CN111327340B - 集成电路及无线电传输的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的实施例涉及一种集成电路及用于无线电传输的方法。所述集成电路(100)包括：模拟发射链(200)；模拟接收链(300、350)；处理器(102)，其耦合到所述模拟发射链(200)及接收链(300、350)；以及非暂时性存储装置(104)，其耦合到所述处理器并存储可执行代码(106)。当由所述处理器(102)执行时，所述可执行代码(106)致使所述处理器(102)：致使射频RF信号的一部分由所述模拟发射链(200)发射；确定由所述模拟接收链(300、350)提供的基带信号的第一直流DC电压；致使DC电压偏移被输入到所述模拟发射链(200)中；确定由所述模拟接收链(300、350)提供的另一基带信号的第二DC电压；基于所述第一及第二DC电压及所述DC电压偏移来确定DC电压偏移补偿；以及致使所述DC电压偏移补偿被用于传输信号。

Description

集成电路及无线电传输的方法
技术领域
本发明的实施例涉及无线电传输，且特定来说涉及一种集成电路及无线电传输的方法。
背景技术
无线电发射器接收基带信号，将基带信号上移到更高频率，并经由天线发射所得射频信号。无线电接收器将接收射频信号下移到基带信号，并处理基带信号以访问信号的信息内容。有时，无线电发射器及无线电接收器组合在称为无线电收发器的装置中。在传输射频信号时，希望将传输限制在允许的频谱内，以避免干扰其它无线电通信。本地无线电管理局(例如美国的联邦通信委员会(FCC))建立了有关无线电传输的法规。
发明内容
根据本发明的至少一个实例，一种集成电路包括：模拟发射链；模拟接收链；处理器，其耦合到所述模拟发射链及接收链；以及非暂时性存储装置，其耦合到所述处理器并存储可执行代码。当由所述处理器执行时，所述可执行代码致使所述处理器：致使射频(RF)信号的一部分由所述模拟发射链发射；确定由所述模拟接收链提供的基带信号的第一直流(DC)电压，所述基带信号基于由所述模拟接收链接收的所述RF信号的一部分；致使DC电压偏移被输入到所述模拟发射链中；在将所述DC电压偏移引入所述模拟发射链之后，基于所述RF信号的所述部分来确定由所述模拟接收链提供的另一基带信号的第二DC电压；基于所述第一及第二DC电压及所述DC电压偏移来确定DC电压偏移补偿；以及致使所述DC电压偏移补偿被用于传输信号。
根据本发明的至少一个实例，一种无线电传输的方法包括：通过集成电路(IC)的发射链发射包括第一多个调制数据分组的第一射频信号；致使所述第一射频信号的一部分被提供到所述IC的接收链；确定由所述接收链提供的基带信号的第一直流(DC)电压，所述基带信号基于所述第一射频信号的所述部分；将DC电压偏移引入第二多个调制数据分组；通过所述发射链发射包括所述第二多个调制数据分组的第二射频信号；致使所述第二射频信号的一部分被提供到所述接收链；确定由所述接收链提供的另一基带的第二DC电压，其它基带信号基于所述第二射频信号的所述部分；基于所述第一及第二DC电压以及基于所述DC电压偏移来确定DC电压偏移补偿；以及致使所述DC电压偏移补偿被用于传输信号。
根据本发明的至少一个实例，一种集成电路包括：发射链，其包括同相发射部分及正交发射部分；接收链，其包括同相接收部分及正交接收部分；处理器，其耦合到所述传输链及接收链；及非暂时性存储装置，其耦合到所述处理器并存储可执行代码。当由所述处理器执行时，所述可执行代码致使所述处理器：致使由所述发射链发射的射频信号(RF)信号的一部分被提供到所述接收链；确定由所述接收链的所述同相接收部分提供的同相基带信号的第一同相直流(DC)电压，所述同向基带信号基于所述RF信号的所述部分；确定由所述接收链的所述正交接收部分提供的正交基带信号的第一正交DC电压，所述正交基带信号基于所述RF信号的所述部分；将DC电压偏移引入多个调制数据分组中，并将所述多个调制数据分组提供到所述发射链的所述同相部分；将多个调制数据分组提供到所述发射链的所述正交部分；在将所述多个调制数据分组提供到所述发射链之后，基于所述RF信号的所述部分，确定由所述接收链的所述同相部分提供的另一同相基带信号的第二同相DC电压；在将所述多个调制数据分组提供到所述发射链之后，基于所述RF信号的所述部分，确定由所述接收链的所述正交部分提供的另一正交基带信号的第二正交DC电压；基于所述第一及第二同相DC电压，基于所述第一及第二正交DC电压以及基于所述DC电压偏移，确定同相DC电压偏移补偿；基于所述第一及第二同相DC电压，基于所述第一及第二正交DC电压以及基于所述DC电压偏移，确定正交DC电压偏移补偿；以及致使所述同相DC电压偏移补偿及所述正交DC电压偏移补偿被用于传输信号。
附图说明
针对各种实例的详细描述，现在将参考附图，其中：
图1展示根据各种实例的片上系统(SoC)；
图2展示根据各种实例的无线电发射器的一部分；
图3展示根据各种实例的无线电接收器的一部分；
图4展示根据各种实例的另一无线电接收器的一部分；
图5展示根据各种实例的辅助接收路径的一部分；及
图6展示根据各种实例的无线电传输方法的流程图。
具体实施方式
零中频(ZIF)无线电发射器可能会经历到射频传输中的本地振荡器(LO)泄漏。此LO泄漏发射会在传输无线电信号中引起不合意的恒定波或连续波分量。为避免此问题，ZIF无线电发射器可确定直流(DC)电压偏移补偿，并将此DC电压偏移补偿应用于ZIF无线电发射器的数字域、模拟域或数字域及模拟域两者。此过程有时称为LO泄漏自校准。在某些情况下，DC电压偏移补偿可称为本地振荡器泄漏补偿。
传统LO泄漏自校准可能会出现问题，因为程序可能涉及使用相对较高的功率信号进行迭代校准，这可能会浪费电能，例如通过过早放电及耗尽电池。此外，传统LO泄漏自校准可能会发射类似于雷达发射的无线电模式(例如，射频脉冲)。由于FCC及其它监管机构需要无执照国家信息基础设施(UNII)5GHz无线电频段中的WiFi接入点(AP)来检测雷达发射并在雷达处于活动状态时停止传输，因此传统LO泄漏自校准会干扰此类WiFi AP的操作(例如，WiFi AP检测LO泄漏自校准发射，将所述发射归因于雷达，并且停止传输)。另外，由于校准信号可能具有高功率及窄带宽，因此使用传统LO泄漏自校准的无线电发射器存在违反对功率频谱密度的监管约束的风险。
本发明教示避免上文描述的问题的LO泄漏自校准的新颖技术。新技术涉及在传输承载业务时(例如，在传输数据内容的实际分组时)执行LO泄漏自校准。这种传输与雷达传输不同，因此不会导致WiFi AP停止传输。另外，新方法可消耗较少功率，因此减轻电池能量过早耗尽的问题，因为其以适度的功率电平进行传输，并且可在比传统LO泄漏自校准过程更短的时间内完成校准。
