，能够将所描述的CRLH异向材料结构用于无线通信RF前端和天线子系统中。

在一种实施方式中，所描述的设备包括异向材料天线设备。该异向材料天线设备包括：位于基片的第一表面上的地电极；位于基片的第二表面上的第一导电膜片；电磁耦合到导电膜片的馈电结构；连接到导电膜片的第一电感元件；和位于基片的第一表面上的第二电感元件，所述第二电感元件将第一电感元件连接到地电极。其中所述导电膜片、第一电感元件、第二电感元件和地电极的至少一部分被构造为形成复合左右手CRLH结构；并且其中所述地电极整个位于导电膜片从第二表面投影到第一表面上的覆盖区的投影的外部。

在一种实施方式中，所描述的设备包括彼此间隔并被构造为形成复合左右手（CRLH）异向材料结构的天线元件。每一天线元件的尺寸为与CRLH异向材料结构谐振的信号的波长的十分之一，并且两个相邻的天线元件相互间隔该波长的四分之一或更小。

在另一种实施方式中，设备包括天线，在基片上形成，并且包括被构造为形成复合左右手（CRLH）异向材料结构的单位单元；和RF电路元件，在第二CRLH异向材料结构中的基片上形成，并被耦合到天线。

在再一种实施方式中，设备包括在基片上形成并包含天线元件的天线阵。每一天线元件被构造为包括形成复合左右手（CRLH）异向材料结构的单位单元。在基片上形成信号滤波器，并且将每一信号滤波器耦合到天线阵的各自的天线元件的信号通路。所述设备还包括在基片上形成的信号放大器，其中将每一信号放大器耦合到天线阵的各自的天线元件的信号通路。在基片上形成模拟信号处理电路，并将其经由信号滤波器和信号放大器耦合到天线阵。模拟信号处理电路可操作用于处理被导向天线阵的信号或从所述天线阵接收的信号。

在再一种实施方式中，设备包括：电介质基片，在第一侧上具有第一表面，并在与第一侧相对的第二侧上具有第二表面；导电膜片，在第一表面上形成并且彼此分离；接地导电层，在第二表面上形成；导电通路连接器，在基片中形成以将导电膜片连接到接地导电层，以分别形成单位单元，而所述每一单位单元包含具有在第一表面上的、各自的导电膜片的容积（volume），和将各自的导电通路连接到接地导电层的各自的通路连接器；和导电馈线，具有位于导电膜片之中的一个导电膜片附近并被电耦合到该个导电膜片的远端。所述设备被构造为从单位单元形成复合左右手（CRLH）异向材料结构，并且每一单位单元的尺寸不大于与CRLH异向材料结构谐振的信号的波长的六分之一。

在再一种实施方式中，设备包括：电介质基片，在第一侧上具有第一表面，并在与第一侧相对的第二侧上具有第二表面；导电膜片，在第一表面上形成并彼此分离；接地导电层，在第二表面上形成；和导电通路连接器，在基片中形成以将导电膜片分别连接到接地导电层，以便形成多个单位单元。每一单位单元包括具有在第一表面上的、各自的导电膜片的容积和将各自的导电通路连接到接地导电层的、各自的通路连接器。所述设备被构造为从单位单元形成复合左右手（CRLH）异向材料结构，并且接地导电层被制成（patterned）具有在各自的导电膜片下方的维度，以比各自的导电膜片的尺寸更小。

在再一种实施方式中，设备包括：电介质基片，在第一侧上具有第一表面，并在与第一侧相对的第二侧上具有第二表面；导电膜片，在第一表面上形成并彼此分离以形成二维阵列；导电馈线，在第一表面上形成并被电连接到所述导电膜片中的一个；接地导电层，在第二表面上形成；和导电通路连接器，在基片中形成以将导电膜片分别连接到接地导电层，以便在呈现空间各向异性的二维阵列中形成单位单元。每一单位单元包括具有在第一表面上的、各自的导电膜片的容积和将各自的导电通路连接到接地导电层的、各自的通路连接器。所述设备被构造为从单位单元形成复合左右手（CRLH）异向材料结构，并且将导电馈线耦合到单位单元，所述单位单元偏离二维阵列的对称位置以在两个不同的频率处激发两种模式。

在再一种实施方式中，设备包括：电介质基片，在第一侧上具有第一表面，并在与第一侧相对的第二侧上具有第二表面；导电膜片，在第一表面上形成并彼此分离以形成二维阵列；第一导电馈线，在第一表面上形成并被电耦合到所述导电膜片中的一个，所述导电膜片中的一个为沿着沿第一方向的二维阵列的中心对称线的；第二导电馈线，在第一表面上形成并被电耦合到所述导电膜片中的一个，所述导电膜片中的一个为沿着沿第二方向的二维阵列的中心对称线的；接地导电层，在第二表面上形成；和导电通路连接器，在基片中形成以将导电膜片分别连接到接地导电层，以便在二维阵列中形成单位单元。每一单位单元包括具有在第一表面上的、各自的导电膜片的容积和将各自的导电通路连接到接地导电层的、各自的通路连接器。所述设备被构造为从单位单元形成复合左右手（CRLH）异向材料结构，并且由单位单元形成的CRLH异向材料结构为空间各向异性的，以便在两个不同的频率处支持两种模式，所述两种模式分别在第一馈线和第二馈线中。

在再一种实施方式中，设备包括：异向材料天线，包含电介质基片；公共的导电层，在电介质基片的一侧上形成；导电衬垫的阵列，在电介质基片的另一侧上彼此间隔，并与所述电介质基片接触；和导电通路连接器，将导电衬垫分别连接到公共导电层。金属材料的天线被构造为呈现在第一频率处的、沿着异向材料天线的第一方向的第一谐振和在不同的第二频率处的、沿着异向材料天线的第二方向的第二谐振。所述设备还包括第一导电馈线，被耦合到异向材料以引导在第一频率处的信号；第二导电馈线，被耦合到异向材料天线以引导在第二频率处的信号；和频分双工（FDD）电路，包含被连接到第一导电馈线以接收在第一频率处的信号的接收机端口，并包含被连接到第二导电馈线以产生在第二频率处的发送信号的发送端口，所述在第二频率处的发送信号被导向用于发送的异向材料天线。没有被耦合于异向材料天线和FDD电路之间的分频双工器。

在再一种实施方式中，描述了一种方法，包括：提供复合左右手（CRLH）异向材料结构，包含单位单元，由基片的一侧形成的、分离的导电膜片在电介质基片上形成；接地导电层，在基片的另一侧上形成；和多个导电通路连接器，在基片中形成以将导电膜片分别连接到接地导电层。本方法包括将导电馈线耦合到CRLH异向材料结构以激发TE模式，所述TE模式为右手TEM模式和左手TEM模式的混合，以在每一TE模式中获得比TEM模式中的每一种模式中的带宽更宽的带宽。

在再一种实施方式中，设备包括：天线阵；RF电路元件，被电耦合到天线阵；和模拟RF电路，被耦合到RF电路元件。RF电路元件包括复合左右手（CRLH）异向材料结构。

在再一种实施方式中，设备包括：RF收发模块，用以发送并接收RF信号。RF收发模块包括天线阵，其包含彼此间隔并被构造以形成复合左右手（CRLH）异向材料结构的天线元件。每一天线元件的尺寸为大于与CRLH异向材料结构谐振的信号的波长的十分之一。两个相邻的天线元件相互间隔等于或大于波长的六分之一的间距。RF收发模块能够为无线接入点或基站。

所描述的CRLH异向材料结构能够用于获得一个或更多优点，包括在不同的信号信道之间的减少的干扰、改进的波束形成与调零、用于减少的天线和天线阵的形状因子、设计RF电路元件与设备的灵活性和减少的制造成本。

在附图、说明书和权利要求中更加详细地描述这些及其他的实施方式。

附图说明

图1示出CRLH异向材料的色散曲线。

图2示出有四个MTM单位单元的一维阵列的CRLH MTM设备的示例。

图2A、图2B和图2C说明在图2内的每一MTM单位单元中的部分的电磁特性和功能以及各自的等效电路。

图3说明基于MTM单位单元的二维阵列的CRLH MTM设备的另一个示例。

图4示出包括一维或二维阵列中形成的并且以CRLH MTM结构的天线元件的天线阵的示例。

图5说明基于图4中的天线阵的MIMO天线子系统。

图6A和图6B示出对于CRLH MTM天线子系统的无线应用的两个示例。

图7示出实现图6A和图6B的无线通信系统的示例。

图8A、图8B、图9A、图9B和图9C说明在无线发送和接收无线通信中的各种各样的条件。

图10说明在无线网络中的控制算法的一个示例。

图11示出有四个单位单元的CRLH MTM传输线的示例。

图11A、图11B、图11C、图12A、图12B和图12C示出在传输线模式和天线模式之一中、在不同条件下图11中的设备的等效电路。

图13A和图13B示出沿着图11内的设备中的beta曲线的谐振位置的示例。

图14A和图14B示出具有被截切的接地导电层设计的CRLH MTM设备的示例。

图15A和图15B示出具有被截切的接地导电层的设计的CRLH MTM设备的另一个示例。

图16A至图19D示出CRLH MTM天线的示例。

图20A－20E示出基于二维单位单元的空间各向异性设计的双端口、双频CRLH MTM天线系统的示例。

图20F示出图20A中的天线的性能。

图20G示出基于图20A中的天线的FDD设备。

图21A－21E示出单端口、双频CRLH MTM天线的示例。

图22、图23、图24、图25、图26和图27示出基于CRLH MTM天线或RF电路元件的装置和子系统的示例。

具体实施方式

对于三重矢量（E,H,β)，纯粹的LH材料服从左手法则，并且相速度方向与信号能量传播相反。介电常数和磁导率两者都为负的。CRLH异向材料依赖于操作的方式（regime）和频率呈现左手和右手电磁传播模式两种模式。在某些境况之下，当波矢为零时它能够呈现非零的群速度。当左手和右手模式两种模式平衡时出现所述情况。在不平衡的模式中，存在禁止ω以不同于零的群速度穿越（cross）的带隙（bandgap）。也就是，β(ω_o)=0为在左右手模式之间的转变点（transition point），而在所述转变点中被引导的波长为无限的，λ_g=2π/|β|→∞，同时群速度为正的：

v_{g} = {\frac{dω}{dβ} |}_{β = 0} > 0

该状态相应于在LH左手区域内的传输线（TL）实现方式中的零阶模式m=0。CRLH结构支持具有服从负的β抛物线区域的色散关系的低频精细频谱（fine spectrum），其允许建立物理上小型设备，该物理上小型设备具有电学上的、在操作并控制近场辐射图案方面强大的独特能力。当该TL被用作零阶谐振腔（Zeroth Order Resonator，ZOR）时，它允许横过整个谐振腔的固定幅度（constant amplitude）和相位谐振。能够使用ZOR模式以建立基于MTM的功率合成器/分离器（power combiner/splitter）、定向耦合器（directionalcoupler）、匹配网络（matching networks）和漏波天线（leaky wave antenna）。

在RH TL谐振腔中，谐振频率相应于电学长度θ_m=β_ml=mπ，其中l为TL的长度，并且m=1，2，3，……。TL长度应该长到达到谐振频率的低的并且更宽的频谱。纯粹的LH异向材料的工作频率为低频。CRLH异向材料结构非常不同于RH和LH异向材料，并能够被用于达到RH和LH材料的RF频谱范围的高频谱区域和低频谱区域两者。

图1示出平衡CRLH异向材料的色散曲线。CRLH结构能够支持低频的精细频谱，并产生包括有转变点m=0的更高频率，该转变点相应于无限长波长。这允许具有定向耦合器、匹配网络、放大器、滤波器和功率合成器与分离器的CRLH天线元件的无缝集成。在某些实现方式中，可以用诸如定向耦合器、匹配网络、放大器、滤波器和功率合成器与分离器这样的CRLHMTM结构来做RF或微波电路和设备。能够使用基于CRLH的异向材料以建立电子控制的漏波天线作为漏波在其中传播的单个的大型天线元件。所述单个的大型天线元件包括间隔开以便生成能够被操控的窄束的多个单元。

