CN101895366A - 一种零中频信号处理方法、装置及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种零中频信号处理方法、装置及系统，装置用于对接收到的信号进行反馈处理，包括第一组反馈处理模块和第二组反馈处理模块，第一组反馈处理模块，用于对接收到的射频信号中的I信号进行解调，将解调后的I信号进行放大，对解调和放大后的I信号进行滤波后，进行模数转换；第二组反馈处理模块，用于对接收到的射频信号中的Q信号进行解调，将解调后的Q信号进行放大，对解调和放大后的Q信号进行滤波后，进行模数转换；第一组反馈处理模块和第二组反馈处理模块进行模数转换的采样速率等于射频信号的扩展带宽。本发明在数字预失真中信号反馈处理采用零中频信号处理，降低DPD对反馈ADC的采样速率的要求，减少系统配置的成本。

Description

一种零中频信号处理方法、装置及系统

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种零中频信号处理方法、装置及系统。

背景技术

在现有技术中，不同制式的系统设备都是基于各自的平台进行设计和应用，各个系统之间不进行共享。随着3G(3rd Generation，第三代数字通信)技术的推广和普及，不同制式的系统设备采用独立设计和应用的方式已不能满足需要，因此，各大系统设备商开始进行统一硬件平台的研发，以在同一个硬件平台上，通过软件设置，提供对3G技术的支持，在3G技术的LTE(Long Term Evolution，长期演进)阶段，基于同一个硬件平台机型设计和开发趋势将更为明显。

在3G技术中，最具有潜力的技术是将LTE和TD-SCDMA(Time Division-Synchronous Code Division Multiple Access，时分同步的码分多址技术)系统相结合的共硬件平台技术，在该技术中，LTE系统采用的信号带宽为20MHZ，TD-SCDMA系统采用的信号带宽为10MHZ，对于该共硬件平台，LTE系统和TD-SCDMA系统叠加后的信号带宽sig_BW为30MHZ。在对该信号进行采集时，涉及到扩展带宽exp_BW，该扩展带宽exp_BW与DPD(Digital Pre-Distortion，数字预失真)反馈通道中DPD和功放特性的特性有关，根据不同情况，扩展带宽exp_BW与叠加后的信号带宽sig_BW具有一个比值P，即：

exp_BW＝sig_BW×P                                        (1)

该P值为DPD系统需要采集的PA(Power Amplifier，功率放大器)的阶交调失真阶数。例如P＝5时，对于信号带宽sig_BW为30MHZ的系统，扩展带宽exp_BW为150MHZ。

DPD反馈通道中的反馈ADC(Analog-to-Digital Converter，模数转换器)用于对接收到的射频信号进行采集，ADC采样的性能由采样速率sample_rate决定，根据奈奎斯特定理可知，采样速率应至少高于采样的信号带宽的2倍，采集的信号才不会发生混叠，能够完整的反应采样前的射频信号。因此，ADC对扩展带宽exp_BW进行采样时，ADC的采样速率sample_rate应大于或等于2倍的扩展带宽exp_BW，即：

sample_rate＝2×exp_BW                                  (2)

如，扩展带宽exp_BW为150MHZ，ADC的采样速率sample_rate就应大于或等于300MHZ。根据扩展带宽exp_BW与叠加后的信号带宽sig_BW的关系，还可以得到采样速率：

sample_rate＝2×exp_BW＝2×sig_BW ×P                   (3)

在实际系统中进行射频信号采集时，一般采用P＝4阶交调失真采集，这样采样频率应为240MHZ。

现有技术中，对射频信号进行信号处理通常采用中频转换技术，即天线接收射频信号RF后，先将射频信号转换为IF(Intermediate Frequency，中频信号)，再将该IF信号转换为基带信号；同样，在发送信号时，将基带信号先转换为中频信号，再将中频信号转换为射频信号通过天线发送出去。基带信号包括I信号(In phase，同相)和Q信号(Quadrature，正交)，I信号与Q信号相位相差90°，采用中频转换技术的具体过程为：

接收时：射频信号-＞中频信号-＞基带信号；

发射时：基带信号-＞中频信号-＞射频信号；

图1为对现有技术的中频转换技术的DPD通道装置示意图，如图中所示，天线接收的射频信号f_RF与本地振荡信号f_LO通过混频器MIXER混频后，生成IF信号if_data：

if_data＝I·cos(ω₁t)-Q·sin(ω₁t)                      (4)

其中ω₁射频信号转换为中频信号if_data的角频率。

该IF信号经过过滤器(filter)滤波和放大器放大后，通过ADC进行采集，将该采集的信号进行数字正交解调，生成基带信号I_in和Q_in，解调的方程式如下：

I_in＝if_data·cos(-ω₁t)                                  (5)