在LO泄漏自校准的实例中，通过无线电收发器的发射链发射承载业务无线电信号，并且在所述发射期间打开无线电收发器的接收链。无线电信号中的部分耦合回到接收链中，并且确定接收基带信号的第一DC电压。然后，发射链再次发射承载业务无线电信号，但是现在将预定义DC偏移引入传输基带信号中。接收链确定接收基带信号的第二DC电压。从第二DC电压，从第一DC电压以及从预定义DC偏移来确定DC电压偏移补偿。在实例中，在LO泄漏自校准过程期间停用接收链的低噪声放大器(LNA)，并且无线电信号耦合回到接收链的储能电路中。
在另一实例中，无线电收发器包括辅助接收链，其包括衰减器、混频器(例如，下转换器)及本地振荡器。在此实例中，在LO泄漏自校准过程期间，LNA、储能电路及接收链的混频器被停用。在LO泄漏自校准期间，辅助接收链的衰减器耦合到传输无线电信号的天线，并且辅助接收链的混频器耦合到接收链的混频器的接收链下游的可变增益放大器(VGA)。在此替代实例中，无线电信号经由辅助接收链耦合到接收链。
现在转向图1，描述片上系统(SoC)100。在实例中，SoC 100包括一或多个处理器102，存储处理器指令106的存储器104，一或多个输入及/或输出接口I/O 107以及零中频(ZIF)无线电收发器108。然而，在其它实例中，一或多个处理器102、存储器104、I/O107及ZIF无线电收发器108可不被实施为SoC，而是可由两个或更多个集成电路或组件来实施。存储器104包括非暂时性存储器部分，并且处理器指令106存储在存储器104的非暂时性存储器部分中。ZIF无线电收发器108可耦合到外部天线110，例如是在其中安装SoC 100的系统的部分的天线。SoC 100被实施为集成电路(IC)。SoC 100可应用于WiFi接入点(AP)、蜂窝基站、蜂窝移动通信装置、蓝牙无线电装置及其它无线电装置中。SoC 100可嵌入工业传感器及远程控制器具中。
处理器102可从存储器104读取处理器指令106并执行处理器指令106。在实例中，处理器指令106中的部分可致使处理器102调制待由ZIF无线电收发器108传输的信号，并且对由ZIF无线电收发器108接收的信号进行解调。在实例中，处理器指令106中的部分可致使处理器102与ZIF无线电收发器108协同执行本地振荡器泄漏校准程序，并且致使在ZIF无线电收发器108中的配置参数及修整代码被设置以减小或消除本地振荡器泄漏损害。在另一实例中，ZIF无线电收发器108可调制从处理器102接收的信号，并且经由天线110传输经调制信号，并且对经由天线110接收的信号进行解调，并将经解调信号提供到处理器102。在另一实例中，ZIF无线电收发器108可执行本地振荡器泄漏校准程序，并基于所述程序来配置其参数及其修正代码。一般来说，执行处理器指令106使致使处理器102执行本文描述的动作中的一或多者或致使本文描述的动作中的一或多者的执行。
现在转向图2，描述ZIF无线电收发器108的无线电发射器200部分。在实例中，无线电发射器200包括同相部分及正交部分。在实例中，无线电发射器200的同相部分包括第一数字加法器204a、第一数/模转换器(DAC)208a、第一可变增益放大器(VGA)210a、第一模拟加法器212a及第一混频器(例如，第一上转换器)216a。在实例中，无线电发射器200的正交部分包括第二数字加法器204b、第二DAC 208b、第二VGA 210b、第二模拟加法器212b及第二混频器(例如，第二上转换器)216b。在实例中，无线电发射器200进一步包括第一储能电路220及功率放大器(PA)222。在实例中，PA 222可包括多个放大器，例如级联放大器。在实例中，无线电发射器200可包括平衡-不平衡变换器224。替代地，平衡-不平衡变换器224可在无线电发射器200的外部并且在SoC 100的外部。不包括天线110的无线电发射器200可被称为发射链。在实例中，平衡-不平衡变换器224可不是发射链的部分。DAC 208a、208b，模拟求和器212a、212b，混频器216a、216b，储能电路220，PA 222以及任选的平衡-不平衡变换器224可被称为模拟发射链。
同相输入202a(在图2中标记为‘I’)包括表示I信道基带信号的数字值序列，且正交输入202b(在图2中标记为‘Q’)包括表示Q信道基带信号的数字值序列。I信道基带信号及Q信道基带信号可由数字调制器提供，所述数字调制器可是ZIF无线电收发器108的一部分，或者可由处理器102中的一或多者来实施。基带信号可包括：分组化数据。换句话说，形成基带信号的数字值序列可包括多个数据分组。替代地，基带信号可包括以不同格式编码的内容(例如，未被编码为数据分组)。
第一数字加法器204a的第一输入接收同相输入202a，并且第一数字加法器204a的第二输入耦合到同相直流(DC)偏移206a(在图2中标记为‘DCI’)。第一数字加法器204a的输出耦合到第一DAC 208a的输入。第一DAC 208a的输出耦合到第一VGA 210a的输入。第一VGA210a的输出被提供到第一模拟加法器212a的第一输入，并且同相模拟DC偏移214a(在图2中标记为‘AI’)耦合到第一模拟加法器212a的第二输入。第一模拟加法器212a的输出耦合到第一混频器216a的第一输入，并且第一本地振荡器输入218a(在图2中标记为‘LOI’)被提供到第一混频器216a的第二输入。可从无线电发射器200或ZIF无线电收发器108的第一本地振荡器电路提供第一本地振荡器输入218a，例如从锁相环(PLL)电路或者基于PLL电路的输出。在实例中，通过调节或调适PLL电路的输出，例如通过对PLL电路的输出进行分频，来开发第一本地振荡器输入218a。
第二数字加法器204b的第一输入接收正交输入202b，且第二数字加法器204b的第二输入接收正交DC偏移206b(在图2中标记为‘DCQ’)。第二数字加法器204b的输出耦合到第二DAC 208b的输入。第二DAC 208b的输出耦合到第二VGA 210b的输入。第二VGA 210b的输出耦合到第二模拟加法器212b的第一输入，并且正交模拟DC偏移214b(在图2中标记为‘AQ’)被提供到第二模拟加法器212b的第二输入。第二模拟加法器212b的输出耦合到第二混频器216b的第一输入，并且第二混频器216b的第二输入接收第二本地振荡器输入218b(在图2中标记为‘LOQ’)。第二本地振荡器输入218b可从无线电发射器200或ZIF无线电收发器108的第二本地振荡器电路提供，例如从PLL电路或者基于PLL电路的输出。在实例中，本地振荡器输入218a、218b可基于相同PLL电路的输出，并且第二本地振荡器输入218b相对于第一本地振荡器输入218a相移90度。在实例中，通过调节或调适PLL电路的输出，例如通过对PLL电路的输出进行分频，来开发第二本地振荡器输入218b。