图2示出有四个MTM单位单元的一维阵列的CRLH MTM设备200的示例。电介质基片201用以支撑MTM单位单元。四个导电膜片211在基片201的上表面上形成，并且彼此间隔而没有直接的接触。两个相邻膜片211之间的间隙220被设置为允许它们之间的电容耦合。相邻的膜片211可以以各种各样的几何形状相接。例如，每一膜片211的边缘可以具有相互交叉的形状，来与另一个膜片211的相应相互交叉的边缘交织，以便获得增强的膜片到膜片的耦合。在基片201的底面上，形成接地导电层202并且其对不同的单位单元提供公共的电接触。可以在接地导电层202上绘制图案以获得设备200的期望特性或性能。在基片201中形成导电通路连接器（conductive viaconnector）212，以将导电膜片211分别连接到接地导电层202。在该设计中，每一MTM单位单元包括这样的体积（volume），其具有在上表面上的各个导电膜片211、和将各个导电膜片211连接到接地导电层202的各个通路连接器212。在本示例中，导电馈线230在上表面上形成并且具有一个远端（distal end），该远端位于单位单元的一维阵列的一端处的单位单元的导电膜片211附近，但与该导电膜片211分离。

可以在单位单元附近形成导电发射衬垫（conductive launching pad），馈线230连接到发射衬垫并且电耦合到单位单元。所述设备200被构造为从单位单元形成复合的左右手（CRLH）异向材料结构。所述设备200能够是经由膜片211发送或接收信号的CRLH MTM天线。还能够通过耦合在MTM单元的一维阵列的另一末端上的第二馈线，来从所述结构构建CRLH MTM传输线。

图2A、图2B和图2C说明在图2内的每一MTM单位单元中的部分电磁特性和功能以及各自的等效电路。图2A示出在每一膜片211和接地导电层202之间的电容耦合和由于沿着顶部膜片211的传播而造成的感应。图2B示出在两个相邻膜片211之间的电容耦合。图2C示出通过通路连接器212的电感耦合。

图3说明基于MTM单位单元310的二维阵列的CRLH MTM设备300的另一个示例。可以将每一单位单元310构建为图2中的单位单元。在本示例中，单位单元310具有不同的单位结构，并且包括另一个导电层350在金属-绝缘体-金属（MIM）结构中的顶部的膜片211下面，以便增强两个相邻单位单元310之间的左手电容CL的电容耦合。能够通过使用两个基片和三个金属层来实现所述单元的设计。如所示的那样，导电层350具有对称地围绕通路连接器212并与所述通路连接器212分离的导电盖。在基片201的上表面上形成两条馈线331和332，以便沿着阵列的两个正交方向分别耦合到CRLH阵列。馈电器发射衬垫341和342在基片201的上表面上形成，并且与它们各自的、单元的膜片211间隔，馈线331和332分别耦合到所述单元的膜片。对于各种各样的应用，能够将所述二维阵列用作为CRLH MTM天线，包括双频天线。

图4示出天线阵400的示例，其包括在支撑基片（support substrate）401上的一维和/或二维阵列中形成的天线元件410。每一天线元件410均为CRLH MTM元件，并且包括分别在特殊单元结构（例如，在图2或图3中的单元）中的一个或更多CRLH MTM单位单元412。对于天线阵400，每一个天线元件410中的CRLH MTM单位单元412可以直接在基片401上形成，或者在接合到基片401的、分离的电介质基片411上形成。可以以各种各样的配置将两个或更多CRLH MTM单位单元412布置在每一个天线元件中，包括一维阵列或二维阵列。还在图4中示出针对每一单元的等效电路。能够制造CRLH MTM天线元件以支持在天线阵400中的期望功能或特性，例如，宽带、多带或超宽带操作。

通过使用由多个发送器/接收器使能的多个不相关的通信通路，在相同的时间和位置处、在相同的频带上发送和/或接收多个流的技术。该方法已知为多入多出（Multiple Input Multiple Output，MIMO），其为智能天线（SmartAntenna，SA）的特殊情况。

图5说明基于具有图4中的CRLH MTM天线元件410的天线阵400的MIMO天线子系统500。能够将每一天线元件410连接到滤波器510和放大器520以形成信号链。滤波器510和放大器520还可以为CRLH MTM设备。模拟信号处理设备530被提供为在天线元件410和MIMO数字信号处理单元之间的接口。可以将所述MIMO天线子系统500用于各种各样的应用中，包括诸如WiFi路由器这样的无线接入点（AP）、在无线网络中的BS和用于计算机和其他设备的无线通信USB连接器（USB dongle）或卡（例如，高速PCI卡或PCMCIA（Personal Computer Memory Card InternationalAssociation，个人计算机内存卡国际联合会）卡）。

图6A示出基于CRLH MTM天线610的无线订户站601。订户站601能够为被预订到无线通信网络并与所述无线通信网络通信的PDA、移动电话、膝上型计算机、桌面计算机或其他无线通信设备。能够使用CRLH MTM结构来将CRLH MTM天线610设计为紧凑型的。例如，每一MTM单位单元能够具有小于与CRLH异向材料结构谐振的信号的波长的六分之一或十分之一的尺寸，并且两个相邻的MTM单位单元相互间隔该波长的四分之一或更小。在一种实施方式中，CRLH MTM天线610可以为MIMO天线。在本申请中的CRLH MTM设计和技术的实现可以组合MIMO和CRLH MTM技术，以将多个信道，例如两个或四个信道，提供到小型设备601中。

图6B示出在无线通信系统内的BS或AP602中使用的CRLH MTM天线620。不同于图6A中的示例，可以将相对大的CRLH MTM天线阵用作为天线620。例如，可以将图5中的天线子系统用于BS或AP602中。再例如，可以将具有多个CRLH MTM单位单元的CRLH MTM漏波天线用作为天线620。

图7示出实现图6A和图6B中的设计的无线通信系统。图7中的无线通信系统使用空气中的电磁波以提供各种各样的通信服务。对于更高的通信速度以支持新兴的宽带应用的需要正在通过优化频谱利用率以及位/秒/赫兹的数目，将无线通信技术推动到“最新的前沿”，以便克服在优化功率效率时的RF频谱缺乏和高成本。在无线通信系统的数字信号处理子系统中，通过达到由所需的误码率（BER）和信噪比（SNR）参数规定的“Shannon容量”限制来完成优化。对于不同的应用和目标部署方案，已经确认了改进信道容量的最佳压缩、编码和调制技术。这些先进的数字技术推动所能够达到的dB增益的最后一片，这使得工程师除了征服最新的无线通信前沿“空气接口”、例如模拟空间之外别无选择。从而，有了这样的想法：通过使用由多个发送器/接收器使能的多个不相关的通信通路，在相同的时间和位置处、在相同的频带上发送和/或接收多个数据流。该技术已知为MIMO，其为SA的特殊情况。智能天线指的是能够使波束在最佳的视距（Line of Sight，LOS）方向上成形并操控所述波束的空气接口子系统。在接收侧上，这些天线能够通过执行简单并且先进的测向（direction finding）技术，将沿着Tx-Rx通信通路的Rx天线增益最大化。此外，这些技术还能够应用调零权重（nullingweight）以最小化或者甚至消除不想要的干扰信号，从而改进Tx-Rx SNR。

用每个元件的“权重”指代由各种各样的馈网络驱动的天线元件的阵列构成的SA，这些馈网络动态地调整Tx信号相位、振幅或两者。依赖于孔的几何形状和对称性，这些定相阵列天线能够为窄束的、宽带的或甚至为频率无关的。在九十年代，已经将SA概念延伸到包括其它数字信号处理技术，这些数字信号处理技术影响多径干扰（Multipath interference），而非消除它。所述将初始SA进行延伸的、不同类型的算法集中于沿着传统的LOS SA的非视距（NLOS）链接。定义了两种类型的算法，以便在链接的两侧使用Tx和Rx天线阵列、元件、RF链和平行编码的数字信号处理算法，来推动更多的位/秒/赫兹。

无线系统可以被设计为使用具有多个天线的收发器以供输入和输出，并且可以被称为MIMO系统。MIMO天线为SA设备，并且天线在MIMO系统中的发送器和接收器二者的使用开发了NLOS多径传播，以提供许多好处，包括在容量和频谱效率上的提高、减小由于分集造成的衰落和提高对干扰的抵抗力。

端到端系统模型应该包括其中将信号发送到空气中的方式，例如，诸如极化、图案或空间分集这样的天线/天线系统的特性。因为设计涵盖三种不同的无线通信技术范围：数字RF、RF天线和天线-空气接口，所以这对系统工程师提出了巨大的挑战。贯穿每一步骤，应该最小化信道之间的耦合以保证最佳的MIMO性能。当信号被沿着NLOS通信通路反射时，只通过三个可利用的完全正交的极化（然而，因为实际的限制，所以只典型地使用两个——垂直的/水平的或左手圆极化和右手圆极化）和它们的变形，仅依靠极化分集来有效地实现MIMO可能是困难的。有对使用空间分集的需要，其中全方向的MIMO天线间隔得很远，以便使它们的信号沿着不同的多径方向传播，而这暗示大型天线阵。另一方面，图案分集依赖于MIMO阵列中天线元件的近似正交（不相关的）辐射图案，并且从而更加合适于紧凑型MIMO阵列应用，它们被提供给各个天线元件的小型化。

为了简化MIMO系统模型，某些通信系统工程师遵循如channel=RF+antenna+air propagation（信道＝RF＋天线＋空气传播）那样的、通信信道“H”的传统定义，以提供简单的关系r(t)=H(t)□s(t)，其中r为所接收的数字信号，s为所发送的数字信号，H为在之间的信道，并且□运算依赖于Tx和Rx系统体系结构。例如，NT×NR的系统具有像NRx1矢量那样的r(t)，像NTx1向量那样的s(t)，像NRxNT那样的H，和像矩阵乘法运算那样的□。

第一MIMO算法沿着每一天线元件/信道发送NT个不同的数据流，这允许NR个接收天线/信道中的每一个接收所有NT个信号。依赖于接收算法，NR能够为低于、等于或高于NT，以便将所接收的信号去相关来恢复NT个传输数据流。这通过将信道参数应用到NR个接收信号和被初始处理的NT个Tx数据来完成。对于成功地恢复NT个Tx数据流的关键需求为贯穿NT个通信通路，将信号保持为“不相关的”。这被称作为“信道分集（ChannelDiversity，ChDiv）”。

空间复用（SM）为不同的数据流在NT个Tx信道之上通过其进行传输的方法，并且当所有NT个信道不相关并且在每一信道之上所获得的增益为最大的时，所述SM达到它的峰值频谱效率。当在MIMO天线元件之间的耦合最小并且通信环境在由邻近结构的反射和衍射导致的多径中是富裕的、典型地与NLOS情况关联时，不相关的信道出现。在不存在多径、即LOS的情况下，SM所接收的信号不再是不相关的，以防止接收器将NT个Tx数据流去相关。因此，如果在固定的Tx和Rx节点的情况下，总能够将节点放置在最大化多径信号的位置中，则通信链接充分发挥SM的效益。由于用户通常不是优化多径链接方面的专家，因此有用的是定义一个系统，其能够适用于所有终端用户的专门技术和使用场景。

对于能够在接收器处恢复所发送的信息，以移动性恒定地特征化信道（信道矩阵H）的需要变得非常重要。这由使用前置位/导频位或其他技术的“信道测量（channel sounding）”来完成。需要将H进行更新的速度依赖于移动节点的速度。因为过多的“信道测量”消耗了一些指定的通信时间，所以频繁的信道更新最终将有力地减小位/秒/赫兹的“有效的”数目。

为了缓解所述问题，使用第二类型的MIMO算法，空时分组编码（Space-Time Block Coding，STBC）。STBC对于精确的信道参数化比较不受影响，即容忍信道误差，从而不需要频繁的信道测量。此外，如先前所讨论的那样，另一个需要是对于通信系统能够在混合的NLOS和LOS环境中工作，即，Rx信号包括直接的Tx-Rx Los通路和多径轨迹的一小部分。在空时分组编码（STBC）中，以不同地编码每一个流来将相同的Tx数据流复制NT次，而非像在SM中那样传输NT个不同的数据流。发送器在发送之前执行空间（参考天线空间分集-SpDiv）和时间（参考位延迟线）编码。

