CN101405934B - 功率放大器中的动态偏置控制 - Google Patents

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Abstract

蜂窝电话的RF输出功率放大器(PA)包括第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路。如果该蜂窝电话要在高功率工作模式下工作，则第一放大器驱动PA输出端子。第一放大器中的功率晶体管被偏置在第一DC电流和第一DC电压以最优化在高输出功率下的效率和线性性。如果该蜂窝电话要在低功率工作模式下工作，则第二放大器驱动输出端子。第二放大器中的功率晶体管被偏置在第二DC电流和第二DC电压以最优化在低输出功率下的效率和线性性。通过适当地设计这些放大器中功率晶体管的尺寸，发射极电流密度得以基本上维持相等以使得在这两种工作模式下PA功率增益相同。

Description

功率放大器中的动态偏置控制
相关申请的交叉引用
本申请在35U.S.C.§119下要求2006年3月22日提交的临时申请S/N.60/784,539的权益，所述临时申请通过援引纳入于此。
背景信息
技术领域
所公开的实施例涉及RF功率放大器，尤其涉及用在诸如蜂窝电话手机等移动通信设备中的RF功率放大器。
背景
延长蜂窝电话在单次电池充电上能工作的时间长度是可取的。功率放大器是蜂窝电话中消耗由该蜂窝电话所消耗的所有DC功率的显著部分的组件。因此，希望能提高功率放大器的平均功率效率。平均功率效率(APE)是交付给天线的RF能量与提取自电池的能量之比。为了增加蜂窝电话在单次电池充电上能工作的时间量，应提高功率放大器的APE。可使得工作中的蜂窝电话在众多个不同功率输出电平之一中发射。例如，在宽带码分多址(WCDMA)蜂窝电话中，可令蜂窝电话在“谈话”模式或在“等待”(有时称为“空闲”)模式下工作。在等待模式下，用户数据(例如，话音)不在传达中，但是蜂窝电话的发射机仍然传送最少量的管理信息以维持该蜂窝电话与基站之间的无线链路。在谈话模式下，可令蜂窝电话的发射机发射最高达一瓦的输出功率以传达用户数据。在谈话模式下发射的RF功率的量取决于诸如到基站的距离等各种因素也可被略微减少。如果蜂窝电话靠近基站，则无需以其在远离基站的情况下所使用的高输出功率电平来发射。与当蜂窝电话靠近基站时在闲置模式下相比，当蜂窝电话远离基站时在谈话模式下要发射的RF功率多得多，但是蜂窝电话很少处于高功率谈话模式下。令蜂窝电话在其工作期间从一种输入功率模式切换到另一种输出功率模式，并且其功率放大器在每一种模式下的工作应尽可能高效，如此使得总APE尽可能地高。
具有给定物理尺寸的晶体管的典型功率放大器可被偏置以在以下若干类之一中工作：A类、AB类、B类或C类。这些类由放大器的晶体管在输入信号周期中导通的比例来彼此区分。此比例一般称为“导通角”。360°导通角意味着晶体管在整个输入信号周期里都是导通的。180°导通角意味着晶体管在输入信号周期的一半里是导通的。一般而言，导通角越大，则放大器在产生输出功率方面效率越低。相反，导通角越大，放大器线性性越高。蜂窝电话的功率放大器中的非线性性会导致进入由其它蜂窝电话使用的毗邻通信信道的非期望发射。因此，所采用的通信标准强加了某些线性性要求。相应地，在功率放大器的设计中就有效率-线性性的权衡。由于线性性和效率上的考量，蜂窝电话中的功率放大器通常在AB类中工作——因为这种工作模式恰好具有应用所要求的线性性。由此效率得以最优化。
如果普通AB类放大器是用相对较小振幅的输入信号来驱动并且该AB类放大器具有固定功率增益，则该放大器的输出信号将被削波从而使得晶体管的导通角具有在180°到360°之间的值。然而，如果令输入信号的振幅较大如此该放大器将输出较大功率，则输出信号通常将被削波到更大的程度。结果，放大器的晶体管的导通角减小，由此降低线性性。在为蜂窝电话设计具有最佳可达成效率和恰适线性性的功率放大器时考虑这些各不相同的相互作用的影响。
在一种常规设计方法集中，通过将功率放大器偏置成在全功率下恰好具有恰适的线性性来将此功率放大器设计成在其最高输出功率中工作时尤其高效。若功率放大器以此方式被偏置，且随后输入信号的振幅被减小以使得蜂窝电话能工作在较低功率模式下工作，则在功率放大器中过度的DC功率会被消耗。如果对放大器要求的RF输出功率较少，则要求的DC功率就较少。效率是所交付的RF功率与被放大器消耗的DC功率量之比。相应地，当功率放大器要在低功率模式下工作时，去往功率放大器的DC功率被减少相应量以使得当在较低功率模式下工作时不浪费功率。一般采用两种技术之一来减小蜂窝电话功率放大器的低功率模式下的DC功耗。
