JPWO2014136437A1 - 無線送信装置および無線送信方法 - Google Patents

Abstract

複数の帯域のＲＦ信号を送信する無線送信装置においては、複数の経路における遅延時間の差によって出力信号の歪量が増大するため、本発明の無線送信装置は、複数の入力ベースバンド信号をそれぞれ異なる周波数の搬送波に搬送させ、無線周波数信号として出力するマルチバンドＲＦ信号発生器と、無線周波数信号を増幅して出力する電力増幅器と、複数の入力ベースバンド信号に、電力増幅器の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施す歪補償制御信号生成部と、マルチバンドＲＦ信号発生器において複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延時間の差を補正する送信機遅延補正部、とを有する。

Description

本発明は、無線送信装置および無線送信方法に関し、特に、複数の周波数帯域を用いる無線送信装置および無線送信方法に関する。

無線送信装置においては、無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）信号を増幅する電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）の非線形性が、送信するＲＦ信号を歪ませる大きな要因となっている。ＲＦ信号の歪は、送信に用いる所望周波数帯域の外部へ漏洩する漏洩電力を発生させる。また、近年の無線通信規格ではスペクトル効率を改善するため、線形変調を行うことが主流になっている。この線形変調においては、ＲＦ信号の歪により発生する所望帯域外への漏洩電力に対して厳しい制限が設定されている。したがって、送信するＲＦ信号の歪を抑制することが無線送信装置における重要な技術的課題である。

一方、近年、さらなる高速無線通信の実現に向けて、断片化した複数の周波数帯域を集めて利用するキャリアアグリゲーション（Ｃａｒｒｉｅｒ Ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ：ＣＡ）技術が用いられている（例えば、特許文献１を参照）。このＣＡ技術においては、複数の帯域を束ねることによって広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。また、ＣＡ技術を適用することによって、複数の事業者の帯域割当が断続的な場合や、帯域共用する場合にも対応した通信を行うことが可能になる。

ＣＡ技術は各キャリアの周波数配置により分類される。そのうちの一つに、各キャリア周波数の差Δｆが各キャリアのＲＦ信号の変調帯域幅ｆ_ＢＢよりも十分大きくなるように各キャリア周波数が配置されたＩｎｔｅｒ−ｂａｎｄ Ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ＣＡモードがある。このＣＡモードにおいては、伝播特性の異なる複数のキャリア周波数で同時に通信することによって、通信の安定性を向上させることができる。

このようなＣＡ技術を用いた無線通信システムにおいては、複数の帯域（バンド）のＲＦ信号を送信する無線送信装置および無線送信方法が必要となる。このような無線送信装置においても、ＲＦ信号の歪を抑制することが求められる。また、装置の小型化および低コスト化の観点から、ＣＡ技術に対応した無線送信装置は、複数のバンドのＲＦ信号を単一の電力増幅器で増幅し、かつ送信できることが望ましい。

このような複数の帯域（バンド）のＲＦ信号を送信する無線送信装置の一例が、特許文献２に記載されている。図１６に、特許文献２に記載された関連する無線送信装置の構成を示す。関連する無線送信装置１００は、デュアル・バンド送信機１３０およびプリディストーション部１２０の２つのブロックから構成されている。

デュアル・バンド送信機１３０は、キャリア周波数f_c1（バンド１）のＲＦ信号と、キャリア周波数f_c2（バンド２）のＲＦ信号を同時に送信する機能を持つ。バンド１のベースバンド信号１１５Ａはローパスフィルタ１３５Ａを経由し、局部発振（ＬＯ）信号発生器１４０Ａとミキサ１４５Ａで構成される周波数変換器においてキャリア周波数f_c1のＲＦ信号に変換される。また、バンド２のベースバンド信号１１５Ｂはローパスフィルタ１３５Ｂを経由し、ＬＯ信号発生器１４０Ｂとミキサ１４５Ｂで構成される周波数変換器においてキャリア周波数f_c2のＲＦ信号に変換される。キャリア周波数f_c1およびf_c2のＲＦ信号は電力合成器１５０において合成された後に、電力増幅器１６０に入力される。電力増幅器１６０はキャリア周波数f_c1およびf_c2のＲＦ信号を同時に増幅し、ＲＦ信号１７０として出力する。

プリディストーション部１２０は、デュアル・バンド送信機１３０で発生するバンド１およびバンド２からなるＲＦ出力信号１７０の歪を補償する機能を有する。すなわち、プリディストーション部１２０は、デュアル・バンド送信機１３０の入出力特性と逆の非線形な入出力特性を備えることによって、デュアル・バンド送信機１３０の非線形性を打ち消している。

デュアル・バンドの信号を同時に送信する場合、デュアル・バンド送信機１３０の非線形性による周波数ミキシング効果が生じる。これにより、ＲＦ出力信号１７０のバンド１における成分は、デュアル・バンド送信機１３０に入力されるバンド１のベースバンド信号１１５Ａとバンド２のベースバンド信号１１５Ｂの両者に依存するようになる。同様の理由により、ＲＦ出力信号１７０のバンド２における成分は、デュアル・バンド送信機１３０に入力されるバンド１のベースバンド信号１１５Ａとバンド２のベースバンド信号１１５Ｂの両者に依存する。このような周波数ミキシング効果を補正するために、プリディストータ１２５Ａは、バンド１の入力ベースバンド信号１１０Ａとバンド２の入力ベースバンド信号１１０Ｂの両者から、バンド１のベースバンド信号１１５Ａを生成し出力する。同様に、プリディストータ１２５Ｂは、バンド１の入力ベースバンド信号１１０Ａとバンド２の入力ベースバンド信号１１０Ｂの両者から、バンド２のベースバンド信号１１５Ｂを生成し出力する。

特開２０１２−２１６９６９号公報（段落［０００５］） 米国特許出願公開第２０１０／０３１６１５７号明細書（段落［００４２］、ＦＩＧ．１０）

しかしながら上述した関連する無線送信装置１００には、下記に示すような問題点がある。

関連する無線送信装置１００が備える電力増幅器１６０に入力されるバンド１のＲＦ信号をｘ_１（ｔ）、バンド２のＲＦ信号をｘ_２（ｔ）とする。また、ＲＦ信号ｘ_１（ｔ）とｘ_２（ｔ）の複素振幅(ＲＦ信号に搬送されているベースバンド信号)をそれぞれｂ_ｘ１（ｔ）、ｂ_ｘ２（ｔ）とする。電力増幅器１６０が２個のバンドの信号を同時に増幅する場合、電力増幅器１６０の非線形特性は２つの入力信号の複素振幅の組［ｂ_ｘ１（ｔ），ｂ_ｘ２（ｔ）］に依存する。ここで、プリディストーションによる歪補償を適用した複素振幅［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ）］を有するＲＦ入力信号が電力増幅器１６０に入力される時に、電力増幅器１６０からのＲＦ出力信号１７０の歪が補償されるものとする。

プリディストーション部１２０から、プリディストーションによる歪補償を適用したバンド１とバンド２のベースバンド信号［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ）］が出力される。そして、プリディストーション部１２０の出力から電力増幅器１６０の入力に至る経路における遅延により、電力増幅器１６０に入力されるバンド１とバンド２のＲＦ信号の複素振幅が［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ−（τ_ｄ＋τ_ｃ）），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ−τ_ｃ）］になったとする。このとき、バンド１とバンド２の同期ずれτ_ｄにより、ＲＦ出力信号１７０の歪が劣化するという問題が生じる。

これは以下の理由による。すなわち、電力増幅器１６０の非線形特性は２つの入力信号の組［ｂ_ｘ１（ｔ），ｂ_ｘ２（ｔ）］に依存する。そのため、入力信号が［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ）］である場合と、［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ−（τ_ｄ＋τ_ｃ）），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ−τ_ｃ）］の場合とでは、電力増幅器１６０は異なる特性を示す。したがって、［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ）］に対しては歪補償が施されたとしても、［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ−（τ_ｄ＋τ_ｃ）），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ−τ_ｃ）］に対しては歪補償が施されたことにはならないからである。なお、各バンドで同じ時間τ_ｃだけ遅延し、入力信号が［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ）］から［ｂ_ｘＰＤ１（ｔ−τ_ｃ），ｂ_ｘＰＤ２（ｔ−τ_ｃ）］になった場合は、前者に比べ後者の出力信号がτ_cだけ遅れるだけであるから、非線形特性への影響は生じ無い。

上述した関連する無線送信装置１００においては、各バンドの歪補償回路であるプリディストーション部１２０の入力から電力増幅器１６０の入力までの経路における遅延時間の差によって、２個のバンドのＲＦ入力信号の同期ずれτ_ｄが生じる。そのため、関連する無線送信装置１００には、この同期ずれτ_ｄの影響によるＲＦ出力信号１７０の歪量の増大が避けられないという問題があった。

このように、複数の帯域のＲＦ信号を送信する無線送信装置においては、複数の経路における遅延時間の差によって出力信号の歪量が増大する、という問題があった。

本発明の目的は、上述した課題である、複数の帯域のＲＦ信号を送信する無線送信装置においては、複数の経路における遅延時間の差によって出力信号の歪量が増大する、という課題を解決する無線送信装置および無線送信方法を提供することにある。

本発明の無線送信装置は、複数の入力ベースバンド信号をそれぞれ異なる周波数の搬送波に搬送させ、無線周波数信号として出力するマルチバンドＲＦ信号発生器と、無線周波数信号を増幅して出力する電力増幅器と、複数の入力ベースバンド信号に、電力増幅器の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施す歪補償制御信号生成部と、マルチバンドＲＦ信号発生器において複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延時間の差を補正する送信機遅延補正部、とを有する。

本発明の無線送信方法は、複数の入力ベースバンド信号をそれぞれ異なる周波数の搬送波に搬送させた無線周波数信号を生成する際に、複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延時間の差を補正し、遅延時間の差を補正された複数の入力ベースバンド信号に、無線周波数信号を増幅する際における歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施す。

本発明の無線送信装置および無線送信方法によれば、複数の経路における遅延時間の差に起因して生じる出力信号における歪量の増大を抑制することができる。

本発明の第１の実施形態に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る無線送信装置が備える電力増幅器から出力されるＲＦ信号の歪量をバンド１について測定した結果を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る無線送信装置が備える電力増幅器から出力されるＲＦ信号の歪量をバンド２について測定した結果を示す図である。 関連する無線送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る無線送信装置が備えるマルチバンドＲＦ信号発生器の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る無線送信装置が備える復調器の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る無線送信装置が備える復調器の別の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る無線送信装置が備える歪補償制御信号生成部の別の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る無線送信装置が備えるマルチバンドＲＦ信号発生器の別の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態に係る無線送信装置が備える遅延検出器の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る無線送信装置が備えるマルチバンド送信ブロックの構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る無線送信装置が備えるマルチバンド送信機ベースバンド部の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る無線送信装置が備えるマルチバンド送信機ＲＦ部の構成を示すブロック図である。 関連する無線送信装置の構成を示すブロック図である。

以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。なお、以下の説明において、同一または対応する部分については同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。

はじめに本発明の実施形態の概要を説明する。本発明の実施形態による無線送信装置は、信号発生器により発生された複数の周波数の信号を同時に増幅することが可能なキャリアアグリゲーション（Ｃａｒｒｉｅｒ Ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ：ＣＡ）技術に対応した電力増幅器を備えたことを主要な特徴としている。

すなわち、本発明の実施形態による無線送信装置は、マルチバンドＲＦ信号発生器、電力増幅器、歪補償制御信号生成部、および送信機遅延補正部を有する。マルチバンドＲＦ信号発生器は、複数の入力ベースバンド信号をそれぞれ異なる周波数の搬送波（キャリア）に搬送させ、無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）信号として出力する。電力増幅器は、マルチバンドＲＦ信号発生器から出力される複数の周波数の搬送波からなるＲＦ信号を同時に増幅して出力する。

