CN101490997A - 用于无线通信的多载波接收机 - Google Patents

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Abstract

描述了能够同时接收一个或多个频率信道的多载波接收机。在一种设计中，该多载波接收机包括一个RF接收链、模拟到数字转换器(ADC)以及至少一个处理器。RF接收链对所接收的RF信号进行处理并提供包括多个频率信道上的多个信号模拟基带信号。ADC可以对模拟基带信号进行数字化。处理器可以对来自ADC的采样进行数字处理以获得包括多个频率信道上的多个信号输入采样流。数字处理可以包括数字滤波、直流(DC)偏移消除、同相/正交(I/O)失配补偿、粗略缩放等。处理器对每个频率信道的输入采样流进行数字下变频，以获得与该频率信道对应的下变频采样流。随后处理器对每个下变频采样流进行数字处理，以获得相应的输出采样流。该数字处理可以包括数字滤波、下采样、均衡滤波、上采样、采样速率转换、精细缩放等。

Description

用于无线通信的多载波接收机
相关申请
本专利申请要求享有于2006年7月14日递交的名称为“DEMODULATION OF MULTIPLE DATA CHANNELS WITH A SINGLERF RECEIVE CHAIN”的临时申请No.60/830,923的优先权，其在此转让给本受让人，并通过参考明确地并入本文。
技术领域
本公开一般涉及通信，更具体地，涉及用于无线通信系统的接收机。
背景技术
无线通信系统被广泛地部署来提供各种通信服务，比如语音、视频、分组数据、消息、广播等。这些系统可以是能够通过共享可用系统资源来支持多个用户的多址系统。这种多址系统的实例包括：码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交FDMA(OFDMA)系统以及单载波FDMA(SC-FMDA)系统。
由于用户数量的增加以及具有更高数据需求的新应用的出现，无线通信系统的数据使用正在不断地增长。在良好的信道条件下，系统在一个频率信道上可以支持特定的最大数据速率。该最大数据速率通常由系统设计来确定。为了增加容量，该系统可以利用多个频率信道来进行传输。然而，为了支持多个频率信道的接收，接收机的设计复杂度和成本会显著增加。
因此，在本领域中需要一种成本节约的接收机，其能够支持多个频率信道的接收。
发明内容
这里描述了能够使用单一射频(RF)接收链同时接收一个或多个频率信道的多载波接收机。该单一RF接收链可以是宽带的并被设计用于特定最大数目(T)个频率信道。使用该单一RF接收链可以同时从多达T个频率信道接收多达T个信号。
在一种设计中，该多载波接收机包括一个RF接收链、模拟到数字转换器(ADC)以及至少一个处理器。该RF接收链可以对所接收的RF信号进行处理(例如，放大、下变频以及模拟滤波)并提供模拟基带信号，该模拟基带信号包括多个频率信道上的多个信号。ADC可以将模拟基带信号数字化，并提供一个或多个采样流。
处理器可以对来自ADC的一个或多个采样流进行数字处理，以获得输入采样流，该输入采样流包括多个频率信道上的多个信号。该数字处理可以包括数字滤波、直流(DC)偏移消除、同相/正交(I/O)失配补偿、粗略缩放等。然后，处理器可以对每个频率信道的输入采样流进行数字下变频，以获得该频率信道的下变频采样流。每个频率信道的数字下变频频率可以基于该频率信道的所计算出的中心频率和所估计出的频率误差来进行确定。处理器还可以对每个频率信道的下变频采样流进行数字处理，以获得该频率信道的输出采样。该数字处理可以包括数字滤波、下采样、均衡滤波、上采样、采样速率转换、精细缩放、DC偏移消除等。下面描述了各种类型的数字处理。例如，通过调整RF接收链内的模拟电路块的增益，可以对所有频率信道的输入采样流执行粗略自动增益控制(AGC)。可以单独地为每个频率信道的输出采样流执行精细AGC。这样可以允许接收具有不同接收功率电平的多个信号。
下面更加详细地描述本公开的各个方面和特征。
附图说明
图1示出了多个CDMA信道上的CDMA信号；
图2示出了多载波接收机的方框图；
图3示出了多载波接收机内预处理器的方框图；
图4示出了DC偏移消除单元的方框图；
图5示出了用于数字下变频的旋转器的方框图；
图6示出了旋转器内的CORDIC单元的方框图；
图7示出了数字滤波器的方框图；
图8示出了数字可变增益放大器(DVGA)的方框图；
图9示出了CDMA信道处理器的方框图；
图10示出了用于从多个频率信道接收信号的处理过程；
图11示出了由RF接收链执行的处理过程。
具体实施方式
这里所描述的多载波接收机可以用于各种无线通信系统，比如，CDMA、TDMA、FDMA、OFDMA以及SC-FDMA系统。术语“系统”和“网络”经常互换使用。CDMA系统可以实现比如cdma2000、通用陆地无线接入(UTRA)等无线技术。cdma2000涵盖IS-2000、IS-95和IS-856标准。UTRA包括宽带CDMA(W-CDMA)和低码率(LCR)。TDMA系统可以实现比如全球移动通信系统(GSM)的无线技术。OFDMA系统可以实现比如演进的UTRA(E-UTRA)、IEEE802.11、IEEE802.16、IEEE802.20、
Figure A200780026745D0012160602QIETU
等的无线技术。这些各种无线技术和标准在本领域是公知的。在名为“第三代合作伙伴计划”(3GPP)的组织的文档中描述了UTRA、E-UTRA和GSM。在名为“第三代合作伙伴计划2”(3GPP2)的组织的文档中描述了cdma2000。3GPP和3GPP2文档是可以公开获得的。
为清楚起见，针对实现IS-856的HRPD系统来描述多载波接收机的某些方面。HRPD也称为CDMA2000 1xEV-DO(演进数据优化)、1xEV-DO、1x-DO、DO、高数据速率(HDR)等。术语“HRPD”、“EV-DO”和“DO”经常互换使用。在可以公开获得的2007年3月的名称为“cdma2000 HighRate Packet Data Air Interface Specification”的3GPP2 C.S0024-B中对HRPD进行了描述。为清楚起见，在大部分以下描述中使用了HRPD术语。