这些技术中的第一种被称为“动态电流偏置”。有DC偏置电流流过功率放大器的晶体管。在低功率模式下，此DC偏置电流被减小。遗憾地是，改变放大器的晶体管中的电流密度会导致放大器增益上的改变。功率放大器上游向该功率放大器供应输入信号的电子器件应当能够控制功率放大器的功率输出。改变功率放大器的功率增益增加了上游电子器件的复杂度，因为一般肯定会有从功率放大器回到上游电子器件的反馈信号来帮助实现功率控制环路。提供这样的功率控制环路可能是个不小的问题。用于供应反馈信号的机制也增加了功率放大器的成本。此外，如果功率放大器和驱动电子器件的制造商是不同的实体，则提供用于反馈信息传达的机制可能会因现行和固定的协议以及集成的电路设计而变得不可行。
这些技术中的第二种被称为“动态电压偏置”。其不是通过减小DC偏置电流来减少DC功耗，而是减小功率放大器内晶体管的集电极上的DC偏置电压。以高效方式提供减小的DC偏置电压典型地涉及使用DC-DC变换器及其相关联的大型片外组件。要实现形体尺寸小的蜂窝电话手机这是没有吸引力的。而且由于片外组件之故其一般不是集成解决方案。提供DC-DC变换器——无论其是片上的还是片外的——皆给整体设计增加了实质性的成本。
概要
移动通信设备(例如，蜂窝电话)的一种RF输出功率放大器(PA)，包括：功率放大器输入端子、驱动器级、模拟复用器、第一AB类放大器电路、第二AB类放大器电路、功率放大器输出端子、以及用于接收控制信号的输入端子。该功率放大器在此控制输入端子上接收数字控制信号。该数字控制信号的数字值指示蜂窝电话的工作模式。一种工作模式可例如要求功率放大器输出比第二种工作模式高的平均功率电平。如果蜂窝电话是在此较高输出功率工作模式下工作，则此数字控制信号具有第一数字逻辑值，而如果蜂窝电话是在较低输出功率工作模式下工作，在此数字控制信号具有第二数字逻辑值。
如果数字控制信号具有第一数字值，则模拟复用器将驱动器级的输出耦合至第一AB类放大器电路的输入。第一AB类放大器电路驱动功率放大器的输出端子。第一AB类放大器电路中的功率晶体管(由多个并联连接的晶体管构成)被偏置在第一DC偏置集电极电流和第一DC偏置发射极-集电极电压。另一方面，如果该控制输入端子上的数字控制信号具有第二数字逻辑值，则模拟复用器将驱动器级的输出耦合至第二AB类放大器电路的输入以使得该第二AB类放大器电路驱动功率放大器的输出端子。第二AB类放大器电路中的功率晶体管(由多个并联连接的晶体管构成)被偏置在第二DC偏置集电极电流和第二DC偏置发射极-集电极电压。
在第一工作模式是涉及与第二工作模式相比在较高输出功率下操作功率放大器的模式的场合，第一DC偏置集电极电流大于第二DC偏置集电极电流，且第一DC偏置集电极-发射极电压大于第二DC偏置集电极-发射极电压。通过适当地设计第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路中功率晶体管的尺寸，第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路的功率晶体管中的发射极电流密度在两种工作模式下基本上相等从而以使得整体功率放大器的功率增益在这两种工作模式的每一个下基本上相同。从一种工作模式切换到另一种工作模式不会改变功率放大器的功率增益。
在多种不同工作模式的每一个下使用不同的AB类放大器电路来驱动功率放大器输出端子的技术可被扩展成涉及三个或更多不同的AB类放大器电路。这种新颖的功率放大器无需为分立功率放大器集成电路。例如，蜂窝电话的发射机链的驱动器放大器可根据以上阐述的新颖技术来使用多个不同的AB类放大器电路。通过采用涉及多个不同AB类放大器电路的新颖技术，蜂窝电话中功率放大器的平均功率效率(APE)可得以提升，由此延长蜂窝电话在单次电池充电上能被使用的时间量。
以上这些是概要并因此必然包含对细节的简化、概括和省略；由此，本领域技术人员将领会，本概要仅是例示说明性的而非意在进行限定。如仅由权利要求限定的本文中所描述的设备和/或过程的其它方面、发明特征、和优势在本文中所阐述的非限定性详细描述中将变得显而易见。
附图简述
图1是根据一个新颖方面的蜂窝电话的高级示图。
图2是图1的蜂窝电话的RF收发机电路系统更详细的示图。
图3是图2的RF收发机电路系统的功率放大器的晶体管级示图。
图4是产生由图3的功率放大器使用的偏置电压的偏置电路的电路图。
图5是图解了用于标识放大器为与A类、B类或C类放大器对立的AB类放大器的途径的示图。
图6是示出由图3的功率放大器消耗的总DC电流相对于该功率放大器的输出功率的关系的示图。
图7是示出了图3的功率放大器与利用其它两种常规动态偏置技术的功率放大器相比的平均功率效率的示图。
图8是示出了图3的功率放大器的功率增益在很宽的输出功率范围上稳定情况如何的示图。
图9示出了图3的功率放大器在5MHz下以ACPR(毗邻信道功率比)的形式测得的线性性。
图10是图解了通过将对每种不同输出功率工作模式使用不同的AB类放大器电路的技术扩展到三个或更多个不同AB类放大器电路以及三个或更多个相对应的输出功率工作模式能达成的平均功率效率的示图。