至少有两种不同种类的SA和三种用于增加频谱效率的技术：（1）基于定相的阵列天线或频率无关的多臂天线的波束形成（Beamforming，BF）和波束形成与调零（Beamforming and nulling，BFN）；（2）MIMO和高级信号处理，能够（i）在多个信道上发送不同数据流（SM）：NLOS、精确的信道特征化与高度不相关的信道，（ii）在多个信道上发送相同数据流（STBC）：NLOS、NLOS+LOS、容忍信道特征化中的误差和信道中的小的相关性），和（iii）BF和BFN，其中有信道特征化的LOS依赖于波束图案和精确的信道特征化，以便实现下列之一：1）在不同的波束图案之间的模拟切换，2）适应性地使波束成形，并操控所述波束，3）使用除了模拟波束切换和成形之外的数字BF和BFN来优化性能。

此外，在数字域中还能够通过MIMO系统完成传统的BF和BFN，而不需要模拟移相器、延迟线或其他定向耦合器和匹配网络。所述数字BF和BFN需要巨大数量的信号处理而使得其实现为不切实际的。更加合适的方法为组合的数字/模拟BF和BFN方法。

已批准包括MIMO的两种无线通信商业标准，提供具有较高通信速度的载波，以便支持现有的和未来的宽带应用服务。第一标准IEEE 802.11n集中于局域网（LAN），并且第二标准IEEE 802.16e集中于移动广域网（WAN）并也能够应用于LAN。有要求MIMO技术的其他正在进行的标准，诸如IEEE802.20和未来的4G UMTS（Universal Mobile Telecommunications Service，通用移动通信服务）系统。在大部分这些标准中，推荐上至4×4的MIMO。那意味着在客户端和AP/BS侧两者上使用4个Tx和4个Rx天线。

迄今为止，已批准的商业标准包括SM、STBC和BF算法，这为开发商留下了这样的挑战：首先在小型客户端设备上实现不相关的MIMO通路的概念，所述小型客户端为诸如无线通信USB连接器、PCMCIA/高速PCI卡和手持式计算与多媒体设备，其次适应性地选择依赖于LOS、NLOS、固定的和动态的信道条件的适当方法。

本申请中的设计和技术被应用于处理众多具有挑战性的问题中的一个，以面对固定无线通信和移动实现以宽带终端用户应用为目标的、完整的商业标准，并且所述宽带终端用户应用需要更高的位/秒/赫兹频谱效率。可行的技术基于如下：

为了使多个天线和无线电收发器符合小型形状因子（form factor），可能需要在不损害性能和吞吐量的条件下的低功耗，这为手机集成者、无线通信卡开发商（例如，PCMCIA与高速PCI卡和无线通信USB连接器）和PDA制造商、甚至是轻薄的膝上型计算机设计者带来了巨大的挑战。本申请中的设计和技术的实现方式可以用来提供一个总体MIMO子系统，其对任何便携式设备和固定设备使能多个平行信道，而不论设备的形状因子或功耗需要为何。

许多MIMO系统使用传统的用于MIMO天线的右手（RH）材料，其中电磁波的电场和磁场的特性遵守右手法则。RH天线材料的使用对每一天线的尺寸（典型地，信号的一个波长的一半）和天线阵中两个相邻天线的间距（例如，大于信号的一个波长的一半）设置较低的限制。这样的限制严重地阻碍MIMO系统在诸如手机、PDA和其他有无线通信能力的手持式设备这样的、各种紧凑型无线通信设备中的应用。

本申请中所描述的天线阵的设计、无线系统和相关联的通信技术使用复合的左右手（Composite Left and Right Handed，CLRH）异向材料来构建实现MIMO系统的紧凑型天线阵。这种使用由CLRH异向材料做的天线的MIMO系统可以被设计为保留传统MIMO系统的好处，并提供通过传统MIMO系统为不可用的或难于实现的其它好处。

本申请中的设计和技术可以被实现为包括下列特征中的一个或多个：

1、小型印刷天线元件，在尺寸上大于λ/6，以考虑到小接近度的集成（例如，以波长的四分之一即λ/4的量级或更小的天线间距）和天线元件之间的最小耦合。该紧凑型MIMO天线设计适合于SM和空时分组编码，并支持由更加大的基本BS或接入点提供的BS和调零的特征。通过使用CLRH高级异向材料实现尺寸的减小。

2、印刷MTM定向耦合器和匹配网络的使用，以便进一步减小近场（Near-Field，NF）和远场（Far-field，FF）耦合。

3、多个MTM天线的使用，以便建立单个的MIMO天线，通过或者不通过MIMO算法来实现波束成形、切换和操控。

4、使用印刷的基于MTM的1至N的功率合成器/分离器，以便组合多个MTM天线来形成一个子MIMO阵列天线。

5、使用单个MTM漏波天线来通过或者不通过MIMO算法实现波束成形、切换和操控。

6、还能够建立基于MTM的滤波器和双工机（diplexer）/双工器（duplexer），并且在提出形成RF链时将其与天线和功率合成器、定向耦合器和匹配网络集成。只有被直接连接到RFIC（Radio Frequency IntegratedCircuit，射频集成电路）的外部端口需要遵照50Ω规则。天线、滤波器、双工机、双工器、功率合成器、定向耦合器和匹配网络之间的所有内部端口可以不同于50Ω，以便优化这些RF元件之间的匹配。

7、天线馈网络和RF电路设计，其驱动四个或更多的信道。在减小耦合损失的同时，CRHL MTM设计考虑这些小型天线与它们的馈网络、放大器、滤波器和功率分离器/合成器的简单集成，以优化总体RF电路。用有源天线（Active Antenna，AA）指代总体集成结构。

8、第1项和第2项中的特征考虑具有被集成于二维膜表面内的小型天线元件的“MIMO膜”，该二维膜表面符合如图5中所示那样集成的通信设备。

9、后（Tx侧）和前（Rx侧）数字信号处理，其优化如下的通信链接性能：a）非对称的和对称的链接（BS-客户端、客户端-客户端和模型-空间分集等），b）动态信道，c）依从商业标准的系统。

剩下一个技术挑战为：使四个或更多MIMO信道（天线和RF链）符合紧凑型形状因子，诸如手持式设备、无线USB连接器或卡（例如，PCMCIA或高速PCI）、无线通信USB连接器、薄的膝上型计算机、便携式BS、紧凑型AP和其他可应用产品，同时仍然遵照商业标准，支持SM、STBC和BF与零位，在典型地从几十到几百MHz范围内变动的多个带上工作，并且能够遵照在可应用时的功耗。

本申请中的设计和技术的实现方式可以用于来克服三个技术难题：

1、小型天线元件，其尺寸足够小以允许它们通过最小的耦合以小接近度进行集成。所述高级紧凑型MIMO天线设计适合于SM和空时分组编码，并支持由更大的结构BS（BS）或接入点（AP）提供的BS与调零特征。通过使用CRLH高级异向材料实现尺寸的缩减和集成。

2、驱动四个信道的天线馈网络和RF电路设计。CRHL考虑这些小型天线与它们的馈网络、放大器、滤波器和功率分离器/合成器的简单集成，以在减小耦合损失的同时优化全部的RF子组件。用AA指代总体集成结构。沿着这些线，介绍“MIMO膜”的新概念，其使得二维MIMO天线能够符合设备的几何形状。

3、后（Tx侧）和前（Rx侧）信号处理，其为依从商业标准的、并能够适应紧凑型MIMO天线（例如，手机）、大型MIMO天线系统（不包括BS）链接以及两个紧凑型的天线系统（peer-to-peer，对等网路）之间的链接。

MIMO分集是无线通信想要的。能够在诸如BS这样的大型MIMO系统中使用空间分集（SpDiv）或SpDiv和极化分集（PoDiv）的组合。紧凑型MIMO系统会影响图案分集（PaDiv）。当端到端通信系统将信道考虑为仅空气中传播的部分、即从传统的H矩阵中提取天线和RF电路时，可以获得所述图案分集，并将其指派到通信模块。

因为PaDiv相应于角度分布和辐射波束的极化特性，所以清楚的是，用于修改波束或使所述波束倾斜的装置是必不可少的。然而，利用异向材料，不仅能够操作近场辐射以消除邻近天线元件之间的近场耦合，而且能够使波束成形、切换所述波束并操控所述波束以在富裕的多径环境中实现图案分集。这些异向材料天线能够容易地支持图案和极化分集的组合。

PaDiv能够用于支持OFDM-MIMO（OFDM：orthogonal frequency divisionmultiplexing，正交频分复用）、FH-MIMO（FH：frequency hopping，跳频）和DSS-MIMO（DSS：direct spread spectrum，直接扩频）通信系统及其组合。能够使用PaDiv支持MIMO数字调制。

本申请中的设计和技术的一种实现方式为这样一种无线通信系统，其涵盖多带、和/或宽带、和/或超宽带RF频谱，同时通过使用适合于诸如PDA、手机和无线通信USB连接器或卡（例如，PCMCIA和高速PCI）这样的紧凑型通信设备的新型空气接口、模拟和数字的MIMO处理，来影响OFDM或DSS实现中的多径效应。MIMO包括SA阵列系统，其跨越多个信道将数字信号处理部署到所发送的数字信号。其包括用于在NLOS、LOS和组合NLOS与LOS的环境中工作的固定场景和移动场景的SM、STBC和BM/BFN。

图8A示出两种地理上分离的、具有LOS链接的线性Tx和Rx天线阵。图8B示出两种地理上分离的、具有LOS和NLOS链接的线性Tx和Rx天线阵。

图9A示出对于BF和/或调零的定相阵列天线系统。

图9B示出基于SM算法的MIMO系统。

图9C示出基于STBC算法的MIMO系统。

在前MIMO时期中，SA包括发送相同信号的定相阵列天线，将所述信号移位相位延迟线的振幅和时间，以使波束成形或操控所述波束（图9A）。在接收器侧上，也使用类似的模拟抽头延迟线来扫描，增大发送方向上的接收器增益，并使不想要的信号为零。这些定相阵列技术大多数是在模拟域中的，并通过集中接收器方向上的信号能量来提高SNR，从而提高它对于LOS环境的限制。

通过反射和/或衍射过程跳过（bounce off）障碍（图8B）的发送信号作为具有不同幅度并具有不同延迟时间的信号集合到达接收器，这使得总体SNR降低，导致所谓的“多径干扰”并引入NLOS信号。定相阵列天线和传统的SISO（single input single output，单入单出）系统都不能克服多径干扰，并且不能将这些信号视为噪声对待。

在富裕的多径环境中，发送信号通过创建不相关信道的方法来跳过很多障碍，这些信道能够将相同（图9C）的数据流或不同的数据流（图9B）从发送器运送到接收器。这些虚拟信道由空间分离的辐射源和接收元件（空间分集-SpDiv）、正交极化（极化分集-PoDiv）或不同的辐射图案（图案分集-PaDiv）所致。可以用下列的公式将MIMO信道特征化：

（1）

ap：通路增益/振幅

参考沿着第p条通路的Tx和Rx天线平面的Tx和Rx波束的角度方向。

Tx和Rx波束的方向和极化。

公式（1）确认由每一节点观察的信道。明显的是，将所有项写入固定的坐标系提出了在复杂度方面的巨大挑战。因为这个原因，所以通信工程师假设最简单的信道分集（ChDiv）方法，该途径具有SpDiv，并集中于影响多径干扰以提高信噪比（SNR）的数字算法。

数字的发送和接收信号有区别地观察信道。Tx和Rx信号公式能够用公式表示如下：

或者

其中，矩阵H的分量为h_ij，并将其分解为H=UΛV*。用于矩阵V和U的项是这样的权重：需要其将所发送的X矢量和所接收的Y矢量再改方向，以创建多达NT个“虚拟的”不相关平行信道。回顾在图9A中的定相阵列的示例，数字的U权重和V权重对于驱动移相器（phase shifter）的模拟权重具有相似的效果。因而，不仅对于优化偏好以及降低系统复杂度，而且对于提高系统效率，平衡数字域和模拟域之间的信号处理复杂度的新概念都是必不可少的。