第一混频器216a的输出及第二混频器216b的输出由储能电路220合并，并由PA222放大。PA 222可通过平衡-不平衡变换器224耦合到外部天线(例如，天线110)。切穿DAC208a、208b的虚线的左边的无线电发射器200的部分可被认为执行数字域处理，并且切穿DAC 208a、208b的虚线的右边的无线电发射器200的部分可被认为执行模拟域处理。DAC208a、208b将数字域桥接到模拟域，并且可被认为部分在数字域中并且部分在模拟域中。
通过第一数字加法器204a对I信道基带信号进行偏移，第一数字加法器204a将同相DC偏移206a添加到I信道基带信号。此同相DC偏移206a至少部分地补偿LO泄漏损害。补偿I信道基带信号由第一DAC 208a转换为I信道模拟基带信号。I信道模拟基带信号由第一VGA210a放大。放大I信道模拟基带信号由第一模拟加法器212a偏移，第一模拟加法器212a将同相模拟DC偏移214a添加到经放大I信道模拟基带信号。此同相模拟DC偏移214a至少部分地补偿LO泄漏损害。在实例中，可由同相模拟DC偏移214a可提供大幅度LO泄漏损害补偿，可由同相DC偏移206a提供低幅度LO泄漏损害补偿，由此第一DAC 208a的动态范围可保留。在实例中，可首先使用同相模拟DC偏移214a和正交模拟DC偏移214b来补偿大幅度LO泄漏损害，然后可使用数字DC偏移来补偿小幅度LO泄漏损害并进行精细调整，因为同相模拟DC偏移214a和正交模拟DC偏移214b可提供粗略调整。由同相DC偏移206a及同相模拟DC偏移214a提供的同相LO泄漏损害补偿不仅可补偿到第一混频器216a的输出中的第一本地振荡器输入218a中的部分的泄漏，而且可补偿在到第一混频器216a的输入处可能存在的其它DC电压。第一混频器216a将补偿放大I信道模拟基带信号调制到射频载波(例如，上转换)上以进行无线电传输。
由第二数字加法器204b对Q信道基带信号进行偏移，第二数字加法器204b将正交DC偏移206b添加到Q信道基带信号。此正交DC偏移206b至少部分地补偿LO泄漏损害。由第二DAC 208b将补偿Q信道基带信号转换为Q信道模拟基带信号。由第二VGA 210b放大Q信道模拟基带信号。放大Q信道模拟基带信号由第二模拟加法器212b偏移，第二模拟加法器212b将正交模拟DC偏移214b添加到Q信道模拟放大基带信号上。此正交模拟DC偏移214b至少部分地补偿LO泄漏损害。在实例中，可通过正交模拟DC偏移214b提供大幅度LO泄漏损害补偿，并且可通过正交DC偏移206b提供低幅度LO泄漏损害补偿，由此第二DAC 208b的动态范围可保留。由正交DC偏移206b及正交模拟DC偏移214b提供的正交LO泄漏损害补偿不仅可补偿到第二混频器216b的输出中的第二本地振荡器输入218b中的部分的泄漏，而且可补偿在到第二混频器216b的输入处可能存在的其它DC电压。第二混频器216b将补偿放大Q信道模拟基带信号调制到射频载波(例如，上转换)上以进行无线电传输。
第一及第二混频器216a、216b的射频输出由第一储能电路220组合。第一储能电路220可在混频器216a、216b与PA 222之间提供阻抗匹配以及滤除第一及第二混频器216a、216b的射频输出中的非所要频率分量。第一储能电路220的输出由PA 222放大。PA 222的输出可由平衡-不平衡变换器224提供到天线110。天线110可发射由无线电发射器200产生的无线电信号。
现在转向图3，描述ZIF无线电收发器108的无线电接收器300部分。在实例中，无线电接收器300包括同相部分及正交部分。在实例中，无线电接收器300包括低噪声放大器(LNA)302及第二储能电路304。在实例中，无线电接收器300的同相部分包括第三混频器306a(例如，下转换器)、第三VGA 310a及第一模/数转换器(ADC)312a。在实例中，无线电接收器300的正交部分包括第四混频器306b(例如，下转换器)、第四VGA 310b及第二ADC312b。在实例中，无线电接收器300进一步包括I信道DC测量块316a及Q信道DC测量块316b。在实例中，DC测量块316a、316b被实施为硬件组件。在替代实例中，DC测量块316a、316b以软件实施，并且通过在ZIR无线电收发器108的处理器中或在SoC 100的处理器102中的一者中执行指令来提供。排除天线110的无线电接收器300可被称为接收链。LNA 302、第二储能电路304、混频器306a、306b、VGA 310a、310b以及ADC 312a、312b可被称为模拟接收链。
LNA 302的输入可耦合到天线110。LNA302的输出耦合到第二储能电路304。第二储能电路304的第一输出耦合到第三混频器306a的第一输入，且第二储能电路304的第二输出耦合到第四混频器306b的第一输入。在实例中，可在第二储能电路304与第三混频器306a之间提供第一跨导纳放大器，并且可在第二储能电路304与第四混频器306b之间提供第二跨导纳放大器。在实例中，跨导放大器可用于从电压域转换为电流域电路。第三混频器306a的第二输入耦合到第三本地振荡器输入308a(在图3中标记为‘LOI’)。第三本地振荡器输入308a可从无线电接收器300或ZIF无线电收发器108的第三本地振荡器电路提供，例如从PLL电路或者基于PLL电路的输出。在实例中，第三本地振荡器输入308a可基于本地振荡器输入218a及218b所基于的同一PLL电路的输出。在实例中，通过调节或调适PLL电路的输出，例如通过对PLL电路的输出进行分频，来开发第三本地振荡器输入308a。
第三混频器306a的输出耦合到第三VGA 310a的输入。第三VGA 310a的输出耦合到第一ADC 312a的输入。第一ADC 312a的输出是I信道输出314a(在图3中标记为‘I’)。I信道输出314a包括代表I信道接收基带信号的数字值序列。I信道输出314a被提供到I信道DC测量块316a的第一输入。第四混频器306b的第二输入接收第四本地振荡器输入308b(在图3中标记为‘LOQ’)。可从无线电接收器300或ZIF无线电收发器108的第四本地振荡器电路提供第四本地振荡器输入308b，例如从PLL电路或基于PLL电路的输出。在实例中，本地振荡器输入308a、308b可基于同一PLL电路的输出，并且第四本地振荡器输入308b相对于第三本地振荡器输入308a相移90度。在实例中，本地振荡器输入218a、218b、308a及308b基于同一PLL电路的输出，针对本地振荡器输入218b及308b具有适当的90度相移。在实例中，通过调节或调适PLL电路的输出，例如通过对PLL电路的输出进行分频，来开发第四本地振荡器输入308b。