歪補償制御信号生成部は、複数の入力ベースバンド信号に電力増幅器の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施して出力する。すなわち、歪補償制御信号生成部は送信機遅延補正部から入力された複数の入力ベースバンド信号に歪補償関数を適用する。ここで歪補償関数は、複数の入力ベースバンド信号と、電力増幅器から出力される複数のキャリア周波数のＲＦ信号で搬送される出力ベースバンド信号とに基づいて決定される。歪補償制御信号生成部はこの歪補償関数を用いて、電力増幅器から出力される各キャリア周波数帯のＲＦ信号の歪を除去するための補正ベースバンド信号を生成する。

送信機遅延補正部は、マルチバンドＲＦ信号発生器において複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延の差を補正する。すなわち、送信機遅延補正部は、ＲＦ信号発生器で生じる各バンドの遅延時間差を補正するように、複数の入力ベースバンド信号間の同期を補正した上で歪補償制御信号生成部へ出力する。

このように、本発明の実施形態による無線送信装置では、歪補償制御信号生成部から電力増幅器に至る経路における遅延時間に起因して生じる同期ずれ、つまり電力増幅器の入力信号の各バンド間の同期ずれを、送信機遅延補正部によって補正することが可能となる。これにより、同期ずれに起因して生じる、電力増幅器のＲＦ出力信号の歪特性が劣化するという問題を解決することができる。その結果、本発明の実施形態による無線送信装置によれば、非線形の入出力特性を持つ電力増幅器を用いた場合であっても、信号を歪ませることなく送信することが可能となる。

〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。本実施形態による無線送信装置１０００は、送信機遅延補正部１１０１、歪補償制御信号生成部１１０２、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２、および電力増幅器１００３を少なくとも有する。上記構成において、特に、送信機遅延補正部１１０１が本実施形態による無線送信装置１０００の特徴的な構成である。

無線送信装置１０００は複数の搬送波（キャリア）の周波数帯域（バンド）のＲＦ信号を同時に送信する機能を有する。ここで、送信するバンドの数を「ｎ」とする。無線送信装置１０００は、電力増幅器１００３の非線形特性を特定するトレーニング期間と情報信号を送信する送信期間において、それぞれ異なる動作を行う。すなわち、無線送信装置１０００はトレーニング期間において電力増幅器１００３の非線形特性を特定する。そして送信期間においては、この特定した非線形特性に基づいて、電力増幅器１００３のＲＦ出力信号の歪補償を行う。

まず、電力増幅器１００３の非線形特性を特定するトレーニング期間における、無線送信装置１０００の動作について説明する。以下の説明では簡略化のため、特に言及しない限り全ての信号の振幅の最大値は全て同じ値（例えば、「１」）に規格化してあるものとする。

送信機遅延補正部１１０１には、ｎ個のベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]が端子１０１１_１,・・・,１０１１_ｎを介して入力される。z_j(t)はバンドj (j=1,・・・,n)を用いて送信されるベースバンド信号を表す。トレーニング期間中は、送信機遅延補正部１１０１と、歪補償制御信号生成部１１０２における処理は施されない。したがって、送信機遅延補正部１１０１に入力されたベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]が、そのまま歪補償制御信号生成部１１０２の出力信号w(t)=[w₁(t),・・・,w_n(t)]として端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎに出力される。

マルチバンドＲＦ信号発生器１００２は、端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎから入力されたベースバンド信号w(t)の各成分w₁(t),・・・,w_n(t)を、それぞれバンド１,・・・,バンドnのキャリア周波数に周波数変換したＲＦ信号x(t)=[x₁(t),・・・,x_n(t)]を生成し、端子１０１３から出力する。

マルチバンドＲＦ信号発生器１００２は、バンド１,・・・,ｎにおいて遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnをそれぞれ有するとする。この遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnは、例えば、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２の入力信号w(t)=[w₁(t),・・・,w_n(t)]および出力信号x(t)=[x₁(t),・・・,x_n(t)]をオシロスコープなどの外部の測定器で測定し、入力信号w(t)と出力信号x(t)の各成分を比較することにより決定することができる。

ここで、電力増幅器１００３に入力されるＲＦ信号x(t)=[x₁(t),・・・,x_n(t)]の複素振幅、すなわちＲＦ信号で搬送されているベースバンド信号をb_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]とする。そうすると、電力増幅器１００３に入力されるＲＦ信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]は、元のベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]が遅延した波形となり、下記の式（１）で表される。
b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]=[z₁(t−τ_TX1),・・・, z_n(t−τ_TXn)] （１）
ここで、式（１）の右辺をz_in(t)=[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]と定義する。

端子１０１３から電力増幅器１００３に同時に入力されたＲＦ信号x(t)の各バンド成分x₁(t),・・・,x_n(t)はそれぞれ増幅され、端子１０１４にＲＦ信号y(t)=[y₁(t),・・・,y_n(t)]として出力される。

電力増幅器１００３から出力されるＲＦ信号y(t)=[y₁(t),・・・,y_n(t)]の複素振幅をそれぞれb_y(t)=[b_y1(t),・・・,b_yn(t)]とする。このとき、電力増幅器１００３における入力信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]と出力信号の複素振幅b_y(t)=[b_y1(t),・・・,b_yn(t)]の関係は、以下の式（２）によって表わされる。
b_y1(t)=g₁[b_x1(t),・・・,b_xn(t)],
・・・, （２）
b_yn(t)=g_n[b_x1(t),・・・,b_xn(t)],
これは背景技術で説明したように、複数のバンドの信号を同時に送信する場合、送信機の非線形性による周波数ミキシング効果が生じるため、ＲＦ出力信号の各バンドにおける成分は送信機に入力される全てのバンドのベースバンド信号に依存するからである。ここでg₁,・・・,g_nはn個の変数b_x1(t),・・・,b_xn(t)を引数とした非線形の関数であり、電力増幅器１００３の各バンドにおける入出力特性の非線形性を表している。

式（２）と同じ内容は、以下の式（３）によって表わすこともできる。
b_y(t)=g[b_x(t)] （３）
ここでgは非線形写像であり、関数g₁,・・・,g_nをまとめて表記したものである。

また、電力増幅器１００３の入出力信号の関係は、式（２）と入出力の関係を逆にした下記の式（４）によっても記述することができる。
b_x1(t)=h₁[b_y1(t),・・・,b_yn(t)],
・・・, （４）
b_xn(t)=h_n[b_y1(t),・・・,b_yn(t)],
ここで、h₁,・・・,h_nはn個の変数b_y1(t),・・・,b_yn(t)を引数とした非線形の関数である。式（４）と同じ内容は下記の式（５）によっても表わすことができる。
b_x(t)=h[b_y(t)] （５）
ここでhは非線形写像であり、関数h₁,・・・,h_nをまとめて表記したものである。式（３）の非線形写像gと式（５）の非線形写像hはお互いに逆写像の関係にある。

トレーニング期間において、電力増幅器１００３の入出力における複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]とb_y(t)=[b_y1(t),・・・,b_yn(t)]が測定される。式（４）で表現される関数h₁,・・・,h_nは、トレーニング期間の測定で得られた電力増幅器１００３のＲＦ出力信号の複素振幅b_y(t)=[b_y1(t),・・・,b_yn(t)]を独立変数とし、同じく測定で得られた電力増幅器１００３のＲＦ入力信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]を従属変数として求められる。例えば、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）もしくは多項式フィッティングで数値的に決定される。

次に、図１に示す無線送信装置１０００が情報信号を送信する送信期間の動作について説明する。

送信期間においては、送信機遅延補正部１１０１にバンド１,・・・,ｎに対応したベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]が入力される。バンドj (j=1,・・・,n)のベースバンド信号成分z_j(t)は分岐してそれぞれn個の可変遅延手段１１０１_kj(k=1,・・・,n)に入力される。その後、可変遅延手段１１０１_kj において遅延τ_kjを受け、端子１０２１_kjにv_kj(t)=z_j(t−τ_kj)が出力される。可変遅延手段１１０１_kj における遅延時間τ_kjは自由に設定できる。例えば、下記の式（６）に示すように遅延時間τ_kjを設定することができる。
τ_kj = τ_TXj−τ_TXk+τ_C (k,j=1,・・・,n) （６）
ここでτ_Cは定数の遅延時間であり、任意の値に取ることができる。ただし、実装する遅延時間τ_kj (k,j=1,・・・,n)は非負でなければならないという条件から、τ_C=Max(|τ_TXj−τ_TXk|)とするのが望ましい。ここで、「Max」は最大値を表わす。

端子１０２１_kjに出力されたベースバンド信号v_jk(t)は、歪補償制御信号生成部１１０２に入力される。歪補償制御信号生成部１１０２は、バンドj (j=1,・・・,n)に対応した歪補償制御信号生成部１１０２_ｊを備えている。歪補償制御信号生成部１１０２_ｊは、送信機遅延補正部１１０１から入力されたn個のベースバンド信号v_jk(t) (k=1,・・・,n)を受け取り、トレーニング期間で得た関数h_jに代入して、ベースバンド信号w_j(t)として端子１０１２_ｊに出力する。すなわち歪補償制御信号生成部１１０２から出力されるベースバンド信号w(t)=[w₁(t),・・・,w_n(t)]は、下記の式（７）によって与えられる。
w₁(t) = h₁[v₁₁(t),・・・,v_1n(t)] = h₁[z₁(t−τ₁₁),・・・,z_n(t−τ_1n)],
・・・, （７）
w_n(t) = h_n[v_n1(t),・・・,v_nn(t)] = h_n[z₁(t−τ_n1),・・・,z_n(t−τ_nn)],
マルチバンドＲＦ信号発生器１００２は、トレーニング期間と同様に送信期間においても、端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎから入力されたベースバンド信号w(t)の各成分w₁(t),・・・,w_n(t)を、それぞれバンド１,・・・,バンドnのキャリア周波数に周波数変換する。そしてＲＦ信号x(t)=[x₁(t),・・・,x_n(t)]を生成し、端子１０１３に出力する。

端子１０１３を経由して電力増幅器１００３に入力されたＲＦ信号x(t)の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]は、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２における各バンド１,・・・,ｎの遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnの影響をそれぞれ受ける。すなわち、式（７）においてt = t−τ_TXjとし、式（６）を用いると、複素振幅b_x(t)は下記の式(８)で表される波形となる。
b_x1(t) = w₁(t−τ_TX1) = h₁[z₁(t−(τ_TX1+τ_C)),・・・,z_n(t−(τ_TXn+τ_C))],
・・・, （８）
b_xn(t) = w_n(t−τ_TXn) = h_n[z₁(t−(τ_TX1+τ_C)),・・・,z_n(t−(τ_TXn+τ_C))],
ここで、式（１）の右辺で定義したトレーニング時の電力増幅器１００３のＲＦ入力信号の複素振幅z_in(t)= [z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]を用いると、式（８）は下記の式（９）のようにまとめることができる。
b_x(t)=h[z_in(t−τ_C)] （９）
式（９）の複素振幅b_x(t)を持つＲＦ信号x(t)が電力増幅器１００３に入力され、複素振幅b_y(t)を有するＲＦ信号y(t)が電力増幅器１００３から端子１０１４に出力される。この端子１０１４に出力されたマルチバンドのＲＦ信号y(t)が送信に用いられる。

式（９）で表わされる複素振幅b_x(t)を有するＲＦ信号が電力増幅器１００３に入力される場合、式（３）で示した電力増幅器１００３の入出力特性により、電力増幅器１００３から出力されるＲＦ信号の複素振幅b_y(t)は下記の式（１０）のようになる。
b_y(t) = g[b_x(t)] = g・h[z_in(t−τ_C)] = z_in(t−τ_C) （１０）
式（１０）において、非線形写像gとhは互いに逆写像であるため打ち消しあっている。すなわち式（１０）から、本実施形態による無線送信装置１０００においては、電力増幅器１００３から出力されるＲＦ信号の複素振幅b_y(t)から電力増幅器１００３の非線形性gの影響が取り除かれていることがわかる。その結果、無線送信装置１０００に入力された元のベースバンド信号z(t)は歪むことなく電力増幅器１００３のＲＦ出力信号に搬送されて送信される。つまり、本実施形態の無線送信装置によれば、複数の経路における遅延時間の差に起因して生じる出力信号における歪量の増大を抑制することができる。

