CN101411062A - 插补函数生成电路 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及插补函数生成电路。通过串联连接第1FIR滤波器(10)和第2FIR滤波器(20)构成插补函数生成电路。所述第1FIR滤波器(10)具有由“－α，α，β，β，α，－α”(α为强调系数，β为固定值)的比率构成的数列，作为滤波系数；所述第2FIR滤波器(20)具有分接头长度为偶数个时由“1，3，5，…，m－1，m－1，…，5，3，1”、分接头长度为奇数个时由“1，3，5，…，n－2，n－1，n－2，…，5，3，1”(m，n为过度抽样的倍率)的比率构成的数列，作为滤波系数。仅仅通过两个FIR滤波器(10，20)，能简单地实现带有可变强调的插补函数。
Description
技术领域
本发明涉及插补函数(interpolation function)生成电路，尤其适合用于利用FIR数字滤波器的插补函数生成电路。
背景技术
以往，作为求取预先给予的离散数据间的值的数据插补方法，提出过各种各样方法。最简单的方法是直线插补。此外，使用所定的插补函数实行数据插补的方法也为人们所公知。作为插补函数为人们所公知的是sinc函数，其是在±∞收敛于0的函数。因此，通过利用该sinc函数的插补运算得到的插补值含有舍位误差，存在无法得到正确插补值的问题。
对此，有人提出利用有限区间的函数代替sinc函数实行数据插补的方法(例如，参照专利文献1-3)。所谓有限区间的函数是指这样的函数：在函数全域能一次微分，仅在局部区域内为0以外的有限值，在其他区域，值全部为0。若使用这种有限区间的函数实行插补处理，求取某一插补值时，只要考虑有限数的数据值即可，能大幅度减少处理量。而且，可以防止发生舍位误差。
专利文献1：日本特开2002-271204号公报
专利文献2：日本特开2002-366539号公报
专利文献3：WO00/79686号公报
但是，在上述专利文献1-3所记载的技术中，存在不能通过外部输入将插补函数的强调度设为可变的问题。
此外，作为通过插补函数实行图像放大/缩小的算法之一，有称为立方旋转插补法。在立方旋转插补法中，插补函数h(t)具有以如下所示的三次的分段多项式表示的脉冲响应：
h(t)＝(a+2)|t|3-(a+3)|t|2+1 0≤|t|＜1
h(t)＝a|t|3-5a|t|2+8a|t|-4a 1≤|t|＜2
h(t)＝0 2≤|t|
如上式所示，在立方旋转插补法中，使用常数a。通过将该常数a的值设为可变，能将插补函数的强调度设为可变，能通过DSP(Digital SignalProcessor，数字信号处理器)实现。但是，存在电路规模变大问题。
发明内容
本发明就是为解决上述问题而提出来的，本发明的目的在于，能以简单结构生成在全域可进行至少一次微分的有限区间的带有可变强调的插补函数。
为了解决上述课题，本发明的插补函数生成电路通过串联连接第1FIR滤波器和第2FIR滤波器构成，所述第1FIR滤波器具有由“-α，α，β，β，α，-α”(α，β为大于或等于0的任意系数)的比率构成的数列，作为滤波系数；所述第2FIR滤波器具有由“1，3，5，…，m-1，m-1，…，5，3，1”(m为大于或等于2的任意偶数)或“1，3，5，…，n-2，n-1，n-2，…，5，3，1”(n为大于或等于3的任意奇数)的比率构成的数列，作为滤波系数。