第四混频器306b的输出耦合到第四VGA 310b的输入。第四VGA 310b的输出耦合到第二ADC 312b的输入。第二ADC 312b的输出是Q信道输出314b(在图3中标记为‘Q’)。Q信道输出314b包括代表Q信道接收基带信号的数字值序列。Q信道输出314b被提供到Q信道DC测量块316b的输入。
在操作中，无线电信号由天线110接收并提供到LNA 302。LNA 302放大接收无线电信号，并将放大无线电信号输出到第二储能电路304。第二储能电路304将放大无线电信号输出到第三混频器306a的第一输入及第四混频器306b的第一输入。第三混频器306a基于第三本地振荡器输入308a将放大无线电信号下转换为I信道接收基带信号，并将I信道接收基带信号提供到第三VGA 310a的输入。第三VGA 310a放大I信道接收基带信号，并将放大I信道接收基带信号输出到第一ADC 312a。第一ADC 312a将放大I信道接收基带信号从模拟值转换成数字值序列(例如，I信道数字接收基带信号)，并且输出数字值序列作为I信道输出314a。I信道输出314a被提供到I信道DC测量块316a及ZIF无线电收发器108的解调器组件及/或处理器102以进行解调。
第四混频器306b基于第四本地振荡器输入308b将放大无线电信号下转换为Q信道接收基带信号，并将Q信道接收基带信号提供到第四VGA 310b的输入。第四VGA 310b放大Q信道接收基带信号，并将放大Q信道接收基带信号输出到第二ADC 312b。第二ADC 312b将放大Q信道接收基带信号从模拟值转换为数字值序列(例如，Q信道数字接收基带信号)，并且输出数字值序列作为Q信道输出314b。将Q信道输出314b提供到Q信道DC测量块316b及ZIF无线电收发器108的解调器组件及/或处理器102以进行解调。
参照图2及图3，为确定同相DC偏移206a及正交DC偏移206b，可执行LO泄漏自校准程序。在实例中，LO泄漏自校准程序可在执行一些处理器指令106的处理器102的控制下由无线电发射器200及无线电接收器300执行。替代地，在实例中，LO泄漏自校准程序可由无线电发射器200及无线电接收器300大体上独立于处理器102而自主地执行。在实例中，处理器102可致使无线电发射器200及无线电接收器300执行LO泄漏自校准程序，并且然后，无线电发射器200及无线电接收器300大体上自主完成LO泄漏自校准程序。在实例中，无线电发射器200或ZIF无线电收发器可包括处理器，其执行指令以执行LO泄漏自校准程序的步骤。
一种方法是经由无线电发射器200传输分组数据，将无线电发射器200中的无线电信号耦合回到无线电接收器300中，测量接收基带信号中的DC分量，基于在接收基带信号中的测量DC分量来确定适当DC电压偏移补偿，并经由DC偏移206a、206b引入DC电压偏移补偿。在实例中，LO泄漏自校准程序可传输不含有分组数据的不同基带信号。
如果DC电压偏移补偿足够大以减小DAC 208a、208b的动态范围，那么可经由模拟DC偏移214a、214b引入DC电压偏移补偿，并且可重复LO泄漏自校准程序。在LO泄漏自校准程序的第一次迭代中首先通过模拟DC偏移214a、214b降低LO泄漏损害之后，可期望通过LO泄漏自校准程序的第二次迭代确定的DC电压偏移补偿将相对较小，并且可经由DC偏移206a、206b引入而不会显著减小DAC 208a、208b的动态范围。
在使用图3的接收器300的实例中，LO泄漏自校准程序依赖于平衡-不平衡变换器224中的无线电信号到接收器300中的第二储能电路304中的耦合。由平衡-不平衡变换器224发射的无线电信号到第二储能电路304中的此耦合自然地发生，作为第二储能电路304的组件对由平衡-不平衡变换器224发射的无线电信号的响应。当不执行LO泄漏自校准时，可在发射器200处于活动状态时停用或关闭接收器300，并且当接收器300处于活动状态时，可停用或关闭发射器200。然而，在LO泄漏自校准程序期间，当发射器200处于活动状态时，接收器300的至少一部分处于活动状态或开启。
作为LO泄漏自校准的第一步，在停用或关闭发射器200且停用或关闭LNA 302时，测量接收器300的DC电压偏移(例如，接收器300内的杂散DC电压偏移，其在某些情况下可称为“自DC”)。接收器300的自DC可通过确定I信道接收基带信号的DC分量的I信道DC测量块316a以及确定Q信道接收基带信号的DC分量的Q信道DC测量块316b来确定。例如通过改变配置到接收器300中的修整代码及/或通过在接收器300的数字域中添加数字偏移，来调整接收器300以补偿接收器300的测量DC偏移(例如，“自DC”)。
作为LO泄漏自校准的第二步，在发射器200处于活动状态或开启时，确定一组LO泄漏值，除了停用或关闭PA 222之外。此步骤将确定从第一储能电路220到接收器300中的第二储能电路304的无线电信号泄漏，以便在DC偏移206a、206b的稍后确定中适应从第一储能电路220的无线电信号泄漏。从第一储能电路220到第二储能电路304的无线电信号泄漏可能由于第一储能电路220发射射频能量并且第二储能电路304响应于经发射射频能量而发生。至少在LO泄漏自校准程序的第一迭代中，同相DC偏移206a及正交DC偏移206b被设置为零值。
在此配置中(例如，发射器200打开但PA 222关闭)，同相输入202a被提供到第一数字加法器204a的第一输入，并且正交输入202b被提供到第二数字加法器204b的第一输入。I信道DC测量块316a测量第一I信道储能耦合DC值(例如，归因于第一储能电路220到第二储能电路304中的耦合的I信道输出314a中的DC值)，并且Q信道DC测量块316b测量第一Q信道储能耦合DC值(例如，归因于第一储能电路220到第二储能电路304中的耦合的Q信道输出314b中的DC值)。再次在此配置中(例如，发射器200打开，但PA 222关闭)，同相输入202a与预定义DC偏移一起提供到第一数字加法器204a的第一输入，并且正交输入202b被提供到第二数字加法器204b的第一输入。在实例中，处理器102通过上文描述的过程致使预定义DC偏移被输入到模拟发射链中。I信道DC测量块316a测量第二I信道储能耦合DC值，并且Q信道DC测量块316b测量第二Q信道储能耦合DC值。第一及第二储能耦合DC值反映第一储能电路220与第二储能电路304之间的无线电信号耦合，并且将在稍后确定DC偏移206a、206b时用于抵消此储能到储能无线电耦合的影响。
作为LO泄漏自校准的第三步，在包含PA 222在内的所有发射器200都处于活动状态或开启时，确定一组LO泄漏值。此步骤将确定从第一储能电路220到第二储能电路304的无线电信号泄漏以及从平衡-不平衡变换器224到第二储能电路304的无线电信号泄漏。至少在LO泄漏自校准程序的第一迭代中，同相DC偏移206a及正交DC偏移206b被设置为零值。