下面描述信道分集。

如果用Δλ_c将天线分离表示为一阶近似，其中λ_c为自由空间的载波波长，并且Δ为对于载波波长λ_c的规范化天线分离，则可以将用于线性阵列的LOS通路（图8A）视为发送器和接收器之间较大距离处平行的，如公式（2）所述的那样：

d_ik＝d－(i-１)Δ_Rxλ_ccos(φ_Rx)+(k-1)Δ_Txλ_ccos(φ_Tx)i＝１....NT和k＝1...NR

（2）,

其中d是从第一Tx天线到第一Rx天线的距离，并且φ_Tx和φ_Rx分别是到Tx阵列平面和Rx阵列平面上的LOS的入射角。该线性概念能够延伸到二维阵列，包括但不限于在图7和图5中所示的膜配置。

在这种情况下，LOS信道矩阵元素正比于：

i＝1....NT和K＝1...NR

（3）其中第二和第三项表示对于有相同极化的全方向天线元件的、规范化Tx和Rx波束形成器。分别用w_i和w_k指示Tx和Rx权重，并且所述Tx和Rx权重负责指导Tx波束和Rx增益。当用不同角度方向和极化将每一天线元件特征化时，这些项将乘以天线图案的三维矢量

和

（与公式（1）中相同），其中方位角和仰角分别为参考第i个和第k个天线元件。图9A说明具有被应用于每一元件的Tx权重和Rx权重的BS系统的示例。

当天线的总的尺寸L_Tx=(NT-1)Δ_Txλ_c和L_Rx=(NR-1)Δ_Rxλ_c与λ_c比较是较小的时，组合的Tx和Rx系统不能够解决以远小于λ_c/L_Rx或λ_c/L_Rx的角距到达的信号。换言之，通过使用天线互易定理（antenna reciprocity theorem），小尺寸天线具有宽的波束辐射，并从所有方向看见信号。从此，清楚的是，通过紧凑型MIMO天线，单靠BS可能难于实现以便增加两个用户订户单元之间的SNR。然而，当节点中的一个为BS/AP时，这能够实现。我们用“上行（uplink）”表示从用户发送到BS/AP信息，用“下行（downlink）”表示不对称通信场景中的反向。从而，如果BS/AP正通过最小化在十分密集的单元中的干扰来发送或接收以增加网络吞吐量而非基于单个链接的吞吐量，则所述BS/AP能够执行BS。订户的天线元件在BS/AP的方向上共同具有更加宽的辐射波束。

当Tx和Rx节点之间的链接包括NLOS分量时，修改公式（2）以包括反映NLOS通路的项。图8B图示含有三个通路的示例：LOS、多径1（P1）和多径2（P2）。由表面S1和S2反射的信号将改变它们的传播方向，还可能改变它们的极化和/或强度，或两者都改变。由位置、折射率和这些表面的纹理/方向（φ_P1和φ_P2）确定这些改变。然而，当天线元件间隔接近、并且如果反射的障碍位于远离Tx和Rx天线两者从而距离l^P1 _11,ik和l^P2 _11,ik接近于零时，d_ik、d^P1 _ik和d^P2 _ik通路中的差别使得接收器能够将沿着这些通路的三个信号去相关。在节点中的一个为BS/AP的情况下，天线元件要么间隔得很远，要么对距离l^P1 _11,ik和l^P2 _11,ik使用波束成形、操控或切换技术来使其不同于零，以便为信道分集提供额外的维度。

CRLH MTM天线可以被设计为允许减小天线元件的尺寸，并考虑它们之间的接近的间距，同时获得天线元件与它们的相应RF链之间减小的/最小的耦合。这些天线可以用来获得下列的一个或多个：1）天线尺寸的减小，2）最佳匹配，3）用于通过使用定向耦合器和匹配网络来减小耦合并恢复相邻天线之间的图案正交性的部件，和4）滤波器、双工机/双工器和放大器的潜在集成。用AA指代包括项目4的天线。

用于无线通信的各种无线电设备包括模数转换器、振荡器（用于直接转化的单个振荡器，或者用于多步RF转化的多个振荡器）、匹配网络、耦合器、滤波器、双工机、双工器、移相器和放大器。这些组件往往是昂贵的元件，难于非常接近地集成，并常常呈现出在信号功率上相当数量的损失。也可以在提出形成RF链时建立基于MTM的滤波器和双工机/双工器，并将其与天线和功率合成器、定向耦合器和匹配网络集成在一起。只有被直接连接到RFIC的外部端口需要遵照50Ω规则。天线、滤波器、双工机、双工器、功率合成器、定向耦合器和匹配网络之间的所有内部端口可以是不同于50Ω的，以便优化这些RF元件之间的匹配。从此，MTM结构可以用来以有效的和经济的方法集成所述组件，这是很重要的。

CRLH异向材料技术允许MIMO天线小型化和以馈电器、放大器和任何功率合成器/分离器的潜在集成。这些小型化MIMO天线可以应用于间隔较近的天线元件的二维阵列并且根据末端设备（end device）而具有不同的几何形状。例如，在某些实现方式中，能够将膜安置在手机的顶部上或沿着手持式PDA和膝上型计算机的边缘，如图7中所示。我们将该结构称作为“MIMO膜”，并且它典型地位于不被用户的手阻碍的区域中。由于MIMO模式被用于高吞吐量的应用，因此非常不可能的是，用户将设备放置在它的头部附近以接入多媒体或数据应用。此外，如在信道分集部分中所解释的那样，所述新型空气接口能够使用传统的SpDiv/PoDiv技术来与BS/AP通信。

由于膜包含以某种方法集成的许多RF元件，因此从MIMO数据信道经由权重调整和M个RF信号和NT/NR个数据流之间的映射馈送所输出的M个信号，或经由所述权重调整和M个RF信号和NT/NR个数据流之间的映射将所述所输出的M个信号反馈到所述MIMO数据信道。权重调整和映射器的示例为上面所述的移相器和耦合器。图5绘出了MIMO膜的功能框图。

在图9B和图9C中所示的MIMO系统描述SM和STBC MIMO算法。基于CRLH MTM的紧凑型MIMO空气接口可以用来支持两种所述的算法，并能够动态地在它们和BS/AP之间调整BF和BFN算法，以优化在动态信道和各种用户应用中的链接吞吐量。通过在图9B和9C中的、在数字信号处理权重调整（依从标准的）和模拟权重（标准不明朗的）之间进行平衡的“信道控制”功能，完成混合的数字/模拟算法。在图10中说明控制算法的高水平的功能性。在MIMO系统中将数字处理器提供为通信设备的部分以实现控制算法。在MIMO系统的数字处理器和模拟电路之间耦合模数接口。

除OFDM信号音（signal tone）之外，当前的基于MIMO的标准和未来可能的标准包括信号测量，以特征化信道分集的状态，来导出相应的SM、STBC或BF/BFN权重以供优化吞吐量。这些标准包括专用于所述功能性的分组，并且典型地用“信道反馈矩阵”来指代所述标准。因而，能够在不违反MIMO标准的条件下实现所述算法。在时分双工（Time DivisionDuplexing，TDD）场景中，双向通信出现于相同的频带上，从而能够在上行中引导信道测量以影响BS/AP的大的能量容量。在上行和下行出现于两个频带上的情况下，在两个方向中都需要信道测量。

由于诸如PCMCIA卡和手持式设备这样的小型无线通信设备在功耗上有限制，因此信道适应性出现于数字域和模拟域两者中，以降低对信道更新的需要。因而，能够以更低的处理复杂度维持吞吐量，而则这意味着节能。该特征允许每一订户单元执行它自己的信道调节（channel conditioning），从此允许对支持手持式-手持式MIMO链接的能力。

在图10中，信道测量首先出现于模拟域中，以确定信号是LOS的还是NLOS的，如图8A和8B中所示。所述一阶估计给出有关信道本质的信道控制初步信息。如果信道是完全的LOS（或者LOS>>NLOS）分量，则基于它们关于到达角（AoA）、出射角（AoD）或由订户单元发送的波束形成器权重的计算，通知BS/AP开始使用BS算法。所述功能性只依赖于BS/AP功能性，并且订户单元所做的全部事情为，共同使用所有天线元件，就好像所有天线元件为单个天线那样，以便提高输出功率。来自天线元件的组合信号将表现得好像所述天线元件是单个的大型天线。我们将该功能性称作为共同单天线阵（Collective Single Antenna Array，CSAA），其包括单独的波束倾斜功能性。订户单元不能够支持BS或调零功能性。仍然在LOS的情况下，如果信道为高度动态的，也就是权重的值激烈地不断改变，则选择STBC，否则维持BF/BFN和CSAA。

能够以纯模拟的波束形成、波束操控和波束切换，取代在前一段中所描述的混合的数字域/模拟域的波束形成。如果在NLOS和LOS之间平衡信号，则支持STBC算法。在NLOS分量占优势的情况下，如果信道不是高度动态的，则使用SM，否则回到更安全的算法STBC。

用规范||H(t+τ)-H(t)||>截止参数来量化项动态（term dynamic）信道，其中H为描述信道的NTxNR矩阵。能够在两个阶段处完成LOS和NLOS分量的量化。首先，在模拟级给出链接的粗略识别：明确地LOS或组合。模拟域不能够独自地确定NLOS的水平（level）。依靠信道控制数字信号处理来粗略地测量该要素。

在现有尺寸的一部分处，能够使用MTM技术来设计并发展射频（RF）组件和具有与传统的RF结构相似的或超过传统RF结构的性能的子系统，例如，天线尺寸减小λ/40那么多。各种MTM天线（一般地，和谐振腔）的限制之一为单频带天线（single-band antenna）或多频带天线（multi-bandantenna）中谐振频率周围的窄带宽。

在这点上，本申请描述了这样的技术，用以设计基于MTM的宽带、多带或超宽带传输线（TL）结构来将其用于RF组件和诸如天线这样的子系统中。能够使用所述技术以确认合适的结构，该结构成本低并且容易制造，同时维持高的效率、增益和紧凑型尺寸。还提供使用诸如HFSS这样的全波模拟工具的、这样的结构的示例。

在一种实施方式中，设计算法包括（1）确认结构谐振频率，和（2）确定在谐振附近的色散曲线的斜率，以便分析带宽。该方法不仅为TL和其他MTM结构，而且为在MTM天线的谐振频率处的MTM天线辐射，提供对于宽带扩展的理解和导引。算法还包括：（3）一旦确定BW尺寸为可实现的，就寻找对于馈线和边缘终止的合适匹配机制（当被提出时），其提出在谐振周围的宽频带上的、恒定匹配负载阻抗ZL（或匹配网络）。使用所述机制，并使用传输线（TL）分析来优化BB、MB和/或UWB MTM设计，然后通过诸如HFSS这样的全波模拟工具的使用在天线设计中采用所述BB、MB和/或UWB MTM设计。

能够使用MTM结构来增强和扩展RF组件、电路和子系统的设计和能力。其中RH和LH谐振两者均可以出现的复合左右手（Composite Left RightHand，CRLH）TL结构呈现所期望的对称性，提供设计的灵活性，并能够处理诸如工作频率和工作带宽这样的特定应用需要。

各种MTM一维和二维传输线经历窄带谐振。目前的设计考虑能够在天线中实现的一维和二维宽带、多带和超宽带TL结构。在一个设计的实现方式中，N个单元的色散关系和输入/输出阻抗被解决，以便设置频带和它们相应的带宽。在一个示例中，二维MTM阵列被设计为包括二维的各向异性的图案，并且使用沿着阵列的两个不同方向的两个TL端口，以在终止其余单元的同时激发不同的谐振。

已对1个输入和1个输出的TL进行了二维各向异性的分析，其矩阵表示在公式II-1-1中示出。显著地，进行偏心（off center）TL馈电分析以沿着x和y方向合并多个谐振，以便增加频带。

(\begin{matrix} Vin \\ Iin \end{matrix}) = (\begin{matrix} A & B \\ C & D \end{matrix}) (\begin{matrix} Vout \\ Iout \end{matrix})

（II-1-1）

对于具有宽带谐振的CRLH MTM阵列的一个示例性设计包括下列的特征：（1）在该结构下具有缩减的地平面（GND）的一维和二维结构，（2）在该结构下具有完整的GND的偏移馈电器的二维各向异性结构，和（3）改进的终止阻抗和馈电阻抗匹配。