这里所描述的多载波接收机可以用于接入终端以及接入点。接入点通常是与接入终端进行通信的固定站，并且也可以称为基站、节点B等。接入终端可以是静止的或移动的，并且也可以称为移动站、用户设备(UE)、移动设备、终端、用户单元、站等。接入终端可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、手持机、无线通信设备、手持设备、无线调制解调器、膝上型计算机等。为清楚起见，下面针对接入终端描述多载波接收机的使用。
多载波接收机能够同时接收一个或多个CDMA信号。每个CDMA信号可以是在不同CDMA信道上发送的。CDMA信道是用于一个CDMA信号的频率信道，并且在HRPD中为1.2288MHz宽。CDMA信道通常也称为载波。
图1示出了在N个CDMA信道上传输N个CDMA信号的实例，其中一般N≥1且对于多载波操作N>1。在该实例中，CDMA信道1具有的载波频率为fch1，CDMA信道2具有的载波频率为fch2，依此类推，CDMA信道N具有的载波频率为fchN。通常，对载波频率进行选择，使得CDMA信道间隔得充分分开，以降低信道间干扰。通常，N个CDMA信道的载波频率可以或不可以彼此相关。每个CDMA信道的载波频率可以按照最小信道间间距标准来独立地选择。载波频率可以在频率上均匀间隔并且以固定频率间距fspacing分开，其中该固定频率间距可以是1.2288MHz或一个更大的值。这N个CDMA信号可以承载用于诸如语音、视频、分组数据、文本消息等的任何服务的任何类型数据。这N个CDMA信号可以从一个或多个接入点接收，并且可以以不同的功率电平(如图1所示)或以相同的功率电平接收。
期望使用尽可能少的电路来支持一个或多个CDMA信道的接收，以降低成本、降低功耗、改进可靠性以及获得其它益处。可以使用T个不同RF接收链来从多达T个CDMA信道接收多达T个CDMA信号，其中T是能够同时接收的CDMA信号的最大数目。然而，T个RF接收链会显著地增加接入终端的成本。
在一方面，多载波接收机利用单一RF接收链来支持同时从多达T个不同CDMA信道接收多达T个CDMA信号。该单一RF接收链可以是宽带的，并且被设计来用于T个相邻CDMA信道，其中T可是任何适当数值。利用该单一RF接收链可以接收N个CDMA信号，其中N可以最大为T。由于单一RF接收链的使用，多载波接收机可以是功率高效且成本节约的。
图2示出了多载波接收机200的设计的方框图，该多载波接收机200可以用于接入终端。多载波接收机200包括RF接收链202和数字部分204。天线206可以从一个或多个接入点接收前向链路信号。双工器208可以针对所需前向链路频带对来自天线206的RF信号进行滤波，并且将所接收的RF信号提供到RF接收链202。
RF接收链可以实现超外差结构或直接转换结构。在超外差结构中，在多个级中对所接收RF信号进行下变频，例如，在一个级中从RF变换到中间频率(IF)，然后在另一级中从IF变换到基带。在也称为零IF结构的直接转换结构中，在一个级中将所接收RF信号从RF直接下变频到基带。超外差和直接转换结构可以使用不同电路块和/或具有不同电路需求。下面的描述假设使用直接转换结构。
在RF接收链202内，低噪声放大器(LNA) 212可以以增益GLNA来接收并放大所接收RF信号，并提供已放大RF信号。带通滤波器214可以对来自LNA 212的信号进行滤波，以去除带外信号分量并提供输入RF信号。带通滤波器214可以是表面声波(SAW)滤波器、陶瓷滤波器、或一些其它类型滤波器。混频器216可以利用来自本振(LO)发生器218的模拟LO信号，将输入RF信号从RF下变频到基带。LO发生器218可以包括压控振荡器(VCO)、锁相环(PLL)、参考振荡器等。可变增益放大器(VGA)220可以以增益GVGA来放大来自混频器216的下变频信号。加法器222可以去除来自VGA 220的已放大信号中的DC偏移。模拟低通滤波器224可以对来自VGA 220的信号进行滤波，并将模拟基带信号提供到数字部分204。
在数字部分204内，ADC 232可以以采样速率fADC对模拟基带信号进行数字化，并提供一个或多个采样流。ADC采样速率可以是固定的，并基于能够同时接收的CDMA信道的最大数目来进行选择。或者，ADC采样速率可以是可配置的，并且基于正在接收的CDMA信道的数目来进行选择。预处理器234可以对来自ADC 232的一个或多个采样流执行预处理，并将采样速率为fsample的输入采样流提供给N个CDMA信道的N个数字处理链240a到240n。输入采样速率fsample可以通过整数或非整数因子与ADC采样速率fADC相关。
在图2所示的设计中，每个数字处理链240包括旋转器242、数字滤波器244和DVGA 246。在用于CDMA信道n的数字处理链240内，旋转器242可以作为数字下变频器进行操作，对具有数字LO信号的输入采样流进行下变频，并提供CDMA信道n的下变频采样流。CDMA信道n的数字LO信号具有的频率为fn，该频率是通过CDMA信道n的载波频率fchn和从RF下变频到基带所用的模拟LO信号的频率fc来确定的。数字滤波器224可以对下变频采样流进行滤波，以去除由数字下变频所造成的映像以及其它不期望的信号分量。DVGA 246可以对来自滤波器244的已滤波采样进行缩放以获得所需的幅度，并将CDMA信道n的输出采样流提供给数据处理器250。尽管在图2中没有示出，从混频器216到数据处理器250的信号通常是复信号和具有同相(I)和正交(Q)分量的采样流。
RF接收链202、ADC 232和预处理器234可以是宽带的，以支持从N个CDMA信道接收N个CDMA信号。带通滤波器214可以是宽带的，并且可以使整个频带通过，例如，对于蜂窝带为从869到894MHz以及对于个人通信服务(PCS)带为从1930到1990MHz。模拟低通滤波器244可以具有固定的或可变的带宽，该带宽可以足够宽以使正在接收的所有CDMA信号通过。RF接收链202内的其它模拟电路块也可以是宽带的，以使所有CDMA信号通过。ADC 232可以以相当高的时钟速率进行操作，并可以具有足够大的分辨率，以对包含N个CDMA信号的模拟基带信号进行数字化。
图2示出了RF接收链202的具体设计。通常，RF接收链可以包括放大器、滤波器、混频器等的一个或多个级。这些电路块可以被设置为与图2示出的配置不同。RF接收链也可以包括在图2中没有示出的不同的和/或另外的电路块。RF接收链202的全部或部分可以在一个或多个RF集成电路(RFIC)、混频信号IC等上实现。例如，LNA 212、混频器216、LO发生器218、VGA 220、加法器222以及模拟低通滤波器224可以在例如RF接收器(RFR)或RF发射器/接收器(RTR)芯片的RFIC上实现。