在此配置中(例如，打开包含PA 222在内的所有发射器200)，将同相输入202a提供到第一数字加法器204a的第一输入，并将正交输入202b提供到第二数字加法器204b的第一输入。I信道DC测量块316a测量第一I信道聚合耦合DC值(例如，归因于第一储能电路220到第二储能电路304中的耦合的I信道输出314a中的DC值加上归因于平衡-不平衡变换器224到第二储能电路304中的耦合的I信道输出314a中的DC值的总和或聚合)，并且Q信道DC测量块316b测量第一Q信道聚合耦合DC值(例如，归因于第一储能电路220到第二储能电路304中的耦合的Q信道输出314b中的DC值加上归因于平衡-不平衡变换器224到第二储能电路304中的耦合的Q信道输出314b中的DC值的总和或聚合)。再次在此配置中(例如，打开包含PA222在内所有的发射器200)，同相输入202a以及预定义DC偏移(上文第二步中使用的相同预定义DC偏移)一起被提供到第一数字加法器204a的第一输入，并且正交输入202b被提供到第二数字加法器204b的第一输入。I信道DC测量块316a测量第二I信道聚合耦合DC值，且Q信道DC测量块316b测量第二Q信道聚合耦合DC值。
作为LO泄漏自校准中的第四步，第一I信道平衡-不平衡变换器耦合DC值(例如，归因于由平衡-不平衡变换器224发射的无线电信号到第二储能电路304中的耦合的I信道输出314a中的DC值)经确定为第一I信道聚合耦合DC值与第一I信道储能耦合DC值之间的差，并且第一Q信道平衡-不平衡变换器耦合DC值经确定为第一Q信道聚合耦合DC值与第一Q信道储能耦合DC值之间的差。第二I信道平衡-不平衡变换器耦合DC值经确定为第二I信道聚合耦合DC值与第二I信道储能耦合DC值之间的差，并且第二Q信道平衡-不平衡变换器耦合DC值经确定为第二Q信道聚合耦合DC值与第二Q信道储能耦合DC值之间的差。
作为LO泄漏自校准中的第五步，通过首先确定第二平衡-不平衡变换器耦合DC值与第一平衡-不平衡变换器耦合DC值之间的差，然而将所述差除以预定义DC偏移来确定增益(下文的等式1)来确定增益。第二平衡-不平衡变换器耦合DC值被视为复数—实部是第二I信道平衡-不平衡变换器耦合DC值，且虚部是第二Q信道平衡-不平衡变换器耦合DC值。同样地，第一平衡-不平衡变换器耦合DC值被视为复数—实部是第一I信道平衡-不平衡变换器耦合DC值，且虚部是第一Q信道平衡-不平衡变换器耦合DC值。因为第一平衡-不平衡变换器耦合DC值及第二平衡-不平衡变换器耦合DC值是复数，所以增益是复数。然后，得出数字DC偏移为复数，所述复数是第一平衡-不平衡变换器耦合DC值除以增益的商的负数(下文的等式2)，其中I信道DC偏移206a是此复数的实部(下文的等式3)，且Q信道DC偏移206b是此复数的虚部(下文的EQ 4)。
Figure SMS_1
Figure SMS_2
Figure SMS_3
Figure SMS_4
其中DC2,I是第二I信道平衡-不平衡变换器耦合DC值，DC2,Q是第二Q信道平衡-不平衡变换器耦合DC值，DC1,I是第一I信道平衡-不平衡变换器耦合DC值，DC1,Q是第一Q信道平衡-不平衡变换器耦合DC值，并且DC传输偏移是预定义DC偏移。在不同实例中，可采用确定DC偏移206a、206b的不同过程。举例来说，可将在发射器200的输入处引入的预定义DC偏移提供到正交输入202b，而不是提供到同相输入202a。举例来说，可将独立预定义DC偏移引入到同相输入202a及正交输入202b的每一者中。
在确定I信道DC偏移206a及Q信道DC偏移206b之后，可将这些值作为发射器200或ZIF收发器108的存储器寄存器或固件中存储的值配置到发射器200中。如上文进一步提及，如果I信道DC偏移206a或Q信道DC偏移206b足够大以至于不合意地减小DAC 208a、208b的动态范围，那么可首先调整模拟DC偏移214a、214b，然后使用DC偏移206a、206b重复LO泄漏自校准过程。模拟DC偏移214a及Q信道模拟DC偏移214b可存储在发射器200或ZIF收发器108中的存储器寄存器或固件中。
LO校准过程可周期性地执行，例如每天一次，每周一次或每月一次。随着硬件的老化，此周期性LO校准可促进调适发射器200。可对事件执行LO校准过程，例如当从第一传输信道切换到第二传输信道时(例如，其中不同信道与不同频率范围相关联时)。当发射器200及/或ZIF收发器108的温度已经改变超过阈值温度量时，或者如果SoC 100在其中操作的环境已经改变超过阈值温度量时，可执行LO校准过程。可响应于其它事件来执行LO校准过程，例如当在SoC 100的多天线部署中改变与天线的耦合时。可在SoC 100及/或ZIF收发器108的初始上电时执行LO校准过程。
现在转向图4，描述另一无线电接收器350。无线电接收器350包括用于执行LO校准的辅助接收路径，并且可参考无线电接收器350提供一些优点。在实例中，辅助接收路径的使用可简化LO泄漏自校准的过程。在实例中，辅助接收路径的使用可使LO泄漏自校准更加准确。在实例中，无线电接收器350包括无线电接收器300的组件，但是额外地包括耦合在到LNA 302的输入与第三混频器306a的输出之间的辅助I信道接收路径352a，以及耦合在LNA302的输入与第四混频器306b的输出之间的辅助Q信道接收路径352b。在实例中，第一开关可将第三混频器306a的输出中的一者或辅助I信道接收路径352a的输出耦合到第三VGA310a的输入，并且第二开关可将第四混频器306b的输出中的一者或辅助Q信道接收路径352b的输出耦合到第四VGA 310b的输入。现在转到图5，其描述辅助接收路径352。辅助接收路径352示出了图4中的辅助接收路径352a和352b的细节。在实例中，辅助接收路径352包括衰减器360、第五混频器(例如，下转换器)362及第五本地振荡器输入364。第五本地振荡器输入364可从无线电接收器350或ZIF无线电收发器108的第五本地振荡器电路提供，例如从PLL电路或基于PLL电路的输出。在实例中，第五本地振荡器输入364可基于本地振荡器输入218a、218b、308a及308b所基于的同一PLL电路的输出。通过调节或调适PLL电路的输出，例如通过对PLL电路的输出进行分频，来开发第五本地振荡器输入364。在实例中，在Q信道接收路径352b中，第五本地振荡器输入364可被相移90度。