Q_in＝if_data·sin(-ω₁t)                                  (6)

将(4)式分别代入到(5)和(6)中，得到：

$I_{\mathrm{in}}=[I\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)-Q\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)]\·\cos \left({-\mathrm{\ω}}_{1}t\right)=\frac{1}{2}\·I[1+\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)]-\frac{1}{2}\·Q\sin \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)$ (7)

$Q_{\mathrm{in}}=[I\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)-Q\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)]\·\sin \left({-\mathrm{\ω}}_{1}t\right)=-\frac{1}{2}I\sin \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)+\frac{1}{2}Q[1-\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{1}t\right)]$ (8)

由式(7)和(8)可知，正交解调后的频谱不仅具有有用信号1/2Q，还有镜像干扰存在，正交解调后的信号频谱如图2所示，从图中可以看出，在40MHZ左右10MHZ范围内，采集后的信号镜像干扰现象十分明显，这是因为采集后的信号产生了镜像效应，镜像效应是由于ADC的采样速率sample_rate过低，导致信号在频率域周期化时产生频谱的折叠而引起的，可以在ADC后设置一个低通滤波器，利用该低通滤波器将镜像削除。

另外，由于ADC的采样速率sample_rate太低，或者反馈通道中ADC设置的低通滤波器带宽不够，因此无法采集到反馈信号的P阶交调失真，导致滤波后的预失真信号频谱产生鼓包，在P倍信号带宽部分的P阶交调就会出现失真，频谱左右两侧出现鼓包，造成信号采集不准确。如图3所示，该图中发送的信号是TD-SCDMA带宽为20MHZ的载波信号，进行4阶交调失真后，由于在采样信号速率为122.88MHZ(缺省值)的时候，采样速率达不到160MHZ(根据公式(3)有，信号带宽sig_BW＝20MHZ，P＝4时，采样速率sample_rate为：20*2*4＝160)，只能采集到约3阶左右的交调失真，因此生成的频谱出现失真鼓包，同样，如果反馈通道滤波器带宽不够，达不到信号带宽的P倍，交调分量补偿信息也会被该滤波器抑制，出现鼓包失真。因此，为了能够使ADC采集出更准确的射频信号，需要提高ADC的采样频率sample_rate。

在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术至少存在以下问题：现有技术中，DPD反馈通道采用的都是中频接收方案或低中频反馈方案，对于需要较大带宽的共硬件平台系统，现有技术的方案已难以满足需求，因此需要采样速率很高的ADC，而高采样速率的ADC价格较高，采用高采样速率ADC的系统配置成本较高。

发明内容

本发明提供一种零中频信号处理方法、装置及系统，用于提高在反馈处理时信号的带宽，并降低系统配置成本。

为达到上述目的，本发明一种零中频反馈处理装置，应用于信号处理系统中，所述装置用于对接收到的信号进行反馈处理，包括第一组反馈处理模块和第二组反馈处理模块，

第一组反馈处理模块，用于对接收到的射频信号中的I信号进行解调，将解调后的I信号进行放大，对所述解调和放大后的I信号进行滤波后，进行模数转换；

第二组反馈处理模块，用于对接收到的射频信号中的Q信号进行解调，将解调后的Q信号进行放大，对所述解调和放大后的Q信号进行滤波后，进行模数转换；

所述第一组反馈处理模块和第二组反馈处理模块进行模数转换的采样速率等于所述射频信号的扩展带宽。

优选的，所述第一组反馈处理模块包括：

第一解调模块，所述第一解调模块用于对所述I信号进行模拟正交解调；

第一放大模块，所述第一放大模块与所述第一解调模块相连，用于对所述第一解调模块解调后的I信号进行放大，放大倍数满足所述第一组反馈处理模块进行转换的电平要求；

第一滤波模块，所述第一滤波模块与所述第一放大模块相连，用于对所述第一放大模块放大后的I信号进行滤波，所述第一滤波模块的中心频点为0；

第一转换模块，所述第一转换模块与所述第一滤波模块相连，用于对所述第一滤波模块滤波后的I信号进行模数转换。

优选的，所述第二组反馈处理模块包括：

第二解调模块，所述第二解调模块对所述Q信号进行模拟正交解调；

第二放大模块，所述第二放大模块与所述第二解调模块相连，用于对所述第二解调模块解调后的Q信号进行放大，放大倍数满足所述第二组反馈处理模块进行转换的电平要求；

第二滤波模块，所述第二滤波模块与所述第二放大模块相连，用于对所述第二放大模块相连放大后的Q信号进行滤波，所述第二滤波模块的中心频点为0；

第二转换模块，所述第二转换模块与所述第二滤波模块相连，用于对所述第二滤波模块滤波后的Q信号进行模数转换。

本发明还提供一种零中频信号处理系统，包括：

接收装置，用于接收来自其他设备的射频信号；

反馈处理装置，与所述接收装置相连接，用于对所述接收到的射频信号的I信号和Q信号分别依次进行解调，放大，滤波后，进行模数转换，进行模数转换的采样速率等于所述射频信号的扩展带宽。