図２Ａ、２Ｂに、図１に示した無線送信装置１０００において、電力増幅器１００３から出力されるＲＦ信号y(t)の歪量を測定した結果を示す。ここでは、２バンドのＲＦ入力信号を送信する場合について示す。図２Ａはバンド１について、図２Ｂはバンド２について測定した結果である。それぞれ、歪補償（Ｄｕａｌ Ｐｒｅ−Ｄｉｓｔｏｔｉｏｎ：ＤＰＤ）を適用した前後の結果を示す。また、歪量としては、隣接チャネル漏洩電力比（Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ ｌｅａｋａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ＡＣＰＲ）を用いた。なお図２Ａ、２Ｂに示した測定結果においては、送信するベースバンド信号z(t)として、バンド１およびバンド２ともにＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ（登録商標））信号の変調波を用いている。

図２Ａ、２Ｂに示す測定結果において、横軸は２バンドのＲＦ入力信号の同期ずれ時間τ_dである。送信機遅延補正部１１０１内の遅延時間を式（６）で与えられる値に設定した場合が、図２Ａ、２Ｂにおけるτ_ｄ=0の場合に相当する。τ_ｄ=0である場合の電力増幅器１００３のＲＦ入力信号の複素振幅を[b_xPD1(t),b_xPD2(t)]とした場合、τ_ｄ≠0の場合の複素振幅は[b_xPD1(t−τ_d),b_xPD2(t)]となる。τ_ｄ=0の場合、歪補償後において良好な歪改善効果が得られることが図２Ａ、２Ｂの結果から確認できる。一方、バンド１とバンド２の同期ずれ時間τ_dを増やしていくと、図２Ａ、２Ｂの測定結果が示すように歪補償後の歪特性が劣化していく。したがって、マルチバンドの同時増幅においては、送信機遅延補正部１１０１内の遅延時間を式（６）で与えられる値に設定することが望ましい。すなわち、電力増幅器１００３に入力されるＲＦ信号のバンド間の同期を取ること、つまり同期ずれ時間τ_dを０に設定することが、歪補償能力を高く維持するためには望ましい。

次に、本実施形態の特徴である送信機遅延補正部１１０１の動作についてさらに詳細に説明する。比較のために、送信機遅延補正部１１０１が設置されていない構成の無線送信装置の動作について説明する。図３に、送信機遅延補正部１１０１が設置されていない関連する無線送信装置２００の構成を示す。これは、図１６に示した関連する無線送信装置１００の構成に相当する。

関連する無線送信装置２００のトレーニング期間における動作は、図１に示した本実施形態による無線送信装置１０００の動作と同一であるので、その説明は省略する。

送信期間においては、歪補償制御信号生成部１１０２内の各歪補償制御信号生成部１１０２_ｊ(j=1,・・・,n)にそれぞれベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]が入力される。歪補償制御信号生成部１１０２_ｊは、入力されたベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]をトレーニング期間に取得した関数h_jに代入し、ベースバンド信号w_j(t)として端子１０１２_ｊに出力する。すなわち歪補償制御信号生成部１１０２から出力されるベースバンド信号w(t)=[w₁(t),・・・,w_n(t)]は、下記の式（１１）で与えられる。
w₁(t) = h₁[z₁(t),・・・,z_n(t)],
・・・, （１１）
w_n(t) = h_n[z₁(t),・・・,z_n(t)],
マルチバンドＲＦ信号発生器１００２は、端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎから入力されたベースバンド信号w(t)の各成分w₁(t),・・・,w_n(t)を、それぞれバンド１,・・・,バンドnのキャリア周波数に周波数変換したＲＦ信号x(t)=[x₁(t),・・・,x_n(t)]を生成し、端子１０１３に出力する。電力増幅器１００３に入力されるＲＦ信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]は、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２におけるバンド１,・・・,ｎの遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnによって、下記の式(１２)で表される波形になる。
b_x1(t) = w₁(t−τ_TX1) = h₁[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TX1)],
・・・, （１２）
b_xn(t) = w_n(t−τ_TXn) = h_n[z₁(t−τ_TXn),・・・,z_n(t−τ_TXn)],
この場合、関数h₁の引数はz(t−τ_TX1)=[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TX1)],・・・,であり、関数h_nの引数はz(t−τ_TXn)=[z₁(t−τ_TXn),・・・,z_n(t−τ_TXn)]となる。式（１２）のように関数h₁,・・・, h_nに異なる引数を代入して生成される複素振幅b_x(t)を持つＲＦ信号を電力増幅器１００３に入力した場合、電力増幅器１００３のＲＦ出力信号から電力増幅器１００３の非線形性gの影響を除くことはできない。その理由は以下の通りである。

図１に示した本実施形態による無線送信装置１０００の場合、式（８）で示されるように、関数h₁,・・・, h_nに同じ引数z_in(t−τ_C)=[z₁(t−(τ_TX1+τ_C)),・・・,z_n(t−(τ_TXn+τ_C))]を代入することによって、電力増幅器１００３の入力における複素振幅b_x(t)が生成される。このように、関数h₁,・・・, h_nの引数が同じ場合は、式（９）に示したように写像hを用いた一つの式にまとめて複素振幅b_x(t)を表現することができる。さらにこのとき、式（１０）に示したように、電力増幅器１００３のＲＦ出力信号は、複素振幅の持つ写像ｈと電力増幅器の非線形性ｇが打ち消される。そのため、ベースバンド信号z(t)が歪むことがない状態で、電力増幅器１００３のＲＦ出力信号に搬送して送信することが可能となる。

一方、図３に示した関連する無線送信装置２００においては、電力増幅器１００３の入力における各バンドの複素振幅が、関数h₁,・・・, h_nに同じ引数を代入することによって生成されるという条件が満たされていない。このような場合、上述したような電力増幅器の非線形性gを打ち消すことはできない。

すなわち、本実施形態による無線送信装置１０００の特徴的な構成である送信機遅延補正部１１０１は、一の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号を異なる周波数（バンド）の個数分に分岐し、分岐した入力ベースバンド信号にそれぞれ遅延時間を付与する構成としている。この遅延時間はそれぞれ、一の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号がマルチバンドＲＦ信号発生器において受ける遅延と、他の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号がマルチバンドＲＦ信号発生器において受ける遅延との差とすることができる。

このような構成とすることにより、送信機遅延補正部１１０１は上述した条件が満たされるように、元のベースバンド信号z(t)の各成分[z₁(t),・・・,z_n(t)]に対して同期制御を掛ける動作を行うことが可能となる。この条件は、「電力増幅器１００３の入力におけるＲＦ信号の複素振幅b_x(t)の各バンド成分[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]が、歪補償関数h₁,・・・, h_nに同じ引数を代入して生成される波形になる」という条件である。なお、式（６）で示した送信機遅延補正部１１０１内の遅延時間τ_kj (k,j=1,・・・,n)は、上記条件を満たす。

このように本実施形態の無線送信装置１０００によれば、マルチバンド同時送信において、非線形の入出力特性を持つ電力増幅器を用いる場合であっても、ベースバンド信号z(t)を歪ませることなく電力増幅器のＲＦ出力信号y(t)に搬送させて送信を行うことができる。

〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図４は、本実施形態に係る無線送信装置２０００の構成を示すブロック図である。無線送信装置２０００は、プリディストーション部１００１、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２、電力増幅器１００３、および復調器１００４を有する。ここでプリディストーション部１００１は、送信機遅延補正部１１０１、歪補償制御信号生成部１１０２、全体経路遅延補正部１１０３、および歪特性演算部１１０４を備える。

無線送信装置２０００は、第１の実施形態による無線送信装置１０００と同様に、複数のバンドのＲＦ信号を同時に送信する機能を有する。そして、トレーニング期間に特定した電力増幅器１００３の非線形特性に基づき、送信期間において電力増幅器１００３のＲＦ出力信号の歪補償を行う。

まず、トレーニング期間において、無線送信装置２０００が電力増幅器１００３の非線形特性を特定する動作について説明する。トレーニング期間中は、送信機遅延補正部１１０１と歪補償制御信号生成部１１０２における処理は施されない。したがって、送信機遅延補正部１１０１に入力されたベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]が、そのまま歪補償制御信号生成部１１０２の出力信号w(t)=[w₁(t),・・・,w_n(t)]として端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎに出力される。

マルチバンドＲＦ信号発生器１００２は、端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎから入力されたベースバンド信号w(t)の各成分w₁(t),・・・,w_n(t)を、それぞれバンド１,・・・, バンドnのキャリア周波数に周波数変換したＲＦ信号x(t)=[x₁(t),・・・,x_n(t)]を生成し、端子１０１３に出力する。このとき、電力増幅器１００３に入力されるＲＦ信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]と送信機遅延補正部１１０１に入力されたベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]の関係は、第１の実施形態と同様に上述の式（１）で与えられる。

図５に、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２の構成の一例を示す。マルチバンドＲＦ信号発生器１００２は、各バンドの送信ブロック１２２１_１,・・・,１２２１_ｎと、ＲＦ信号合成器１２０４を有する。各バンドj (j=1,・・・,n)に対応した送信ブロック１２２１_jは、ディジタル−アナログ変換器１２０１_j、ローパスフィルタ１２０２_j、および周波数変換器１２０３_jを備える。ここで、周波数変換器１２０３_jは、ミキサ１２１１_jと局部発振（ＬＯ）信号発生器１２１２_jを少なくとも有する。

端子１０１２_jに入力されたバンドｊのディジタルベースバンド信号w _j(t)は、ディジタル−アナログ変換器１２０１_jにおいてアナログベースバンド信号に変換され、ローパスフィルタ１２０２_jへ出力される。ローパスフィルタ１２０２_jは入力されたアナログベースバンド信号から不要な高周波成分を除去し、周波数変換器１２０３_jへ出力する。周波数変換器１２０３_jでは、ＬＯ信号発生器１２１２_jがバンドｊのキャリア周波数f_cjからなるＬＯ信号を出力する。そして、ミキサ１２１１_jは入力されたアナログベースバンド信号とＬＯ信号をミキシングしてＲＦ信号x_j(t)を生成し出力する。

各バンドの送信ブロック１２２１_１,・・・,１２２１_ｎからそれぞれ出力されたＲＦ信号x₁(t),・・・,x_n(t)は、ＲＦ信号合成器１２０４において合成され、端子１０１３へ同時に出力される。

図４に示すように、端子１０１３から電力増幅器１００３に同時に入力されたＲＦ信号x(t)の各バンド成分x₁(t),・・・,x_n(t)はそれぞれ増幅され、端子１０１４にＲＦ信号y(t)=[y₁(t),・・・,y_n(t)]として出力される。

端子１０１４に出力されたＲＦ信号y(t)は、復調器１００４においてベースバンド信号u(t)=[u₁(t),・・・,u_n(t)]に変換され、端子１０１５に出力される。端子１０１５に出力されたベースバンド信号u(t)は、プリディストーション部１００１に入力される。

図６に、復調器１００４の構成の一例を示す。復調器１００４は、可変バンドパスフィルタ１３０１、可変周波数変換器１３０２、可変ローパスフィルタ１３０３、およびアナログ−ディジタル変換器１３０４を少なくとも備える。復調器１００４の入力端子１０１４には、電力増幅器１００３から出力される各バンドのＲＦ信号y₁(t),・・・,y_n(t)が同時に入力される。復調器１００４は、バンド1,・・・,nの中から一つのバンドjを選択して、バンドjのＲＦ信号y_j(t)のみを復調する。

可変バンドパスフィルタ１３０１は通過帯域を自由に変化させることが可能である。例えば、可変バンドパスフィルタ１３０１は通過帯域をバンドjに設定し、バンドjのＲＦ信号y_j(t)のみを通過させて可変周波数変換器１３０２へ出力する。可変周波数変換器１３０２は、ミキサ１３１１と周波数可変ＬＯ信号発生器１３１２を少なくとも有する。周波数可変ＬＯ信号発生器１３１２は出力するＬＯ信号の周波数を自由に変化させることができる。ここで、周波数可変ＬＯ信号発生器１３１２は、バンドj（周波数f_cj）のＬＯ信号をミキサ１３１１に出力する。ミキサ１３１１は、入力されたバンドjのＲＦ信号y_j(t)およびＬＯ信号（周波数f_cj）をミキシングし、ＲＦ信号y_j(t)をアナログベースバンド信号に変換して可変ローパスフィルタ１３０３に出力する。