参考图2、图4及图5，当对具有接收器350的ZIF收发器108执行LO泄漏自校准时，可省略参考图3描述的LO泄漏自校准的一些步骤，这是因为在LO泄漏自校准过程期间可消除储能耦合。消除上文描述的LO泄漏自校准中的第二步骤(例如，确定从第一储能电路220到第二储能电路304的无线电信号泄漏)。另外，消除上文描述的LO泄漏自校准中的第四步骤。除简化LO泄漏自校准过程之外，LO泄漏自校准过程可更准确(相对于基于不具有辅助接收路径352a、352b的接收器300的LO泄漏自校准过程)，这是因为无线电信号更充分地耦合到辅助接收路径352a、352b。
在LO泄漏自校准过程中，举例来说，使用接收器350，大体上如上文描述那样执行确定及补偿接收器350的自DC的第一步骤。第二步骤确定第一I信道DC值及第一Q信道DC值。LNA 302、第二储能电路304、第三混频器306a及第四混频器306b被停用或关闭。辅助I信道接收路径352a及辅助Q信道接收路径352b被启用并开启(例如，辅助信道接收路径352a、352b被开启，衰减器360耦合到天线110，与接收路径352a、352b中的每一者相关联的第五本地振荡器电路被开启，并且每一本地振荡器输入364被提供到每一对应混频器362，并且混频器362的输出耦合到VGA 310a、310b，例如通过控制选择辅助信道接收路径352a、352b的输出并取消选择混频器306a、306b的输出的开关)。包含PA 222在内的所有发射器200均被开启，同相输入202a被提供到第一数字加法器204a的第一输入，并且正交输入202b被提供到第二数字加法器204b的第一输入。I信道DC测量块316a测量第一I信道接收DC值，并且Q信道DC测量块316b测量第一Q信道接收DC值。接下来，将同相输入202a与预定义DC偏移一起提供到第一数字加法器204a的第一输入，并且将正交输入202b提供到第二数字加法器204b的第一输入。I信道DC测量块316a测量第二I信道接收的DC值，并且Q信道DC测量块316b测量第二Q信道接收DC值。
LO泄漏自校准的第三步骤包括基于预定义DC偏移以及基于第一及第二接收DC值来确定数字DC偏移。通过首先确定第二接收DC值及第一接收DC值之间的差，然后将所述差除以预定义DC偏移(下文的等式1’)来确定增益。第二接收DC值被视为复数—实部是第二I信道接收DC值，且虚部是第二Q信道接收DC值。同样地，第一接收DC值被视为复数—实部是第一I信道接收DC值，且虚部是第一Q信道接收的DC值。因为第一接收DC值及第二接收DC值是复数，所以增益是复数。然后，得出数字DC偏移为复数，所述复数作为第一接收DC值除以增益的商的负数(下文的等式2’)，其中I信道DC偏移206a是此复数的实部(下文的等式3’)，且Q信道DC偏移206b是此复数的虚部(下文的EQ 4’)。
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其中DC2,I是第二I信道接收DC值，DC2,Q是第二Q信道接收DC值，DC1,I是第一I信道接收DC值，DC1,Q是第一Q信道接收DC值，并且DC传输偏移是预定义DC偏移。在不同实例中，可采用确定DC偏移206a、206b的不同过程。举例来说，可将在发射器200的输入处引入的预定义DC偏移提供到正交输入202b，而不是提供到同相输入202a。
在确定I信道DC偏移206a及Q信道DC偏移206b之后，可将这些值作为发射器200或ZIF收发器108的存储器寄存器或固件中存储的值配置到发射器200中。如上文进一步提及，如果I信道DC偏移206a或Q信道DC偏移206b足够大以至于不合意地减小DAC 208a、208b的动态范围，那么可首先使用类似校准过程调整模拟DC偏移214a、214b，然后重复LO泄漏自校准过程。在完成LO泄漏自校准之后，停用并关闭辅助I信道接收路径352a及辅助Q信道接收路径352b，启用并开启LNA 302、第二储能电路304、第三混频器306a及第四混频器306b。
尽管上文描述包括同相及正交信道的ZIF收发器108，但是相同结构及方法可应用于其它无线电收发器中。举例来说，可以简化形式将相同LO泄漏自校准应用于具有单个同相传输信道或单个同相接收信道的无线电收发器。另外，可将相同结构及方法应用于不是经典ZIF收发器的无线电收发器，例如应用于包括为ZIF的第一级及第二上转换级的超外差式无线电收发器。
现在转向图6，描述无线电传输的方法600。方法600可由ZIF收发器108执行以执行LO泄漏自校准。在框602处，方法600包括通过集成电路(IC)的发射链发射包括第一多个调制数据分组的第一射频信号。调制数据分组可包括随机或伪随机信息内容。在实例中，发射链可包括同相发射链及正交发射链。在另一实例中，发射链包括单个同相发射链。在框604，方法600包括致使第一射频信号的一部分被提供到IC的接收链。在实例中，接收链可包括同相接收链及正交接收链。在另一实例中，接收链可包括同相接收链、同相辅助接收链、正交接收链及辅助正交接收链。在又一实例中，接收链可包括单个同相接收链。在框606，方法600包括确定由接收链提供的基带信号的第一直流(DC)电压，所述基带信号基于在框604中描述的第一射频信号的部分。
在框608，方法600包括在第二多个调制数据分组中引入DC电压偏移。此DC电压偏移可为预定义偏移值。在框610，方法600包括通过发射链发射包括第二多个调制数据分组的第二射频信号。在框612处，方法600包括致使第二射频信号的一部分被提供到接收链。
在框614处，方法600包括确定由接收链提供的另一基带信号的第二DC电压，另一基带信号基于第二射频信号的部分。在框616，方法600包括基于第一及第二DC电压以及基于DC电压偏移来确定DC电压偏移补偿。在框618处，方法600包括致使DC电压偏移补偿被用于传输信号。举例来说，在框618，方法600将DC电压偏移补偿配置到发射链的寄存器、存储器及/或固件中(例如，到ZIF收发器108及/或无线电收发器200中)。框618的执行可包括将值配置到无线电收发器200及/或ZIF收发器108中，以用于DC偏移206a、206b及/或模拟DC偏移214a、214b。在框618的执行配置DC电压偏移补偿之后，框618可包括经由无线电发射器200发射数据或其它内容，其中至少部分地基于配置DC电压偏移补偿来进行无线电传输。
在前述论述及权利要求中，术语“包含”及“包括”以开放式方式使用，且因此应解释为意指“包括(但不限于)……”。此外，术语“耦合”希望意指间接或直接连接。因此，如果第一装置耦合到第二装置，那么所述连接可为通过直接连接或通过经由其它装置及连接的间接连接。类似地，耦合在第一组件或位置与第二组件或位置之间的装置可为通过直接连接或通过经由其它装置及连接的间接连接。经“配置以”执行任务或功能的元件或特征可由制造商在制造时进行配置(例如，编程或结构设计)以执行功能及/或可在制造之后由用户配置(或可重新配置)以执行功能及/或其它额外或替代功能。可通过装置的固件及/或软件编程，通过硬件组件的构造及/或布局以及装置的互连或其组合来进行配置。除非另有说明，否则在值之前的“约”、“大约”或“大体上”意指所陈述值的+/-10％。