图11是根据具一个新颖方面的方法的简化流程图。
详细描述
图1是蜂窝电话1的极简化的高级框图。蜂窝电话1包括天线2、射频(RF)收发机电路系统3和数字基带集成电路4。数字基带集成电路4首要包括数字电路系统并且包括数字处理器。RF收发机电路系统3首要包括模拟电路系统。
图2是RF收发机电路系统3更详细的示图。该电路系统包括RF收发机集成电路3A和外加的分立组件5-8。这些分立组件包括射频二极管开关(switchplexer)5、双工器6、SAW(表面声波)滤波器7、和功率放大器8。该电路系统因其既包括发射机也包括接收机而被称为“收发机”。接收机包括所谓“信号链”9以及本机振荡器(LO)10。此信号链包括低噪声放大器(LNA)11、混频器12、和基带滤波器13。LNA11接收来自天线2的高频低振幅信号并将其放大。混频器12执行解调以将此高频信号下变频成低频信号。基带滤波器13接收此低频信号、过滤掉噪声、并将结果所得的信息作为模拟信号输出到数字基带集成电路4。数字基带集成电路4中的模数转换器(ADC)14从RF收发机电路系统3接收该模拟信号，并将该模拟信号数字化成数字信息。基带集成电路4中的数字处理器随后处理该数字信息。
RF收发机电路系统3的发射机部分还包括信号链15和本机振荡器(LO)21。信号链15包括基带滤波器16、混频器17、可变增益放大器(VGA)18、和功率放大电路系统。功率放大器电路系统包括驱动器放大器19、SAW滤波器7、和功率放大器8。数字信息在数字基带集成电路4中始发并由数字基带集成电路4中的数模转换器(DAC)20转换成模拟形式。发射机信号链15中的基带滤波器16过滤掉数字噪声。混频器17将基带信号调制到高频载波上。VGA18和功率放大电路系统放大此高频信号以驱动天线2。
在此例示说明的具体实施例中，SAW滤波器7和功率放大器8是随同RF收发机集成电路3A一起被设置在印刷电路板上的分立组件。这仅是一种集成形式。图2的各种组件的功能性可取决于此系统的特定目标应用、目标性能、和目标成本而以不同方式来集成。例如，整条发射机信号链15可被集成到RF收发机集成电路3A中。
图3是在0.25微米硅锗(SiGe)BiCMOS工艺中实现的功率放大器(PA)8的简化晶体管级示图。PA8是系统100的一部分，该系统100包括建模的信号源101、输入匹配网络102、输出匹配网络103、和建模的负载104。在图2的实施例中，建模的信号源101表示PA8从其接收输入信号的SAW滤波器7。建模的负载104表示PA8将结果所得的经放大信号驱动到其中的射频二极管开关5或双工器6。
PA8包括第一级(在此称为“驱动器级”)105、级间匹配网络106、模拟复用器电路107、第二级、和输出求和网络108。第二级包括第一AB类放大器电路109和第二级AB类放大器电路110。(模拟复用器电路107实际上是分用器，但是在此称其为复用器)。
附图标记111标识功率放大器输入端子。它是包含集成电路芯片112的封装的端子。附图标记113标识用于将输入信号接收到集成电路芯片112上的接合焊盘。电感器符号114表示将输入端子111耦合至接合焊盘113的接合线的电感。来自源101的输入信号通过输入匹配网络102和电感114被耦合至驱动器级105的输入。输入匹配网络102用于将源101阻抗匹配到驱动器级105。
附图标记115标识用于输出来自集成电路芯片112的输出信号的接合焊盘。电感器符号116表示将接合焊盘115耦合至功率放大器封装的输出端子117的接合线的电感。接合焊盘115上的输出信号通过由输出匹配网络103匹配的阻抗被传到负载104上。
PA8具有从1.92GHz到1.98GHz的工作频率范围，并以大约+26dBm的最大输出功率和大约18dB的最大功率增益放大此范围内的输入信号。双工器6引入2dB的功率损耗。
电压偏置：
第一AB类放大器电路109被偏压成具有电源电压Vcc的DC偏置集电极电压。在DC状况下，输出匹配网络103的电感器118以及电感116本质上是短路，而电容器119和接合焊盘电容120本质上是开路。电源电压Vcc由此DC偏压第一AB类放大器电路109的硅锗(SiGe)HBT(异质结双极晶体管)晶体管121的集电极。
(诸)晶体管121的每一HBT发射极在尺寸上为48微米乘0.44微米。晶体管121包括并联耦合的一百(100)个这样的HBT晶体管。(在本专利文献的其它地方，将晶体管121合称为单个功率晶体管)。在每个HBT晶体管的发射极中设置镇流晶体管以增大发射极电阻RE来防止热失控。加诸RE的用于防止热失控的下限由下式(1)给出。
R E ≥ kT q I C [ ( 0.05 I C ) θ th V C - 1 ] - - - ( 1 )