可変ローパスフィルタ１３０３はカットオフ周波数を自由に変化させることが可能である。ここで、可変ローパスフィルタ１３０３のカットオフ周波数は、各バンドのアナログベースバンド信号の帯域幅に応じて設定される。可変ローパスフィルタ１３０３は、入力されたアナログベースバンド信号の不要な高周波成分を除去して、アナログ−ディジタル変換器１３０４へ出力する。アナログ−ディジタル変換器１３０４は、入力されたアナログベースバンド信号をバンドjのディジタルベースバンド信号u_j(t)に変換して、端子１０１５へ出力する。端子１０１５へ出力されたディジタルベースバンド信号u_j(t)はプリディストーション部１００１に入力される。

以上の手順により、復調器１００４によるバンドjのＲＦ信号y_j(t)の復調、およびディジタルベースバンド信号u_j(t)のプリディストーション部１００１への入力が完了する。続いて同じ手順に従い、バンドjと異なるバンドkのＲＦ信号y_k(t)の復調、およびディジタルベースバンド信号u_k(t)のプリディストーション部１００１への入力を行う。この手順を全てのバンドk=1,・・・,nについて行うことにより、ディジタルベースバンド信号u(t)=[u₁(t),・・・,u_n(t)]を取得する。

図７に、復調器１００４の別の構成の例を示す。図７に示した復調器１００４は、各バンドの復調ブロック１３２１_１,・・・, １３２１_ｎから構成されている。バンドｊ=1,・・・,nに対する復調ブロック１３２１_jは、バンドパスフィルタ１３０１_j、周波数変換器１３０２_j、ローパスフィルタ１３０３_j、およびアナログ−ディジタル変換器１３０４_jを少なくとも備える。復調器１００４の入力端子１０１４には、電力増幅器１００３から出力される各バンドのＲＦ信号y₁(t),・・・,y_n(t)が同時に入力される。

バンドｊの復調ブロック１３２１_jが備えるバンドパスフィルタ１３０１_jの通過帯域は、バンドjのＲＦ信号y_j(t)のみを通過させるように構成されている。バンドパスフィルタ１３０１_jを通過したＲＦ信号y_j(t)は、周波数変換器１３０２_jに入力される。周波数変換器１３０２_jは、ミキサ１３１１_jとＬＯ信号発生器１３１２_jとを少なくとも含む。ＬＯ信号発生器１３１２_jは、バンドj（周波数f_cj）のＬＯ信号をミキサ１３１１に出力する。ミキサ１３１１は、入力されたバンドjのＲＦ信号y_j(t)およびＬＯ信号（周波数f_cj）をミキシングし、ＲＦ信号y_j(t)をアナログベースバンド信号に変換してローパスフィルタ１３０３_jに出力する。

ローパスフィルタ１３０３_jのカットオフ周波数は、各バンドのアナログベースバンド信号の帯域幅に応じて設計されている。ローパスフィルタ１３０３_jは、入力されたアナログベースバンド信号の不要な高周波成分を除去し、アナログ−ディジタル変換器１３０４_jへ出力する。アナログ−ディジタル変換器１３０４_jは、入力されたアナログベースバンド信号をバンドjのディジタルベースバンド信号u_j(t)に変換し、端子１０１５_jへ出力する。端子１０１５_jへ出力されたディジタルベースバンド信号u_j(t)はプリディストーション部１００１に入力される。端子１０１５_１,・・・, １０１５_ｎにはそれぞれベースバンド信号u₁(t),・・・,u_n(t)が出力される。

上述した手順によりプリディストーション部１００１はベースバンド信号u(t)=[u₁(t),・・・,u_n(t)]を取得する。このように、図７に示した復調器１００４によれば、全てのバンドk=1,・・・,nについて復調処理を同時に行うことが可能である。

図４に示した電力増幅器１００３から出力されるＲＦ信号y(t)=[y₁(t),・・・,y_n(t)]の複素振幅b_y(t)=[b_y1(t),・・・,b_yn(t)]と、復調器１００４から出力されるベースバンド信号u(t)=[u₁(t),・・・,u_n(t)]との間には、下記の式（１３）に示す関係がある。
u(t)=[u₁(t),・・・,u_n(t)]=[b_y1(t−τ_DM1),・・・, b_yn(t−τ_DMn)] （１３）
ここで、遅延時間τ_DM1,・・・,τ_DMnは、復調器１００４でそれぞれ生じるバンド１,・・・,ｎにおける遅延時間である。

全体経路遅延補正部１１０３は可変遅延手段１１０３_１,・・・,１１０３_ｎを備える。可変遅延手段１１０３_１,・・・,１１０３_ｎにおける遅延時間は、それぞれマルチバンドＲＦ信号発生器１００２の入力端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎから復調器１００４の出力端子１０１５までの経路における各バンドの遅延量τ₁と同じに設定されている。ここで、遅延量τ₁はマルチバンドＲＦ信号発生器１００２および復調器１００４における遅延の和であり、以下のように表わすことができる。
遅延量τ₁=τ_TX1+τ_DM1,・・・,τ_n=τ_TXn+τ_DMn
送信機遅延補正部１１０１に入力されたベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]の各成分は、全体経路遅延補正部１１０３が備える可変遅延手段１１０３_１,・・・,１１０３_ｎによって遅延を受ける。その結果、遅延を受けたベースバンド信号z_d(t)=[z₁(t−τ₁),・・・,z_n(t−τ_n)]が全体経路遅延補正部１１０３から出力される。ここで、可変遅延手段１１０３_１,・・・,１１０３_ｎは、例えばディジタルフィルタによって実装することができる。

マルチバンドＲＦ信号発生器１００２の入力端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎから復調器１００４の出力端子１０１５までの経路における各バンドの遅延量τ₁,・・・,τ_nは、以下の手順により取得することができる。

まず、プリディストーション部１００１が備える歪特性演算部１１０４に、全体経路遅延補正部１１０３から出力されたベースバンド信号z_d(t)と、復調器１００４から出力されたベースバンド信号u(t)が入力される。歪特性演算部１１０４は、各バンドi=1,・・・,nにおける全体経路遅延補正部１１０３の出力信号z_i(t−τ_i)と、復調器１００４の出力信号u_i(t)の相関関数からz_i(t−τ_i)とu_i(t)の遅延量を算出する。そして、歪特性演算部１１０４はz_i(t−τ_i)とu_i(t)の遅延差が最小となるように、全体経路遅延補正部１１０３内の可変遅延手段１１０３_iの遅延量τ_iを設定する。

全体経路遅延補正部１１０３から歪特性演算部１１０４に入力されるベースバンド信号z_i(t−τ_i)は、上述の式（１）よりb_xi(t) = z_i(t−τ_TXi)であるから、b_xi(t−τ_DMi)と同一であることがわかる。また、復調器１００４から歪特性演算部１１０４に入力されるベースバンド信号u_i (t)は、上述の式（１３）からb_y(t−τ_DMi)と同一である。したがって、歪特性演算部１１０４には、電力増幅器１００３の各バンドi=1,・・・,nにおける入力複素振幅b_xi(t−τ_DMi)と出力複素振幅b_yi(t−τ_DMi)の測定データが入力されていることになる。

歪特性演算部１１０４は、上述の式（４）または式（５）と、入力された電力増幅器１００３の各バンドにおける入出力の複素振幅[b_x1(t−τ_DM1),・・・,b_xn(t−τ_DMn)]、[b_y1(t−τ_DM1),・・・,b_yn(t−τ_DMn)]の測定データに基づいて、歪補償に必要な関数h₁,・・・,h_nを決定する。決定された関数h₁,・・・,h_nは、歪特性演算部１１０４から歪補償制御信号生成部１１０２に送出される。

歪特性演算部１１０４は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：ディジタルシグナルプロセッサ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ：フィールドプログラマブルゲートアレイ）により実装することができる。そして、関数h₁,・・・,h_nを決定するためのルックアップテーブル（Ｌｏｏｋ−ｕｐ Ｔａｂｌｅ：ＬＵＴ）または多項式フィッティングの機能を備えた構成とすることができる。

本実施形態による無線送信装置２０００の送信期間における動作は、第１の実施形態の無線送信装置１０００（図１）の送信期間における動作と同様である。すなわち、無線送信装置２０００に入力されたベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]は、送信機遅延補正部１１０１において上述の式（６）で与えられる遅延時間τ_kj (k,j=1,・・・,n)による同期補正を受けた後に、歪補償制御信号生成部１１０２に出力される。歪補償制御信号生成部１１０２は、送信機遅延補正部１１０１から入力されたベースバンド信号を関数h₁,・・・, h_nに代入し、式（７）で与えられるベースバンド信号w(t)=[w₁(t),・・・,w_n(t)]の各成分を端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎに出力する。ここで送信機遅延補正部１１０１が備える可変遅延手段１１０１_１,・・・,１１０１_ｎは、例えばディジタルフィルタによって実装することができる。

本実施形態における歪補償制御信号生成部１１０２は、ＤＳＰまたはＦＰＧＡなどで実装されたディジタル回路で構成される。歪補償制御信号生成部１１０２は送信機遅延補正部１１０１から出力されたベースバンド信号を関数h₁,・・・,h_nに代入して得られるベースバンド信号w(t)=[w₁(t),・・・,w_n(t)]を生成する機能を備える。

マルチバンドＲＦ信号発生器１００２は、端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎから入力されたベースバンド信号w(t)の各成分w₁(t),・・・,w_n(t)を、それぞれバンド１,・・・,バンドnのキャリア周波数に周波数変換したＲＦ信号x(t)=[x₁(t),・・・,x_n(t)]を生成する。そして、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２はＲＦ信号x(t)を端子１０１３を経由して電力増幅器１００３に入力する。端子１０１３から電力増幅器１００３に同時に入力されたＲＦ信号x(t)の各バンド成分x₁(t),・・・,x_n(t)はそれぞれ増幅され、端子１０１４にＲＦ信号y(t)=[y₁(t),・・・,y_n(t)]として出力される。端子１０１４に出力されたマルチバンドのＲＦ信号y(t)が送信に用いられる。このとき、端子１０１４に出力されたＲＦ信号y(t)の複素振幅b_y(t)は、第１の実施形態の場合と同様に式（１０）で与えられる。そのため、送信機に入力された元のベースバンド信号z(t)が歪むことなく電力増幅器１００３のＲＦ出力信号y(t)に搬送されて送信される。

上述した説明では、本実施形態による無線送信装置２０００はトレーニング期間と送信期間にそれぞれ分かれて動作するものとしたが、送信期間中にトレーニング動作を行うこととしてもよい。すなわち、電力増幅器１００３からのＲＦ出力信号y(t)を用いて他の通信装置と通信しながら同時に、無線送信装置２０００内でトレーニング動作を行い歪補償関数h₁,・・・,h_nを決定することとしてもよい。

また、トレーニング動作を行わない期間は、全体経路遅延補正部１１０３、歪特性演算部１１０４、および復調器１００４は使用しないので、これらのブロックは非動作（オフ）状態にすることができる。

本実施形態においても第１の実施形態における場合と同様に、送信機遅延補正部１１０１が電力増幅器１００３に入力される各バンドの信号の同期を適切に設定する。これにより、マルチバンド信号を同時に送信する場合において、非線形の入出力特性を持つ電力増幅器１００３を用いる場合であっても、ベースバンド信号z(t)を歪ませることなく電力増幅器１００３のＲＦ出力信号y(t)に搬送させて送信を行うことができる。

（第２の実施形態の第１の変形例）
上述の説明では、プリディストーション部１００１はディジタル回路を用いて実装することとしたが、プリディストーション部１００１の構成の一部をアナログ回路により実装することとしてもよい。

例えば、送信機遅延補正部１１０１が備える可変遅延手段１１０１_１,・・・,１１０１_ｎ、および全体経路遅延補正部１１０３が備える可変遅延手段１１０３_１,・・・,１１０３_nは、ディジタルフィルタの代わりにアナログフィルタを用いて実装することとしてもよい。