优选的，还包括：补偿装置，与所述反馈处理装置相连，用于检测所述反馈处理装置反馈处理的I信号和Q信号中的噪声和直流漂移量，根据检测的结果，对反馈处理的信号进行补偿。

优选的，还包括：

发射处理装置，用于对所述系统向外界设备发送的信号进行发射处理；

发送装置，用于向所述外界设备发送所述发射处理装置进行发射处理后的信号；

所述发射处理装置还与所述补偿装置相连接，所述补偿装置还用于对所述发射处理装置发射处理的信号进行补偿。

优选的，还包括：处理装置，与所述反馈处理装置相连，用于对所述反馈处理装置处理后的I信号和Q信号进行应用。

本发明还提供一种零中频信号处理方法，应用于至少包括接收装置和反馈处理装置的系统中，所述方法包括：

所述接收装置接收其他设备发送的射频信号，并将该信号发送到反馈处理装置；

所述反馈处理装置对接收到的所述射频信号中的I信号和Q信号分别依次进行解调，放大，滤波后，进行模数转换，模数转换的采样速率等于所述射频信号的扩展带宽。

优选的，所述反馈处理装置对接收到的射频信号的I信号和Q信号分别依次进行解调，放大，滤波后，进行模数转换，具体包括：

所述反馈处理装置分别对射频信号中的I信号和Q信号进行正交解调；

所述反馈处理装置分别对解调后的I信号和Q信号进行放大，放大倍数满足所述第二组反馈处理模块进行转换的电平要求；

所述反馈处理装置分别对I信号和Q信号进行模拟低通滤波，所述模拟低通滤波的中心频点为0；

所述反馈处理装置分别对I信号和Q信号进行模数转换。

优选的，所述系统还包括补偿装置，

所述反馈处理装置对接收到的射频信号的I信号和Q信号分别依次进行解调，放大，滤波后，进行模数转换，之后还包括：

所述补偿装置对反馈处理的信号中的噪声和直流漂移量进行检测，根据检测的结果，对反馈处理的信号进行补偿。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明在数字预失真中信号反馈处理采用零中频信号处理的方法，在系统中不存在中频转换，免去了中频变频模块和中频带通滤波器，大大简化了整个系统的设计，易于高度集成化和小型化。本发明数字预失真中，主要通过对接收到的信号中的I信号和Q信号分别进行先解调再进行模数转换的方式，能够保证整个系统总的采样速率较高的同时，降低DPD对反馈ADC的采样速率的要求，减少系统配置的成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中DPD通道装置示意图；

图2是现有技术中正交解调后的信号频谱图；

图3是现有技术中4阶交调失真出现失真鼓包的信号频谱图；

图4是本发明的一个实施例提供的零中频信号处理系统结构示意图；

图5是本发明的一个实施例中的反馈处理装置电路图；

图6是本发明的一个实施例中涉及的ACLR随反馈功率变化的曲线图；

图7是本发明的一个实施例中ADC采集的信号频谱图；

图8是本发明的一个实施例中ZIF反馈通道中零中频补偿电路图；

图9是本发明的另一实施例提供的零中频信号处理系统结构示意图；

图10是本发明的另一实施例中DPD发射通道的电路图

图11是本发明提供的发射处理装置与反馈处理装置呈一体设置结构示意图；

图12是本发明提供的一种基于ZIP的信号处理方法的实施例步骤的流程示意图。

图13是本发明提供的一种基于ZIP的信号处理方法的实施例中反馈处理步骤的流程示意图。

具体实施方式

本发明的主要思想是：通过数字预失真中在反馈处理装置分别对射频信号中的I信号和Q信号进行解调，放大，滤波和AD转换，降低AD转换的采样速率。并在系统中设置补偿装置，对在反馈处理装置中处理时的直流漂移量和噪声进行补偿。