在式(1)中，Ic和Vc分别是DC集电极偏置电流和偏置电压。θth＝ΔT/IcVc是热阻。假定θth＝0.33C/mW，Ic＝110mA，并且Vc＝3V，则式(1)表明RE≥1.1Ω确保热稳定性。
第二AB类放大器电路110被偏压成具有电源电压Vcc的大约一半的DC偏置集电极-发射极电压。在DC状况下，电感122和123实质上是短路。由此满电源电压Vcc是在SiGe HBT晶体管124的集电极与发射极以及SiGe HBT晶体管125的集电极与发射极之间降落。假定串联连接的晶体管124和125中的每一个在其集电极与其发射极之间降落与另一晶体管大致相同的电压，则第二AB类放大器电路的这些晶体管上的集电极-发射极压降大致为Vcc/2。被称为晶体管124的对象实际上包括二十(20)个并联连接的、具有以上结合第一AB类放大器电路109阐述的HBT结构的SiGe HBT晶体管。类似地，被称为晶体管125的对象实际上包括二十个这样并联连接的SiGE HBT晶体管。电流偏置：
令导体126上的DC控制偏置电压Vbias2的幅值满足使得第一AB类放大器电路109的双极晶体管121的总DC集电极电流大约为100毫安。由此认为第一AB类放大器电路109被偏流在100毫安。
第二AB类放大器电路110如下被偏流。首先，导体127上的DC控制偏置电压Vbias4被设成具有大约2.1伏的幅值。第二，导体128上的DC控制偏置电压Vbias3被设置成使得有大约20毫安的总DC集电极电流依次从Vcc接合焊盘129通过电感122、通过晶体管124、通过电感123、通过晶体管125、再流到接地导体130。
图4是分别产生控制偏置电压Vbias4、Vbias3、Vbias2和Vbiasl的四个偏置电路131-134的示图。电路131是电阻性分压器。三个偏置电路132-134中的每一个都具有相同的电路拓扑。其每一个包括β(电流增益)辅助电路135和电流反射镜缓冲器136。为了达成更好的线性性，对驱动器级105并且对第一AB类放大器电路109采用低DC基极阻抗。由于第二AB类放大器电路110中的DC电流行为是由晶体管125决定的，因此在晶体管125的基极设置低DC阻抗。这样，当输入功率增大时，晶体管124和125中的DC电流也上升。结果，第二AB类放大器电路110的线性性得以提升。另一方面，第二AB类放大器电路110的晶体管124通过连到晶体管124的基极的电阻器被以固定偏置电压来偏置，由此消除了对额外的偏置电感器的需要，因为在低功率下线性性要求很容易达到。相应地，偏置电路132-134提供了恒定电压偏置并端接低频组件以实现改善的线性性。
从偏置电路132-134之一的输出向里看的DC阻抗Zbias(该偏置电路的输出阻抗)近似为：
Z bias ( Δω ) ≈ 1 g m . M 3 g m . Q 2 r o . Q 2 - - - ( 2 )
gm.M3是M3晶体管的跨导。gm.Q2是Q2晶体管的跨导。ro.Q2是晶体管Q2的输出电阻。对于Δω≤5MHz(即，WCDMA手机PA所用的信道带宽)，有Zbias(Δω)≈0。
AB类电路工作：
图5是图解了标识放大器为与A类、B类或C类放大器对立的AB类放大器的途径的示图。在图5的示图中，输入信号由正弦曲线表示。晶体管导通由较粗的灰线指示。A类放大器的晶体管在输入信号的整个周期内(360°)传导电流。在图5左上的A类放大器示例中，较粗的灰线交叠输入信号的整个周期——从0°到360°。A类是图解的这四种配置中效率最低的配置。
B类放大器的晶体管在输入信号周期的大约一半内传导电流。注意到在图5右上的B类工作的示图中，较粗的灰线仅在从90°到270°处出现。该晶体管在输入信号周期的一半内不传导电流。B类放大器比A类放大器效率要高。
C类放大器的晶体管在输入信号周期的不到一半内传导电流。注意到在图5右下的C类工作的示图中，较粗的灰线仅在大约100°到大约250°处出现。C类放大器是所图解的放大器配置中效率最高的，但是C类放大器在所图解的放大器配置中具有最高的非线性性(畸变)。
在图5左下的最后一个图解是AB类放大器。AB类放大器的晶体管传导电流达输入信号周期的大约180°到大约360°之间某个角度。注意到在AB类工作的示图中，较粗的灰线仅在从大约80°到大约280°处出现。因此，在此示例中，其在输入信号总共360°内有200°是导通的。AB类放大器比A类放大器更高效，并且比B类放大器的非线性性(畸变)更小。
图3的功率放大器8的第一AB类放大器电路109和第二AB类放大器电路110被偏置成作为AB类放大器工作。
蜂窝电话工作模式：