数据处理器250可以包括用于数据接收和其他功能的各种处理单元。例如，数据处理器250可以包括数字信号处理器(DSP)、缩减指令集计算机(RISC)处理器、中央处理单元(CPU)等。控制器/处理器260可以控制多载波接收机200的操作。存储器262可以存储多载波接收机的程序代码和数据。数据部分204可以利用一个或多个处理器来实现，该一个或多个处理器可以具有不同类型。数据部分204还可以利用一个或多个专用集成电路(ASIC)和/或其他IC来实现。
多载波接收机200可以与多载波发射机结合使用，该多载波发射机能够同时在一个或多个CDMA信道上进行发射。多载波发射机可以处理一个或多个CDMA信道的数据和控制信息，并生成输出RF信号。双工器208可以将输出RF信号从多载波发射机路由到天线206。
ADC 232可以利用delta-sigma(ΔΣ)ADC来实现，该ΔΣADC能够频谱成形量化噪声，使得将该噪声从低频推送到更高频率。该噪声成形可以允许CDMA信号观测更少的带内量化噪声，并因此实现更高的信噪比(SNR)。通过后续数字滤波器可以更容易地对带外量化噪声进行滤波。ΔΣADC的噪声频谱可以由过采样速率(OSR)来确定，其中OSR是ΔΣ ADC的采样速率与正在数字化的CDMA的双边带宽的比值。通常，更高的采样速率可以将量化噪声推到更高的频率、增加ΔΣ ADC的带宽以及改善SNR。然而，更高的采样速率也会导致更高的功耗。采样速率可以基于各种因素而变化，比如，正在接收的CDMA信号的数目、操作条件(例如，期望的CDMA信号电平和不期望的信号电平)、功耗考虑因素等。
ΔΣ ADC可以使用参考电压Vref来对模拟基带信号幅度中的变化进行近似。该Vref电压可以确定在不限幅的情况下ΔΣ ADC能够捕获的最大信号电平，通常也称为满度电平。Vref电压也可以确定量化噪声，该量化噪声通常相对于Vref电压给出的。Vref电压可以基于各种因素而变化，比如，正在接收的CDMA信号的数目、CDMA信号电平、不期望的信号电平等。例如，当CDMA信号电平较低时，在接收多个CDMA信号时可以降低Vref电压等等。更低的Vref电压可以降低量化噪声电平，并改善上述场景的SNR。然而，随着量化噪声电平降低，ΔΣ ADC的底噪声可以开始起作用并变成限制因素。
通常，通过增加采样速率和/或降低Vref电压，可以为ΔΣ ADC实现更宽的带宽。更宽的带宽可以适合于同时接收多个CDMA信号。
图3示出了图3中预处理器234的设计的方框图。在预处理器234内，ADC误差消除单元312可以从ADC 232接收一个或多个采样流，并执行误差消除。ADC 232可以利用具有多个(例如，两个)ΔΣ调制器级的ΔΣ ADC来实现。第一ΔΣ调制器级可以将模拟基带信号转换为第一采样流，该第一采样流包含CDMA信号和第一ΔΣ调制器的量化噪声。第二ΔΣ调制器级可以对第一ΔΣ调制器的输出进行操作，并提供第二采样流，该第二采样流包含CDMA信号和这两个ΔΣ调制器的量化噪声。单元312可以合并第一和第二采样流，以消除第一ΔΣ调制器的量化噪声，并对第二ΔΣ调制器的量化噪声进行频谱成形。单元312的误差消除可以导致ADC 232的高动态范围。如本领域所公知的，单元312的设计可以取决于ADC 232中的ΔΣ调制器的设计。
抽取滤波器314可以包括预抽取滤波器，其后跟随下采样器。预抽取滤波器可以对来自单元312的采样进行滤波，以衰减：(i)在后续抽样之后可能混入带内的频谱分量或映像以及(ii)来自ΔΣ ADC的频谱成形量化噪声。可以选择滤波器314的响应，以减少通带衰减(passband droop)，而同时充分衰减通过所述抽取混入带内的映像。通过抛出每第m个采样，例如对于以二为因子的下采样为每第二个采样，下采样器可以对来自预抽取滤波器的采样进行下采样或抽取。
增大/降低单元316可以用于粗略增益调整。所接收的RF信号可以包括所期望的CDMA信号以及在频率上紧临该CDMA信号的大的不期望/干扰信号(或电气干扰)。当检测到电气干扰时，可以减小(或降低)RF接收链202中的信号的增益(并因此降低幅度)，以避免模拟电路块和ADC 232饱和。单元316的增益可以增加相应的量，以对来自单元316的采样维持近似恒定的总增益。相反地，当没有检测到电气干扰时，可以增加(或增大)RF接收链202中的信号的增益，以更加充分地利用ADC 232的可用动态范围。单元316的增益可以减少相应的量。
DC偏移消除单元318可以估计来自单元316的采样中的DC偏移量，并将粗略DC偏移估计提供给RF接收链202内的加法器222，以用于进行模拟DC偏移消除。单元318还可以估计并去除加法器222没有去除的残余/细微DC偏移。单元318可以如下所述来实现。
I/Q失配补偿单元320可以执行I/Q补偿，以对从RF到基带的模拟正交下变频中的I路径和Q路径之间的增益和相位失配进行校正。混频器216可以包括用于I路径和Q路径的两个混频器。增益失配可能是由这两个混频器的不同增益和/或来自LO发生器218的模拟I和Q LO信号的幅度不平衡所导致的。相位失配可以是由模拟I和Q LO信号没有精确地偏离相位90度所导致的。增益和/或相位失配会造成在来自混频器216的下变频信号中生成的残余边带能量(RSB)映像。该RSB映像会降低性能，尤其是当CDMA信号具有宽的接收功率范围时，使得与最弱的CDMA信道相比，RSB映像相对较大。
在混频器216输入处的RF信号可以表示为：
R(t)＝I(t)·cos(ωct)-Q(t)·sin(ωct)，   方程(1)
其中I(t)和Q(t)是I和Q信号分量，
R(t)是在混频器216输入处的RF信号，以及
ωc＝2π·fc是模拟LO频率，其单位为弧度/秒。
来自混频器216的I和Q下变频信号可以表示为：
Irx(t)＝R(t)·cos(ωct)＝I(t)，方程(2)
Qrx(t)＝R(t)·a·sin(ωct+φ)＝a·[I(t)·sinφ+Q(t)·cosφ]，方程(3)
其中Irx(t)和Qrx(t)是来自混频器216的I和Q下变频信号，以及
a是增益失配且φ是相位失配。
方程(2)和(3)聚合Q分量中的增益和相位失配。
用于对增益和相位失配进行校正的I/Q补偿可以表示为：
Icomp(t)＝Irx(t)，和方程(4)
Qcomp(t)＝A·Irx(t)+B·Qrx(t)，方程(5)
其中Icomp(t)和Qcomp(t)是I和Q补偿信号，以及
A＝-tanφ且B＝1/(a·cosφ).