また、歪補償制御信号生成部１１０２が備える各バンドj (j=1,・・・,n)に対応した歪補償制御信号生成部１１０２_jは、ＤＳＰまたはＦＰＧＡを用いて実装されたディジタル回路の代わりに、図８で示したようなアナログ回路を用いて実装することとしてもよい。図８に示したように、アナログ回路を用いた歪補償制御信号生成部１１０２_jは、アナログ乗算器１６０１_j、可変利得アンプ列１６０２_j、ベースバンド信号加算器１６０３_jとを少なくとも備える。

ここで、上述の式（１１）で与えられたバンドj=1,・・・,nにおける歪補償関数h_jが、下記の式（１４）のように多項式で展開されるものとする。

図８に示した歪補償制御信号生成部１１０２_jの回路構成は、式（１４）で示した内容をそのまま回路化したものである。すなわち、歪補償制御信号生成部１１０２_jは、端子１０２１_j１,・・・,１０２１_jｎに入力された信号[v_j1(t),・・・,v_jn(t)]に対し、式（１４）で与えられる信号w_j(t)を端子１０１２_jに出力する。

端子１０２１_j１,・・・,１０２１_jｎに入力された信号[v_j1(t),・・・,v_jn(t)]は、アナログ乗算器においてその各成分が掛け合わされてその冪信号{v_j1(t)}^k1・・・{v_jn(t)}^kn (k1,・・・,knは自然数)が生成され、可変利得アンプ列１６０２_jへと出力される。可変利得アンプ列１６０２_jは、入力された冪信号{v_j1(t)}^k1・・・{v_jn(t)}^knに対し、その係数a_{k1・・・kn}に相当する利得で増幅し、係数と冪信号を掛け合わせた信号a_{k1・・・kn}{v_j1(t)}^k1・・・{v_jn(t)}^knをベースバンド信号加算器１６０３_jへ出力する。可変利得アンプ列１６０２_jの利得a_{k1・・・kn}は可変であり、歪特性演算部１１０４から出力される歪補償関数h_jの情報、すなわち多項式係数により設定される。可変利得アンプ列１６０２_jから出力された信号a_{k1・・・kn}{v_j1(t)}^k1・・・{v_jn(t)}^kn (k1,・・・,knは自然数)は、ベースバンド信号加算器１６０３_jにおいて全て足しあわされ、信号w_j(t)として端子１０１２_jへ出力される。ベースバンド信号加算器１６０３_jは、例えばオペアンプを用いたアナログ回路によって構成することができる。

また、歪補償制御信号生成部１１０２_jに入力されるベースバンド信号を同相成分（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ信号）と直交成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ信号）に分けることとしてもよい。このとき歪補償制御信号生成部１１０２_jには、図８に示したアナログ回路による構成を２個設け、それぞれを同相成分用および直交成分用として用いることとすればよい。この場合、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２が備える周波数変換器１２０３_jは、直交変調器を備えた構成とすることができる。

プリディストーション部１００１が備える送信機遅延補正部１１０１、歪補償制御信号生成部１１０２、全体経路補正部１１０３を、アナログ回路を用いて実装してもよい。この場合、端子１０１１_１,・・・, １０１１_ｎに入力されるベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]はアナログ信号で良い。また、端子１０１１_１,・・・, １０１１_ｎから電力増幅器１００３の入力端子１０１３に至るまでの経路がアナログ回路で構成されることになる。そのため、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２が備えるディジタル−アナログ変換器１２０１_１,・・・, １２０１_ｎは不要となり、部品点数を削減することができる。

（第２の実施形態の第２の変形例）
図５で示したマルチバンドＲＦ信号発生器１００２における遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnの主要な原因は、ローパスフィルタ１２０２_１,・・・,１２０２_ｎである。したがって、ローパスフィルタ１２０２_１,・・・,１２０２_ｎの遅延時間をマルチバンドＲＦ信号発生器１００２における遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnと見なすことができる。このとき、図９に示したマルチバンドＲＦ信号発生器１００２のように、ローパスフィルタ１２０２_１,・・・,１２０２_ｎの遅延時間を検出する遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎを追加した構成とすることができる。そして、遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎで検出された遅延時間をマルチバンドＲＦ信号発生器１００２の遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnとすればよい。

遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎは、ローパスフィルタ１２０２_１,・・・,１２０２_ｎの入力信号と出力信号からローパスフィルタの遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnを検出する。ここで、ローパスフィルタ１２０２_１,・・・,１２０２_ｎの入力信号は端子１７０２_１,・・・,１７０２_ｎ経由で遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎに入力され、出力信号は端子１７０３_１,・・・,１７０３_ｎ経由で入力される。検出された遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnを表す信号は、端子１７０４_１,・・・,１７０４_ｎを経由して送信機遅延補正部１１０１に送信され、送信機遅延補正部１１０１が備える可変遅延手段１１０１_kj(k,j=1,・・・,n)における遅延時間の設定に用いられる。

図１０に、バンドｊに対する遅延検出器１７０１_jの構成の一例を示す。遅延検出器１７０１_jは、アナログ−ディジタル変換器１８０２_jおよび１８０３_jと相関関数計算機１８０１_jとを少なくとも備える。アナログ−ディジタル変換器１８０２_jおよび１８０３_jは、端子１７０２_jおよび１７０３_jから入力されたローパスフィルタ１２０２_jの入出力信号をディジタル信号に変換して、相関関数計算機１８０１_jに出力する。相関関数計算機１８０１_jは、入力されたローパスフィルタ１２０２_jの入出力信号からその相関関数を計算し、このときの相関関数からローパスフィルタ１２０２_jの遅延時間τ_TXjを算出する。相関関数計算機１８０１_jは入力された二つの信号の相関関数を計算する機能を有し、ＤＳＰまたはＦＰＧＡを用いて実装されたディジタル回路により構成することができる。この場合には、オシロスコープなどの外部の測定装置を用いることなく、無線送信装置２０００に内蔵された遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎによって遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnを自動的に検出することが可能となる。

〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図１１は、本実施形態に係る無線送信装置３０００の構成を示すブロック図である。無線送信装置３０００は、プリディストーション部１００１Ａ、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２Ｄ、電力増幅器１００３、および復調器１００４を少なくとも有する。

プリディストーション部１００１Ａは、送信機遅延補正部１１０１Ａ、歪補償制御信号生成部１１０２Ａ、全体経路遅延補正部１１０３、および歪特性演算部１１０４を少なくとも備える。また、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２Ｄは、マルチバンド送信ブロック１００２Ａ、ＲＦ信号位相補正器１５０１、ＲＦ信号利得補正器１５０２、およびＲＦ信号合成器１２０４を少なくとも備える。

本実施形態による無線送信装置３０００は、上述した第１および第２の実施形態による無線送信装置１０００、２０００と同様に、複数のバンドのＲＦ信号を同時に送信する。そして、トレーニング期間において特定した電力増幅器１００３の非線形特性に基づき、送信期間において電力増幅器１００３のＲＦ出力信号の歪補償を行う。

以下ではまず、電力増幅器１００３の非線形特性を特定するトレーニング期間における無線送信装置３０００の動作について説明する。

無線送信装置３０００には、n個のベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]が端子１０１１_１,・・・,１０１１_ｎに入力される。入力されたベースバンド信号z(t)の各成分z₁(t),・・・,z_n(t)は、端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎを経由してマルチバンド送信ブロック１００２Ａに入力される。

図１２に、マルチバンド送信ブロック１００２Ａの構成の一例を示す。マルチバンド送信ブロック１００２Ａは、図５に示したマルチバンドＲＦ信号発生器１００２からＲＦ信号合成器１２０４を除いた構成と同じである。マルチバンド送信ブロック１００２Ａは、端子１０１２_１,・・・,１０１２_ｎから入力されたベースバンド信号z(t) の各成分z₁(t),・・・,z_n(t)を、それぞれバンド１,・・・,バンドnのキャリア周波数に周波数変換したＲＦ信号q₁(t),・・・,q_n(t)を生成する。そして本実施形態においては、周波数変換したＲＦ信号を合成することなく、それぞれ端子１５０３_１,・・・,１５０３_ｎに出力する。

図１１に示すように、マルチバンド送信ブロック１００２Ａから出力されたバンド１,・・・,バンドnのＲＦ信号q₁(t),・・・,q_n(t)は、それぞれＲＦ信号位相補正器１５０１に入力される。ＲＦ信号位相補正器１５０１はn個のＲＦ信号位相補正器１５０１_１,・・・,１５０１_ｎを備え、それぞれ入力されたバンド１,・・・,バンドnのＲＦ信号q₁(t),・・・,q_n(t)に指定量の位相シフトを加えて出力する。なお、トレーニング期間中は入力されたＲＦ信号に位相シフトを加えることなく、入力されたＲＦ信号をそのままＲＦ信号利得補正器１５０２に出力する。

ＲＦ信号利得補正器１５０２は、n個のＲＦ信号利得補正器１５０２_１,・・・,１５０２_ｎを備え、それぞれ入力されたバンド１,・・・,バンドnのＲＦ信号に指定量の利得変化を加えて出力する。なお、トレーニング期間中は入力されたＲＦ信号に利得変化を加えることなく、入力されたＲＦ信号をそのままＲＦ信号合成器１２０４に出力する。

ＲＦ信号合成器１２０４は、ＲＦ信号利得補正器１５０２から出力されたバンド１,・・・,バンドnのＲＦ信号x₁(t),・・・,x_n(t)を合成し、電力増幅器１００３の入力端子１０１３へ同時に出力する。

電力増幅器１００３に同時に入力されたＲＦ信号x(t)の各バンド成分x₁(t),・・・,x_n(t)はそれぞれ増幅され、端子１０１４にＲＦ信号y(t)=[y₁(t),・・・,y_n(t)]として出力される。ＲＦ信号y(t)は復調器１００４においてベースバンド信号u(t)=[u₁(t),・・・,u_n(t)]に変換され、端子１０１５に出力される。このベースバンド信号u(t)はプリディストーション部１００１Ａに入力される。

プリディストーション部１００１Ａが備える歪特性演算部１１０４は、遅延を受けたベースバンド信号z_d(t)=[z₁(t−τ₁),・・・,z_n(t−τ_n)]と、復調器１００４から出力されたベースバンド信号u(t)=[u₁(t),・・・,u_n(t)]から、歪補償に必要な関数h₁,・・・,h_nを算出する。ここで、遅延を受けたベースバンド信号z_d(t)=[z₁(t−τ₁),・・・,z_n(t−τ_n)]は、端子１０１１_１,・・・,１０１１_ｎから全体経路遅延補正部１１０３を経由して得られる。本実施形態において、歪特性演算部１１０４が歪補償関数h₁,・・・,h_nを算出する方法は、第２の実施形態における算出方法と同様であるため、その説明は省略する。なお、無線送信装置３０００のトレーニング期間中においては、プリディストーション部１００１Ａが備える送信機遅延補正部１１０１Ａおよび歪補償制御信号生成部１１０２Ａは動作を行わない状態（オフ状態）としてもよい。

次に、本実施形態による無線送信装置３０００が情報信号を送信する送信期間の動作について説明する。

送信期間において電力増幅器１００３に入力されるべきＲＦ信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]は、第１の実施形態で説明したように式（８）で与えられる。式（８）で表わされる複素振幅を有するＲＦ信号が電力増幅器１００３に入力されると、電力増幅器１００３から出力されるＲＦ信号の複素振幅b_y(t)からは電力増幅器１００３の非線形性gの影響が取り除かれる。その結果、無線送信装置３０００に入力された元のベースバンド信号z(t)は歪むことなく電力増幅器１００３のＲＦ出力信号に搬送されて送信される。