图1的蜂窝电话1可在若干种工作模式之一下工作。在这些工作模式里的每一者中，蜂窝电话1将在不同的平均RF输出功率电平下发射RF能量。相应地，功率放大器8这些不同工作模式里的每一者中将向负载104输出不同的平均功率。这些工作模式的示例可包括“谈话模式”和“等待”模式(有时称为“空闲”模式)。在以下工作描述中，在第一工作模式下工作将涉及比在第二工作模式下工作更高的平均输出功率电平。如果蜂窝电话是正在第一工作模式下工作，则信号Vcon具有数字逻辑高值，而如果蜂窝电话是正在第二工作模式下工作，则信号Vcon具有数字逻辑低值。在一个实施例中，数字基带集成电路4(参见图1)生成信号Vcon并经由信号导体137和输入端子138将其供应给功率放大器8。在另一实施例中，数字基带集成电路4不生成信号Vcon，而是将功率检测器(PD)139定位在发射机链中的某处。在图2的示例中，功率检测器139被定位在驱动器放大器19中。如果检测到正由驱动器放大器19输出的功率高于预定电平，则功率检测器139将信号Vcon断言到数字逻辑高值，否则功率检测器139将信号Vcon保持在数字逻辑低值。假定功率放大器8具有固定的功率增益，则可令由功率检测器139检测到的预定电平对应于功率放大器8的任何合需的功率输出电平。
在第一工作模式下，功率放大器8用较高平均输出功率来驱动负载104。信号Vcon具有数字高电平。因此信号Vcon致使模拟复用器电路107将节点140耦合至第一AB类放大器电路109的输入节点141，并将节点140从第二AB类放大器电路110的输入节点142解耦。第二AB类放大器电路110被认为已被禁用。N沟道晶体管143和144是导通的(为ON)，而N沟道晶体管145和146是不导通的(为OFF)。信道路径从源101通过驱动器级105、通过级间匹配网络106延伸到节点140、通过第一AB类放大器电路109延伸到求和节点147、通过输出匹配网络103、再延伸到负载104。
在此实施例中，晶体管143-146中的每一个实际上包括一百(100)个并联连接的W/L(宽/长)为45μm/0.25μm的N沟道场效应晶体管。由此，晶体管143-146中的每一个皆是大器件以使进入第一AB类放大器电路109和第二AB类放大器电路110的插入损耗保持很低。
在第二工作模式下，功率放大器8用较低平均输出功率来驱动负载104。数字控制信号Vcon具有数字低电平。模拟复用器电路107由此将节点140耦合至第二AB类放大器电路110的输入节点142，并将节点140从第一AB类放大器电路110解耦。第一AB类放大器电路109被认为已被禁用。N沟道晶体管145和146是导通的(ON)，而N沟道晶体管143和144是不导通的(OFF)。信道路径从源101通过驱动器级105、通过级间匹配网络106延伸到节点140、通过第二AB类放大器电路110延伸到求和节点147、通过输出匹配网络103、再延伸到负载104。
相应地，在第一工作模式下，使用第一AB类放大器电路109来驱动输出端子117和负载104。在一个示例中，晶体管121被偏置成具有能达成采用的蜂窝通信标准所要求的线性性的最小导通角。减小导通角会提高效率。另一方面，在第二工作模式下，使用第二AB类放大器电路110来驱动输出端子117和负载104。第二AB类放大器电路的晶体管124和125被以较低DC偏置电压和较低DC偏置集电极电流来偏置，以使得当在第二工作模式的较低输出功率电平下工作时不会浪费DC功率。
无论功率放大器8是正在第一工作模式还是第二工作模式下工作，整体功率放大器8的功率增益基本上相同。使用常规的动态电流偏置的功率放大器中功率增益上的改变往往归咎于功率晶体管中电流密度的改变。在图3的实施例中，SiGe HBT晶体管121中的电流密度大致为DC偏置电流除以晶体管121的发射极面积。HBT晶体管之一的发射极面积是发射极宽度与发射极长度的乘积。整体发射极面积是构成晶体管121的这一百个组成晶体管的发射极面积的总和。类似地，SiGe HBT晶体管124和125中的电流密度大致为DC偏置电流除以晶体管124或晶体管125的发射极面积。构成晶体管124和晶体管125的这些组成HBT晶体管中的每一个与构成第一AB类放大器109的晶体管121的HBT晶体管具有相同的尺寸。然而，在第二AB类放大器电路110的晶体管124和125中的每一个中仅有二十个这样的HBT晶体管。第二AB类放大器电路110的晶体管124和125的总发射极面积由此为第一AB类放大器电路109的晶体管121的总发射极面积的百分之二十。由于第二AB类放大器电路110中DC偏置电流被设成二十毫安，且第一AB类放大器电路109中DC偏置电流被设成一百毫安，因此这两个放大器电路中的功率晶体管内的电流密度是相同的。保持两个放大器电路中的电流密度相同有助于保持这两个放大器电路的功率增益相同。
然而，在这两种工作模式下维持功率增益相同上有其它因素。第一AB类放大器电路109的输出与第二AB类放大器电路110的输出之间的输出连接向每个放大器的输入增加了寄生效应，而这使整体功率增益降低。然而，所增加的寄生效应起到减小这两个放大器的功率增益之间的任何差异的作用，这是因为当在第一工作模式与第二工作模式之间切换时第二级的输入阻抗几乎没多少改变。