本发明在数字预失真中信号反馈处理采用零中频信号处理的方法，在系统中不存在中频转换，免去了中频变频模块和中频带通滤波器，大大简化了整个系统的设计，易于高度集成化和小型化。本发明数字预失真中，主要通过对接收到的信号中的I信号和Q信号分别进行先解调再进行模数转换的方式，能够保证整个系统总的采样速率较高的同时，降低DPD对反馈ADC的采样速率的要求，减少系统配置的成本。

为了清楚说明本发明的技术方案，下面结合具体实施例进行说明。

如图4所示，本发明的一个实施例提供一种零中频信号处理系统，包括：

接收装置420，用于接收其他设备发送的射频信号。该接收装置420具体为射频接收天线。接收到的射频信号，经耦合后，为：

rf_data＝I·cos(ω_rft)-Q·sin(ω_rft)                      (9)

其中ω_rf为该射频信号的角频率。

反馈处理装置410，与接收装置420相连，用于将来自接收装置420的射频信号分解为I信号和Q信号，对I信号和Q信号分别进行反馈处理，并将反馈处理后的信号发送到处理装置430。该反馈处理装置410具体为DPD反馈通道。该反馈处理装置电路图如图5所示。

处理装置430，与反馈处理装置410相连，用于接收来自反馈处理装置410反馈处理后的信号，对该信号进行进一步处理后应用，或直接应用。

请继续参见图4所示，该反馈处理装置410包括两组反馈处理模块，其中第一组反馈处理模块用于对接收到的I信号进行反馈处理，第二组反馈处理模块用于对接收到的Q信号进行处理。其中，第一组反馈处理模块包括第一解调模块411、第一放大模块412、第一滤波模块413和第一转换模块414，第二组模块包括第二解调模块415、第二放大模块416、第二滤波模块417和第二转换模块418。

第一解调模块411，分别与接收装置420和第一放大模块412相连接，用于接收该接收装置420的射频信号中的I信号，对该I信号进行正交解调，并将解调后的I信号发送到第一放大模块412。由于第一解调模块411经接收装置420输入的射频信号未经模数转换，该射频信号仍为模拟信号，因此第一解调模块411进行的解调为模拟解调。解调公式为：

I_in＝rf_data·cos(-ω_rft)                                 (10)

将(9)代入(10)后可得：

$I_{\mathrm{in}}=[I\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)-Q\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)]\·\cos (-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t)$

(11)

$=\frac{1}{2}\·I(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t)-\frac{1}{2}\·Q\sin 2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t$

第一放大模块412，与第一滤波模块413相连接，用于对第一解调模块411解调后的信号Iin进行放大，并将放大后的信号发送到第一滤波模块413。由于第一解调模块411解调的信号数量级较小，不能满足第一转换模块411进行转换的电平，因此需要在信号进入第一转换模块411之前，对第一解调模块411生成的信号进行放大，放大后的信号需要满足第一转换模块的电平要求，如将该信号Iin放大K倍，即，该K值与第一转换模块所需要的电平值和第一解调模块411得到的信号值的倍数有关。由于DPD反馈信号不能低于ADC满量程的XdBFS，其中X的值与ADC的满量程值有关，图6为ACLR随反馈功率变化的曲线图，图中横坐标表示的是反馈信号功率，单位AdBFS，纵坐标表示的是ACLR(Adjacent Channel Leakage Ratio，邻道泄漏比)，单位是dB，当DPD反馈信号功率低于-20dBFS时，ACLR准开始下降，而导致DPD反馈通道的改善性能就会逐渐下降，因此，在反馈处理过程中，需要有一定的增益，设置该第一放大模块412，就是为了提高信号的增益。该第一放大模块412具体为放大倍数为K的放大器。

第一滤波模块413，与第一转换模块414相连接，用于对放大后的信号进行滤波，并将滤波后的信号发送到第一转换模块414。由于第一解调模块411解调后的信号还具有镜像干扰，因此设置该第一滤波模块413，该第一滤波模块413具体为模拟低通滤波器，通过该第一滤波模块滤除掉镜像干扰。该模拟低通滤波器的中心频点是0，不同于现有技术中的反馈通道的模拟滤波器，本发明提供的第一滤波模块不需要在反馈通道中设置高Q值的中频滤波器，因此该模拟低通滤波器易于设计。通过模拟低通滤波器以后，反馈信号只剩下中心频点为零的宽带信号，经该模拟低通滤波器滤波之后的I路信号为

没有镜像出现。

第一转换模块414，分别与第一滤波模块413和处理装置430相连接，用于对滤波后的信号进行模拟-数字转换，将转换后的信号发送到处理装置430。该第一转换模块414具体为模数转换器ADC，该ADC的采样速率sample_rate等于信号的扩展带宽exp_BW，由于采样速率sample_rate与信号的扩展带宽exp_BW相同，而不是等于2倍的信号扩展带宽exp_BW，因此大大降低了ADC对采样速率sample_rate的要求，满足在ADC对采样速率sample_rate也能够对具有较宽的扩展带宽exp_BW的信号进行采集。