第１の実施形態においては、送信器遅延補正部１１０１が備える可変遅延手段１１０１_kj(k=1,・・・,n)における遅延時間τ_kjが非負であるという条件から、遅延時間τ_Cが導入された。それに対して、本実施形態の無線送信装置３０００では、τ_Cを導入しなくても送信器遅延補正部１１０１Ａが備える可変遅延手段１１０１Ａ_k(k=1,・・・,n)の遅延時間を非負の値とすることができる。したがって、本実施形態ではτ_C=0とする。これにより、電力増幅器１００３に入力されるべきＲＦ信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]は、式（８）においてτ_C=0とした以下の式（１５）で与えられる。
b_x1(t) = h₁[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)],
・・・, （１５）
b_xn(t) = h_n[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)],
このように、電力増幅器１００３に入力されるべきＲＦ信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]が式（１５）によって表わすことができる理由を以下に説明する。ＲＦ信号位相補正器１５０１およびＲＦ信号利得補正器１５０２において位相シフトおよび利得変化を加えない場合、電力増幅器１００３に入力されるＲＦ信号の複素振幅b_x(t)=[b_x1(t),・・・,b_xn(t)]は、下記の式（１６）で与えられる。
b_x1(t) = z₁(t−τ_TX1),
・・・ （１６）
b_xn(t) = z_n(t−τ_TXn)
ここで、ＲＦ信号利得補正器１５０２_１,・・・,１５０２_ｎにおける利得変化量ΔＧ_１,・・・, ΔＧ_ｎおよびＲＦ信号位相補正器１５０１_１,・・・,１５０１_ｎにおける位相変化量Δθ_１,・・・, Δθ_ｎを、式（１５）および式（１６）の複素振幅b_x(t)の各成分の比に設定する。すなわち、利得変化量ΔＧ_１,・・・, ΔＧ_ｎについては、下記の式（１７）に示すように設定する。
ΔＧ_１= |h₁[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]/z₁(t−τ_TX1)|,
・・・, （１７）
ΔＧ_n = |h_n[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]/z_n(t−τ_TXn)|,
また、位相変化量Δθ_１,・・・, Δθ_ｎについては、下記の式（１８）に示すように設定する。
Δθ_１= ∠(h₁[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]/z₁(t−τ_TX1)),
・・・, （１８）
Δθ_ｎ= ∠(h_n[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]/z_n(t−τ_TXn)),
ＲＦ信号位相補正器１５０１およびＲＦ信号利得補正器１５０２をこのように設定することにより、電力増幅器１００３に入力されるＲＦ信号の複素振幅b_x(t)を式（１６）の状態から式（１５）の状態に変化させることができる。すなわち、電力増幅器１００３に入力されるＲＦ信号の複素振幅が式（１５）で表わされる値に設定され、電力増幅器１００３の線形化が達成される。

このとき、ＲＦ信号位相補正器１５０１およびＲＦ信号利得補正器１５０２は、式（１７）および式（１８）で示されるように、歪補償関数h₁,・・・,h_nと信号[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]とに応じて動的に制御される必要がある。このような制御について以下に説明する。

歪補償制御信号生成部１１０２Aには、トレーニング時に生成された歪補償関数h₁,・・・,h_nの情報が格納されている。また、送信器遅延補正部１１０１Ａが備える可変遅延手段１１０１Ａ_k(k=1,・・・,n)の遅延時間は、マルチバンド送信ブロック１００２Ａと同じ遅延時間τ_TXk(k=1,・・・,n)に設定される。これにより、端子１０１１_１,・・・,１０１１_ｎから入力されたベースバンド信号z(t)=[z₁(t),・・・,z_n(t)]は、送信器遅延補正部１１０１Ａで遅延を受けて信号[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]となり、歪補償制御信号生成部１１０２Ａへと出力される。歪補償制御信号生成部１１０２Ａは、送信器遅延補正部１１０１Ａから入力された信号[z₁(t−τ_TX1),・・・,z_n(t−τ_TXn)]と、トレーニング時に生成された歪補償関数h₁,・・・,h_nの情報を取得する。そして、これらの情報に基づいて、歪補償制御信号生成部１１０２Ａは式（１７）および式（１８）で示した特性が得られるようにＲＦ信号位相補正器１５０１およびＲＦ信号利得補正器１５０２の制御を行う。このような制御により電力増幅器１００３の線形化が達成される。

送信機遅延補正部１１０１Ａが備える可変遅延手段１１０１Ａ_１,・・・,１１０１Ａ_ｎは、ディジタルフィルタを用いて実装することができる。また、歪補償制御信号生成部１１０２Ａは、ＤＳＰまたはＦＰＧＡを用いて実装されたディジタル回路である。そして上述したように、式（１７）および式（１８）に従い、送信機遅延補正部１１０１Ａから出力されたベースバンド信号と関数h₁,・・・,h_nに基づいて、ＲＦ信号位相補正器１５０１およびＲＦ信号利得補正器１５０２に対する制御信号を出力する。

なお、トレーニング動作を行わない期間は、無線送信装置３０００が備える全体経路遅延補正部１１０３、歪特性演算部１１０４、および復調器１００４は使用しないので、これらのブロックを動作させない状態（オフ状態）としてもよい。

上述の説明では、本実施形態の無線送信装置３０００の動作を、トレーニング期間と送信期間に分けて説明したが、送信期間中にトレーニング動作を行うこととしてもよい。すなわち、電力増幅器１００３からの出力信号y(t)を用いて他の通信装置と通信しながら、同時に無線送信装置３０００内でトレーニング動作を行うことにより歪補償関数h₁,・・・,h_nを決定することとしてもよい。

以上説明したように、本実施形態による無線送信装置３０００においても、送信機遅延補正部１１０１Ａが電力増幅器１００３に入力される各バンドの信号の同期を適切に設定する。これにより、マルチバンド同時送信において、非線形の入出力特性を持つ電力増幅器１００３を用いる場合であっても、ベースバンド信号z(t)を歪ませることなく電力増幅器１００３のＲＦ出力信号y(t)に搬送させて送信することができる。

（第３の実施形態の第１の変形例）
第２の実施形態の第１の変形例と同様に、本実施形態による無線送信装置３０００においても、プリディストーション部１００１Ａの構成の一部をアナログ回路で実装することとしてもよい。例えば、送信機遅延補正部１１０１Ａが備える可変遅延手段１１０１Ａ_１,・・・,１１０１Ａ_ｎおよび全体経路遅延補正部１１０３が備える可変遅延手段１１０３_１,・・・,１１０３_nを、ディジタルフィルタに替えてアナログフィルタで実装してもよい。

また、歪補償制御信号生成部１１０２Ａが備える各バンドj (j=1,・・・,n)に対応した歪補償制御信号生成部１１０２Ａ_jを、ＤＳＰまたはＦＰＧＡを用いて実装されたディジタル回路に替えて、図８に示したアナログ回路により実装することとしてもよい。

（第３の実施形態の第２の変形例）
第２の実施形態の第２の変形例と同様に、図１２に示したマルチバンド送信ブロック１００２Ａにおいても、ローパスフィルタ１２０２_１,・・・,１２０２_ｎの遅延時間を検出する遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎを追加した構成とすることができる。この場合は、遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎで検出された遅延時間をマルチバンドＲＦ信号発生器１００２Ｄにおける遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnと見なすことができる。ここで検出された遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnを表す信号は、図９の端子１７０４_１,・・・,１７０４_ｎを経由して送信機遅延補正部１１０１Ａに送信され、送信機遅延補正部１１０１Ａが備える可変遅延手段１１０１Ａ_k(k=1,・・・,n)の遅延時間の設定に用いることができる。

〔第４の実施形態〕
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図１３は、本実施形態に係る無線送信装置４０００の構成を示すブロック図である。無線送信装置４０００は、プリディストーション部１００１Ａ、マルチバンドＲＦ信号発生器１００２Ｅ、電力増幅器１００３、および復調器１００４を少なくとも有する。マルチバンドＲＦ信号発生器１００２Ｅは、マルチバンド送信機ベースバンド部１００２Ｂ、ベースバンド信号位相補正器１５０１Ｂ、ベースバンド信号利得補正器１５０２Ｂ、およびマルチバンド送信機ＲＦ部１００２Ｃを少なくとも備える。

図１４に、マルチバンド送信機ベースバンド部１００２Ｂの構成の一例を示す。マルチバンド送信機ベースバンド部１００２Ｂは、各バンドの送信ブロックベースバンド部１２２１Ｂ_１,・・・,１２２１Ｂ_ｎを備える。各バンド（j=1,・・・,n）の送信ブロックベースバンド部１２２１Ｂ_jは、ディジタル−アナログ変換器１２０１_jとローパスフィルタ１２０２_jを少なくとも含む。マルチバンド送信機ベースバンド部１００２Ｂの端子１０１２_１,・・・, １０１２_ｎにそれぞれベースバンド信号z(t)の各成分z₁(t),・・・,z_n(t)が入力される。端子１０１２_jに入力されたバンドｊのディジタルベースバンド信号z _j(t)は、ディジタル−アナログ変換器１２０１_jにおいてアナログベースバンド信号に変換された後に、ローパスフィルタ１２０２_jへ出力される。ローパスフィルタ１２０２_jは入力されたアナログベースバンド信号から不要な高周波成分を除去し、端子１５１１_jにアナログベースバンド信号p _j(t)として出力する。

図１３に示すように、マルチバンド送信機ベースバンド部１００２Ｂから出力されたバンド１,・・・,バンドnのアナログベースバンド信号p₁(t),・・・,p_n(t)は、それぞれベースバンド信号位相補正器１５０１Ｂに入力される。ベースバンド信号位相補正器１５０１Ｂは、n個のベースバンド信号位相補正器１５０１Ｂ_１,・・・,１５０１Ｂ_ｎを備え、それぞれ入力されたバンド１,・・・,バンドnのアナログベースバンド信号p₁(t),・・・,p_n(t)に指定量の位相シフトを加えて出力する。ベースバンド信号利得補正器１５０２Ｂは、n個のベースバンド信号利得補正器１５０２Ｂ_１,・・・,１５０２Ｂ_ｎを備える。そして、それぞれ入力されたバンド１,・・・,バンドnのベースバンド信号に指定量の利得変化を加えて、アナログベースバンド信号r₁(t),・・・,r_n(t)として端子１５１２_１,・・・,１５１２_ｎに出力する。

図１５に、マルチバンド送信機ＲＦ部１００２Ｃの構成の一例を示す。マルチバンド送信機ＲＦ部１００２Ｃは、各バンドの周波数変換器１２０３_１,・・・,１２０３_ｎとＲＦ信号合成器１２０４を少なくとも有する。ここで周波数変換器１２０３_jは、ＬＯ信号発生器１２１２_jとミキサ１２１１_jを備える。ＬＯ信号発生器１２１２_jはバンドｊのキャリア周波数f_cjのＬＯ信号を出力する。ミキサ１２１１_jは入力されたアナログベースバンド信号r_j(t)とＬＯ信号をミキシングすることによりＲＦ信号x_j(t)を生成し出力する。各バンドの周波数変換器１２０３_１,・・・,１２０３_ｎからそれぞれ出力されたＲＦ信号x₁(t),・・・,x_n(t)は、ＲＦ信号合成器１２０４において合成され、端子１０１３へ同時に出力される。

第３の実施形態による無線送信装置３０００においては、図１１に示したように、ＲＦ信号位相補正器１５０１およびＲＦ信号利得補正器１５０２がＲＦ信号の利得および位相を補正する構成とした。これに対して、本実施形態による無線送信装置４０００においては、図１３に示すように、ベースバンド信号位相補正器１５０１Ｂおよびベースバンド信号利得補正器１５０２Ｂがベースバンド信号の利得および位相を補正する構成とした。すなわち、本実施形態による無線送信装置４０００（図１３）と第３の実施形態の無線送信装置３０００（図１１）との相違は、利得および位相の補正を行う信号が、ＲＦ信号であるか、またはベースバンド信号であるかという点のみである。その他の構成は、両者に共通である。

すなわち、本実施形態による無線送信装置４０００は複数のバンドのＲＦ信号を同時に送信し、かつトレーニング期間に特定した電力増幅器１００３の非線形特性に基づき、送信期間において電力増幅器１００３のＲＦ出力信号の歪補償を行う。

無線送信装置４０００は第３の実施形態の無線送信装置３０００と同一の手順によって、トレーニング期間に電力増幅器１００３の入出力特性を測定し、歪補償関数h₁,・・・,h_nを算出する。送信期間における無線送信装置４０００の動作は、第３の実施形態の無線送信装置３０００の動作と同様である。すなわち、ベースバンド信号位相補正器１５０１Ｂおよびベースバンド信号利得補正器１５０２Ｂは、入力されたベースバンド信号p₁(t),・・・,p_n(t)に対して式（１７）および式（１８）で与えられる利得補正量および位相補正量を与える。