在本发明的其他实施形态中，上述第1FIR滤波器设有强调运算部，对于由“-1，1，β，β，1，-1”的比率构成的数列的滤波系数，根据输入的强调系数α，实行“-α，α，β，β，α，-α”关系的强调运算。此外，上述第2FIR滤波器在输入段设有过度抽样电路，对输入数据进行m倍或n倍的过度抽样。
在本发明中，通过串联连接第1FIR滤波器和第2FIR滤波器构成插补函数生成电路。所述第1FIR滤波器具有由“-α，α，β，β，α，-α”(α为强调系数，β为固定值)的比率构成的数列，作为滤波系数；所述第2FIR滤波器具有分接头长度为偶数个时由“1，3，5，…，m-1，m-1，…，5，3，1”、分接头长度为奇数个时由“1，3，5，…，n-2，n-1，n-2，…，5，3，1”(m，n为过度抽样的倍率)的比率构成的数列，作为滤波系数。
按照上述构成的本发明，通过串联连接两个FIR滤波器，能简单地实现在全域可进行至少一次微分的有限区间的带有可变强调的插补函数。
附图说明
图1表示本发明实施形态的插补函数生成电路一构成例。
图2表示本发明实施形态的第1FIR滤波器的构成例。
图3表示本发明实施形态的第1FIR滤波器的频率特性例。
图4表示本发明实施形态的第2FIR滤波器的构成例。
图5表示由本发明实施形态的插补函数生成电路生成的插补函数。
图6用于说明分接头长度为偶数个场合求取插补函数的以往的运算内容。
图7用于说明分接头长度为偶数个场合求取插补函数的本发明实施形态的运算内容。
图8用于说明分接头长度为奇数个场合求取插补函数的以往的运算内容。
图9用于说明分接头长度为奇数个场合求取插补函数的本发明实施形态的运算内容。
具体实施方式
下面，参照附图说明本发明实施形态，在以下实施形态中，虽然对构成要素，种类，组合，形状，相对配置等作了各种限定，但是，这些仅仅是例举，本发明并不局限于此。
图1表示本发明实施形态的插补函数生成电路一构成例。如图1所示，本实施形态的插补函数生成电路是在第1FIR滤波器10的后段串联连接第2FIR滤波器20构成。
图2表示本发明实施形态的第1FIR滤波器10的构成例。在第1FIR滤波器10中，六个D型双稳态多谐振荡器(flip-flop)11a-11f构成带分接头的延迟线11，通过该带分接头的延迟线11，顺序使得输入数据延迟，从各D型双稳态多谐振荡器11a-11f的输出分接头输出6个数据，对该6个数据乘以由“-α，α，β，β，α，-α”(α，β为0或0以上的任意系数，例如β＝8)的数列构成的滤波系数，对上述乘法运算结果加在一起输出。
即，第1FIR滤波器10由以下各部分构成：由串联连接的六个D型双稳态多谐振荡器11a-11f构成的带分接头的延迟线11，一个系数器12，四个加法器13a-13d，一个减法器14，一个乘法器15，一个振幅调整器16。
六个D型双稳态多谐振荡器11a-11f具有根据基准频率的时钟脉冲ck0顺序使得输入数据延迟一时钟脉冲的功能。一个系数器12，四个加法器13a-13d及一个减法器14具有以下功能：对从各D型双稳态多谐振荡器11a-11f的输出分接头输出的6个数据乘以由“-1，1，8，8，1，-1”的数列构成的滤波系数，对上述乘法运算结果加在一起。
此外，一个乘法器15具有将从外部输入的强调系数α乘以上述数列中的“-1，1，”及“1，-1”的部分的功能。即，乘法器15相当于如下的强调运算部：对由“-1，1，8，8，1，-1”的数列构成的滤波系数，根据强调系数α，实行“-α，α，8，8，α，-α”关系的强调运算。