参数a和φ可以根据RF接收链202的校准来获得。如果对增益和相位失配的估计是准确的，那么I和Q补偿信号将分别主要包括I和Q分量。
I/Q失配补偿单元320可以从单元318接收I和Q采样，并生成I和Q补偿采样，例如，如方程(4)和(5)所示。来自单元318的I和Q采样可以对应于方程(4)和(5)中的Irx(t)和Qrx(t)，并且来自单元320的I和Q采样可以对应于Icomp(t)和Qcomp(t)。单元320也可以通过设置B＝-1/(a·cosφ)来执行联合频谱反转和I/Q失配补偿。
功率检测器322可以估计来自滤波器314的采样的功率。在一种设计中，检测器322可以如下导出功率估计：
P est = Σ I filtered 2 + Q filtered 2 ,      方程(6)
其中Ifiltered和Qfiltered是来自滤波器314的I和Q采样，以及
Pest是来自检测器322的功率估计。
在另一种设计中，检测器322可以如下导出功率估计：
P est = Σ max ( | I filtered | , | Q filtered | ) + 1 2 min ( | I filtered | , | Q filtered | ) .  方程(7)
根据方程(7)的功率估计可以近似等于根据方程(6)的功率估计，但是可以利用更简单的计算来得到。检测器322可以用其它方式导出功率估计。来自检测器322的功率估计可以包括通过数字滤波器314的所有信号分量。
粗略增益控制单元324可以从检测器322接收功率估计，并且为RF接收链202选择粗略增益以避免ADC 232饱和。当功率估计Pest较小时，单元324可以为RF接收链202选择更大的增益以改善SNR。当功率估计较大时，单元324可以为RF接收链202选择更小的增益以避免对信号进行限幅。单元324可以将功率估计与一个或多个阈值进行比较，并且当功率估计超过阈值时，选择对应于该阈值的更低的粗略增益。
图2中的数据处理器250内的粗略自动增益控制(AGC)单元252可以从图3中的粗略增益控制单元324接收粗略增益以及可能的其它输入。单元252可以基于该输入，为RF接收链202中的LNA 212和VGA 220选择合适的增益GLNA和GVGA。DVGA 246的增益可以按照RF接收链202的粗略增益的倒数变化。增大/降低单元316可以抵消由粗略增益控制单元324实现的增益变化，并且AGC单元252的决策可以通过DVGA 246来抵消。
图3示出了预处理器234的具体设计。通常，预处理器234可以以各种方式处理来自ADC 232的采样，并且可以执行各种功能，比如，数字滤波、抽取、重采样、DC偏移消除、I/Q失配补偿、粗略缩放等。也可以按照与图3中所示的配置不同的顺序来设置数字处理块。
图4示出了图3中预处理器234内的DC偏移消除单元318的设计的方框图。在该设计中，单元318包括用于I采样流的粗略DC偏移估计器410a和精细DC偏移估计器410b以及用于Q采样流的粗略DC偏移估计器410c和精细DC偏移估计器410d。在图4所示的设计中，每个DC偏移估计器410包括两个DC累加器420a和420b，它们级联耦合。
在用于I采样流的粗略DC偏移估计器410a内，DC累加器420a内的加法器422从I采样中减去寄存器428的输出。乘法器424将加法器422的输出乘以增益K1。加法器426将乘法器424的输出与寄存器428的输出相加，并将其输出提供给寄存器428。寄存器428和加法器426构成累加器，其累加乘法器424的输出。在DC累加器420b内，加法器432从寄存器428的输出中减去寄存器438的输出。乘法器434将加法器432的输出乘以增益K2。加法器436将乘法器434的输出与寄存器438的输出相加，并将其输出提供给寄存器438。寄存器438和加法器436构成累加器，其累加乘法器434的输出。寄存器438为I路径提供粗略DC偏移估计。
用于I采样流的精细DC偏移估计器410b包括DC累加器420a和420b，其以与粗略DC偏移估计器410a中的DC累加器相似的方式进行耦合和操作。然而，在精细DC偏移估计器410b内，将增益K3应用于乘法器424，并且将增益K4应用于乘法器434。精细DC偏移估计器410b中的寄存器438为I路径提供精细DC偏移估计。
用于Q采样流的粗略DC偏移估计器410c可以与用于I采样流的粗略DC偏移估计器410a相同，并且可以对乘法器424使用增益K1以及对乘法器434使用增益K2。用于Q采样流的精细DC偏移估计器410d可以与用于I采样流的精细DC偏移估计器410b相同，并且可以对乘法器424使用增益K3以及对乘法器434使用增益K4。
粗略DC偏移估计器410a和410c可以分别估计I和Q采样流中的粗略DC偏移。粗略I和Q DC偏移估计可以提供给RF接收链202内的加法器222，并用于去除模拟I和Q基带信号中的DC偏移。精细DC偏移估计器410c和410d可以分别估计I和Q采样流中的精细DC偏移。加法器440a可以从I采样中减去精细I DC偏移估计，并提供I DC已校正采样。类似地，加法器440b可以从Q采样中减去精细Q DC偏移估计，并提供Q DC已校正采样。
可以对增益K1，K2，K3和K4进行选择，以获得DC偏移消除的期望性能。每个增益可以确定相关联的DC累加器的时间常数。精细DC偏移估计器410b和410d可以具有比粗略DC偏移估计器410a和410c的时间常数更大的时间常数(并因此具有更小的增益)。每个DC偏移估计器410也可以支持多个操作模式，例如，获取模式和跟踪模式。获取模式可以具有更短的时间常数并且可以用于快速估计和校正DC偏移。跟踪模式可以具有更长的时间常数并可以用于更加准确地估计并校正DC偏移。
DC偏移消除单元318可以支持在表1中示出的更新模式。
表1
 
模式 说明
仅粗略DC偏移 估计粗略DC偏移并将其定期地提供给RF接收链202。将增益K1和K2设置为零，以禁用精细DC偏移估计器410b和410d。             
仅精细DC偏移 估计精细DC偏移并将其从I和Q采样中去除。将增益K3和K4设置为零，以禁用粗略DC偏移估计器410a和410c。                          
粗略和精细DC偏移         估计粗略DC偏移并一次或定期地将其提供给RF接收链202。估计精细DC偏移并将其从I和Q采样中去除。                               
图4中的设计针对每个DC偏移估计器410使用两个DC累加器420a和420b。附加的DC累加器420b可以更好地衰减诸如电气干扰的带外频谱分量。这会带来更加准确的DC偏移估计。通常，每个DC偏移估计器可以包括任意数目的部分，并且每个部分可以具有任意转换功能。例如，每个部分可以对应于图4中所示的第一位DC累加器。
参照回图2，预处理器234可以将输入采样流提供给N个CDMA信道的每个旋转器242a到242n。每个旋转器242可以将输入采样流从其CDMA信道n的频率fn数字下变频到DC。在一种设计中，每个旋转器242可以利用复数乘法器来实现，该复数乘法器可以将输入采样流乘以频率为fn的数字LO信号，以获得下变频采样流。在另一种设计中，每个旋转器242可以执行坐标旋转数字计算机(CORDIC)计算。CORDIC算法是一种迭代算法，其允许使用简单的移位和加/减法硬件来进行三角函数的快速硬件计算。
复输入采样Iin+jQin可以旋转角度θ，如下：
Irot+jQrot＝(Iin+jQin)·ejθ，方程(8)
Irot＝Iin·cosθ-Qin·sinθ＝cosθ·(Iin-Qin·tanθ)，以及方程(9)
Qrot＝Qin·cosθ+Iin·sinθ＝cosθ·(Qin+Iin·tanθ)，方程(10)
其中Irot+jQrot是复旋转采样。