也采用谐振技术来帮助确保功率放大器8的功率增益在这两种工作模式的每一种下相同。第二AB类放大器电路110的输出与求和节点147之间的连接以及第一AB类放大器电路109与求和节点147之间的连接被最优化以通过部分谐振第一AB类放大器电路109的输出电容来推升第二工作模式(低功率工作模式)下的增益。由于第二AB类放大器电路110的输出阻抗高于AB类放大器电路109的输出阻抗，因此节点147上的寄生电容对低功率增益具有较大的降级效应。通过在第二工作模式(低功率工作)下部分谐振此寄生电容，第一工作模式与第二工作模式之间的增益差异就被进一步减小。
在所例示说明的实施例中，电感148是第二AB类放大器电路110的输出与求和节点147之间的导体的电感。电感148具有大约0.2nH的值，并且该电感的幅值是由此导体的布局决定的。电感148被设成能达成谐振。电容器符号149表示第一AB类放大器电路的输出电容。它具有大约5pF的电容。电容器符号150表示第二AB类放大器电路110的输出上的寄生电容。它具有大约1pF的值。电容器151和152具有20pF的值。当使用这些值时，就达成有益的使增益稳定化的谐振。
图6是在水平维度上示出功率放大器8的输出功率的示图。在垂直维度上示出总DC偏置电流(参看示图右侧的标度)。虚线200示出了如若是采用常规的恒定电压偏置(CV)则DC偏置电流将会是怎样。线201示出了由图3的功率放大器8汲取的DC偏置电流。“DDB”标注指示“双重动态偏置”，这是用于描述图3的功率放大器8所采用的技术的术语。决定功率放大器是在第一工作模式还是第二工作模式下工作的预定输出功率为16dBm。如图6所示，功率放大器8在工作当在16dBm以下的较低输出功率下工作时汲取较少的DC偏置电流。
在图6的左侧有题为“概率分布函数％”的标度。此标度是用于曲线202的，此曲线是作为功率放大器输出功率的函数的CDMA概率分布函数(PDF)。蜂窝电话使用情况的经验数据被收集并分析以确定多少百分比的时间蜂窝电话将什么输出功率电平来发射。曲线202的左侧一支指示仅在很小百分比的时间内蜂窝电话是在非常低的功率电平下工作。曲线202的右侧一支指示仅在很小百分比的时间内蜂窝电话是在非常高的功率电平下工作。曲线202的中间峰部指示绝大多数时间蜂窝放大器是在中等功率电平下工作。注意到线201在比线200低的DC偏置电流电平处交越此中等功率电平区。这表示蜂窝电话显著的功率节省以及从其电池单次充电能工作的时间量的延长。
图7是示出了图3的功率放大器8的平均功率效率对于WCDMA输出功率PDF(概率分布函数)约为百分之五的曲线图。标注“DDB”指示双重动态偏置并标识功率放大器8的数据点。标注“DCB”的点标识使用常规的动态电流偏置技术的功率放大器的数据点。标注“CV”的点标识使用恒定电压偏置而没有使用任何动态偏置技术的功率放大器的数据点。
图8是示出了图3的功率放大器8的功率增益在很大的输出功率范围上恒定情况如何的曲线图。标注“DDB”的线300指示图3的功率放大器8的功率增益。当输出功率在40dB的范围上变化时，功率放大器8的功率增益的变动少于5dB。标注“DCB”的线301指示使用动态电流偏置技术的常规功率放大器的功率增益将是怎样。在16dBm处的垂直虚线标识决定功率放大器8是在第一工作模式还是第二工作模式下工作的预定输出功率电平。线301指示大于15dB的增益变动。
图9示出了在5MHz下对两种情形——即有和没有数字预矫正(DP)——以ACPR(毗邻信道功率比)的形式测得的PA8的线性性。使用无记忆数字预矫正线性化器，但是它仅被用在高于16dBm的第一工作模式(高功率模式)下。这就是在“经DP后”的曲线中ACPR里有非连续性的原因。在有数字预矫正的情况下ACPR提升至少8dB，并且满足WCDMA线性性规范的最大输出功率从22.4dBm提升至26dBm。对于最高到26dBm的功率放大器输出功率，功率放大器8具有优于-33dBc的ACPR(毗邻信道功率比)。这满足WCDMA类3对最大输出功率的要求。相应地，峰值PAE(功率附加效率)提升了百分之六十(从17％到27％)。
对多个输出功率范围中的每一个使用一不同的AB类放大器电路的技术可被扩展成使用两个以上AB类放大器电路。图10是所达成的平均功率效率与所采用的AB类放大器电路的数目的比较。功率放大器例如可采用三个不同的AB类放大器电路以及用于决定在给定工作条件下将使用这三个放大器电路中的哪一个的两个预定输出功率电平。若干因素映像AB类功率放大器电路的最优数目，包括：与更多放大器电路和大型模拟复用器相关联的增加的复杂度和寄生效应、增益变动、以及在最低输出功率电平下减小的功耗。例如，使用三个AB类放大器电路比其仅使用两个AB类放大器电路的对应方案(参见图3)达成更好的平均效率(8.9％)。然而，相应的电路复杂度增加，并且可达成的功率增益因增加的寄生效应而下降。继续添加更多的放大器电路导致递减的收益，因此在图1的蜂窝电话1中采纳图3的涉及两个AB类功率放大器电路的拓扑。