若对从各D型双稳态多谐振荡器11a-11f的输出分接头输出的6个数据实行如上所述那样的滤波系数的乘法及加法运算，则输入数据的振幅成为16倍(＝(-α)+α+8+8+α+(-α))。设在第1FIR滤波器10的输出段的一个振幅调整器16具有使得成为16倍的振幅回复到原来振幅的功能。此外，滤波系数为“-α，α，β，β，α，-α”时，输入数据的振幅经滤波系数的乘法加法运算成为2β倍。这种场合，振幅调整器16具有使得成为2β倍的振幅回复到原来振幅的功能。
上述图2所示构成的第1FIR滤波器10是低通滤波器，其频率特性如图3所示。图3表示强调系数α的值为1时的频率特性。低通滤波器的通带在强调系数α的值为0时为平坦(过量或不足都几乎不存在的状态)，随着强调系数α的值变大，通带端的振幅值变大，而产生过量。
图4表示本发明实施形态的第2FIR滤波器20的构成例。第2FIR滤波器20与第1FIR滤波器10相同，由复数的D型双稳态多谐振荡器构成带分接头的延迟线，通过该带分接头的延迟线，顺序使得输入数据延迟，从各D型双稳态多谐振荡器的输出分接头输出复数个数据，对该复数个数据乘以所定的滤波系数，对上述乘法运算结果加在一起输出。
第2FIR滤波器20是过度抽样平滑化滤波器，根据过度抽样的倍率，以及脉冲响应的个数(分接头长度)设为偶数或奇数，所使用的滤波系数不同。图4(a)表示脉冲响应个数为偶数场合的构成例，图4(b)表示脉冲响应个数为奇数场合的构成例。
将脉冲响应个数(过度抽样的倍率m)设为偶数，例如m＝8场合，第2FIR滤波器20如图4(a)所示，由以下各部分构成：由串联连接的八个D型双稳态多谐振荡器21a-21h构成的带分接头的延迟线21，三个系数器22a-22c，七个加法器23a-23g，一个振幅调整器24。
八个D型双稳态多谐振荡器21a-21h具有根据m倍(在此为8倍)频率的时钟脉冲ck1(＝8*ck0)顺序使得输入数据延迟一时钟脉冲的功能。根据8倍频率的时钟脉冲ck1顺序使得输入数据延迟一时钟脉冲意味对输入数据实行8倍的过度抽样。即，设在输入段的带分接头的延迟线21具有作为对输入数据实行8倍过度抽样的过度抽样电路的功能。输入数据为“1”场合，若通过带分接头的延迟线21实行过度抽样，则带分接头的延迟线21的输入数据成为“1，1，1，1，1，1，1，1”。
三个系数器22a-22c及七个加法器23a-23g具有以下功能：对从各D型双稳态多谐振荡器21a-21h的输出分接头输出的8个数据乘以由“1，3，5，…，m-1，m-1，…，5，3，1”的数列(在此为“1，3，5，7，7，5，3，1”)构成的滤波系数，将该乘法结果全部加在一起。在后面将说明该数列的意义。
若对从各D型双稳态多谐振荡器21a-21h的输出分接头输出的8个数据乘以上述那样的滤波系数，以及此后的加法运算，输入数据的振幅成为32倍(＝(7+5+3+1)*2)。此外，通过过度抽样，振幅进一步成为m倍(8倍)，因此，包含过度抽样的在该第2FIR滤波器20的振幅倍率成为256倍。设在第2FIR滤波器20的输出段的一个振幅调整器24具有使得256倍的振幅回复到原来振幅的功能。
另一方面，将脉冲响应个数(过度抽样的倍率n)设为奇数，例如n＝7场合，第2FIR滤波器20如图4(b)所示，由以下各部分构成：由串联连接的七个D型双稳态多谐振荡器21a-21g构成的带分接头的延迟线21，三个系数器22a-22c，六个加法器23a-23f，一个振幅调整器24。
七个D型双稳态多谐振荡器21a-21g具有根据7倍频率的时钟脉冲ck2顺序使得输入数据延迟一时钟脉冲的功能。三个系数器22a-22c及六个加法器23a-23f具有以下功能：对从各D型双稳态多谐振荡器21a-21g的输出分接头输出的7个数据乘以由“1，3，5，…，n-2，n-1，n-2，…，5，3，1”的数列(在此为“1，3，5，6，5，3，1”)构成的滤波系数，将该乘法结果全部加在一起。在后面将说明该数列的意义。