可以将角度θ限制在0到90度范围内。然后可以用较小角度的和来表示角度θ，如下：
θ = Σ i = 0 L - 1 d i · θ i , 方程(11)
其中θi＝arctan(1/2i)是第i个较小角度，
di∈{-1，+1}是第i个较小角度的符号位，以及
L是用于近似角度θ的较小角度的数目。
对于i＝0角度θi等于45度，对于更大的i值角度θi逐渐变小，并且是固定的且对i的每个值是已知的。通过将每个连续的较小角度θi相加或相减可以近似角度θ。如果di＝+1则加上角度θi且如果di＝+1则减去角度θi。因此，可以通过符号位di的数值序列来定义角度θ，其中di可以定义为：
Figure A200780026745D00222
方程(12)
Figure A200780026745D00223
其中i＝0，1，...，L-1，方程(13)
Figure A200780026745D00231
方程(14)
较小角度或迭代(L)的数目确定利用较小角度的和来近似角度θ的精确度。例如，对于L＝10次迭代近似角度θ的精确度为±0.112°，对于L＝12次迭代精确度为±0.028°，等等。L可以是任何适当的数值。
复输入采样Iin+jQin，可以连续地旋转较小角度θi，如下：
Ii+1＝Ki·(Ii-di·Qi/2i)，以及方程(15)
Qi+1＝Ki·(Qi+di·Ii/2i)，方程(16)
其中Ii+jQi是第i次迭代的复旋转采样，以及
Ki是第i次迭代的CORDIC增益。
在方程(15)和(16)中除以2i相当于右移i比特。因此，可以利用移位、加法和减法运算来执行方程(15)和(16)的计算。CORDIC增益Ki取决于完成迭代的数目并且可以由数字部分204内的其它电路块(例如，预处理器234或DVGA 246)来得到。
图5示出了可以用于图2中每个旋转器242a到242n的旋转器242x的设计的方框图。旋转器242x包括CORDIC单元510a和相位计算单元540。CORDIC单元510a执行用于一个CDMA信道n的输入采样流的数字下变频的CORDIC计算。相位计算单元540确定CDMA信道n的每个输入采样的相位。
在CORDIC单元510a内，复用器(Mux) 512和522从预处理器234分别接收Iin和Qin输入采样，并提供这些采样用于第一次迭代，或i＝0。移位器514和524将来自复用器512和522的采样分别向右移i比特以用于第i次迭代。乘法器516和526将来自514和524的采样分别乘以符号位di。加法器518从复用器512的输出中减去乘法器526的输出，并提供采样Ii+1，如方程(15)所示。加法器528将乘法器516的输出加上复用器522的输出，并提供采样Qi+1，如方程(16)所示。复用器512和522分别从加法器518和528接收采样Ii+1和Qi+1，并提供这些采样用于每个后续迭代，或i>0。在完成所有L次迭代后，切换器520和530分别提供来自加法器518和528的采样Ii+1和Qi+1，作为Irot和Qrot旋转采样。
在相位计算单元540内，PLL 542例如基于CDMA信道n的导频估计，确定CDMA信道n的频率误差。加法器544将CDMA信道n的频率fn(可以是固定的计算值)和CDMA信道n的频率误差(基于从CDMA信道n接收的CDMA信号跟踪该误差)相加。加法器546和寄存器548构成相位累加器，其累加每个采样周期中加法器544的输出。可以基于最高的下变频频率和期望的频率分辨率，来选择相位累加器的比特宽度。例如，23比特相位累加器支持其频率分辨率为2.34Hz的±9.83MHz的频率范围。在每个采样周期中，加法器550将来自寄存器548的当前相位值与相位偏移相加，该相位偏移可以用于表示与RF接收链202中LNA 212或VGA 220的不同状态关联的不同相位。在每个采样周期中，相位查找表552从加法器550接收相位值，并提供符号位di的相应的L比特序列。
预处理器234可以提供采样速率为fsample的输入采样。旋转器242x可以以L·fsample的时钟速率进行操作，以提供每个采样周期中的下变频采样，其延迟为一个采样周期，其中L是迭代数目。如果该时钟速率太高，则CORDIC单元可以利用多个流水线级来实现并以更低的时钟速率进行操作。
图6示出了CORDIC单元510b的设计的方框图，其中CORDIC单元510b在多个(L)流水线级中执行CORDIC计算。CORDIC单元510b可以用于替换图5中的CORDIC单元510a。
在CORDIC单元510b的第一级内，乘法器616a和626a分别将来自预处理器234的Iin和Qin输入采样乘以符号位d0。加法器618a从Iin采样中减去乘法器626a的输出并提供I1采样。加法器628a将乘法器616a的输出加上Qin采样并提供Q1采样。在第二级内，移位器614b和624b将来自第一级的I1和Q1采样向右移一个比特。乘法器616b和626b将移位器614b和624b的输出分别乘以符号位d1。加法器618b从I1采样中减去乘法器626b的输出并提供I2采样。加法器628a将乘法器616b的输出加上Q1采样并提供Q2采样。每个后续级以与第二级相似的方式操作。来自最后级的加法器6181和6281分别提供Irot和Qrot旋转采样。
CORDIC单元510b可以以与输入采样速率fsample相等的时钟速率进行操作。CORDIC单元510b可以提供每个采样周期中的下变频采样，其具有L个采样周期的流水线延迟。
图7示出了可以用于图2中每个数字滤波器244a到244n的数字滤波器244x的设计的方框图。在数字滤波器244x内，预抽取滤波器712可以对来自相关联的旋转器242的下变频采样进行滤波，以衰减在后续抽取之后可能混入带内的频谱分量。滤波器712可以利用一个或多个滤波级来实现并且可以提供对不期望频谱分量的充分衰减，而同时减少通带衰减。下采样器714可以通过抛出每第m个采样对来自滤波器712的采样进行抽取或下采样。预抽取滤波器712和下采样器714的多个级可以级联耦合。
电气干扰滤波器716可以对来自下采样器714的采样进行滤波，以衰减带外分量，包括可能存在于来自下采样器714的采样中的电气干扰。电气干扰滤波器716具有的带宽可以近似等于一个CDMA信号的带宽。均衡滤波器718可以补偿(i)由于数字滤波器712、714和716和/或模拟低通滤波器224造成的通带中的幅度和/或相位失真以及(ii)由接入点处的发射机所导致的任何已知失真。上采样/插值滤波器720可以对来自均衡滤波器718的采样执行插值操作。插值滤波器720可以利用一个或多个级来实现，其中每个级执行到更高速率的上采样并进行滤波以去除由于上采样而导致的映像。
重采样器722可以对来自插值滤波器720的采样执行采样速率转换。在一种设计中，除法器可以将来自LO发生器218的模拟LO信号除以一个整数因子，以获得用于ADC 232的采样时钟。ADC采样时钟频率可能不是码片速率的整数倍，对于HRPD其可以为1.2288兆码片/秒(Mcps)。重采样器可以对来自滤波器720的采样进行重采样，以获得速率为码片速率的整数倍的采样。
滤波器712、716、718和720可以分别利用任意数目的级来实现。每个级可以利用有限脉冲响应(FIR)滤波器、无限脉冲响应(IIR)滤波器或一些其它滤波器结构来实现。每个级可以具有任何适当的响应，其可以是固定的或可编程的。可以基于各种因素对给定级的响应进行编程，这些因素比如为，正在接收的CDMA信号的数目、模拟低通滤波器224的带宽、是否检测到电气干扰等。也可以使能或绕过每个级。
图7示出了用于一个CDMA信道的数字滤波器244x的具体设计。通常，数字滤波器244x可以以各种方式处理来自相关联的旋转器242的下变频采样，并且可以执行各种功能，比如，数字滤波、抽取、下采样、上采样、重采样、DC偏移消除、I/Q失配补偿、缩放等。也可以按照与图7中示出的配置不同的顺序来设置数字处理块。