上文论述意在说明本发明的原理及各种实例。一旦完全了解上述揭示，众多变化及修改对于所属领域的技术人员将变得显而易见。希望将所附权利要求书解释为涵盖所有此类变化及修改。

Claims (18)

1.一种集成电路，其包括：
发射链；
接收链；
处理器，其耦合到所述发射及接收链；及
非暂时性存储装置，其耦合到所述处理器并存储可执行代码，所述代码在由所述处理器执行时致使所述处理器：
致使射频信号的一部分由所述发射链的模拟域发射；
确定由所述接收链的模拟域提供的基带信号的第一直流电压，所述基带信号基于由所述接收链的所述模拟域接收的所述射频信号的一部分；
致使直流电压偏移输入到所述发射链的所述模拟域中；
在将所述直流电压偏移引入所述发射链的所述模拟域之后，基于所述射频信号的所述部分和所述直流电压偏移而确定由所述接收链的所述模拟域提供的另一基带信号的第二直流电压；
通过从所述第二直流电压减去所述第一直流电压来确定第一项，通过使所述第一项除以所述直流电压偏移来确定第二项，及使所述第一直流电压的负数除以所述第二项来确定直流电压偏移补偿；以及
致使所述直流电压偏移补偿被用于传输信号。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述可执行代码在被执行时致使所述处理器：
在所述发射链的所述模拟域正发射时启用所述接收链的所述模拟域；以及
关闭所述接收链的所述模拟域的低噪声放大器LNA。
3.根据权利要求1所述的集成电路，其进一步包括：
辅助接收链，其包括在模拟域中的衰减器，所述衰减器经配置以接收所述射频信号的所述部分；及
辅助下转换器，其耦合到所述衰减器并耦合到所述接收链的所述模拟域的可变增益放大器VGA。
4.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述可执行代码致使所述处理器将所述直流电压偏移补偿的至少一部分配置到所述集成电路中的数字域传输处理中。
5.根据权利要求4所述的集成电路，其中所述可执行代码致使所述处理器将所述直流电压偏移补偿的至少一部分配置到所述发射链的数字域的相应加法器组件中，所述发射链的所述模拟域经由数模转换器耦合到所述发射链的所述数字域，且通过所述数模转换器将所述发射链的所述数字域的所述相应加法器组件的输出引入所述发射链的所述模拟域的相应加法器组件中。
6.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述发射链的所述模拟域包括发射I信道及发射Q信道，所述接收链的所述模拟域包括接收I信道及接收Q信道，且其中所述直流电压偏移补偿包括I信道补偿值及Q信道补偿值。
7.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述处理器致使所述直流电压偏移被引入多个调制数据分组中，并且所述处理器致使所述多个调制数据分组被引入所述发射链的所述模拟域中。
8.一种无线电传输的方法，其包括：
通过集成电路的发射链发射包括第一多个调制数据分组的第一射频信号；
致使所述第一射频信号的一部分被提供到所述集成电路的接收链；
确定由所述接收链提供的基带信号的第一直流电压，所述基带信号基于所述第一射频信号的所述部分；
将直流电压偏移引入第二多个调制数据分组；
通过所述发射链发射包括所述第二多个调制数据分组的第二射频信号；
致使所述第二射频信号的一部分被提供到所述接收链；
确定由所述接收链提供的另一基带信号的第二直流电压，所述另一基带信号基于所述第二射频信号的所述部分；
通过从所述第二直流电压减去所述第一直流电压来确定第一项，通过使所述第一项除以所述直流电压偏移来确定第二项，及使所述第一直流电压的负数除以所述第二项来确定直流电压偏移补偿；以及
致使所述直流电压偏移补偿被用于传输信号。
9.根据权利要求8所述的方法，其中致使所述直流电压偏移补偿被用于传输信号包括存储所述直流电压偏移补偿。
10.根据权利要求8所述的方法，其中所述集成电路包括零中频ZIF无线电收发器。
11.根据权利要求8所述的方法，其中确定所述直流电压偏移补偿是周期性地执行的。
12.根据权利要求8所述的方法，其中确定所述直流电压偏移补偿是响应于预定义事件而执行的，且所述预定义事件包括：
传输信道的切换；
所述集成电路的收发器的温度改变超过阈值；
所述集成电路的环境温度超过阈值；
所述集成电路在多天线部署中的天线耦合改变；及
所述收发器和/或所述集成电路的初始上电。
13.根据权利要求8所述的方法，其中致使所述第一射频信号的一部分被提供到所述接收链以及致使所述第二射频信号的一部分被提供到所述接收链包括：停用低噪声放大器及所述接收链的混频器，以及启用所述集成电路的辅助接收链。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述辅助接收链包括衰减器，且其中启用所述集成电路的所述辅助接收链包括将所述衰减器耦合到天线，且所述天线耦合到所述集成电路。
15.根据权利要求8所述的方法，其中致使所述第一射频信号的一部分被提供到所述接收链以及致使所述第二射频信号的一部分被提供到所述接收链包括：停用所述接收链的低噪声放大器LNA。
16.一种集成电路，其包括：
发射链，其包括同相发射部分及正交发射部分；
接收链，其包括同相接收部分及正交接收部分；
处理器，其耦合到所述发射及接收链；及
非暂时性存储装置，其耦合到所述处理器并存储可执行代码，所述可执行代码在由所述处理器执行时致使所述处理器：
致使由所述发射链发射的射频信号的一部分被提供到所述接收链；
确定由所述接收链的所述同相接收部分提供的同相基带信号的第一同相直流电压，所述同相基带信号基于所述射频信号的所述部分；
确定由所述接收链的所述正交接收部分提供的正交基带信号的第一正交直流电压，所述正交基带信号基于所述射频信号的所述部分；
将直流电压偏移引入多个调制数据分组中，并将所述多个调制数据分组提供到所述发射链的所述同相发射部分；
将多个调制数据分组提供到所述发射链的所述正交发射部分；
在将所述多个调制数据分组提供到所述发射链之后，基于所述射频信号的所述部分和所述多个调制数据分组中的所述直流电压偏移来确定由所述接收链的所述同相接收部分提供的另一同相基带信号的第二同相直流电压；
在将所述多个调制数据分组提供到所述发射链之后，基于所述射频信号的所述部分，确定由所述接收链的所述正交接收部分提供的另一正交基带信号的第二正交直流电压；
通过所述第一同相直流电压和所述第一正交直流电压来构造第一复数，通过所述第二同相直流电压和所述第二正交直流电压来构造第二复数，通过从所述第二复数减去所述第一复数来确定第一项，及通过使所述第一项除以所述直流电压偏移来确定第二项；