图11是根据一个新颖方面的方法的简化流程图。作出关于蜂窝电话是在第一工作模式还是第二工作模式下工作的确定(步骤400)。在一个示例中，第一工作模式是“谈话”模式，而第二工作模式是“等待”模式。在一个示例中，数字基带集成电路4作出此确定并输出数字信号Vcon，其数字逻辑电平指示蜂窝电话是在第一工作模式还是第二工作模式下工作。
如果蜂窝电话是在第一工作模式下工作，则使用第一AB类放大器电路来驱动功率放大器(PA)输出端子(步骤401)。第一AB类放大器电路中的功率晶体管(由多个并联连接的晶体管构成)被偏置在第一DC偏置集电极电流和第一DC偏置集电极-发射极电压。
另一方面，如果蜂窝电话是在第二工作模式下工作，则使用第二AB类放大器电路来驱动功率放大器(PA)输出端子(步骤402)。第二AB类放大器电路中的功率晶体管(由多个并联连接的晶体管构成)被偏置在第二DC偏置集电极电流和第二DC偏置集电极-发射极电压。在第一工作模式是与第二工作模式相比涉及在更高输出功率下操作功率放大器的模式的场合，第一DC偏置集电极电流大于第二DC偏置集电极电流，并且第一DC偏置集电极-发射极电压大于第二DC偏置集电极-发射极电压。通过适当地设计第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路中功率晶体管的尺寸，第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路的功率晶体管中的发射极电流密度在这两种工作模式下就得以保持基本上相等从而使得功率放大器的功率增益在这两种工作模式里的每一种下基本上相同。
尽管以上出于指导目的描述了某些具体实施例，但是本专利文献的教导具有普遍适用性并且不被限定于以上所描述的具体实施例。尽管在以上图3的示例中第一放大器电路和第二放大器电路是AB类放大器，但是在多种不同工作模式里的每一种下使用不同的放大器电路来驱动功率放大器输出端子的技术可涉及其它类的放大器。并非所使用的所有放大器都需要在相同类下进行工作。例如，在第一工作模式下使用的第一放大器可以在AB类下工作，而在第二工作模式下使用的第二放大器可以在C类下工作。尽管放大器电路109和110在以上被称为AB类放大器电路，但是放大器电路109和110能在很小比例的时间内以其它类放大器的导通角来工作。例如，在一些实施例中，AB类放大器110在很短一段时间内被强烈地驱动到其削波导致其导通角达到180°这样的程度，但是这种程度的削波仅在非常小的时间片断内发生。相应地，可实践对所描述的具体实施例的各种特征的各种修改、改编、和组合而不会脱离所附权利要求书的范围。

Claims (19)

1.一种用于功率放大器中的动态偏置控制的方法，包括：
在第一工作模式下，使用第一AB类放大器电路将第一信号驱动到输出端子上，其中所述第一AB类放大器电路包括被偏置在第一偏置电流I1和第一集电极-发射极偏置电压V1的第一功率晶体管，其中所述第一信号是在高于1GHz的频带中，并且其中第二AB类放大器电路在所述第一工作模式期间被禁用；以及
在第二工作模式下，使用所述第二AB类放大器电路将第二信号驱动到所述输出端子上，其中所述第二AB类放大器电路包括被偏置在第二偏置电流I2和第二集电极-发射极偏置电压V2的第二功率晶体管，其中I1>I2，其中V1>V2，其中所述第一AB类放大器电路在所述第二工作模式期间被禁用，其中所述第二信号是在所述高于1GHz的频带中，并且其中从共用的驱动放大器至所述第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路的输入被复用并且所述第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路被集成到单个集成电路上；
其中所述第一功率晶体管在所述第一工作模式下具有第一DC偏置电流密度，并且其中所述第二功率晶体管在所述第二工作模式下具有第二DC偏置电流密度，其中所述第一DC偏置电流密度和第二DC偏置电流密度相同。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述单个集成电路是宽带码分多址功率放大器集成电路。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一工作模式是所述第一AB类放大器电路通过所述输出端子交付较高平均输出功率的模式，其中所述第二工作模式是所述第二AB类放大器电路通过所述输出端子交付较低平均输出功率的模式。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