若对从各D型双稳态多谐振荡器21a-21g的输出分接头输出的7个数据乘以上述那样的滤波系数，以及此后的加法运算，输入数据的振幅成为24倍(＝(6+(5+3+1)*2)。此外，通过过度抽样，振幅进一步成为n倍(7倍)，因此，包含过度抽样的在该第2FIR滤波器20的振幅倍率成为168倍。设在第2FIR滤波器20的输出段的一个振幅调整器24具有使得168倍的振幅回复到原来振幅的功能。
图5表示对串联连接图2所示第1FIR滤波器10及图4(b)所示第2FIR滤波器20构成的插补函数生成电路输入振幅1的单位脉冲作为输入数据场合的输出波形。在此，表示将强调系数α作为参数变更时的数种响应特性。
即使改变强调系数α的值，图5所示输出波形仍然是有限区间的函数。即，图5的输出波形在全域可以实行至少一次微分，在ck0≤0，ck0＝0.5，ck0＝1.5，ck0≥2的位置，不管强调系数α为多少，振幅值保持为0，在ck0＝1的位置，不管强调系数α为多少，振幅值保持为1。此外，仅仅在0＜ck0＜2的局部区域内，具有0以外的有限振幅值，其间则为圆滑的曲线。因此，该输出波形可以作为插补函数使用。如该图5所示，通过改变强调系数α，可以使基准时钟脉冲ck0＝0，0.5，1.5，2的位置的脉冲响应的振幅值固定为0，在这种状态下，使得插补函数的强调度连续变化。
在此，说明“1，3，5，…，m-1，m-1，…，5，3，1”(m为2或2以上的偶数)数列的技术意义。在上述专利文献3中，对数列实行过度抽样，对其结果得到的数列反复实施移动平均运算，求取插补函数。图6表示通过该专利文献3中记载的方法求取插补函数的运算一例。
在专利文献3记载的方法中，首先，在图6(a)所示第1段的处理中，实施使振幅为“1”的单位脉冲为8倍(偶数倍)的过度抽样，将所得到的数列“1，1，1，1，1，1，1，1”分三段使其顺序延迟一时钟脉冲(在图6中，表示沿着从上至下方向时钟脉冲逐一推进)。接着，通过合计各时钟脉冲位置的四个数值(位于图6(a)的横向排列的相同行的四个数值)，得到被称为∑1的数列“1，2，3，4，4，4，4，4，3，2，1”。
然后，在图6(b)所示第2段的处理中，将上述所得到的数列∑1分三段使其顺序延迟一时钟脉冲。接着，通过合计各时钟脉冲位置的四个数值，得到被称为∑2的数列。再使该数列∑2延迟一时钟脉冲，通过合计各时钟脉冲位置的二个数值，得到被称为∑3的数列。该数列∑3为有限区间的插补函数。
与此相对，图7表示通过本发明实施形态的方法求取插补函数的运算一例。本发明实施形态场合，第1FIR滤波器10具有的滤波系数为“-α，α，β，β，α，-α”，为了易与图6所示以往例比较，在此，滤波系数设为“1，1，1，1，1，1，1，1”。如上所述，第2FIR滤波器20的脉冲响应个数(分接头长度)为8个场合，第2FIR滤波器20具有的滤波系数为“1，3，5，7，7，5，3，1”。
串联连接滤波系数设定为“1，1，1，1，1，1，1，1”的第1FIR滤波器10和滤波系数设定为“1，3，5，7，7，5，3，1”的第2FIR滤波器20场合，若向第1FIR滤波器10输入振幅为“1”的单位脉冲，则从第2FIR滤波器20输出的数列如图7所示，与图6所示数列∑3相同。即，通过在“1，1，1，1，1，1，1，1”数列和“1，3，5，7，7，5，3，1”数列之间实行所定的积和运算，输出与图6所示数列∑3相同的数列。