基于所述第一复数的负数除以所述第二项的结果来确定同相直流电压偏移补偿和正交直流电压偏移补偿；以及
致使所述同相直流电压偏移补偿及所述正交直流电压偏移补偿被用于传输信号。
17.根据权利要求16所述的集成电路，其中所述发射链及所述接收链被包含在所述集成电路的零中频ZIF收发器中。
18.根据权利要求16所述的集成电路，其进一步包括辅助接收链，所述辅助接收链包括同相辅助接收部分及正交辅助接收部分，其中所述射频信号的所述部分通过所述同相辅助接收部分被提供到所述接收链的所述同相接收部分、并且通过所述正交辅助接收部分被提供到所述接收链的所述正交接收部分。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10778344B2 (en) 2018-11-14 2020-09-15 Texas Instruments Incorporated Channel tracking method and module
US11374669B2 (en) 2018-11-28 2022-06-28 Texas Instruments Incorporated Phase spectrum based delay estimation method and module
US10812294B2 (en) * 2018-11-28 2020-10-20 Texas Instruments Incorporated Channel estimation method and system for IQ imbalance and local oscillator leakage correction
US11095485B2 (en) 2018-11-30 2021-08-17 Texas Instruments Incorporated Frequency-domain IQ mismatch estimation
EP3897887A4 (en) * 2019-01-09 2022-05-18 Huawei Technologies Co., Ltd. LOW COST TRANSCEIVER STRUCTURE FOR WIRELESS COMMUNICATION AND DETECTION
TWI774254B (zh) * 2021-03-02 2022-08-11 瑞昱半導體股份有限公司 具有同相正交相校正功能的無線收發器
RU207805U1 (ru) * 2021-07-07 2021-11-17 Общество с ограниченной ответственностью «ДОК» Приемопередатчик для радиорелейной линии связи
CN116707577B (zh) * 2023-08-03 2023-11-03 成都实时技术股份有限公司 零中频架构中软件无线电干扰抑制方法、介质及系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101490997A (zh) * 2006-07-14 2009-07-22 高通股份有限公司 用于无线通信的多载波接收机

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020163391A1 (en) * 2001-03-01 2002-11-07 Peterzell Paul E. Local oscillator leakage control in direct conversion processes
US6960962B2 (en) * 2001-01-12 2005-11-01 Qualcomm Inc. Local oscillator leakage control in direct conversion processes
US7408395B2 (en) * 2003-05-01 2008-08-05 Hyperband Communication, Inc. Circuits and methods for fast-settling signal alignment and DC offset removal
US7899431B2 (en) * 2005-04-04 2011-03-01 Freescale Semiconductor, Inc. DC offset correction system for a receiver with baseband gain control
US7912437B2 (en) * 2007-01-09 2011-03-22 Freescale Semiconductor, Inc. Radio frequency receiver having dynamic bandwidth control and method of operation
CN102739584B (zh) * 2011-04-02 2015-04-29 鼎桥通信技术有限公司 本振泄露抑制方法及设备
CN103916345A (zh) * 2012-12-28 2014-07-09 北京中电华大电子设计有限责任公司 一种无线局域网芯片发射机本振泄漏校正的方法和装置
US20150280946A1 (en) * 2014-03-27 2015-10-01 Qualcomm Incorporated Feedback receive path with low-if mode
US10277381B2 (en) * 2016-01-09 2019-04-30 Huawei Technologies Co., Ltd. Receiver path distortion mitigation using adaptive filter feedback
US10594262B2 (en) * 2017-07-16 2020-03-17 Short Circuit Technologies Llc Apparatus and method of reducing power consumption in a low intermediate frequency radio receiver

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101490997A (zh) * 2006-07-14 2009-07-22 高通股份有限公司 用于无线通信的多载波接收机

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