CN102739584B - 本振泄露抑制方法及设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种本振泄露抑制方法及设备，其中方法包括：将接收到的第一数字中频信号与第一预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第一下行接收信号；将第一下行接收信号与下行本振信号进行混频滤波后，生成第一本地基带信号；将第一本地基带信号与反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第一反馈采样序列；等待预定时间后，生成第二下行接收信号；将第二下行接收信号与下行本振信号进行混频滤波后，生成第二本地基带信号；将第二本地基带信号与反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第二反馈采样序列；计算本振校正值；将本振校正值作为新的第二预直流偏置信号重复执行本振泄露抑制方法。本发明提高了双频段宽带信号的本振泄露抑制效果。

Description

本振泄露抑制方法及设备

技术领域

本发明涉及一种本振泄露抑制方法及设备，属于无线射频技术领域。

背景技术

在射频拉远单元(Radio Remote Unit，简称：RRU)的发射系统中，由于射频(简称：RF)链路固有的直流偏置与本振信号进行调制从而会产生本振泄露。本振泄露可能导致RRU空口射频杂散指标不达标，另外，泄露的本振也会和有用信号进行互调，从而干扰到有用信号；对于零中频发射系统，如果本振泄露落在有用信号带内，则无法通过模拟链路的滤波器进行抑制，会造成误差向量幅(简称：EVM)恶化以及发射杂散指标不达标，因此有必要对本振泄露进行抑制校正。

现有技术中主要有如下两种抑制本振泄露的方法：

方法一：对于窄带单频段信号采用采用信道估计法

由于本振信号位于带内，或者离参考信号较近，所以通过参考信号可以精确求得本振信号的信道响应，在接收的本振信号中去除求得的信号响应即可得到本振值。但是这种方法对于双频段宽带信号是不适用的，原因是在双频段宽带信号中本振信号离参考信号较远，因此无法用参考信号去估计本振信号的信道响应。

方法二：对于双频段宽带信号采用盲估算法

具体就是通过大量实验估计同向、正交(简称：I，Q)预直流偏置补偿值范围，然后在线运行时，在上述的范围内，以一定的步进，修改叠加在数字中频上的预直流偏置，考察反馈信号的下行本振泄露信号的幅度，以此来调整预直流偏置的步进方向，直至本振抑制达到指标要求。由于调整过程对经验依赖程度较大，对后期软件自动化完成校正带来很大的不确定性，即每次本振校正迭代的次数是不一定的，而且搜索范围也不一致，需要根据具体产品做相应的调整，另外，由于模数转换(简称：ADC)采用精度受限，当本振泄露被抑制到一定程度后，无法收敛，本振泄露抑制效果无法进一步提高。

发明内容

本发明提供一种本振泄露抑制方法及设备，用以提高双频段宽带信号的本振泄露抑制效果。

本发明一方面提供一种本振泄露抑制方法，其中包括：

将接收到的第一数字中频信号与第一预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第一下行接收信号；

将所述第一下行接收信号与下行本振信号进行混频滤波后，生成第一本地基带信号；

将所述第一本地基带信号与反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第一反馈采样序列；

等待预定时间后，将接收到的第二数字中频信号与第二预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第二下行接收信号；

将所述第二下行接收信号与所述下行本振信号进行混频滤波后，生成第二本地基带信号；

将所述第二本地基带信号与所述反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第二反馈采样序列；

根据所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列计算本振校正值；

将所述本振校正值作为新的第二预直流偏置信号重复执行所述本振泄露抑制方法。

本发明另一方面提供一种本振泄露抑制设备，其中包括：

接收模块，用于将接收到的第一数字中频信号与第一预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第一下行接收信号；并用于在等待预定时间后，将接收到的第二数字中频信号与第二预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第二下行接收信号；

混频模块，用于将接收模块生成的所述第一下行接收信号与下行本振信号进行混频滤波后，生成第一本地基带信号；并用于将所述第二下行接收信号与所述下行本振信号进行混频滤波后，生成第二本地基带信号；

反馈模块，用于将混频模块生成的所述第一本地基带信号与反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第一反馈采样序列；并用于将所述第二本地基带信号与所述反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第二反馈采样序列；

运算模块，包括运算单元，用于根据所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列计算本振校正值，并将该本振校正值作为新的第二预直流偏置信号传送给接收模块，以便重复执行所述本振泄露抑制方法。