在此实行的积和运算具体如下。即，关于第2FIR滤波器20的滤波系数“1，3，5，7，7，5，3，1”，将该8个数值固定为乘法加法的对象。另一方面，关于向第2FIR滤波器20的输入数据(第1FIR滤波器10的滤波系数“1，1，1，1，1，1，1，1”)，假定在该数列前后有“0”的数列，包含该0值在内，将8个数列作为积和运算的对象。求取第2FIR滤波器20的输出数据的第i个(i＝1，2，3，…，15)数值时，包含输入数据的第i个数值，位于其前的8个数列作为乘法加法的对象。
例如，求取第2FIR滤波器20的输出数据的第1个数值时，将第2FIR滤波器20的8个滤波系数“1，3，5，7，7，5，3，1”，包含输入数据的第1个数值，位于其前的8个数列“0，0，0，0，0，0，0，1”作为对象，实行合计配列的对应要素的积的运算。即，该场合的运算结果为(1×1＝1)。
此外，求取第2FIR滤波器20的输出数据的第2个数值时，将第2FIR滤波器20的8个滤波系数“1，3，5，7，7，5，3，1”，包含输入数据的第2个数值，位于其前的8个数列“0，0，0，0，0，0，0，1，1”作为对象，实行合计配列的对应要素的积的运算。即，该场合的运算结果为(1×1+1×3＝4)。
其他的从第3个至第15个数值也以相同方法进行计算，得到图7的最右列所示数列。
如上所述，按照本发明实施形态，通过仅仅串联连接第1FIR滤波器10和第2FIR滤波器20，就能简单地求取以往通过图6那样的移动平均运算求得的数列∑3。实际上，向第2FIR滤波器20的输入数据不是“1，1，1，1，1，1，1”，而是由第1FIR滤波器10具有的“-α，α，β，β，α，-α”的滤波系数对振幅进行了加工的数列。通过使用这种输入数据，能得到更圆滑地对离散数据间进行插补那样的插补函数的数列，且可通过强调系数α可变强调插补函数。
下面，说明用于脉冲响应的个数为奇数场合的数列“1，3，5，…，n-2，n-1，n-2，…，5，3，1”(n为3或3以上的奇数)的技术意义。图8表示通过专利文献3中记载的方法求取插补函数的运算一例。
在专利文献3记载的方法中，首先，在图8(a)所示第1段的处理中，实施使振幅为“1”的单位脉冲为7倍(奇数倍)的过度抽样，将所得到的数列“1，1，1，1，1，1，1”分三段使其顺序延迟一时钟脉冲。接着，通过合计各时钟脉冲位置的四个数值，得到被称为∑1’的数列“1，2，3，4，4，4，4，3，2，1”。
然后，在图8(b)所示第2段的处理中，将上述所得到的数列∑1’分三段使其顺序延迟一时钟脉冲。接着，通过合计各时钟脉冲位置的四个数值，得到被称为∑2’的数列。再使该数列∑2’延迟一时钟脉冲，通过合计各时钟脉冲位置的二个数值，得到被称为∑3’的数列。该数列∑3’为有限区间的插补函数。
与此相对，图9表示通过本发明实施形态的方法求取插补函数的运算一例。本发明实施形态场合，第1FIR滤波器10具有的滤波系数为“-α，α，β，β，α，-α”，为了易与图8所示以往例比较，在此，滤波系数设为“1，1，1，1，1，1，1”。如上所述，第2FIR滤波器20的脉冲响应个数为7个场合，第2FIR滤波器20具有的滤波系数为“1，3，5，6，5，3，1”。
串联连接滤波系数设定为“1，1，1，1，1，1，1”的第1FIR滤波器10和滤波系数设定为“1，3，5，6，5，3，1”的第2FIR滤波器20场合，若向第1FIR滤波器10输入振幅为“1”的单位脉冲，则从第2FIR滤波器20输出的数列如图9所示，与图8所示数列∑3’相同。即，通过在“1，1，1，1，1，1，1”数列和“1，3，5，6，5，3，1”数列之间实行所定的积和运算，输出与图8所示数列∑3’相同的数列。