描述对于一维和二维CRLH MTM TL结构的各种设计和天线设计，以提供宽带、多带和超宽带的能力。这样的设计能够包括下列特征中的一个或多个：

一维结构由具有并联（LL，CR）和串联（LR，CL）参数的N个相同的单元组成。这五个参数确定N个谐振频率、相应的带宽和在所述谐振周围的输入/输出TL阻抗的变化。

这五个参数还决定结构/天线尺寸。从而，给出充分考虑以λ/40的尺寸那么小的紧凑型设计为目标，其中λ为自由空间中的传播波长。

在TL和天线两者的情况下，当在这些谐振附近的色散曲线的斜率为陡峭的时谐振上的宽带被扩展。在一维的情况下，已经证明，斜率公式不依赖于单元的数目N，这导致扩展带宽的各种各样的方法。

已经发现的是，具有高的RH频率ω_R（即，低的并联电容CR和串联电感LR）的结构具有较大的带宽。因为低的CR值意味着较高的频带（由于大多数时间，合适的LH谐振出现在并联谐振ω_SH附近，因此较低的LH谐振意味着较高的CR值），所以这是违反直觉的。

能够通过截取在膜片之下的GND区域来获得低的CR值，而将所述膜片通过通路连接到GND。

一旦指定频带、宽带和尺寸，下一步就是考虑结构对馈线的匹配和边缘单元的正确终止，以达到目标频带和带宽。

给出特定的示例，其中在以更宽的馈线增加BW，并添加其值接近期望频率处的匹配值的终止电容器。

在确认合适的馈电器/终止匹配阻抗中最大挑战是使它们在期望带上为频率无关的。为此，我们已进行了选择具有在谐振周围相似阻抗值的结构的完整分析。

在进行所述分析和运行FEM模拟期间，我们注意到频隙中不同模式的存在。典型的LH（n≤0）和RH（n≥0）为TEM模式，而在LH和RH之间的模式为TE模式，该TE模式被视为混合的RH和LH模式。

与纯粹的LH模式比较，所述TE模式具有更高的BW，并能够被操作以对相同的结构达到更低的频率。在本申请中，我们提出某些示例。

二维结构与更加复杂的分析相似。二维的优点为其所提供的一维结构之上的额外的自由度。

在二维结构中，将按照一维情况下那样的类似步骤来扩展带宽，并沿着x和y方向组合多个谐振以扩展带宽，如下面所讨论的那样。

二维结构分别由Nx列和Ny行组成，其提供总共Ny×Nx个单元。用分别沿着x和y轴的每一单元的串联阻抗Zx（LRx，CLx）和Zy（LRy，CLy）以及并联导纳Y（LL，CR）将所述每一单元特征化。

由具有两个分支沿着x轴和两个分支沿着y轴的四分支RF网络表示每一单元。在一维结构中，用两分支RF网络表示单位单元，分析所述两分支RF网络与分析二维结构相比较为不复杂。

所述单元通过它的四个内部分支像莱戈（Lego）结构那样相互连接。在一维中，只通过两个分支将单元相互连接。

它的外部分支，也用边缘指代该外部分支，要么被外部源（输入端口）所激发，用作为输出端口，要么被“终止阻抗”终止。在二维结构中有Ny×Nx个边缘分支。在一维结构中，只有两个边缘分支能够用作为输入、输出、输入/输出或终止端口。例如，被用于天线设计的一维TL结构具有用作为输入/输出端口的一个末端和通过Zt阻抗被终止的另一个末端，所述Zt阻抗在大多数情况下为无限的，并表示所延伸的天线基片。从此，二维结构为分析起来更加复杂的结构。

最一般的情况是当用每一单元的块元件Zx(nx,ny)、Zy(nx,ny)和Y(nx,ny)与所有终止Ztx(1,ny)、Ztx(Nx,ny)、Zt(nx,1)和Zt(nx,Ny)的不同值将每一单元特征化、并且馈电器不均匀时的情况。虽然这样的结构可以具有适合于某些应用的唯一特性，但是它的分析是非常复杂的，并且与更加对称的结构相比，其实现更加不现实。当然，这还不包括谐振频率周围开发带宽扩展。

在本发明的二维部分中，我们将自己限制为具有分别沿着x方向、y方向和通过并联的相等Zx、Zy和Y的单元。尽管具有不同CR值的结构也是普遍的。

虽然能够用沿着输入和输出端口的、优化阻抗匹配的任何阻抗Ztx和Zty终止所述结构，但是为了简单起见，我们考虑无限Ztx和Zty。无限阻抗相应于沿着这些终止边缘的无限基片/地平面。

在本发明中，值为非无限Ztx和Zty的情况通过可替代的匹配约束条件服从相同的程序。这样的非无限终止的示例为操作表面电流以在二维结构之中包含电磁（EM）波，来在不导致任何干扰的条件下考虑其它相邻的二维结构。

另一有趣的情况是当将输入馈电器放置于偏离沿着x或y方向的边缘单元其中之一的中心的位置处时的情况。这意味着即使馈送只沿着所述方向其中之一，EM波也在x和y两个方向中不对称地传播。

我们略述一般的Nx×Ny的情况，然后用1×2的结构作为示例来将它完全地解决。为了简单起见，我们使用对称的单元结构。

在Nx=1和Ny=2的情况下（由1×2表示的），我们允许输入为沿着(1,1)单元的，并且输出为沿着(2,1)单元的。然后，我们解决[A B C D]传输矩阵以计算散射系数S11和S12。

对被截切的GND、混合的RH/LH TE模式和完美的H而非E场GND做类似的计算。

一维和二维设计两者均被印刷在有通路在其间的基片（两层）的两侧上，或者在具有被夹在顶部和底部的金属化层之间的额外金属化层的多层结构上。

具有宽带（BB）、多带（MB）和超宽带（UWB）特征的一维MTM TL和天线

图11提供基于四个单位单元的一维CRLH材料TL的示例。在有被连接于地的居中的通路的电介质基片之上放置四个分支。图11A示出图11中的设备的等效网络电路模拟。ZLin’和ZLout’分别相应于输入和输出负载阻抗，并归因于在每一末端处的TL耦合。这是印刷的两层结构的示例。参考图2A至2C，示出了图11和图11A之间的对应关系，其中在（1）中RH串联电感和并联电容归因于夹在膜片和地平面之间的电介质。在（2）中串联LH电容归因于两个相邻膜片的存在，并且通路感应并联LH电感。

单独的内部单元具有相应于串联阻抗Z和并联导纳Y的两个谐振ω_SE和ω_SH。由下列的关系给出它们的值：

ω_{SH} = \frac{1}{\sqrt{\begin{matrix} LL & CR \end{matrix}}};

ω_{SE} = \frac{1}{\sqrt{\begin{matrix} LR & CL \end{matrix}}};

ω_{R} = \frac{1}{\sqrt{\begin{matrix} LR & CR \end{matrix}}};

ω_{L} = \frac{1}{\sqrt{\begin{matrix} LL & CL \end{matrix}}};

其中，

Z = jωLR + \frac{1}{jωCL}

并且

Y = jωCR + \frac{1}{jωLL}

（II-1-2）

图11A中的两个输入/输出边缘单元不包括所述CL电容器的部分，因为它表示两个相邻MTM单元之间的、在这些输入/输出端口处失去的电容。在边缘单元处CL部分的不存在防止ω_SE频率谐振。因而，只有ω_SH出现为n=0谐振频率。

我们将ZLin’和ZLout’串联电容器的部分包括在内以补偿如图12A中所见的丢失的CL部分，以便简化计算分析。这样，所有N个单元具有相同的参数。

图11B和12B分别提供没有负载阻抗的、图11A和图12A的双端口网路矩阵，并且图11C和图12C提供当将TL设计用作为天线时的模拟天线电路图。以与公式II-1-1相似的矩阵表示，图12B表示关系：

(\begin{matrix} Vin \\ Iin \end{matrix}) = (\begin{matrix} AN & BN \\ CN & AN \end{matrix}) (\begin{matrix} Vout \\ Iout \end{matrix})

（II-1-3）

因为当从Vin和Vout末端观察时图12A中的CRLH电路是对称的，所以我们已设置了AN=DN。GR为结构相应的辐射电阻，并且ZT为终止阻抗。注意到ZT基本上为具有额外的2个CL串联电容器的、图11b中所期望的终止结构。在其他项中相同的用于ZLin’和ZLout’：

{ZLin}^{'} = ZLin + \frac{2}{jωCL},

{ZLout}^{'} = ZLin + \frac{2}{jωCL},

{ZT}^{'} = ZT + \frac{2}{jωCL}

（II-1-4）

由于通过建立天线或以HFSS模拟天线来导出GR，因此困难的是与所述天线结构一起工作以优化设计。从此，优选的是采用TL方法，然后模拟具有各种终止ZT的、与所述TL相应的天线。公式II-1-2表示对于具有经过修改的值AN’、BN’和CN’的、图11A中的电路仍然成立，所述经过修改的值AN’、BN’和CN’反映在两个边缘单元处的CL任务（mission）部分。

一维CRLH频带

从通过令N个CRLH单元结构的谐振为nπ个传播相位长度导出的色散公式来确定频带，其中n=0，±1，±2，……±N。此处，由公式II-1-2中的Z和Y表示N个CRLH单元中的每一个，其不同于图11A中所示的结构，其中CL是从末端单元丢失的。从而，可能预期的是，与所述两个结构关联的谐振是不同的。然而，粗泛的计算显示，除n=0外，所有谐振都为相同的，其中ω_SE和ω_SH两者在第一结构中都谐振，并且只有ω_SH在第二结构中谐振（图11A）。正的相位偏移（n>0）相应于RH区域的谐振，并且负的值（n<0）与LH区域关联。

用下列的关系给出具有Z和Y参数的N个相同单元的色散关系，而在公式II-1-2中定义所述Z和Y参数：

(II-1-5)

其中，由公式II-1-2给出Z和Y，并且从N个相同CRLH电路的线性级联或在图12A中所示的线性级联导出AN，并且p为单元尺寸。将奇数An=(2m+1)谐振和偶数n=2m谐振分别与AN=-1和AN=1关联。对于在图11A和11B中的AN’并归因于在末端单元处的CL的不存在，不管单元的数目为何，n=0模式都只在ω₀=ω_SH处而不在ω_SE和ω_SH两者处谐振。对于在表1中所指定的χ的不同的值，由下列的公式给出更高的频率：

对于n>0，

ω_{&PlusMinus; n}^{2} = \frac{ω_{SH}^{2} + ω_{SE}^{2} + M ω_{R}^{2}}{2} &PlusMinus; \sqrt{{(\frac{ω_{SH}^{2} + ω_{SE}^{2} + M ω_{R}^{2}}{2})}^{2} - ω_{SH}^{2} ω_{SE}^{2}}

（II-1-6）

表1提供对于N=1，2，3和4的χ值。有趣的是，不管在边缘单元处存在（图12A）还是不存在（图11A）完整的CL，更高的谐振|n|>0均为相同的。此外，如公式II-1-5所述的那样，在n=0附近的谐振具有小的χ值（在χ的下界0附近），而更高的谐振倾向于达到χ的上界4。

表1：对于N=1，2，3和4单元的谐振

对于ω_SE=ω_SH平衡的情况（图12A）和ω_SE≠ω_SH不平衡的（图11B）情况两者，在图12中提供作为omega的函数的色散曲线β的说明。在后一情况下，在min(ω_SE,ω_SH)和max(ω_SE,ω_SH)之间有频隙（frequency gap）。如在下列的公式中所述的那样，由在具有χ达到它的上界χ=4的公式II1-1-6中的相同的谐振公式给出限制的频率ω_min和ω_max值：

ω_{\min}^{2} = \frac{ω_{SH}^{2} + ω_{SE}^{2} + 4 ω_{R}^{2}}{2} - \sqrt{{(\frac{ω_{SH}^{2} + ω_{SE}^{2} + 4 ω_{R}^{2}}{2})}^{2} - ω_{SH}^{2} ω_{SE}^{2}}

ω_{\max}^{2} = \frac{ω_{SH}^{2} + ω_{SE}^{2} + 4 ω_{R}^{2}}{2} + \sqrt{{(\frac{ω_{SH}^{2} + ω_{SE}^{2} + 4 ω_{R}^{2}}{2})}^{2} - ω_{SH}^{2} ω_{SE}^{2}}

（II-1-7）

图13A和13B提供沿着beta曲线的谐振位置的示例。图13A说明其中LR CL=LL CR的平衡的情况，并且图13B示出具有在LH和RH区域之间的间隙的不平衡情况。