请继续参见图4所示，第二组反馈处理模块与第一组反馈处理模块进行反馈处理基本相同，第二组反馈处理模块包括：

第二解调模块415，分别与接收装置420和第二放大模块416相连接，用于接收该接收装置420的射频信号中的Q信号，对该Q信号进行正交解调，并将解调后的Q信号发送到第二放大模块416。同样，第二解调模块415经接收装置420输入的射频信号未经模数转换，该射频信号仍为模拟信号，因此第二解调模块415进行的解调为模拟解调。解调公式为：

I_in＝rf_data·cos(-ω_rft)                                 (12)

将(10)代入(12)后可得：

$Q_{\mathrm{in}}=[I\·\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)-Q\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)]\·\sin \left({-\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)$

(13)

$=-\frac{1}{2}I\sin \left({2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)+\frac{1}{2}Q[1-\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)]$

第二放大模块416，与第二滤波模块417相连接，用于对第二解调模块415解调后的信号Q_in进行放大，并将放大后的信号发送到第二滤波模块417。该信号Q_in放大K倍，即，

该K值与第二转换模块418所需要的电平值和第二解调模块415得到的信号值的倍数有关。该第二放大模块416具体为放大倍数为K的放大器。

第二滤波模块417，与第二转换模块418相连接，用于对放大后的信号进行滤波，并将滤波后的信号发送到第二转换模块418。与第一解调模块411同样，第二解调模块415解调后的信号还具有镜像，因此设置该第二滤波模块417，该第二滤波模块417具体为模拟低通滤波器，该模拟低通滤波器的中心频点是0，通过模拟低通滤波器以后，反馈信号只剩下中心频点为零的宽带信号，经该模拟低通滤波器滤波之后的Q路信号为

没有镜像出现。

第二转换模块418，分别与第二滤波模块417和处理装置430相连接，用于对滤波后的信号进行转换，将转换后的信号发送到处理装置430。该第二转换模块418具体为模数转换器ADC，与第一转换模块413同样，该ADC的采样速率sample_rate等于信号的扩展带宽exp_BW。

在此需要说明的是，本发明技术方案所提出的采样速率sample_rate等于信号的扩展带宽exp_BW，是符合奈奎斯特采样定理的，本发明通过将射频信号分为I信号和Q信号，然后分两路，每一路分别对一个信号进行解调，放大和转换，在每一路的转换中，采样速率sample_rate等于信号的扩展带宽exp_BW，但I信号和Q信号两路信号转换的采样速率的总和仍为信号的扩展带宽exp_BW的2倍，因此符合奈奎斯特采样定理。

I信号和Q信号经过第一解调模块411和第二解调模块415分别解调，第一放大模块412和第一放大模块分别放大K倍后，根据计算公式，即(11)和(13)加和后乘以K倍，为：

$I_{\mathrm{in}}+Q_{\mathrm{in}}\·j=K[\frac{1}{2}\·I(1+\cos 2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t)-\frac{1}{2}\·Q\sin 2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t]+K[-\frac{1}{2}I\sin \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)+\frac{1}{2}Q(1-\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right))]\·j$

$=[\frac{K}{2}\·I+\frac{K}{2}\·Q\·j]+K\{\frac{1}{2}\·I\cos 2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t-\frac{1}{2}\·Q\sin 2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t-[\frac{1}{2}I\sin \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)+\frac{1}{2}Q\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rf}}t\right)]\·j\}$

                                                               (14)

其中j为复数(I_in+Q_inj)的虚部单位，可以认为I_in与Q_in信号相差90°。(14)所示的信号经模拟低通滤波器滤波之后，获得的信号如式(15)所示，

$I_r+Q_r\·j=\mathrm{conv}\left\{\right[I_{\mathrm{in}}+Q_{\mathrm{in}}\·j],h\}==\frac{K}{2}\·I+\frac{K}{2}Q\·j$ (15)

以ADC采集的信号为TD-SCDMA三载波复数信号为例，对该TD-SCDMA三载波复数信号的模拟部分进行正交解调，采样后获得的信号频谱如图7所示，从图7中可以看出采用ZIF反馈通道，ADC采集的信号已经去除了镜像干扰。