本发明通过预设两组预直流偏置信号得到两组反馈采样序列进而得到抑制本振泄露所需要的复直流偏置，提高了本振泄露抑制效果，并且与现有的盲估算法相比，减少了迭代次数，节省了大量的时间，更适用于双频段宽带信号的情形。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明所述本振泄露抑制方法实施例的流程图；

图2为图1所示方法中步骤300的具体流程图；

图3A～图3C为采用图1所示方法进行三次仿真迭代后的频谱图；

图4为本发明所述本振泄露抑制设备实施例的结构示意图；

图5为图4中运算模块40的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1为本发明提供一种本振泄露抑制方法实施例的流程图，如图所示，该方法包括如下步骤：

步骤100，将接收到的第一数字中频信号与第一预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第一下行接收信号。

步骤110，将所述第一下行接收信号与下行本振信号进行混频滤波后，生成第一本地基带信号。

步骤120，将所述第一本地基带信号与反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第一反馈采样序列。

步骤200，等待预定时间后，将接收到的第二数字中频信号与第二预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第二下行接收信号。

步骤210，将所述第二下行接收信号与所述下行本振信号进行混频滤波后，生成第二本地基带信号。

步骤220，将所述第二本地基带信号与所述反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第二反馈采样序列。

步骤300，根据所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列计算本振校正值。

步骤400，将所述本振校正值作为新的第二预直流偏置信号重复执行上述步骤。直到达到满足的本振泄露抑制效果。

经过上述操作后，每个反馈采样序列可以由如下的公式(1)表示：

LO_fb(n)＝A*(LO+Δ)*exp(j*(Δw*n+Δφ))    (1)

其中，A是本振泄露值从数字中频角度上看从输出环回到反馈上的增益，L0是待计算的本振泄露值，该值为复数，j表示虚数单位，Δ是预直流偏置信号的值，Δw是下行本振信号和反馈本振信号的角频差，Δφ是采样初始相位，n是反馈采样序列的序号。为了最终得到的本振校正值的准确性，在执行步骤300之前还可以对第一反馈采样序列及第二反馈采样序列进行如下补偿运算：

相位差及增益差补偿

由于第二反馈采样序列是在得到第一反馈采样序列后再等待预定时间后得到的，因此，第一反馈采样序列的初始相位与第二反馈采样序列的初始相位之间存在相位差，这种相位差是无法预知的，且该相位差会影响最终得到的本振校正值的准确性，因此要进行相位差补偿；

另外，在这段预定时间内环境的变化还会引起无线信道特性的变化，从而使第一数字中频信号与第二数字中频信号不相同，进而导致反馈采样序列增益发生波动，即第一反馈采样序列的增益A1不等于第二反馈采样序列的增益A2，形成增益差，该增益差也会影响最终得到的本振校正值的准确性，因此也要进行增益差补偿。

本实施例为了实现上述相位差及增益差的补偿，引入了一个参考序列sig_ref(n)，引入参考序列后的反馈采样序列表示为如下的公式(2)：

sig_fb(n)＝A*(sig_ref(n)+LO+Δ)*exp(j*(Δw*n+Δφ))    (2)

其中，所述参考序列可以由数字中频插入抑制序列来充当，但需确保该序列的中频频点不会与0频重叠且该序列等效功率远大于本振泄露信号的功率。具体地，在引入参考序列后的第一反馈采样序列及第二反馈采样序列可以分别表示为如下的公式(3)和公式(4)：

此后，在上述引入参考序列的基础上，令第二反馈采样序列sig_fb2(n)与信道估计值h_esti相乘，具体可以用如下公式表示：

其中，sig_fb2′(n)表示进行补偿后的第二反馈采样序列，信道估计值

从上式可以看出，进行补偿后的第二反馈采样序列sig_fb2′(n)与sig_fb1(n)相比，初始相位均为从而实现了相位对齐，消除了相位差；并且增益均为A1，从而实现了功率对齐，消除了增益差。

角频差补偿

从公式(2)中可以看出，反馈本振信号与下行本振信号之间存在角频差Δw，也会影响最终得到的本振校正值的准确性，因此也要进行角频差补偿，由于反馈本振信号与下行本振信号均为已知的信号，它们之间的角频差也是已知的，因此只要将反馈采样序列与负角频差调制信号相乘即可以抵消该角频差，具体地，第一反馈采样序列的角频差补偿过程可由如下公式(5)表示：