無線送信装置４０００においても、上述した実施形態における場合と同様に、送信機遅延補正部１１０１Ａが電力増幅器１００３に入力される各バンドの信号の同期を適切に設定する。これにより、マルチバンド同時送信において、非線形の入出力特性を持つ電力増幅器１００３を用いる場合であっても、ベースバンド信号z(t)を歪ませることなく電力増幅器１００３のＲＦ出力信号y(t)に搬送させて送信することができる。

（第４の実施形態の第１の変形例）
第３の実施形態の第１の変形例と同様に、本実施形態による無線送信装置４０００においても、プリディストーション部１００１Ａの構成の一部をアナログ回路で実装することとしてもよい。

（第４の実施形態の第２の変形例）
第２の実施形態の第２の変形例と同様に、図１４に示した本実施形態によるマルチバンド送信機ベースバンド部１００２Ｂにおいて、ローパスフィルタ１２０２_１,・・・,１２０２_ｎの遅延時間を検出する遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎを追加した構成としてもよい。このとき、遅延検出器１７０１_１,・・・,１７０１_ｎで検出された遅延時間をマルチバンドＲＦ信号発生器１００２Ｅの遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnと見なすことができる。検出された遅延時間τ_TX1,・・・,τ_TXnを表す信号は、端子１７０４_１,・・・,１７０４_ｎを経由して送信機遅延補正部１１０１Ａに送信され、送信機遅延補正部１１０１Ａが備える可変遅延手段１１０１Ａ_k(k=1,・・・,n)の遅延時間の設定に用いられる。

上述した各実施形態による無線送信装置は、背景技術で説明した特許文献２に記載された関連する無線送信装置に比べ、下記の利点を有する。

特許文献１に記載された関連する無線送信装置においては、プリディストーションによる歪補償を施した場合であっても、２バンドのＲＦ入力信号の同期ずれにより、電力増幅器から出力されるＲＦ信号の歪の増大が避けられないという問題があった。

これに対して、上述した各実施形態による無線送信装置は、送信機遅延補正部を備える。そのため、歪補償制御信号生成部から電力増幅器の入力端子に至る経路における遅延時間に起因して生じる、電力増幅器の入力信号の各バンド間の同期ずれの補正が可能となる。その結果、同期ずれに起因して生じる歪劣化の問題を解決し、非線形の入出力特性を持つ電力増幅器を用いる場合であっても、信号を歪ませることなく送信できるという効果が得られる。

本発明は上記実施形態に限定されることなく、請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。

上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。

（付記１） 複数の入力ベースバンド信号をそれぞれ異なる周波数の搬送波に搬送させ、無線周波数信号として出力するマルチバンドＲＦ信号発生器と、
前記無線周波数信号を増幅して出力する電力増幅器と、
前記複数の入力ベースバンド信号に、前記電力増幅器の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施す歪補償制御信号生成部と、
前記マルチバンドＲＦ信号発生器において前記複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延時間の差を補正する送信機遅延補正部、とを有する
無線送信装置。

（付記２） 復調器と、全体経路遅延補正部と、歪特性演算部とをさらに有し、
前記復調器は、前記電力増幅器から出力される前記無線周波数信号を搬送波の周波数帯域ごとに出力ベースバンド信号に変換し、
前記全体経路遅延補正部は、前記歪補償制御信号生成部の出力から前記復調器の出力までの経路における前記搬送波の周波数帯域ごとの全体経路遅延時間に対応して、前記複数の入力ベースバンド信号ごとに遅延時間の補正を加え、
前記歪特性演算部は、前記全体経路遅延補正部から出力される遅延時間の補正を受けた前記複数の入力ベースバンド信号と、前記復調器から出力される複数の前記出力ベースバンド信号とに基づいて、前記歪補償関数を前記搬送波の周波数帯域ごとに算出し、前記歪補償関数を前記歪補償制御信号生成部に受け渡し、
さらに前記歪特性演算部は、前記入力ベースバンド信号と前記出力ベースバンド信号の相関関数を算出し、前記相関関数に基づいて前記全体経路遅延時間を算出し、算出した前記全体経路遅延時間に基づいて前記全体経路遅延補正部で加える遅延時間の補正量を決定する
付記１に記載した無線送信装置。

（付記３） 前記送信機遅延補正部は、一の前記搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号を、前記異なる周波数の個数分に分岐し、前記分岐した入力ベースバンド信号にそれぞれ遅延時間を付与し、
前記遅延時間はそれぞれ、前記一の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号が前記マルチバンドＲＦ信号発生器において受ける遅延と、他の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号が前記マルチバンドＲＦ信号発生器において受ける遅延との差である
付記１または２に記載した無線送信装置。

（付記４） 前記マルチバンドＲＦ信号発生器は、複数のローパスフィルタと、複数の周波数変換器と、ＲＦ信号合成器、とを少なくとも備え、
前記ローパスフィルタは、前記歪補償制御信号生成部から入力されたベースバンド信号の高周波成分を除去し、
前記周波数変換器は、前記ローパスフィルタから出力された前記ベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号に搬送させて出力し、
前記ＲＦ信号合成器は、複数の前記周波数変換器から出力された前記搬送波の周波数帯域の各無線周波数信号を合成して出力する
付記１から３のいずれか一項に記載した無線送信装置。

（付記５） 前記マルチバンドＲＦ信号発生器は、
前記複数の入力ベースバンド信号の高周波成分を除去する複数のローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力された前記複数の入力ベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号にそれぞれ搬送させて出力する複数の周波数変換器と、
前記周波数変換器から出力された前記無線周波数信号の位相をそれぞれ補正する複数のＲＦ信号位相補正器と、
前記周波数変換器から出力された前記無線周波数信号の利得をそれぞれ補正する複数のＲＦ信号利得補正器と、
前記利得補正器および位相補正器において利得と位相が補正された前記無線周波数信号を合成して出力するＲＦ信号合成器、とを少なくとも備え、
前記歪補償制御信号生成部は、前記複数の入力ベースバンド信号に前記電力増幅器の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施した補正ベースバンド信号を生成し、前記補正ベースバンド信号を搬送する搬送波の周波数帯域の無線周波数信号が前記マルチバンドＲＦ信号発生器から出力するように、前記ＲＦ信号利得補正器における利得補正量および前記ＲＦ信号位相補正器における位相補正量を制御する
付記１または２に記載した無線送信装置。

（付記６） 前記マルチバンドＲＦ信号発生器は、
前記複数の入力ベースバンド信号の高周波成分を除去する複数のローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタから出力された前記複数の入力ベースバンド信号の位相をそれぞれ補正する複数のベースバンド信号位相補正器と、
前記ローパスフィルタから出力された前記複数の入力ベースバンド信号の利得をそれぞれ補正する複数のベースバンド信号利得補正器と、
前記ベースバンド信号位相補正器および前記ベースバンド信号利得補正器から出力された前記複数の入力ベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号にそれぞれ搬送させて出力する複数の周波数変換器と、
前記周波数変換器からそれぞれ出力された前記無線周波数信号を合成して出力するＲＦ信号合成器、とを少なくとも備え、
前記歪補償制御信号生成部は、前記複数の入力ベースバンド信号に前記電力増幅器の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施した補正ベースバンド信号を生成し、前記補正ベースバンド信号を搬送する搬送波の周波数帯域の無線周波数信号が前記マルチバンドＲＦ信号発生器から出力するように、前記ベースバンド信号利得補正器における利得補正量および前記ベースバンド信号位相補正器における位相補正量を制御する
付記１または２に記載した無線送信装置。

（付記７） 前記マルチバンドＲＦ信号発生器は、前記ローパスフィルタの遅延時間を検出する遅延検出器をさらに有し、
前記遅延検出器は、検出した前記ローパスフィルタの遅延時間を前記送信機遅延補正部に送出し、
前記送信機遅延補正部は、前記ローパスフィルタの遅延時間を、前記マルチバンドＲＦ信号発生器において前記複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延の差として補正する
付記４から６のいずれか一項に記載した無線送信装置。

（付記８） 複数の入力ベースバンド信号をそれぞれ異なる周波数の搬送波に搬送させた無線周波数信号を生成する際に、前記複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延時間の差を補正し、
前記遅延時間の差を補正された前記複数の入力ベースバンド信号に、前記無線周波数信号を増幅する際における歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施す
無線送信方法。

（付記９） 増幅された前記無線周波数信号を搬送波の周波数帯域ごとに出力ベースバンド信号に変換し、
前記入力ベースバンド信号と前記出力ベースバンド信号の相関関数を算出し、
前記相関関数に基づいて、前記入力ベースバンド信号が前記歪補償関数を施されてから前記出力ベースバンド信号に変換されるまでに受ける遅延時間である全体経路遅延時間を算出し、
前記全体経路遅延時間に基づいて、前記入力ベースバンド信号ごとに遅延時間の差を補正し、
前記遅延時間の差の補正を受けた前記入力ベースバンド信号と、前記出力ベースバンド信号とに基づいて、前記歪補償関数を前記搬送波の周波数帯域ごとに算出する
付記８に記載した無線送信方法。

（付記１０） 前記遅延時間の差を補正する際に、
一の前記搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号を、前記異なる周波数の個数分に分岐し、前記分岐した入力ベースバンド信号にそれぞれ遅延時間を付与し、
前記遅延時間はそれぞれ、前記増幅する際に前記一の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号が受ける遅延と、前記増幅する際に他の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号が受ける遅延との差である
付記８または９に記載した無線送信方法。

（付記１１） 前記復調器は、
通過帯域を変更でき、指定した搬送波の周波数帯域の無線周波数信号のみ通過させる可変バンドパスフィルタと、
前記指定した搬送波の周波数帯域の無線周波数信号をアナログベースバンド信号に変換する可変周波数変換器と、
カットオフ周波数を変更でき、前記可変周波数変換器から出力される前記アナログベースバンド信号から高周波を除去する可変ローパスフィルタと、
前記可変ローパスフィルタから出力されるアナログベースバンド信号をディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換器、とを少なくとも備え、
前記電力増幅器から出力される複数の搬送波の周波数帯域の無線周波数信号のうち、指定した搬送波の周波数帯域の無線周波数信号のみをベースバンド信号に変換して前記歪特性演算部へと出力し、指定した搬送波の周波数帯域を切り替えて異なる搬送波の周波数帯域の無線周波数信号をそれぞれベースバンド信号に変換することによって、複数の搬送波の周波数帯域のベースバンド信号を前記歪特性演算部へ出力する
付記２に記載した無線送信装置。

（付記１２） 前記復調器は、
各搬送波の周波数帯域の無線周波数信号のみをそれぞれ通過させる複数のバンドパスフィルタと、
各搬送波の周波数帯域の無線周波数信号をそれぞれアナログベースバンド信号に変換する複数の周波数変換器と、
各搬送波の周波数帯域の前記周波数変換器から出力されたアナログベースバンド信号から高周波を除去する複数のローパスフィルタと、
各搬送波の周波数帯域の前記ローパスフィルタから出力されたアナログベースバンド信号をディジタル信号に変換するアナログ-ディジタル変換器、とを少なくとも備え、
前記電力増幅器から出力される複数の搬送波の周波数帯域の無線周波数信号をそれぞれ各搬送波の周波数帯域のベースバンド信号に変換して前記歪特性演算部へ出力する
付記２に記載した無線送信装置。

（付記１３） 前記遅延検出器は、
前記ローパスフィルタの入力信号および出力信号をそれぞれディジタル信号に変換するアナログ−ディジタル変換器と、
前記ローパスフィルタの前記入力信号と前記出力信号の相関関数を算出する相関関数計算機、を少なくとも備え、
前記相関関数計算機は、前記相関関数に基づいて前記ローパスフィルタにおける遅延時間を算出する
付記７に記載した無線送信装置。