在实际应用当中，采用ZIF反馈处理也存在一些缺陷：

信号在开始时就被搬移到直流频段，但是直流频段存在较多的干扰和噪声，因此耦合回来的信号具有较强的低频干扰和噪声，还有由于电路中存在的寄生元件，以及信号与信号之间无法做到完全隔离等情况，都会导致正常信号泄漏。并且由于ZIF反馈通道中，解调时的正常信号频率与本振信号频率(反馈处理装置自身振荡器的频率)相同，即均为ω_rf，因此在混频电路(对应第一解调模块411和第二解调模块415)的输出端除了具有所需要的零中频信号之外，还混杂了干扰信号，如直流分量或直流漂移。另外，为了使解调后的正常信号具有一定的增益，在混频电路中，本振信号的幅度或功率都设置的比较大，即使本振信号经过泄漏和在反射路径上大幅衰减，本振信号的直流分量或直流漂移仍然能够影响正常信号。再者，直流频段上还具有低频噪声，如，最常见的闪烁噪声，闪烁噪声存在于所有的有源器件和一些电阻中，该噪声主要是由半导体的缺陷引起的。这些缺陷都导致ZIF反馈处理不能够达到预期效果。

为了消除这些直流漂移以及其他干扰信号，本发明的处理系统还包括：

补偿装置440，用于对反馈处理装置410反馈处理的信号中的噪声和直流漂移量进行检测，并根据检测的结果，对反馈处理的信号进行补偿，以减少正常信号中的直流漂移和噪声。补偿装置采用基带数字信号处理的办法，对反馈处理装置410的直流偏移和干扰通过预设的算法进行检测，并存储直流漂移量进行分析，得到一个补偿经验值，并将该补偿经验值发送到反馈处理装置410，对具有直流偏移量或其他干扰的正常信号进行补偿。有效地去除各种直流漂移以及低频噪声，并解决I通道和Q通道的幅度和相位不平衡的问题。该补偿装置440包括：

检测模块441，用于对反馈处理装置410生成的信号进行检测，获取信号中的直流偏移量和噪声。

分析模块442，与检测模块441连接，用于对检测模块441获取的直流偏移量和噪声进行分析，得出补偿经验值。该补偿经验值，具体是通过预先在接收装置420中输入已知的直流信号，或已知的业务信号，这些信号被称为训练信号，训练信号通过反馈处理装置进行反馈处理后，检测模块441提取这些训练信号的反馈处理后的信号，比较这些信号在反馈处理装置410中得到的信号与这些训练信号预期反馈处理后得到信号的差值，将这些差值进行总结，得到补偿经验值。

补偿模块443，与分析模块442相连接，用于根据分析模块442获得的补偿经验值，对反馈处理装置410的信号进行补偿。

如图8所示，为ZIF反馈通道中零中频补偿电路。补偿后的射频信号为：

rf_data＝g_iq·(I(t)+Δd_i)·cos(ω_rft+φ_iq)-(Q(t)+Δd_q)·sin(ω_rft)(16)

其中，giq用于对幅值不平衡进行补偿，φiq用于对相位不平衡进行补偿，Δdi用于对直流漂移量进行补偿。根据具体情况不同，这些补偿值有所不同。

补偿后的信号rf_data通过模拟正交解调后，为：

(17)

(18)

将式(16)的补偿后的信号rf_data代入(17)和(18)，得到I路信号和Q路信号如下：

(19-20)

其中Ki为Iin经放大器的放大倍数，Kq为Qin经放大器的放大倍数。

本发明在数字预失真中信号反馈处理采用零中频信号处理的方法，在系统中不存在中频转换，免去了中频变频模块和中频带通滤波器，大大简化了整个系统的设计，易于高度集成化和小型化。本发明数字预失真中，主要通过对接收到的信号中的I信号和Q信号分别进行先解调再进行模数转换的方式，能够保证整个系统总的采样速率较高的同时，降低DPD对反馈ADC的采样速率的要求，减少系统配置的成本。

本发明还提供一种零中频信号处理系统的另一实施例，如图9所示，包括，接收装置920，反馈处理装置910，处理装置930，补偿装置940，这些装置的结构与上述实施例大致相同，在此不再说明。与上述实施例不同的是，在该实施例中，系统还包括发射处理装置950和发送装置960。

其中，发射处理装置950，分别与处理装置930和发送装置960相连接，用于接收来自处理装置930处理后的信号，对该信号进行发射处理后，通过发送装置960将该反射处理后的信号发送到目的设备。该发射处理装置具体为DPD发射通道，该DPD发射通道的电路图如图10所示，输入到DPD发射通道的I信号和Q信号先通过数模转换器DAC转换，转换为模拟信号，再通过滤波器进行滤波，最后通过解调器解调后，将信号发送到发送装置930，通过发送装置向其他设备发送。