类似地，第二反馈采样序列的角频差补偿过程可以表示为：

进行上述补偿后继续执行步骤300，如图2所示，具体包括如下过程：

步骤310，计算进行角频差补偿后的所述第一反馈采样序列的第一期望值及进行角频差补偿后的所述第二反馈采样序列的第二期望值。

具体地可用如下公式表示：

由于参考序列不经过0频，因此将上式中的忽略不计。从公式(6)可以看出，所述第一期望值的物理意义为待计算的本振泄露值L0与第一预直流偏置信号的值Δ1的和。

第二反馈采样序列的第二期望值可以表示为：

(7)

从公式(7)可以看出，所述第二期望值的物理意义为待计算的本振泄露值L0与第二预直流偏置信号的值Δ2的和。

步骤320，根据所述第一期望值及第二期望值计算本振泄露值。

具体可以用如下的公式(8)表示：

$\mathrm{LO}=\frac{\mathrm{zz}*\mathrm{\Δ}2-\mathrm{\Δ}1}{1-\mathrm{zz}}---\left(8\right)$

其中，即将上述公式(6)与公式(7)相除后得到的值，其物理意义为前后两次的本振泄露比。

步骤233，根据所述本振泄露值计算所述本振校正值。

具体可以用如下的公式(9)表示：

$\mathrm{CA}=\frac{\mathrm{zz}*\mathrm{\ΔA}1-\mathrm{\ΔA}0}{\mathrm{zz}-1}---\left(9\right)$

其中，CA为本振校正值，ΔA1＝Δ2，ΔA0＝Δ1。该本振校正值是一种复直流偏置补偿，用于校正所述下行本振信号，将该本振校正值可以作为新的ΔA1(即Δ2)再次迭代执行上述步骤得到新的本振校正值，经多次(例如3次)迭代后的本振泄露值越来越小，本振校正值趋近于恒定，即CA(m)→ΔA(m)，其中，m表示迭代次数，因此，本实施例所述方法可以快速收敛。

本实施例所述方法通过预设两组预直流偏置信号得到两组反馈采样序列进而得到抑制本振泄露所需要的复直流偏置，提高了本振泄露抑制效果，并且与现有的盲估算法相比，减少了迭代次数，节省了大量的时间，更适用于双频段宽带信号的情形。

以下通过仿真实验数据进一步说明本实施例的技术效果：

在进行第一次迭代时，令ΔA0＝Δ1＝0，ΔA1＝Δ2＝-0.0067+0.0090j，代入上述公式(9)后得到CA1＝0.0023+0.0208j，与下行本振信号进行混频滤波后得到本地基带信号的频谱图如图3A所示，如图所示，箭头所指的本振泄露值仍然较大；

在进行第二次迭代时，将CA1作为新的ΔA1计算得到CA2，相应的本地基带信号的频谱图如图3B所示，如图所示，箭头所指的本振泄露值变小了很多；

在进行第三次迭代时，将CA2作为新的ΔA1计算得到CA3，相应的本地基带信号的频谱图如图3C所示，如图所示，箭头所指的本振泄露值已经几乎不存在了。由此可见，通过三次迭代达到了较好的本振泄露抑制效果。

图4为本发明所述本振泄露抑制设备实施例的结构示意图，其中包括：接收模块10、混频模块20，其工作原理如下：

接收模块10将接收到的第一数字中频信号与第一预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第一下行接收信号，具体地，可以通过叠加器实现叠加，并通过数模转换器(简称：DAC)实现数模转换；此后，由混频模块20将接收模块10生成的所述第一下行接收信号与下行本振信号进行混频滤波后，生成第一本地基带信号，具体地，可以先通过混频器将第一下行接收信号与下行本振信号进行混频，然后由滤波器从混频后生成的信号中滤出有用的信号成为第一本地基带信号。如有需要，还可以通过功放(简称：PA)对该第一本地基带信号进行功率放大，以便于后续处理。

在等待预定时间后，仍然由接收模块10将接收到的第二数字中频信号与第二预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第二下行接收信号，具体可以通过上述叠加器及DAC实现；此后，仍由混频模块20将所述第二下行接收信号与所述下行本振信号进行混频滤波后，生成第二本地基带信号，具体可以通过上述混频器和滤波器实现。