图8示出了可以用于图2中每个DVGA 246a到246n的DVGA 246x的设计的方框图。DVGA 246x可以将来自相关联的数字滤波器244的每个已滤波采样乘以数字增益，并提供相应的输出采样。如图8中所示，可以在对数(log)域中进行乘法运算。这种对数实现可以提供更好的性能，尤其是如果由于数字处理使已滤波采样具有许多比特的分辨率且输出采样具有更少比特的分辨率。
在DVGA 246x内，单元812可以接收线性域中的已滤波采样、将已滤波采样的幅度值提供给对数查找表814、以及将已滤波采样的符号提供给指数查找表820。查找表814可以提供采样幅度的对数值。加法器816可以将来自表814的对数采样幅度加上对数增益Gn，以便在对数域中执行乘法。饱和单元818可以将加法器816的输出约束在预定数值范围内。指数查找表820可以提供单元818的输出的指数，添加来自单元812的符号，以及提供线性域中的输出采样。
接收信号强度指示(RSSI)估计器822可以估计来自查找表820的输出采样的接收信号强度Pch，例如，如方程(6)或(7)所示或基于一些其它方程比如Pch＝∑|Iout|+|Qout|。精细AGC单元824可以从估计器822接收RSSI测量，并确定DCMA信道n的数字增益Gn。数据处理器250内的粗略AGC单元252可以使用所有N个CDMA信道的数字增益G1到GN以及来自图3中单元324的粗略增益，以确定用于LNA 212的增益GLNA和/或用于RF接收链202中VGA 220的增益GVGA。
图9示出了CDMA信道处理器910a到910n的设计的方框图，这些处理器可以由图2中的数据处理器250来实现并且用于N个CDMA信道。在图9所示的设计中，CDMA信道处理器910a包括RAKE接收机912和均衡接收机914，可以选择其中的一个来处理CDMA信道1的CDMA信号。RAKE接收机912可以被选择来用于一些操作场景(例如，低SNR)，并且均衡接收机914可以被选择来用于其它操作场景(例如，高SNR和/或高数据速率)。通常，选择RAKE接收机912还是选择均衡接收机914，这取决于哪个接收机能够提供更好的性能。
RAKE接收机912可以针对所检测的用于CDMA信道1的一个或多个信号路径(或多径)来处理CDMA信道1的输出采样流。RAKE接收机912可以执行各种功能，比如利用接入点所使用的伪随机数(PN)序列进行解扩，利用用于数据、导频和整个信道的Walsh码进行解覆盖(decover)，导频估计，利用导频估计对已解覆盖符号进行相干解调，多径上的符号合并等。均衡接收机914可以处理CDMA信道1的输出采样流。均衡接收机914可以执行各种功能，比如导频估计、滤波器系数的导出/适配、利用滤波器系数对输出采样进行滤波、利用复PN序列进行解扩、利用Walsh码进行解覆盖、符号缩放等。
解交织器916可以从RAKE接收机912或均衡接收机914接收符号估计，并且可以用与接入点执行的交织互补的方式对符号估计进行解交织(或重排序)。解码器918可以对已解交织的符号估计进行解码，并提供CDMA信道1的已解码数据。通常，多载波接收机200针对每个频率信道进行的处理依赖于发射机或接入点针对该频率信道所执行的处理。
图10示出了用于从多个频率信道接收信号的处理过程1000的设计。频率信道可以是CDMA信道、GSM信道、RF信道、载波等。可以利用ADC，例如ΔΣADC，对包括多个频率信道上的多个信号的模拟基带信号进行数字化(方框1012)。在HRPD系统中，多个频率信道上的多个信号可以对应于多个CDMA信道上的多个CDMA信号。可以利用可变采样时钟和/或可变参考电压来操作ΔΣ ADC，该可变采样时钟和/或可变参考电压可以基于正在接收的多个频率信道的带宽、正在接收的信号的特性(例如，存在或不存在电气干扰、期望的信号较强或较弱等)和/或其它因素来确定。
通过对来自ADC的一个或多个采样流进行处理可以获得输入采样流，该输入采样流包括多个频率信道上的多个信号(方框1014)。方框1014中的处理可以包括误差消除、数字滤波、DC偏移消除、I/Q失配补偿、粗略缩放等。不同类型的处理可以按照各种顺序来实现，图3中示出了其中一个实例。如果ΔΣ ADC提供多个采样流，那么可以执行误差消除以将对这些多个采样流进行合并。对于DC偏移消除，可以利用第一组至少一个DC累加器估计粗略DC偏移，并且可以利用第二组至少一个累加器估计精细DC偏移，例如，如图4所示。每组可以包括级联耦合的多个DC累加器。可以从输入采样流中去除所估计的精细DC偏移。可以提供所估计的粗略DC偏移并用于模拟DC偏移消除。对于I/Q失配补偿，可以估计从RF到基带的模拟正交下变频的增益和/或相位失配，并将其用于导出校正因子A和B。然后，可以基于校正因子A和B对输入采样流执行I/Q失配补偿，以补偿增益和/或相位失配，例如，如方程(4)和(5)所示。对于粗略缩放或增大/降低，例如，可以基于粗略缩放之前采样的功率检测到ADC的饱和。如果检测到ADC饱和，则将第一增益应用于输入采样流。如果没有检测到ADC饱和，则将小于第一增益的第二增益应用于输入采样流。
可以根据多个频率信道中的每个频率信道的不同频率，对输入采样流进行数字下变频，以获得该频率信道的下变频采样流(方框1016)。该数字下变频可以基于例如使用图5中示出的迭代CORDIC或图6中示出的流水线CORDIC单元的CORDIC计算。对于每个频率信道，可以基于该频率信道的载波频率fchn和模拟LO信号频率fc来确定中心频率fn。例如，也可以利用PLL估计频率误差。基于所计算出的中心频率和所估计出的频率误差可以计算瞬时频率。基于该瞬时频率，可以对输入采样流进行数字下变频。
可以对每个频率信道的下变频采样流进行数字处理，以获得该频率信道的输出采样流(方框1018)。该数字处理可以包括数字滤波、下采样、均衡滤波、上采样、采样速率转换、精细缩放、DC偏移消除等。不同类型的数字处理可以按照各种顺序执行，图2和图7中示出了其中一个实例。对于每个频率信道，可以对下变频采样流进行数字滤波以使期望的信号通过并衰减不期望的信号，例如电气干扰和不想要的映像。可以执行均衡滤波以补偿由于对该频率信道执行的所有滤波而造成的幅度和相位失真。可以执行采样速率转换以获得采用所期望的采样速率的输出采样流，其中所期望的采样速率可能通过整数因子与码率相关。对于精细缩放，可以基于输出采样流的接收信号强度来为该频率信道确定数字增益。可以基于该增益，对输出采样流执行数字缩放(例如，在如图8所示的对数域中)。例如，利用如图9中所示的RAKE接收机或均衡接收机，可以对每个频率信道的输出采样流进行处理，以获得该频率信道的符号估计(方框1020)。可以对每个频率信道的符号估计进行解交织和解码，以获得在该频率信道上发送的数据和/或信令(方框1022)。
例如，通过调整诸如LNA 212、VGA 220等的模拟电路块的增益，可以对所有频率信道的输入采样流执行粗略AGC。例如，通过调整DVGA 246的增益，可以对每个频率信道的输出采样流单独地执行精细AGC。这样可以允许接收具有不同接收功率电平的多个信号。
图11示出了用于利用单一RF接收链接收多个频率信道的处理过程1100的设计。可以利用LNA放大所接收的RF信号，其包括多个频率信道上的多个信号(方框1112)。在利用LNA进行放大之后，可以执行或者可以不执行滤波。可以将包括多个频率信道上的多个信号的输入RF信号从RF下变频到基带，以获得下变频信号(方框1114)。输入RF信号可以来自LNA或LNA之后的滤波器。