补偿装置940还可以与发射处理装置950相连，用于对发射处理装置950通过发送装置发送的信号进行检测、分析该信号中的直流偏移量和其他干扰，对该信号进行补偿。补偿装置具体生成补偿经验值在上述实施例已有说明，在此不再说明。

如图11所示，该发射处理装置还可以与反馈处理装置呈一体设置，便于整个系统的配置，整个射频链路简洁，频率易于规划，同时降低了ADC对采样频率的要求，能够满足未来TD-SCDMA和LTE射频链路共平台的要求。

本发明在数字预失真中信号反馈处理采用零中频信号处理的方法，在系统中不存在中频转换，免去了中频变频模块和中频带通滤波器，大大简化了整个系统的设计，易于高度集成化和小型化。本发明数字预失真中，主要通过对接收到的信号中的I信号和Q信号分别进行先解调再进行模数转换的方式，能够保证整个系统总的采样速率较高的同时，降低DPD对反馈ADC的采样速率的要求，减少系统配置的成本。

本发明基于上述信号处理系统，还提供一种基于ZIP的信号处理方法，应用于包括接收装置、反馈处理装置、处理装置的信号处理系统中，如图12所示，包括：

步骤1201，接收装置接收其他设备发送的射频信号，并将该信号发送到反馈处理装置。

步骤1202，反馈处理装置接收到该射频信号后，将来自接收装置的射频信号分解为I信号和Q信号，对I信号和Q信号分别进行反馈处理，并将反馈处理后的信号发送到处理装置。如图13所示，该步骤具体包括：

步骤12021、分别对射频信号中的I信号和Q信号进行正交解调。解调公式在上述系统实施例中已有说明，在此不再说明。

步骤12022、将解调后的I信号和Q信号分别进行放大。放大后的信号需要满足第一转换模块的电平要求。

步骤12023、对I信号和Q信号分别进行模拟低通滤波，滤波的中心频点是0。由于经解调和放大后的信号仍具有镜像，因此需要对信号进行滤波，滤波去除了信号中的镜像。

步骤12024、分别对I信号和Q信号进行模数转换，转换的采样速率sample_rate等于信号的扩展带宽exp_BW。由于采样速率sample_rate与信号的扩展带宽exp_BW相同，而不是等于2倍的信号扩展带宽exp_BW，因此大大降低了ADC对采样速率sample_rate的要求，满足在ADC对采样速率sample_rate也能对反馈处理装置反馈处理的信号中的噪声和直流漂移量进行检测，根据检测的结果，对反馈处理的信号进行补偿，以减少正常信号中的直流漂移和噪声。够对具有较宽的扩展带宽exp_BW的信号进行采集。

步骤1203，对经过反馈处理的信号中的噪声和直流漂移量进行检测，根据检测的结果，对反馈处理的信号进行补偿，以减少正常信号中的直流漂移和噪声。该步骤具体包括：

1、对反馈处理装置生成的信号进行检测，获取信号中的直流偏移量和噪声。

2、对获取的直流偏移量和噪声进行分析，得出补偿经验值。获得补偿经验值，是通过预先在接收装置输入已知的直流信号，或已知的业务信号，这些信号被称为训练信号，比较这些信号得到反馈处理装置中的产生的信号与已知信号预期产生信号的差值，将这些差值进行总结，得到补偿经验值。

3、用于根据分析模块获得的补偿经验值，对反馈处理的信号进行补偿。补偿后的信号，有效地去除各种直流漂移以及低频噪声，并解决I通道和Q通道的幅度和相位不平衡的问题。

步骤1204，接收来自反馈处理装置反馈处理后的信号，并对该信号进行进一步处理后应用，或直接应用。

步骤1204之后，还可以包括，补偿装置对发射处理装置通过发送装置发送的信号进行检测、分析和补偿，发送装置将补偿后的信号发送到目的设备。

本发明在数字预失真中信号反馈处理采用零中频信号处理的方法，在系统中不存在中频转换，免去了中频变频模块和中频带通滤波器，大大简化了整个系统的设计，易于高度集成化和小型化。本发明数字预失真中，主要通过对接收到的信号中的I信号和Q信号分别进行先解调再进行模数转换的方式，能够保证整个系统总的采样速率较高的同时，降低DPD对反馈ADC的采样速率的要求，减少系统配置的成本。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可以通过硬件实现，也可以可借助软件加必要的通用硬件平台的方式来实现基于这样的理解，本发明的技术方案可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品可以存储在一个非易失性存储介质(可以是CD-ROM，U盘，移动硬盘等)中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