（付記１４） 前記無線周波数信号を生成する際に、
前記遅延時間の差を補正された入力ベースバンド信号の高周波成分を除去し、
前記高周波成分を除去されたベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号に搬送させて出力し、
複数の前記搬送波の周波数帯域の各無線周波数信号を合成して出力する
付記８から１０のいずれか一項に記載した無線送信方法。

（付記１５） 前記無線周波数信号を生成する際に、
前記複数の入力ベースバンド信号の高周波成分を除去し、
前記高周波成分を除去された前記複数の入力ベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号にそれぞれ搬送させて出力し、
前記無線周波数信号の位相をそれぞれ補正し、
前記無線周波数信号の利得をそれぞれ補正し、
前記利得と前記位相が補正された前記無線周波数信号を合成して出力し、
前記複数の入力ベースバンド信号に前記歪補償関数をそれぞれ施した補正ベースバンド信号を生成し、
前記補正ベースバンド信号を搬送する搬送波の周波数帯域の無線周波数信号を出力するように、前記利得の補正量および前記位相の補正量を制御する
付記８または９に記載した無線送信方法。

（付記１６） 前記無線周波数信号を生成する際に、
前記複数の入力ベースバンド信号の高周波成分を除去し、
前記高周波成分を除去された前記複数の入力ベースバンド信号の位相をそれぞれ補正し、
前記高周波成分を除去された前記複数の入力ベースバンド信号の利得をそれぞれ補正し、
前記位相と前記利得が補正された前記複数の入力ベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号にそれぞれ搬送させて出力し、
前記位相と前記利得が補正された前記複数の入力ベースバンド信号を搬送する複数の無線周波数信号を合成して出力し、
前記位相と前記利得が補正された前記複数の入力ベースバンド信号に前記歪補償関数をそれぞれ施した補正ベースバンド信号を生成し、
前記補正ベースバンド信号を搬送する搬送波の周波数帯域の無線周波数信号を出力するように、前記利得の補正量および前記位相の補正量を制御する
付記８または９に記載した無線送信方法。

この出願は、２０１３年３月７日に出願された日本出願特願２０１３−０４５５５９を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

１０００、２０００、３０００、４０００ 無線送信装置
１００１、１００１Ａ プリディストーション部
１００２、１００２Ｄ、１００２Ｅ マルチバンドＲＦ信号発生器
１００２Ａ マルチバンド送信ブロック
１００２Ｂ マルチバンド送信機ベースバンド部
１００２Ｃ マルチバンド送信機ＲＦ部
１００３ 電力増幅器
１００４ 復調器
１０１１、１０１２、１０１３、１０１４、１０１５、１０２１、１５０３、１５１１、１７０２、１７０３、１７０４ 端子
１１０１、１１０１Ａ 送信機遅延補正部
１１０１_kj、１１０３_ｊ 可変遅延手段
１１０２、１１０２Ａ 歪補償制御信号生成部
１１０３ 全体経路遅延補正部
１１０４ 歪特性演算部
１２０１ ディジタル−アナログ変換器
１２０２ ローパスフィルタ
１２０３ 周波数変換器
１２０４ ＲＦ信号合成器
１２１１ ミキサ
１２１２ 局部発振（ＬＯ）信号発生器
１２２１ 送信ブロック
１２２１Ｂ 送信ブロックベースバンド部
１３０１ 可変バンドパスフィルタ
１３０２ 可変周波数変換器
１３０３ 可変ローパスフィルタ
１３０４、１８０２、１８０３ アナログ−ディジタル変換器
１３１１ ミキサ
１３１２ 周波数可変ＬＯ信号発生器
１３２１ 復調ブロック
１５０１ ＲＦ信号位相補正器
１５０１Ｂ ベースバンド信号位相補正器
１５０２ ＲＦ信号利得補正器
１５０２Ｂ ベースバンド信号利得補正器
１６０１ アナログ乗算器
１６０２ 可変利得アンプ列
１６０３ ベースバンド信号加算器
１７０１ 遅延検出器
１８０１ 相関関数計算機
１００、２００ 関連する無線送信装置
１１０Ａ、１１０Ｂ 入力ベースバンド信号
１１５Ａ、１１５Ｂ ベースバンド信号
１２０ プリディストーション部
１２５Ａ、１２５Ｂ プリディストータ
１３０ デュアル・バンド送信機
１３５Ａ、１３５Ｂ ローパスフィルタ
１４０Ａ、１４０Ｂ 局部発振（ＬＯ）信号発生器
１４５Ａ、１４５Ｂ ミキサ
１５０ 電力合成器
１６０ 電力増幅器
１７０ ＲＦ信号

Claims (10)

1. 複数の入力ベースバンド信号をそれぞれ異なる周波数の搬送波に搬送させ、無線周波数信号として出力するマルチバンドＲＦ信号発生手段と、
   前記無線周波数信号を増幅して出力する電力増幅手段と、
   前記複数の入力ベースバンド信号に、前記電力増幅手段の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施す歪補償制御信号生成手段と、
   前記マルチバンドＲＦ信号発生手段において前記複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延時間の差を補正する送信機遅延補正手段、とを有する
   無線送信装置。
2. 請求項１に記載した無線送信装置において、
   復調手段と、全体経路遅延補正手段と、歪特性演算手段とをさらに有し、
   前記復調手段は、前記電力増幅手段から出力される前記無線周波数信号を搬送波の周波数帯域ごとに出力ベースバンド信号に変換し、
   前記全体経路遅延補正手段は、前記歪補償制御信号生成手段の出力から前記復調手段の出力までの経路における前記搬送波の周波数帯域ごとの全体経路遅延時間に対応して、前記複数の入力ベースバンド信号ごとに遅延時間の補正を加え、
   前記歪特性演算手段は、前記全体経路遅延補正手段から出力される遅延時間の補正を受けた前記複数の入力ベースバンド信号と、前記復調手段から出力される複数の前記出力ベースバンド信号とに基づいて、前記歪補償関数を前記搬送波の周波数帯域ごとに算出し、前記歪補償関数を前記歪補償制御信号生成手段に受け渡し、
   さらに前記歪特性演算手段は、前記入力ベースバンド信号と前記出力ベースバンド信号の相関関数を算出し、前記相関関数に基づいて前記全体経路遅延時間を算出し、算出した前記全体経路遅延時間に基づいて前記全体経路遅延補正手段で加える遅延時間の補正量を決定する
   無線送信装置。
3. 請求項１または２に記載した無線送信装置において、
   前記送信機遅延補正手段は、一の前記搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号を、前記異なる周波数の個数分に分岐し、前記分岐した入力ベースバンド信号にそれぞれ遅延時間を付与し、
   前記遅延時間はそれぞれ、前記一の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号が前記マルチバンドＲＦ信号発生手段において受ける遅延と、他の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号が前記マルチバンドＲＦ信号発生手段において受ける遅延との差である
   無線送信装置。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載した無線送信装置において、
   前記マルチバンドＲＦ信号発生手段は、複数のローパスフィルタと、複数の周波数変換手段と、ＲＦ信号合成手段、とを少なくとも備え、
   前記ローパスフィルタは、前記歪補償制御信号生成手段から入力されたベースバンド信号の高周波成分を除去し、
   前記周波数変換手段は、前記ローパスフィルタから出力された前記ベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号に搬送させて出力し、
   前記ＲＦ信号合成手段は、複数の前記周波数変換手段から出力された前記搬送波の周波数帯域の各無線周波数信号を合成して出力する
   無線送信装置。
5. 請求項１または２に記載した無線送信装置において、
   前記マルチバンドＲＦ信号発生手段は、
   前記複数の入力ベースバンド信号の高周波成分を除去する複数のローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタから出力された前記複数の入力ベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号にそれぞれ搬送させて出力する複数の周波数変換手段と、
   前記周波数変換手段から出力された前記無線周波数信号の位相をそれぞれ補正する複数のＲＦ信号位相補正手段と、
   前記周波数変換手段から出力された前記無線周波数信号の利得をそれぞれ補正する複数のＲＦ信号利得補正手段と、
   前記ＲＦ信号利得補正手段および前記ＲＦ信号位相補正手段において利得と位相が補正された前記無線周波数信号を合成して出力するＲＦ信号合成手段、とを少なくとも備え、
   前記歪補償制御信号生成手段は、前記複数の入力ベースバンド信号に前記電力増幅手段の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施した補正ベースバンド信号を生成し、前記補正ベースバンド信号を搬送する搬送波の周波数帯域の無線周波数信号が前記マルチバンドＲＦ信号発生手段から出力するように、前記ＲＦ信号利得補正手段における利得補正量および前記ＲＦ信号位相補正手段における位相補正量を制御する
   無線送信装置。
6. 請求項１または２に記載した無線送信装置において、
   前記マルチバンドＲＦ信号発生手段は、
   前記複数の入力ベースバンド信号の高周波成分を除去する複数のローパスフィルタと、
   前記ローパスフィルタから出力された前記複数の入力ベースバンド信号の位相をそれぞれ補正する複数のベースバンド信号位相補正手段と、
   前記ローパスフィルタから出力された前記複数の入力ベースバンド信号の利得をそれぞれ補正する複数のベースバンド信号利得補正手段と、
   前記ベースバンド信号位相補正手段および前記ベースバンド信号利得補正手段から出力された前記複数の入力ベースバンド信号を搬送波の周波数帯域の無線周波数信号にそれぞれ搬送させて出力する複数の周波数変換手段と、
   前記周波数変換手段からそれぞれ出力された前記無線周波数信号を合成して出力するＲＦ信号合成手段、とを少なくとも備え、
   前記歪補償制御信号生成手段は、前記複数の入力ベースバンド信号に前記電力増幅手段の歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施した補正ベースバンド信号を生成し、前記補正ベースバンド信号を搬送する搬送波の周波数帯域の無線周波数信号が前記マルチバンドＲＦ信号発生手段から出力するように、前記ベースバンド信号利得補正手段における利得補正量および前記ベースバンド信号位相補正手段における位相補正量を制御する
   無線送信装置。
7. 請求項４から６のいずれか一項に記載した無線送信装置において、
   前記マルチバンドＲＦ信号発生手段は、前記ローパスフィルタの遅延時間を検出する遅延検出手段をさらに有し、
   前記遅延検出手段は、検出した前記ローパスフィルタの遅延時間を前記送信機遅延補正手段に送出し、
   前記送信機遅延補正手段は、前記ローパスフィルタの遅延時間を、前記マルチバンドＲＦ信号発生手段において前記複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延の差として補正する
   無線送信装置。
8. 複数の入力ベースバンド信号をそれぞれ異なる周波数の搬送波に搬送させた無線周波数信号を生成する際に、前記複数の入力ベースバンド信号がそれぞれ受ける遅延時間の差を補正し、
   前記遅延時間の差を補正された前記複数の入力ベースバンド信号に、前記無線周波数信号を増幅する際における歪特性を補償する歪補償関数をそれぞれ施す
   無線送信方法。
9. 請求項８に記載した無線送信方法において、
   増幅された前記無線周波数信号を搬送波の周波数帯域ごとに出力ベースバンド信号に変換し、
   前記入力ベースバンド信号と前記出力ベースバンド信号の相関関数を算出し、
   前記相関関数に基づいて、前記入力ベースバンド信号が前記歪補償関数を施されてから前記出力ベースバンド信号に変換されるまでに受ける遅延時間である全体経路遅延時間を算出し、
   前記全体経路遅延時間に基づいて、前記入力ベースバンド信号ごとに遅延時間の差を補正し、
   前記遅延時間の差の補正を受けた前記入力ベースバンド信号と、前記出力ベースバンド信号とに基づいて、前記歪補償関数を前記搬送波の周波数帯域ごとに算出する
   無線送信方法。
10. 請求項８または９に記載した無線送信方法において、
    前記遅延時間の差を補正する際に、
    一の前記搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号を、前記異なる周波数の個数分に分岐し、前記分岐した入力ベースバンド信号にそれぞれ遅延時間を付与し、
    前記遅延時間はそれぞれ、前記増幅する際に前記一の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号が受ける遅延と、前記増幅する際に他の搬送波によって搬送される入力ベースバンド信号が受ける遅延との差である
    無線送信方法。

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