此后，由反馈模块30将混频模块20生成的所述第一本地基带信号与反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第一反馈采样序列，具体地，可以通过混频器实现对第一本地基带信号与反馈本振信号的混频，然后由滤波器滤出有用信号，最后由模数转换器(简称：ADC)模数转换后生成第一反馈采样序列；类似地，该反馈模块30还将混频模块20生成的所述第二本地基带信号与所述反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第二反馈采样序列，具体也可以由混频器、滤波器和ADC实现。可选地，在将第一本地基带信号及第二本地基带信号发送给反馈模块处理之前，还可以将该第一本地基带信号及第二本地基带信号通过放大器进行放大，以便于后续处理，并经滤波器滤波，以去除杂质信号。

此后，如图5所示，运算模块40中的运算单元41根据所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列计算本振校正值，并将该本振校正值作为新的第二预直流偏置信号传送给接收模块10，以便重复执行所述本振泄露抑制方法。

具体地，如图5所示，可以先通过第一补偿单元42对所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行相位差补偿及增益差补偿；然后由第二补偿单元43在第一补偿单元42对所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行相位差补偿之后，对进行相位差补偿及增益差补偿后的所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行角频差补偿；然后再由运算单元41计算进行角频差补偿后的所述第一反馈采样序列的第一期望值及进行角频差补偿后的所述第二反馈采样序列的第二期望值，根据所述第一期望值及第二期望值计算本振泄露值，最后根据所述述本振泄露值计算所述本振校正值。具体的运算公式及相关过程说明可参见上述方法实施例。

本实施例所述设备通过预设两组预直流偏置信号得到两组反馈采样序列进而得到抑制本振泄露所需要的复直流偏置，提高了本振泄露抑制效果，并且与现有的盲估算法相比，减少了迭代次数，节省了大量的时间，更适用于双频段宽带信号的情形。具体的仿真实验数据可参见图3A～图3C及其相关说明。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (8)

1.一种本振泄露抑制方法，其特征在于包括：

将接收到的第一数字中频信号与第一预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第一下行接收信号；

将所述第一下行接收信号与下行本振信号进行混频滤波后，生成第一本地基带信号；

将所述第一本地基带信号与反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第一反馈采样序列；

等待预定时间后，将接收到的第二数字中频信号与第二预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第二下行接收信号；

将所述第二下行接收信号与所述下行本振信号进行混频滤波后，生成第二本地基带信号；

将所述第二本地基带信号与所述反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第二反馈采样序列；

根据所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列计算本振校正值；

将所述本振校正值作为新的第二预直流偏置信号重复执行所述本振泄露抑制方法。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述根据所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列计算本振校正值之前还包括：对所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行相位差补偿及增益差补偿。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于对所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行相位差补偿及增益差补偿之后还包括：对进行相位差补偿及增益差补偿后的所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行角频差补偿。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于对所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行角频差补偿包括：将所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列分别与负角频差调制信号相乘。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于根据所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列计算本振校正值包括：

计算进行角频差补偿后的所述第一反馈采样序列的第一期望值及进行角频差补偿后的所述第二反馈采样序列的第二期望值；

根据所述第一期望值及第二期望值计算本振泄露值；

根据所述述本振泄露值计算所述本振校正值。

6.一种本振泄露抑制设备，其特征在于包括：

接收模块，用于将接收到的第一数字中频信号与第一预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第一下行接收信号；并用于在等待预定时间后，将接收到的第二数字中频信号与第二预直流偏置信号叠加及数模转换后，生成第二下行接收信号；

混频模块，用于将接收模块生成的所述第一下行接收信号与下行本振信号进行混频滤波后，生成第一本地基带信号；并用于将所述第二下行接收信号与所述下行本振信号进行混频滤波后，生成第二本地基带信号；

反馈模块，用于将混频模块生成的所述第一本地基带信号与反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第一反馈采样序列；并用于将所述第二本地基带信号与所述反馈本振信号进行混频及模数转换后生成第二反馈采样序列；

运算模块，包括运算单元，用于根据所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列计算本振校正值，并将该本振校正值作为新的第二预直流偏置信号传送给接收模块，以便重复执行所述本振泄露抑制方法。

7.根据权利要求6所述的设备，其特征在于所述运算模块还包括：第一补偿单元，用于对所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行相位差补偿及增益差补偿。

8.根据权利要求7所述的设备，其特征在于所述运算模块还包括：第二补偿单元，用于在第一补偿单元对所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行相位差补偿之后，对进行相位差补偿及增益差补偿后的所述第一反馈采样序列及所述第二反馈采样序列进行角频差补偿。