本领域技术人员可以理解实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述进行分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是，本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种零中频反馈处理装置，应用于信号处理系统中，所述装置用于对接收到的信号进行反馈处理，其特征在于，包括第一组反馈处理模块和第二组反馈处理模块，

第一组反馈处理模块，用于对接收到的射频信号中的I信号进行解调，将解调后的I信号进行放大，对所述解调和放大后的I信号进行滤波后，进行模数转换；

第二组反馈处理模块，用于对接收到的射频信号中的Q信号进行解调，将解调后的Q信号进行放大，对所述解调和放大后的Q信号进行滤波后，进行模数转换；

所述第一组反馈处理模块和第二组反馈处理模块进行模数转换的采样速率等于所述射频信号的扩展带宽。

2.如权利要求1所述装置，其特征在于，所述第一组反馈处理模块包括：

第一解调模块，所述第一解调模块用于对所述I信号进行模拟正交解调；

第一放大模块，所述第一放大模块与所述第一解调模块相连，用于对所述第一解调模块解调后的I信号进行放大，放大倍数满足所述第一组反馈处理模块进行转换的电平要求；

第一滤波模块，所述第一滤波模块与所述第一放大模块相连，用于对所述第一放大模块放大后的I信号进行滤波，所述第一滤波模块的中心频点为0；

第一转换模块，所述第一转换模块与所述第一滤波模块相连，用于对所述第一滤波模块滤波后的I信号进行模数转换。

3.如权利要求2所述装置，其特征在于，所述第二组反馈处理模块包括：

第二解调模块，所述第二解调模块对所述Q信号进行模拟正交解调；

第二放大模块，所述第二放大模块与所述第二解调模块相连，用于对所述第二解调模块解调后的Q信号进行放大，放大倍数满足所述第二组反馈处理模块进行转换的电平要求；

第二滤波模块，所述第二滤波模块与所述第二放大模块相连，用于对所述第二放大模块相连放大后的Q信号进行滤波，所述第二滤波模块的中心频点为0；

第二转换模块，所述第二转换模块与所述第二滤波模块相连，用于对所述第二滤波模块滤波后的Q信号进行模数转换。

4.一种零中频信号处理系统，其特征在于，包括：

接收装置，用于接收来自其他设备的射频信号；

反馈处理装置，与所述接收装置相连接，用于对所述接收到的射频信号的I信号和Q信号分别依次进行解调，放大，滤波后，进行模数转换，进行模数转换的采样速率等于所述射频信号的扩展带宽。

5.如权利要求4所述的系统，其特征在于，还包括：补偿装置，与所述反馈处理装置相连，用于检测所述反馈处理装置反馈处理的I信号和Q信号中的噪声和直流漂移量，根据检测的结果，对反馈处理的信号进行补偿。

6.如权利要求5所述的系统，其特征在于，还包括：

发射处理装置，用于对所述系统向外界设备发送的信号进行发射处理；

发送装置，用于向所述外界设备发送所述发射处理装置进行发射处理后的信号；

所述发射处理装置还与所述补偿装置相连接，所述补偿装置还用于对所述发射处理装置发射处理的信号进行补偿。

7.如权利要求6所述的系统，其特征在于，还包括：处理装置，与所述反馈处理装置相连，用于对所述反馈处理装置处理后的I信号和Q信号进行应用。

8.一种零中频信号处理方法，其特征在于，应用于至少包括接收装置和反馈处理装置的系统中，所述方法包括：

所述接收装置接收其他设备发送的射频信号，并将该信号发送到反馈处理装置；

所述反馈处理装置对接收到的所述射频信号中的I信号和Q信号分别依次进行解调，放大，滤波后，进行模数转换，模数转换的采样速率等于所述射频信号的扩展带宽。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述反馈处理装置对接收到的射频信号的I信号和Q信号分别依次进行解调，放大，滤波后，进行模数转换，具体包括：

所述反馈处理装置分别对射频信号中的I信号和Q信号进行正交解调；

所述反馈处理装置分别对解调后的I信号和Q信号进行放大，放大倍数满足所述第二组反馈处理模块进行转换的电平要求；

所述反馈处理装置分别对I信号和Q信号进行模拟低通滤波，所述模拟低通滤波的中心频点为0；

所述反馈处理装置分别对I信号和Q信号进行模数转换。

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述系统还包括补偿装置，

所述反馈处理装置对接收到的射频信号的I信号和Q信号分别依次进行解调，放大，滤波后，进行模数转换，之后还包括：

所述补偿装置对反馈处理的信号中的噪声和直流漂移量进行检测，根据检测的结果，对反馈处理的信号进行补偿。

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