在RH区域（n>0）中，结构尺寸l=Np随着频率减小而增加，其中p为单元尺寸。与LH区域比较，通过较小的Np值达到较低的频率，从此尺寸减小。β曲线提供在所述谐振周围的带宽的某些指示。举例来说，清楚的是，因为β曲线几乎为平的，所以LH谐振遭受窄的带宽。在RH区域中，因为β曲线更陡峭，所以带宽应该更高，或者在其他项中：

条件1：在ω＝ω_res＝ω₀，ω_±1，ω_±２，…附近，第一BB条件

&DoubleRightArrow; | \frac{dβ}{dω} | = {| \frac{\frac{dχ}{dω}}{2 p \sqrt{χ (1 - \frac{χ}{4})}} |}_{res} < < 1

其中p=单元大小，并且

{\frac{dχ}{dω} |}_{res} = \frac{2 ω_{&PlusMinus; n}}{ω_{R}^{2}} (1 - \frac{ω_{SE}^{2} ω_{SH}^{2}}{ω_{&PlusMinus; n}^{4}})

（II-1-8）

其中，在公式II-1-5中给出χ，并且在公式II-1-2中定义ω_R。从公式II-1-5中的色散关系，当|AN|=1时出现谐振，这导致公式II-1-8的第一BB条件（条件1）中的零分母。作为提醒，AN为N个相同单元的第一传输矩阵项（图12A和图12B）。计算显示，条件1确实是不依赖于N的，并由在公式II-1-8中的第二公式给出。它是在表1中定义的谐振处分子和χ的值，其定义色散曲线的斜率，从而定义可能的带宽。目标结构为在尺寸上至多Np=λ/40，同时BW超过4%。对于具有小的单元尺寸p的结构，由于对于n<0谐振发生在表1的χ值为4附近的处，在其他项中（1-χ/4→0），因此公式II-1-8清楚地指示高的ω_R值满足条件1，即低的CR和LR值。

一维CRLH TL匹配

如先前所示的那样，一旦色散曲线的斜率具有陡峭的值，那么下一步就是确认合适的匹配。理想的匹配阻抗具有固定的值，并不需要大的匹配网络覆盖区。此处，单词“匹配阻抗”指的是在诸如天线这样的单侧馈电器情况下的馈线和终止。需要对图12B中的TL电路计算Zin和Zout，以便分析输入/输出匹配网络。由于图12A中的网络是对称的，因此直截了当的是表明Zin=Zout。如下面的公式中所示的那样，我们也已表明Zin不依赖于N：

{Zin}^{2} = \frac{BN}{CN} = \frac{B 1}{C 1} = \frac{Z}{Y} (1 - \frac{χ}{4}),

其只具有正的实数值

（II-1-9）

B1/C1大于零的原因是归因于公式II-1-5中的条件|AN|≤1，其导致下列的阻抗条件：

0≤-ZY=χ≤4.

第二BB条件为对于Zin随谐振附近的频率稍有变化，以便维持恒定的匹配。要记得的是，如公式II-1-4中所述的那样，真正的匹配Zin’包括一部分CL串联电容。

条件2：第二BB条件：在谐振附近，

（II-1-10）

天线阻抗匹配

不像图11和图11B中的TL示例那样，天线设计具有无限阻抗的末端开放侧，其典型地弱匹配结构边缘阻抗。由下面的公式给出电容的终止：

其依赖于N并为纯虚数（II-1-11）由于LH谐振典型地为比RH谐振更窄的，因此所选择的匹配值比在n>0中更加接近于在n<0中所导出的匹配值。

有被截切的GND的一维CRLH结构

能够减小并联电容器CR，以便增加LH谐振的带宽。如公式II-1-8中所解释的那样，所述减小导致更陡峭的beta曲线的更高的ω_R值。有各种各样的方法来减少CR，包括：1）增加基片的厚度，2）减小顶部单元膜片的区域，或3）减小在顶部单元膜片之下的GND。在设计设备中，可以组合所述三种方法中的任何一种以产生最终的设计。

图14A说明被截切的GND的一个示例，其中GND具有小于顶部膜片的尺寸，并沿着顶部单元膜片下方的一个方向。接地导体层包括带状线1410，其连接到至少一部分单位单元的导电通路连接器，并且通过该部分单位单元的导电膜片下方。带状线1410具有小于每一单位单元的导电通路的尺寸的宽度。被截切的GND的使用可以是比其他方法更加实际的，以在商业设备中实现，其中基片厚度为小的，并且因为较小的天线效率，所以不能够减小顶部膜片区域。如图14A中所说明的那样，当截取底部的GND时，另一个电感器Lp（图14B）从金属化带（metallization strip）出现，该金属化带将通路连接到主要的GND。

图15A和15B示出被截切的GND设计的另一个示例。在该示例中，接地导电层包括公共的接地导电区域1501和带状线1510，而在带状线1510的第一远端处，将所述带状线1510连接到公共的接地导电区域1501，并将带状线1510的第二远端连接到至少一部分单位单元的导电通路连接器，该导电通路连接器在该部分单位单元的导电膜片下方。带状线具有小于每一单位单元的导电通路的尺寸的宽度。

能够导出对于被截切的GND的公式。谐振服从如公式II-1-6和表1中的相同的公式，如下面所解释的那样：

（II-1-12）

从公式II-1-12中的阻抗公式，清楚的是，两个谐振ω和ω’分别具有低的和高的阻抗。从而，在ω谐振附近调谐总是更加容易。

在第二种方法的情况下，组合并联感应（LL+Lp）增加，同时并联电容器减少，这导致较低的LH频率。

天线的示例

在下面的示例中所描述的天线由如下组成：

50ΩCPW（co-planar waveguide，共面波导）馈线（顶层）

在CPW馈线周围（顶层）的顶部的地（GND）

发射衬垫（launch pad）（顶层）

单个单元：顶部的金属化单元膜片（顶层），连接顶层和底层的通路和将通路连接到主要底部GND的窄带（底层）。

使用HFSS EM模拟软件来模拟天线。此外，已通过测量制作并特征化了某些设计。

天线元件的部分

所述示例刻画各种几何形状的被截切的接地导电层的特征。

示例1：对于USB连接器的λ/48×λ/202×2WiFi

在图16A、16B和16C中说明MIMO天线设计和HFSS模拟的结果。2×2MIMO USB连接器在2.4GHz和5GHz带处操作。在2.5GHz频率处，天线的尺寸为λ/48×λ/20。

基片为介电常数ε=4.4的FR4，并且宽度=21mm，L=31mm，而厚度h=0.787mm。

GND尺寸为21×20mm。

单元尺寸为2.5×5.8mm，并位于离顶部的GND为14mm处。

如图16a中所示的那样，CPW轨迹宽度为0.3mm，并且离顶部GND的间隙为0.15mm。

在-10dB处，带为2.44-2.55和4.23-5.47。

最大的模拟增益在2.49GHz处为1.4dBi，并在5.0GHz处为3.4dBi，其为天线如果尺寸非常小时其具有足够效率的指示。带宽在2.4GHz处为接近5%。

示例2：对于USB连接器的小的2×2WiFi（成形的单元）

在图17A、17B和17C中说明另一个MIMO天线设计和HFSS模拟结果。与图16的天线比较，所述天线在2.4GHz处具有更好的绝缘性和2dBi的最大增益，其指示更好的性能。所述天线是这样一个示例：倘若存在通路，单元膜片的几何形状能够取任意形状。

GND尺寸为21×20mm。

如图15a中所示的那样，CPW轨迹宽度为0.3mm，并且离顶部GND的间隙为0.15mm。

在-10dB处，带为2.39-2.50。

示例3：890MHz的小型天线

这个示例为如图18A中所说明的那样，当将通路连接到底部GND的带状线在较长的距离上延伸时，如何能够将频率调谐到较低的值，这相应于较高的感应Lp值。在890MHz频率处，天线的尺寸为λ/28×λ/28。

基片为介电常数ε=4.4的FR4，并且宽度=30mm，L=37mm，而厚度h=0.787mm。GND尺寸为20×30mm。单元尺寸为12×5mm，并位于离顶部GND为14mm处。如图16a中所示的那样，CPW轨迹宽度为1.3mm，并且离顶部GND的间隙为1mm。

在-6dB处，带为780-830MHz（从测量获得）。

在-10dB处的额外更高的频带为3.90-4.20GHz和4.46-5.31GHz（从测量获得）。

最大模拟增益在890MHz处为-2dBi，并在5.0GHz处为2.8dBi，其为天线在尺寸极小时具有足够效率的指示。已经在Satimo64室中检验了效率和辐射图案，并且发现在890MHz和4.5GHz的带处效率范围在55-60%之间。带宽在890MHz处接近3.5%。

示例4：UWB天线

所述天线使用发射衬垫和单元之间的较高耦合电容CL来提供更好的匹配条件，而非操作Lp。在图19A、19B和19C中分别说明了设计和结果。天线的尺寸在1.6GHz处为λ/56×λ/12，并且在3.2GHz的频率处为λ/23×λ/6。

基片为介电常数ε=4.4的FR4，并且宽度=20mm，L=35mm，而厚度h=0.787mm。

GND尺寸为20×20mm。

单元尺寸为14×4mm，并位于离顶部的GND为14mm处。

如图16a中所示的那样，CPW轨迹宽度为1.3mm，并且离顶部GND的间隙为1mm。

使用具有0.3mm宽的两个指和0.1mm的间隙的叉指电容器（inter-digital capacitor），来设计更高的耦合电容。在-6dB处，带为1.63-2.34GHz（从测量获得）。额外的更高频带在3.20-4.54GHz和5.17-5.56GHz处为-10dB（从测量获得）。最大模拟增益在3.3GHz处为3.5dBi，并且所测量的效率在1.6和3.2GHz的带两者处为60-70%之间，其对于所述尺寸的天线和其大的带宽，值非常高。

能够基于单位单元阵列的不对称设计或至少一个馈线的耦合位置，使用二维CRLH异向材料结构来创建沿着两个不同方向的结构的空间各向异性的分布。下列的段落描述二维结构的分析以便设计MTM膜，其中接进沿着x和y方向的不同端口提供有关沿着Nx×Ny个单元的EM场强分布的信息，其导致特定的辐射图案。

因为沿着x和y方向的不同的谐振激发，所以还能够使用所述二维结构来实现双频天线。能够组合所述两种谐振以增加带宽。所述二维结构还实现双工机工作和双工器工作的功能性。

二维各向异性CRLH TL结构

一般化形式的一维简单明了，然而因为现在单元通过四个分支而不是两个来相互连接，所以分析的复杂度增加。在我们的二维分析中采用下列的符号。

有Nx列和Ny行。就阵列结构而言，由每一单元的位置表示所述每一单元：（nx，ny），其中nx为它的列位置，并且ny为它的行位置。

如在一维的情况下那样，我们使用在沿着x轴的通路的每一侧处具有Zx/2阻抗的和在沿着y轴的通路的每一侧处具有Zy/2阻抗的对称单元。所述对称符号不仅简化计算，而且给出最终实现的可行表示。

边缘单元相应于nx=1或Nx以及ny=1或Ny。输入端口位于（1，nyin）处，并且输出端口位于（Nx，nyout）处。除输入和输出单元之外，对于nx=1或Nx由“Ztx”终止其余的边缘单元，并且对于ny=1或Ny由“Zty”终止其余的边缘单元。由Vx(1,ny)表示沿着nx=1的电压，由Vx(Nx+1,ny)表示沿着nx=Nx的电压，并且它们的关联电流为I^x _(1,ny)和I^x _(Nx+1,ny)，其中Vin=V^x _(1,nyin)、Iin=I^x _(1,nyin)、Vout=V^x _(Nx+1,nyout)并且Iout=I^x _(Nx+1,nyout)。

在具有Vout=V^x _(Nx+1,nyout)的二维分析中使用在一维情况下使用的类似符号，并且将（Nx+1,nyout）的指标用于二维分析中以代替一维分析中的（Nx,nyout）的指标。