可以对下变频信号进行放大(例如，利用VGA)以获得放大信号(方框1116)。可以利用模拟滤波器对放大信号进行滤波以获得模拟基带信号，其包括多个频率信道上的多个信号(方框1118)。模拟滤波器可以具有基于多个频率信道的可能的最大带宽所确定的固定带宽。该模拟滤波器也可以具有基于正在接收的多个频率信道的带宽所确定的可变带宽。如果检测到ADC饱和则使用第一增益(例如，用于LNA和/或VGA)。如果没有检测到ADC饱和，则使用高于第一增益的第二增益。
多个频率信道上的多个信号可以在下列方面中与ODFM信号中的多个子载波不同。第一，多个频率信道的频率可以由发射机独立地选择(根据最小间距标准)，而OFDM中的子载波被限制到具体频率/位置以便维持正交性。第二，频率信道在接收机处独立地进行滤波，而OFDM中的子载波不进行滤波。第三，由发射机将循环前缀附加到每个OFDM而由接收机去除。循环前缀不用于多个频率信道上的多个信号。第四，每个频率信道可以承载数据和控制信道，而在OFDM中通常通过很多子载波发送数据。第五，每个频率信道可以独立于其它频率信道进行发射和接收，而对于OFDM通常发送和接收所有子载波。
本领域技术人员应当理解，可以使用各种不同的方法和技术中的任何一种来表示信息和信号。例如，在以上整个说明书中所提及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片可以用电压、电流、电磁波、磁场或磁性粒子、光场或光粒子或者其任何组合来表示。
本领域技术人员还应当注意，结合这里的公开内容所描述的各种示例性逻辑块、模块、电路和算法步骤可以实现为电子硬件、计算机软件或两者的组合。为了清楚地说明硬件和软件的这种可互换性，已经在各种示意性组件、方块、模块、电路和步骤的功能对其进行了整体描述。这种功能是实现为软件还是实现为硬件取决于具体应用以及加到整个系统上的设计约束。本领域技术人员可以针对每种具体应用以各种方式来实现所述的功能，但是这种实现判定不应被解释为导致脱离本公开内容的范围。
结合本公开所描述的各种示例性逻辑块、模块和电路可以利用下列部件来实现或执行：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件、或者设计用于执行这里所述功能的这些部件的任何组合。通用处理器可以是微处理器，但是可选地，处理器可以是任何传统处理器、控制器、微控制器、或状态机。处理器也可以实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个微处理器结合DSP核、或任何其它这种配置。
结合本公开所描述的方法或算法的步骤可以直接包含在硬件中、由处理器执行的软件模块中、或这两者的组合中。软件模块可以位于RAM存储器、闪存存储器、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM、或本领域已知的任何其它存储介质形式。将示例性存储介质耦合到处理器，使得处理器能够从该存储介质中读取信息或向该存储介质写入信息。作为替换，所述存储介质可以与处理器集成在一起。处理器和存储介质可以位于ASIC中。ASIC可以位于用户终端中。作为替换，处理器和存储介质可以作为分立部件位于用户终端中。
本公开内容的前述描述被提供来使得本领域普通技术人员能够实现或使用本公开。对于本领域普通技术人员而言，对本公开内容的各种修改是显而易见的，在不脱离本公开内容的范围的情况下，这里所定义的一般性原理可以应用于其他变形。因此，本公开内容并非意欲限制这里所描述的实例和设计，而是要符合与这里所公开的原理或新颖性特征相一致的最宽范围。

Claims (48)

1、一种装置，包括：
至少一个处理器，用于获得包括多个频率信道上的多个信号的输入采样流，对所述多个频率信道的所述输入采样流进行数字下变频以获得多个下变频采样流，每个频率信道对应一个下变频采样流，以及对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字处理以获得所述频率信道的输出采样流；以及
存储器，其耦合到所述至少一个处理器。
2、如权利要求1所述的装置，还包括：
Delta-sigma模拟-数字转换器(Δ∑ ADC)，用于对包括所述多个频率信道上的所述多个信号的模拟基带信号进行数字化。
3、如权利要求2所述的装置，其中所述Δ∑ ADC提供多个采样流，并且其中所述至少一个处理器执行误差消除，以合并来自所述Δ∑ ADC的所述多个采样流。
4、如权利要求2所述的装置，其中，以可变采样时钟来操作所述Δ∑ADC，所述可变采样时钟是基于正在接收的所述多个频率信道的带宽来确定的。
5、如权利要求2所述的装置，其中所述Δ∑ ADC具有可变参考电压，所述可变参考电压是基于正在接收的所述多个频率信道的带宽和正在接收的信号的特征中的至少一个来确定的。
6、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器对所述输入采样流执行直流(DC)偏移消除。
7、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器利用第一组至少一个直流(DC)累加器估计粗略DC偏移，利用第二组至少一个DC累加器估计精细DC偏移，从所述输入采样流中消除所估计出的精细DC偏移，以及提供所估计出的粗略DC偏移来进行模拟DC偏移消除。
8、如权利要求7所述的装置，其中所述第一和第二组分别包括级联耦合的多个DC累加器。
9、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器对所述输入采样流执行I/Q失配补偿，以补偿从射频(RF)到基带的模拟正交下变频中的增益和相位失配。
10、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器检测模拟-数字转换器(ADC)的饱和，如果检测到所述ADC饱和则对所述输入采样流应用第一增益，以及如果没有检测到所述ACD饱和则对所述输入采样流应用比所述第一增益更小的第二增益。
11、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器基于坐标旋转数字计算机(CORDIC)计算来对每个频率信道的所述输入采样流进行数字下变频，以获得所述频率信道的下变频采样流。
12、如权利要求11所述的装置，其中所述至少一个处理器在多个流水线级中对每个输入采样执行多次CORDIC计算迭代，以将所述输入采样旋转特定相位。
13、如权利要求1所述的装置，其中，针对每个频率信道，所述至少一个处理器确定所述频率信道的中心频率，估计所述频率信道的频率误差，基于所述中心频率和所估计出的频率误差来确定所述频率信道的瞬时频率，以及基于所述频率信道的所述瞬时频率来对所述输入采样流进行数字下变频。
14、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字滤波，以使所述频率信道的期望信号通过并衰减不期望的信号。
15、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器对每个频率信道的所述下变频采样流执行幅度和相位均衡，以补偿由于对所述频率信道执行的滤波所造成的幅度和相位失真。
16、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器对每个频率信道的所述下变频采样流执行采样速率转换，以获得所述频率信道的输出采样流。
17、如权利要求1所述的装置，其中，针对每个频率信道，所述至少一个处理器基于所述频率信道的所述输出采样流的接收信号强度来确定所述频率信道的数字增益，以及基于所述数字增益对所述输出采样流执行数字缩放。
18、如权利要求17所述的装置，其中所述至少一个处理器在对数域中执行所述数字缩放。
19、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器对所述多个频率信道的所述输入采样流执行粗略自动增益控制(AGC)，以及对每个频率信道的所述输出采样流执行精细AGC。