如上所述，按照本发明实施形态，通过仅仅串联连接第1FIR滤波器10和第2FIR滤波器20，就能简单地求取以往通过图8那样的移动平均运算求得的数列∑3’。实际上，向第2FIR滤波器20的输入数据不是“1，1，1，1，1，1，1”，而是由第1FIR滤波器10具有的“-α，α，β，β，α，-α”的滤波系数对振幅进行了加工的数列。通过使用这种输入数据，能得到更圆滑地对离散数据间进行插补那样的插补函数的数列，且可通过强调系数α可变强调插补函数。
如上所详细说明，按照本发明实施形态，通过如图1所示串联连接的两个FIR滤波器10和FIR滤波器20，可以简单地实现全域可至少实行一次微分的有限区间的带可变强调的插补函数。由此，与专利文献1-3及应用立方旋转插补法的插补函数生成电路相比，能大幅度简化电路构成。此外，仅仅实施单纯的FIR运算，因此，可缩短插补处理所化费时间。
在上述实施形态中，配合第2FIR滤波器20的分接头长度m，n，对输入数据实施m倍或n倍过度抽样，说明进行插补的例子，但本发明并不局限于此。
此外，在上述实施形态中，说明对于由“-1，1，β，β，1，-1”数列构成的滤波系数，根据强调系数α，实行“-α，α，β，β，α，-α”关系的强调运算，但强调运算并不局限于此。不管是否有强调，若数列的合计值(＝2β)为不变，任何强调运算都行。但是，数列正中的系数值“β，β”不管有无强调，最好都保持固定。
上述各实施形态不过是本发明实施时的一个具体实例，不能据此限定解释本发明的技术范围。也就是说，本发明只要不脱离其技术思想或其主要特征，可以有各种各样实施形态。
下面说明本发明的产业上应用可能性。
本发明可应用于利用FIR滤波器的插补函数生成电路。本发明的插补函数生成电路全部能适用于需要插补数据的电路及装置。例如，可以将本发明实施形态的插补函数生成电路应用作为用于提高图像质量的图像高精细化电路。此外，也可以应用于实行图像放大·缩小处理的电路。再有，也可以应用于提高声音信号质量的电路，用于伸展经压缩的数据的电路等。
Claims (5)
1.一种插补函数生成电路，其特征在于：
该插补函数生成电路设有：
第1FIR滤波器，具有由“-α，α，β，β，α，-α”(α，β为大于或等于0的任意系数)的比率构成的数列，作为滤波系数；
第2FIR滤波器，具有由“1，3，5，…，m-1，m-1，…，5，3，1”(m为大于或等于2的任意偶数)或“1，3，5，…，n-2，n-1，n-2，…，5，3，1”(n为大于或等于3的任意奇数)的比率构成的数列，作为滤波系数；
在上述第1FIR滤波器的后段串联连接上述第2FIR滤波器构成。
2.根据权利要求1中记载的插补函数生成电路，其特征在于：
上述第1FIR滤波器设有强调运算部，对于由“-1，1，β，β，1，-1”的比率构成的数列的滤波系数，根据输入的强调系数α，实行“-α，α，β，β，α，-α”关系的强调运算。
3.根据权利要求2中记载的插补函数生成电路，其特征在于：
在上述第1FIR滤波器中，使得上述强调系数α为可变。
4.根据权利要求1中记载的插补函数生成电路，其特征在于：
上述第2FIR滤波器在输入段设有过度抽样电路，对输入数据进行m倍或n倍的过度抽样。
5.根据权利要求1中记载的插补函数生成电路，其特征在于：
上述第2FIR滤波器设有过度抽样平滑化电路，用于将动作时钟脉冲频率设定为上述第1FIR滤波器的动作时钟脉冲频率的m倍或n倍。
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