使用RF网络矩阵来解决所有边界和终止条件，以从下面的公式提取在公式II-1-1中的A、B、C和D系数：

(\begin{matrix} V_{(1)}^{x} \\ I_{(1)}^{x} \end{matrix}) = Π_{nx = 1}^{nx = Nx} Tx Th Tx = Π_{nx = 1}^{nx = Nx} (\begin{matrix} {[1]}_{Ny \times Ny} & Zx / 2 [1] \\ {[0]}_{Ny \times Ny} & [1] \end{matrix}) (\begin{matrix} [1] & [0] \\ {[X]}_{Ny \times Ny} & [1] \end{matrix}) (\begin{matrix} [1] & Zx / 2 [1] \\ [0] & [1] \end{matrix}) (\begin{matrix} V_{(Nx)}^{x} \\ I_{(Nx)}^{x} \end{matrix})

其中

Zx = jωLxR + \frac{1}{jωCxL},

Zy = jωLyR + \frac{1}{jωCyL},

Yg = jωCgR + \frac{1}{jωLgL}

（II-2-1）

其中，V和I为具有Ny个项的列，以使得Vin=V^x _(1,nyin)、Iin=I^x _(1,nyin)、Vout=V^x _(Nx+1,nyout)、Iout=I^x _(Nx+1,nyout),并且终止边缘单元为V^x _(1,ny)=Ztx I^x _(1,ny)和V^x _(Nx+1,ny)=Ztx I^x _(Nx+1,ny)。

所有的括号[..]相应于以[1]为单位矩阵和[0]表示所有零矩阵的Ny×Ny的矩阵。在Caloz和Itoh的“Electromagnetic Metamaterials:Transmission LineTheory and Microwave Applications,”（John Wiley和Sons，2006）中导出矩阵[X]。

能够将公式II-2-1中的、具有其相互连接和终止约束条件的2Ny×2Ny的矩阵减小到公式II-1-1中所表示的一维结构。下面在对于以Nx=1和Ny=2的配置的、特定示例中说明所述过程。

我们导出具有特征阻抗Zc(ω)=Vin/Iin，其倘若nyin=nyout，则在我们的对称单元结构中其也等同于Zc(ω)=Vout/Iout。由如下给出对于有四个端口的一个单元（二维结构的构件块）的色散关系：

（II-2-2）在下列的情况下，将公式（II-2-1）简化为由公式（II-1-5）给出的一维情况：

Py或βy→0

Zy→∞

与一维情况相似，对于χ_x和χ_y的可能值为如下：

a）对于0≤βxPx≤π和βy=0；

βx Px = \cos^{- 1} (1 - \frac{χ_{x}}{2}) &DoubleRightArrow; 0 \leq χ_{x} \leq 4

（一维情况）

b）对于βxPx=π和0≤βyPy≤π；

c）对于独立的βx和βy传播，

βu Pu = \cos^{- 1} (1 - \frac{χ_{u}}{4}) &DoubleRightArrow; 0 \leq χ_{u} \leq 8,

其中u=x,y

d）一般情况：公式

）0≤χ_x，0≤χ_y和

2)0≥χ_u'和0≤χ_u≤4对于u≠u'∈{x，y}。

（II-2-3）

不像一维情况中χ值限于0和4之间并对于较低频率倾向于达到4的那样，二维结构更加丰富，不仅提供相似的一维结构（公式II-2-3的情况a）和沿着x和y方向的独立传播（公式II-2-3的情况c），而且提供如在情况b和c中的那样的耦合传播。

对于具有相近谐振nx和ny的耦合传播，能够组合多个谐振以增加带宽。另一个方法为如情况b中所图示的那样，其中Zx提供额外项来沿着y方向（βy）精细地调谐色散关系，以便具有更陡峭的斜率，从而具有更大的BW。

Nx=1和Ny=2的示例

在本示例中，我们考虑当Ztx→∞、Zty→∞和nyin=nyout=1时的特殊情况。在这种情况下，电流分量I^x _(1,2)=I^x _(2,2)=0。转换公式II-1-2中的这些值导致一组具有四个未知的Vin=V^x _(1,1)，Iin=I^x _(1,1)，V^x _(1,2)和V^x _(2,2)的四个公式，以针对Vout=V^x _(2,1)和Iout=I^x _(2,1)进行计算。在使用公式II-2-1并使用文献[1]中所导出的[X]矩阵进行简单明了的计算之后，我们发现对于[A BC D]矩阵有如下：

(\begin{matrix} Vin \\ Iin \end{matrix}) = (\begin{matrix} 1 + \frac{Zx}{2 Ya} (Y a^{2} - Y b^{2}) & Zx (1 + \frac{Zx}{4 Ya} (Y a^{2} - Y b^{2})) \\ \frac{(Y a^{2} - Y b^{2})}{Yb} & 1 + \frac{Zx}{2 Ya} (Y a^{2} - Y b^{2}) \end{matrix}) (\begin{matrix} Vout \\ Iout \end{matrix})

其中，

Ya = Yg + \frac{1}{Zy} + \frac{1}{Zy / 2 + Z t_{Y}},

Yb = - \frac{1}{Zy},

Yc = Yg + \frac{2}{Zy}

（II-2-4）

在上面的公式中，将Zty→∞的条件应用于反映在沿着y轴的边缘处的开放电路。基于所述A B C D值，能够获得对于所述1×2二维示例和匹配条件的相应色散曲线。如公式II-1-8中所示的那样，A的值设置谐振和BW。不像一维情况那样，如果我们选择Yg中的CR以在x和y方向中具有不同的值，则二维结构具有在Zy中的两个额外的设计参数和第三个设计参数。

由于Nx=1，因此可能出现以nx=0的谐振，然而因为沿着y方向有两个单元，所以当χ_y=2时也满足A=1，其相应于如表1中所示的那样的|ny|=1谐振。这两种可能性的组合提供了组合谐振的方法。

能够设置匹配阻抗Zc以在谐振频率上匹配输入/输出阻抗。Zin=Zout归因于当由任一侧观察时网络完全对称的事实。其次，计算Zc以确定在期望频带上与恒定的Zc值一起工作的结构：

Zc = \frac{Vin}{Iin} = \frac{Vout}{Iout} = \frac{(1 + \frac{Zx}{2 Ya} (Y a^{2} - Y b^{2})) Zc + Zx (1 + \frac{Zx}{4 Ya} (Y a^{2} - Y b^{2}))}{(\frac{(Y a^{2} - T b^{2})}{Yb}) Zc + 1 + \frac{Zx}{2 Ya} (Y a^{2} - Y b^{2})}

（II-2-5）

部分地基于有关单位单元的一维阵列的分析，下列的段落描述具有布置在二维阵列中的单位单元的CRLH MTM结构。这样的单位单元二维阵列可以用于构建具有一个或多个用于各种应用的端口的各种MTM膜。例如，能够使用沿着两个正交的方向x和y有不同的端口的MTM膜，以获得沿着Nx×Ny个单元的EM场的期望分布，并提供对特定应用所定制的辐射图案。

偏移馈电器的设计

上面所描述的示例示出沿着一个方向的信号传播或沿着x和y方向的去耦合传播。能够被用于增加带宽并优化匹配条件的另一个设备参数为偏移馈电器。那意味着通过在其下方和其上方的x-y平面为不对称的方法、沿着x方向偏离中心放置馈电器。这触发EM波以y方向传播，并且不具有沿着y方向激发ny种模式的、分离馈电器。

例如，在3×3的结构中，如果将馈电器放置在单元的中心y边缘（nx=1，ny=2）处，则将其视为中心馈电器（centered feed）。如果因为对称性将馈电器代替地放置在单元的中心y边缘（nx=1，ny=1）或（nx=1，ny=3）处，则馈电器被视为偏心的。如果馈电器仍在（nx=1，ny=2）单元处，而沿着y边缘从中心有空间偏移δ，则能够做相同的推论。

在这样的偏移馈电之下，由于色散曲线βx和βy能够手工调制为几乎在彼此的顶部，因此nx和ny谐振具有接近的值和相似的带宽（BW）（斜率）。

图20A-20E示出这样的异向材料天线和激发的x模式和y模式的示例。图3示出这样的具有沿着x和y方向的两个I/O端口的CRLH异向材料天线的特定示例。多个单元的CRLH MTM结构能够被设计为具有如单个天线那样的二维各向异性的异向材料结构，其中由于x方向和y方向的单位单元的不同物理尺寸（因而不同的等效电路参数）而造成在所述单个天线中在两个不同（所期望的）频率处激发（LH-）谐振模式。所述谐振x模式和y模式可以是属于相同阶或者不同阶的，即，两者均相应于n=-1，或者一个相应于n=0而另一个相应于n=-1。两个馈电器均为沿着x和y方向的中间单元中心位置。

由于能够只经由天线的相应端口激发所述两种模式中的每一种，因此能够只由设备的Tx端口或Rx端口使用期望频带处的信号，从而消除了对双工器的需要。此外，通过适当地设计在天线处的传输线，以使得它们匹配相应的RF链的阻抗，能够由这些线提供信号的选择性滤波。在这种情况下，还能够消除对相应的BP滤波器的需要，这还进一步地减小设备的尺寸和复杂度。

作为特定的示例，在图20A-E中的单位单元能够包括两个基片和三个金属层。将具有低电介质常数（εr1=3.5，h1=3.048mm）的较厚的基片RO4350和具有高电介质常数（εr2=10.2，h2=0.25mm）的较薄的基片RO3010堆叠在一起。每一单位单元包括在顶部相邻膜片之间有0.2mm间隙的4.8×4.8mm2正方形膜片，和被连接到地的金属通路。在x和y两个方向上被链接到相邻单元的四个MIM电容器分别为4.5mm2和3.8mm2。然而，设计不限于只有所述材料，反而是，能够使用适合于RF和微波应用的任何电介质材料。高级MTM天线子系统的总体尺寸为13.2mm（宽度）、13.2mm（长度）和3.278mm（高度）。馈电器为顶部金属化层上的14×2的微带线。

在全波高频模拟工具Ansoft HFSS中建立高级MTM天线模型。图20F示出来自图20A至20E中有双端口的二维MTM天线的HFSS模拟的结果。调整在这种情况下的各向异性，以使得天线能够如用于WCDMA频率的高级双工器那样操作。发送带中心频率为1.95GHz，并且接收带中心频率为2.14GHz。端口1回波损耗（return loss）示出发送带中的端口1的谐振。端口2的回波损耗示出接收带中的端口2的谐振。从S12图显然的是，从Tx通路到Rx通路获得多于25dB的绝缘性。当激发沿着x轴的端口并且沿着服从激发方向的间隙集中大多数场时，EM场分布沿着二维结构。

图20G示出基于图20A中的双端口双频MTM天线的典型MTM FDD设备。在本示例中，MTM FDD设备包括：双端口异向材料天线；具有用于独立的信号发送和接收的发送（Tx）端口和接收（Rx）端口的RFIC；两条馈线Feed1和Feed2，其将相应的天线端口连接到RFIC的Tx端口或Rx端口；和带通滤波器，分别被连接在设备的Tx链和Rx链中，以供选择适当工作频带中的信号。

从而，用于FDD的异向材料天线子系统包括：双端口异向材料天线，具有两个天线端口；和两条馈线，其连接相应的天线端口以分别运送由RFIC电路产生的、发送频率处的发送信道信号Tx和从天线接收并被导向RFIC电路的、不同接收频率处的接收信道信号Rx。异向材料天线为提供两种不同谐振模式的二维各向异性的天线，经由相应天线端口其中之一激发所述谐振模式中的每一种。

此外，双端口异向材料天线能够包括两个天线端口和两条馈线，所述两条馈线连接相应的天线端口以分别运送由RFIC电路产生的、发送频率处的发送信道信号Tx和从天线接收并被导向RFIC电路的、不同接收频率处的接收信道信号Rx。两条馈线被设计为分别匹配参考平面处的相应RFIC链的阻抗，而无需用于分别将发送频率和接收频率处的、发送信道信号和接收信道信号的部分中的信号进行滤波的带通滤波器。异向材料天线为提供两种不同谐振模式的二维各向异性的天线，所述谐振模式中的每一种经由相应天线端口中的一种激发。所述设备还可以包括分别被耦合于设备的Tx链和Rx链中的发送带通滤波器和接收带滤波器。

基于上面的MTM设计的无线FDD设备可以包括双端口异向材料天线，具有在发送频率处谐振的发送端口和在不同的接收频率处谐振的接收端口；RFIC电路，具有发送（Tx）端口和接收（Rx）端口，以供在发送频率处信号的独立发送和在接收频率处信号的独立接收；和两条馈线，其分别将相应的天线端口连接到RFIC电路的Tx端口和Rx端口。天线的馈线可以被设计为匹配参考平面处的相应RFIC链的阻抗，而无需每一信号通路中的带通滤波器。