20、如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器利用RAKE接收机或均衡接收机对每个频率信道的所述输出采样流进行处理，以获得所述频率信道的符号估计。
21、如权利要求1所述的装置，其中所述多个频率信道对应于高速率分组数据(HRPD)系统中的多个码分多址(CDMA)信道。
22、一种方法，包括：
获得包括多个频率信道上的多个信号的输入采样流；
对所述多个频率信道的所述输入采样流进行数字下变频以获得多个下变频采样流，每个频率信道对应一个下变频采样流；以及
对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字处理以获得所述频率信道的输出采样流。
23、如权利要求22所述的方法，还包括：
对包括所述多个频率信道上的所述多个信号的模拟基带信号进行数字化以获得多个采样流；以及
执行误差消除以合并所述多个采样流从而获得合并后的采样流，并且其中所述输入采样流是基于所述合并后的采样流而获得的。
24、如权利要求22所述的方法，还包括：
估计所述输入采样流的粗略直流(DC)偏移；
估计所述输入采样流的精细DC偏移；
从所述输入采样流中消除所估计出的精细DC偏移；以及
提供所估计出的粗略DC偏移以进行模拟DC偏移消除。
25、如权利要求22所述的方法，还包括：
对所述输入采样流执行I/Q失配补偿，以补偿从射频(RF)到基带的模拟正交下变频中的增益和相位失配。
26、如权利要求22所述的方法，还包括：
检测模拟-数字转换器(ADC)的饱和；
如果检测到所述ADC饱和，则对所述输入采样流应用第一增益；以及
如果没有检测到所述ADC饱和，则对所述输入采样流应用比所述第一增益更小的第二增益。
27、如权利要求22所述的方法，其中所述对所述输入采样流进行数字下变频的步骤包括：基于坐标旋转数字计算机(CORDIC)计算来对每个频率信道的所述输入采样流进行数字下变频，以获得所述频率信道的下变频采样流。
28、如权利要求22所述的方法，其中所述对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字处理的步骤包括：对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字滤波，以使所述频率信道的期望信号通过并衰减不期望信号。
29、如权利要求22所述的方法，还包括：
对所述多个频率信道的所述输入采样流执行粗略自动增益控制(AGC)；以及
对每个频率信道的所述输出采样流执行精细AGC。
30、如权利要求22所述的方法，还包括：
利用RAKE接收机或均衡接收机对每个频率信道的所述输出采样流进行处理，以获得所述频率信道的符号估计。
31、一种装置，包括：
用于获得包括多个频率信道上的多个信号的输入采样流的模块；
用于对所述多个频率信道的所述输入采样流进行数字下变频以获得多个下变频采样流的模块，其中每个频率信道对应一个下变频采样流；以及
用于对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字处理以获得所述频率信道的输出采样流的模块。
32、如权利要求31所述的装置，还包括：
用于对包括所述多个频率信道上的所述多个信号的模拟基带信号进行数字化以获得多个采样流的模块；以及
用于执行误差消除以合并所述多个采样流从而获得合并后的采样流的模块，其中所述输入采样流是基于所述合并后的采样流而获得的。
33、如权利要求31所述的装置，还包括：
用于估计所述输入采样流的粗略直流(DC)偏移的模块；
用于估计所述输入采样流的精细DC偏移的模块；
用于从所述输入采样流中消除所估计出的精细DC偏移的模块；以及
用于提供所估计粗略DC偏移以进行模拟DC偏移消除的模块。
34、如权利要求31所述的装置，还包括：
用于对所述输入采样流执行I/Q失配补偿以补偿从射频(RF)到基带的模拟正交下变频中的增益和相位失配的模块。
35、如权利要求31所述的装置，还包括：
用于检测模拟数字转换器(ADC)的饱和的模块；
用于如果检测到所述ADC饱和则对所述输入采样流应用第一增益的模块；以及
用于如果没有检测到所述ADC饱和则对所述输入采样流应用比所述第一增益更小的第二增益的模块。
36、如权利要求31所述的装置，其中所述对所述输入采样流进行数字下变频包括：用于基于坐标旋转数字计算机(CORDIC)计算来对每个频率信道的所述输入采样流进行数字下变频以获得所述频率信道的下变频采样流的模块。
37、如权利要求31所述的装置，其中所述对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字处理包括：用于对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字滤波以使所述频率信道的期望信号通过并衰减不期望信号的模块。
38、如权利要求31所述的装置，还包括：
用于对所述多个频率信道的所述输入采样流执行粗略自动增益控制(AGC)的模块；以及
用于对每个频率信道的所述输出采样流执行精细AGC的模块。
39、如权利要求31所述的装置，还包括：
用于利用RAKE接收机或均衡接收机对每个频率信道的所述输出采样流进行处理以获得所述频率信道的符号估计的模块。
40、一种计算机程序产品，包括：
计算机可读介质，包括：
用于使计算机获得包括多个频率信道上的多个信号的输入采样流的代码；
用于使计算机对所述多个频率信道的所述输入采样流进行数字下变频以获得多个下变频采样流的代码，其中每个频率信道对应一个下变频采样流；以及
用于使计算机对与每个频率信道对应的所述下变频采样流进行数字处理以获得所述频率信道的输出采样流的代码。
41、一种包括射频(RF)接收链的装置，包括：
混频器，用于接收包括多个频率信道上的多个信号的输入RF信号，将所述输入RF信号从RF下变频到基带，以及提供下变频信号；
放大器，用于放大所述下变频信号并提供已放大信号；以及
模拟滤波器，用于对所述已放大信号进行滤波并提供包括所述多个频率信道上的所述多个信号的模拟基带信号。
42、如权利要求41所述的装置，其中所述模拟滤波器具有固定带宽，所述固定带宽是基于所述多个频率信道的最大可能带宽而确定的。
43、如权利要求41所述的装置，其中所述模拟滤波器具有可变带宽，所述可变带宽是基于正在接收的所述多个频率信道的带宽而确定的。
44、如权利要求41所述的装置，其中，如果检测到用于所述模拟基带信号的模拟数字转换器(ADC)饱和，则所述放大器具有第一增益，如果没有检测到所述ADC饱和，则所述放大器具有比所述第一增益更高的第二增益。
45、如权利要求41所述的装置，其中所述多个频率信道对应于高速率分组数据(HRPD)系统中的多个码分多址(CDMA)信道。
46、一种装置，包括：
用于接收包括多个频率信道上的多个信号的输入射频(RF)信号的模块；
用于将所述输入RF信号从RF下变频到基带以获得下变频信号的模块；
用于放大所述下变频信号以获得已放大信号的模块；以及
用于利用模拟滤波器对所述已放大信号进行滤波以获得包括所述多个频率信道上的所述多个信号的模拟基带信号的模块。
47、如权利要求46所述的装置，其中所述模拟滤波器具有固定带宽，所述固定带宽是基于所述多个频率信道的最大可能带宽而确定的。
48、如权利要求46所述的装置，还包括：
用于如果检测到用于所述模拟基带信号的模拟数字转换器(ADC)饱和则选择第一增益的模块；以及
用于如果没有检测到所述ADC饱和则选择比所述第一增益更高的第二增益的模块，并且其中所述下变频信号基于所述第一或第二增益进行放大。
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