将数字信号接收到所述单个集成电路的端子上，其中如果所述数字信号具有第一数字逻辑值，则所述第一AB类放大器电路在所述第一工作模式下驱动所述输出端子，并且其中如果所述数字信号具有第二数字逻辑值，则所述第二AB类放大器电路在所述第二工作模式下驱动所述输出端子。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括：
使用功率检测器来生成所述数字信号。
6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，还包括：
在数字基带集成电路中生成所述数字信号。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第二AB类放大器电路还包括第三功率晶体管，其中在所述第二工作模式下，所述第二偏置电流I2在从电源电压节点通过所述第二功率晶体管、通过所述第三功率晶体管、再到接地节点的电流路径中流过。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路是功率放大器的部件，并且其中所述功率放大器具有在所述功率放大器的输出功率在40dB的范围上变动时变动少于5dB的功率增益。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一AB类放大器电路和第二AB类放大器电路是功率放大器的部件，并且其中所述功率放大器对于宽带码分多址输出功率概率分布函数具有大于百分之四的平均功率效率。
10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：
使用电感来部分谐振所述第一AB类放大器电路的输出电容，其中所述第一AB类放大器电路的输出节点由第一导体耦合至求和节点，其中所述电感是从所述第二AB类放大器电路的输出节点延伸到所述求和节点的第二导体的电感。
11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一功率晶体管包括并联连接的多个晶体管，并且其中所述第二功率晶体管包括并联连接的多个晶体管。
12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一功率晶体管具有发射极和集电极，其中所述发射极被连接至接地节点，并且其中所述集电极被连接至所述输出端子。
13.一种电路，包括：
输出端子；
具有输入引线和输出引线的第一放大器，所述输出引线被耦合至所述输出端子，其中所述第一放大器包括被偏置在第一偏置电流I1和第一偏置电压V1的第一功率晶体管；
具有输入引线和输出引线的第二放大器，所述输出引线被耦合至所述输出端子，其中所述第二放大器包括被偏置在第二偏置电流I2和第二偏置电压V2的第二功率晶体管；以及
具有输入引线、第一输出引线、第二输出引线、和选择输入引线的模拟复用器，其中如果第一数字逻辑值呈现在所述选择输入引线上，则所述模拟复用器将其输入引线上的来自共用的驱动放大器的信号通过所述第一输出引线耦合到所述第一放大器上的所述输入引线上以使得所述第一放大器将所述信号的经功率放大版本驱动到所述输出端子上，其中如果第二数字逻辑值呈现在所述选择输入引线上，则所述模拟复用器将其输入引线上的所述信号通过所述第二输出引线耦合到所述第二放大器的所述输入引线上以使得所述第二放大器将所述信号的经功率放大版本驱动到所述输出端子上，其中所述复用器的所述输入引线上的所述信号是在高于1GHz的频带中，其中I1>I2，V1>V2，其中当所述第一放大器正在驱动所述输出端子时，所述第一功率晶体管具有第一DC偏置电流密度，其中当所述第二放大器正在驱动所述输出端子时，所述第二功率晶体管具有第二DC偏置电流密度，其中所述第一DC偏置电流密度和第二DC偏置电流密度相同。
14.如权利要求13所述的电路，其特征在于，所述电路是集成电路，所述电路还包括：
输入端子，其被耦合至所述模拟复用器的所述选择输入引线，其中所述输入端子和所述输出端子是所述集成电路的端子。
15.如权利要求13所述的电路，其特征在于，还包括：
功率检测器，其生成数字信号，所述数字信号被供应到所述模拟复用器的所述选择输入引线上。
16.如权利要求13所述的电路，其特征在于，所述电路是宽带码分多址功率放大器集成电路。
17.如权利要求16所述的电路，其特征在于，所述功率放大器对于宽带码分多址输出功率概率分布函数具有大于百分之四的平均功率效率。
18.如权利要求13所述的电路，其特征在于，所述第二放大器还包括第三功率晶体管，其中所述第二偏置电流I2依次流过所述第二功率晶体管然后再流过所述第三功率晶体管。
19.如权利要求13所述的电路，其特征在于，所述电路是发射机链中驱动器放大器的部件，其中所述信号的所述经功率放大版本是由所述驱动器放大器输出并由功率放大器进一步放大。
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