在另一种实施方式中，异向材料天线为提供两种不同谐振模式的二维各向异性天线，所述谐振模式中的每一种只经由一个相应的天线端口激发。

图21A-21E示出两种模式CRLH MTM天线的另一个示例。沿着x方向和y方向，二维天线能够具有不同的参数，即，各向异性的MTM结构。因为它的各向异性，所以能够在不同的频率处激发相同阶的LH谐振。通过设计具有适当的CLRH参数的天线，能够出现相互非常接近的x模式和y模式，因而能够使用所述x模式和y模式来创建具有组合BW的天线，所述组合BW等同于单个谐振的BW之和。该实现方式的一个特征是，能够将偏移馈电器应用于一个点处的MTM结构，其考虑激发x模式和y模式两者。底部的层具有完全金属的GND平面和具有偏离结构的中心轴的馈线。

还可以使用CRLH MTM结构来构建方向RF耦合器，其使用具有MIMO天线的定向耦合器，以减小相邻天线之间的耦合。如图22中所示的那样，定向耦合器为四端口设备，其改进在间隔接近（诸如λ/10间距这样）的天线之间的绝缘性，以恢复在模拟域中和以被动方式下的信号之间的正交性。通过使用90O或180O的定向耦合器，将从天线接收的信号去耦合。减小天线之间的耦合可能是成功的MIMO天线阵设计中的关键组件，因为这样做会生成不相关的通路。

因为传统的定向耦合器的尺寸为大的，所以传统定向耦合器需要有几段λ/4长度的TL，这使它们的实现变得不切实际。能够使用CRLH MTM结构来减小90°或180°的定向耦合器的尺寸。这通过设计具有两个端口连接到天线而其他两个连接到无线电收发器的四端口定向耦合器来完成。能够将两种不同的激发应用于天线端口以减小绝缘性，诸如（0°，90°）和（90°，0°）那样。这也就是，天线的辐射图案接近于变成正交的。通过180°的耦合器，不同的激发为（0°，0°）和（0°，180°）的激发，它们相应于输入信号之间的和与差。

图23示出MTM去耦合匹配网路的示例。因为定向耦合器减小相邻天线之间的耦合，所以类似地，期望找到设计最佳匹配网络的部件，该最佳匹配网络不仅将间隔接近的天线去耦合，而且允许被指派到每一天线端口的任意波束图案。定义实际的迭代方法来建立这样的被动的和无损的去耦合和图案成形匹配网络（Decoupling and Pattern Shaping Matching Networks，DPSN）。不像其中只能够一次将两个天线去耦合的定向耦合器那样，DPSN连接到N个天线端口和N个收发器端口。所述匹配网络的项（entry）包括在N个天线端口和N个收发器端口之间的相位偏移的特定值。因而，将定向耦合器考虑为其中N=2并且相位偏移为90°或180°的特殊的DPSN情况。此处也使用平衡的CRLH TL来设计并减小DPSN的尺寸。

天线阵组合多个MTM天线，以使得由不同的几何形状来定义它们的布局，以基于最终的应用来优化辐射图案和极化。例如，在WiFi接入点（AP）中，能够沿着板的周长来印刷天线，所述板具有CPW线将它们连接到功率合成器/分离器和开关。能够沿着膝上型计算机的显示器或在其他通信设备中实现相同的天线。

图24和25示出两个示例。沿着将天线元件连接到功率合成/分离模块的轨迹使用诸如二极管这样的切换元件。由波束切换控制器（BSC）控制这些二极管，以便只激发天线阵的子集。可以将切换元件放置于离功率合成器/分离器的λ/2处以便改进匹配条件，其中λ为正在传播的波的波长。能够使用移相器和/或延迟线来进一步增强所选择的天线的波束图案。功率合成器/分离器（PCD）可以是现成的（off-the-shelf）组件或为被直接印刷在板上的。

印刷PCS可以基于诸如Wilkinson PCD这样的传统设计，或诸如零阶功率合成器和分离器（UCLA2005的公开）这样的MTM设计。在下面的示例中，我们说明印刷Wilkinson PCD。

将来自PCD的输入/输出信号馈送到无线电收发器以被处理。数字信号处理器被装备有评估链接性能的部件。这可以是基于误包率（packet errorrate）和RSSI（所接收到的信号强度）。数字处理器基于信号性能的水平将反馈提供到BSC。

当向适合于特定位置和时间处的通信环境的最佳波束图案会聚时，能够由下列的阶段来描述BSC的操作：

扫描模式：这是一个初始化过程，其中在转变到较窄的波束之前，首先使用较宽的波束以使强的通路的方向变窄。多个方向会呈现相同的信号强度。在录入存储器之前，所述图案被标记上客户端信息和时间。

锁定模式：将链接锁定到呈现最高信号强度的单个图案中的一个。

重新扫描模式：如果链接开始示出更低的性能，则触发重新扫描模式，其将考虑首先被录入到存储器的波束图案，并首先从所述方向改变光束的方向。

MIMO模式：在MIMO系统中，所期望的是在将MIMO多个天线图案锁定到所述方向之前，首先找到强的多径链接的方向。从而，天线的多个子集将同时操作，并且每一个都连接到MIMO收发器。

ZOR功率合成器分离器

功率合成器能够包括具有输出端口和输入端口的N个分支的零度复合右/左手（CRLH）传输线（TL）。每一输入端口被配置为从天线接收输出信号。由ZOR TL来同相地组合输入端口以生成输出信号。ZOR模式相应于无限波长固定波谐振腔，其中分支端口自由耦合以组合它们的信号，并且TL的其他末端为末端开放的。能够使用集总电感器（lumped inductor）和电容器来建立功率合成器。能够将馈线印刷为微带线或CPW馈线。输出端口被配置为匹配所连接的设备的阻抗。N个分支输入线具有集成的开关以激活或禁止端口。开关可以是二极管或MEMS设备。在公开号为20060066422、Itoh等人于2006年5月30日发表的题为“zeroth-order resonator”的美国专利公开中描述了零阶CRLH MTM传输线的示例，以参考的形式将其并入为本申请的说明书的部分。

功率分离器能够包括具有输入端口和N个分支的输出端口的零度CRLH传输线（TL）。每一输出端口被配置为将信号发送到信号。同相地等分输入信号以生成N个输出端口。ZOR模式相应于无限波长固定波谐振腔，其中分支端口自由耦合，以便从主要的输入端口等分信号，并且TL的其他末端为末端开放的。能够使用集总电感器和电容器来建立功率合成器。能够将馈线印刷为微带线或CPW馈线。输入端口可以被配置为匹配所连接的设备的阻抗。N个分支的输出线具有集成的开关以激发或禁止端口。开关可以是二极管或MEMS设备。

能够使用MTM漏波天线以在光束图案之间成形、操控或切换，而非MTM天线和功率合成器/分离器的集合。图26示出一个示例。能够使用ZORTL建立漏波天线，ZOR TL的一个末端连接到无线电收发器，同时通过与输入/输出端口相同的阻抗终止其他末端。

辐射图案的光束宽度依赖于TL的单元的数目。单元的数目越高，光束的宽度也越窄。与TL正交的方向相应于ZOR频率，同时向前和向后方向的光束分别相应于RH和LH区域。由于天线需要在相同的频率处操作同时生成不同的光束方向，因此在LH、RH和ZOR区域中，电容和电感器的值有所变化以使结构在相同的频率处谐振。

能够与漏波天线一起使用天线和功率合成器/分离器的集合。这通过将功率合成器/分离器的结构用作为漏波天线来完成，同时，由于除了通过与主要端口相同的阻抗终止其他TL端口之外，它的设计与功率合成器/分离器相似。

图27进一步说明使用N个MTM天线元件的天线系统，所述N个MTM天线元件被耦合到提供信号MIMO、SM、STBC、BF和BFN功能的模拟电路。在图24-27的示例中，从CRLH MTM结构做至少一个元件，以便处理通过非MTM结构可能难于解决的技术问题或工程问题。当由CRLH MTM结构做天线或天线阵并且被耦合到天线或天线阵的RF电路元件也为CRLHMTM结构时，两种MTM结构可以是不同的。MTM结构能够提供额外的设计灵活性和在设计各种RF分量、设备和系统方面的操作。

使用一维和二维中的MTM概念，单个层和多个层可以被设计为遵照RF芯片封装技术。第一方法为通过使用低温共烧陶瓷（Low-TemperatureCo-fired Ceramic，LTCC）设计与制造技术，影响系统级封装（System-on-Package，SOP）概念。对通过使用高的电介质常数ε，例如ε=7.8和损耗角正切为0.0004的Dupont（杜邦）951的LTCC制造，来设计多层MTM结构。更高的ε值导致进一步尺寸小型化。从而，将在先前段落中提出的所有使用ε=4.4的FR4基片的设计和示例通过调谐串联和并联电容器和电感器移植到LTCC，以便遵照LTCC的更高介电常数的基片。

与LTCC基片的高介电常数相反，能够被用来将印刷MTM的设计减小到RF芯片的另一种技术为使用GaAs基片和薄的聚酰胺层的单片微波IC（MMIC）。在这两种情况下，调谐在FR4或Roger基片上的原始MTM设计，以遵照LTCC和MMIC基片/层的介电常数和厚度。

首字母组缩略词

尽管本说明书含有许多细节，但是不应该将这些细节解释为对本发明或者权利要求的范畴上的限制，而更应该解释为对特定于本发明的特定实施例的特征的描述。本说明书中所描述的在分离的实施例的上下文中的某些特征也能够通过单个实施例的组合实现。相反地，在单个实施例的上下文中所描述的各种特征还能够通过多个实施例分离地或者通过任何合适的子组合来实现。而且，虽然这些特征可以被如上描述为以某些组合并且甚至如最初权利要求的那样动作，但是在某些情况下，能够将从权利要求的组合的一个或多个特征从组合去除，并且可以将权利要求的组合导向子组合或子组合的变形。

只公开若干种实施方式。然而，应当理解的是，可以进行变化和改进。

Claims

1.一种异向材料天线设备，包括：

位于基片的第一表面上的地电极；

位于基片的第二表面上的第一导电膜片；

电磁耦合到导电膜片的馈电结构；

连接到导电膜片的第一电感元件；和

位于基片的第一表面上的第二电感元件，所述第二电感元件将第一电感元件连接到地电极；

其中所述导电膜片、第一电感元件、第二电感元件和地电极的至少一部分被构造为形成复合左右手CRLH结构；并且

其中所述地电极整个位于导电膜片从第二表面投影到第一表面上的覆盖区的投影的外部。

2.如权利要求1所述的异向材料天线设备，其中所述导电膜片、第一电感元件和第二电感元件组成CRLH结构的第一单位单元；并且

其中所述CRLH结构包括多个单位单元。

3.如权利要求2所述的异向材料天线设备，其中所述多个单位单元形成一维阵列。

4.如权利要求3所述的异向材料天线设备，其中所述多个单位单元中的每一个包括导电通路连接器；

其中第二导电元件包括配置用来将各个导电通路连接器导电地耦合到地电极的条带线；

其中所述条带线位于第一表面上多个单位单元的覆盖区中；并且

其中所述条带线的宽度比多个单位单元中各个单位单元的横向尺寸要小。

5.如权利要求2所述的异向材料天线设备，其中每个单位单元各自的尺寸不大于与CRLH结构谐振的信号的波长的六分之一。

6.如权利要求2所述的异向材料天线设备，其中多个单位单元中的相邻单位单元相互间隔与CRLH结构谐振的信号的波长的四分之一或更少。

7.如权利要求2所述的异向材料天线设备，包括第一导电馈电线，具有位于第一导电膜片附近并被电磁耦合到该第一导电膜片的远端。

8.如权利要求7所述的异向材料天线设备，包括第二导电馈电线，具有位于所述多个单位单元中包括的不同导电膜片附近并被电磁耦合到该不同导电膜片的远端。

9.如权利要求1-8中任一个所述的异向材料天线设备，其中所述第一电感元件包括导电通路连接器。

10.如权利要求9所述的异向材料天线设备，其中所述第二电感元件包括配置用来将导电通路连接器导电地耦合到地电极的条带线。