CN101098127A

CN101098127A - Rf功率放大器

Info

Publication number: CN101098127A
Application number: CNA2007101388156A
Authority: CN
Inventors: 藤岡彻; 清水敏彦; 大西正己; 松本秀俊; 田中聪
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2006-06-19
Filing date: 2007-06-19
Publication date: 2008-01-02

Abstract

一种RF功率放大器，包括作为并联连接在输入端(RF_In)与输出端(RF_Out)之间的末级功率放大器件的第一和第二放大器(Q1)和(Q2)。在一个半导体芯片上形成放大器(Q1)和(Q2)。将放大器(Q1)的第一偏置电压(Vg1)设定为高于放大器(Q2)的第二偏置电压(Vg2)，以使得放大器(Q1)可工作于B类和AB类之间，(Q2)可工作于C类。放大器(Q1)的第一有效器件尺寸(Wgq1)有意地设定为小于超过半导体芯片的制造误差范围的、放大器(Q2)的第二有效器件尺寸(Wgq2)。能够实现一种RF功率放大器，不管输出功率是高还是低，都呈现出高功率附加效率特性。

Description

RF功率放大器

优先权要求

本申请要求于2006年6月19日提交的日本申请JP2006-168285、于2006年6月26日提交的JP2006-175374和于2007年5月31日提交的JP2007-145009的优先权，这些申请的内容通过参考结合在本申请中。

技术领域

本发明涉及用于RF发射的RF功率放大器，其可以包含在通信终端工具、例如用于与基站通信的便携式电话终端中或在基站中使用。具体地，涉及一种技术，有利于借助RF功率放大器中的两个或多个末级功率放大器件来改善功率效率。术语“高频功率放大器”在此等价于术语“RF功率放大器”。

背景技术

当前在全世界范围内使用了各种通信系统。这些通信系统不一定相同，因为新旧通信系统被混合，并且国家之间的频率和具体规格彼此不同。因此，为了在全世界使用便携式终端，该终端就需要支持各种类型的系统，并要求在其中具有支持这些系统的两个或多个高频功率放大模块。然而，这会导致便携式终端尺寸和重量的增加。如果实现一种支持两个或多个通信系统并且效率提高的高频放大器(多模放大器)来解决这个问题，就有可能减小便携式终端的尺寸和重量。

为了实现以上所述目的，已经公开了各种方法。在专利文献1到4中说明了这些方法的例子，这将在稍后指明。在这些文献中，专利文献1到3中都描述了一种包括使用多赫蒂(Doherty)放大器的技术。关于这种技术，可以期望在中到高输出的范围内得到较高的效率，即使当输出水平改变时也能够实现这一点。另一方面，专利文献4描述了一种减小在负载变化时易于发生的输出功率的波动的技术。

通常，这种RF功率放大器要求高功率附加效率和高输出功率。将在后面指明的非专利文献1包含对一种依据被称为威尔金森(Wilkinson)型结构的结构的RF功率放大器的描述。这是因为即使有大放大器件，小放大器件也能够提供高增益、低匹配Q因数(宽带)、良好的相位线性，并且节省成本。根据这种结构，为这种小功率放大器的输入端设置输入耦合器，将输入功率分到输入端。另外，为小功率放大器的输出端设置输出耦合器，将输出功率耦合成一个输出功率。输入和输出耦合器每一个都包含λ/4波长线，其产生90度相位偏移。由于混合耦合器将两个功率放大器彼此分离，即使当一个放大器发生故障时，另一个也能够工作。在后面将说明的非专利文献1中，说明了该RF功率放大器还提供固定输入阻抗，并允许消除奇次谐波及消除反向的互调失真。

另外，非专利文献2包含对一种RF功率放大器的描述，该功率放大器依据DD-CIMA(分立器件和总体阻抗匹配放大器，divided device and collectivelyimpedance-matched amplifier)结构，其包含LC谐振电路，以代替在非专利文献1中所述的λ/4波长线。此外，在该结构中，使用小放大器件来代替大放大器件。

此外，非专利文献1包含对一种RF放大器的描述，其依据被称为多赫蒂型结构的结构，该RF功率放大器包括偏置于B类的主功率放大器和偏置于C类的辅助功率放大器的组合。根据该结构，当输入功率较低时，只有主功率放大器工作，辅助功率放大器保持关闭。当输入振幅增大到中等输入功率时，辅助功率放大器被激活。λ/4波长阻抗变换器被连接在两个功率放大器的输出之间，其通过在输入功率较低时利用大负载、在输入功率较高时利用小负载的负载调制来实现高功率附加效率。

此外，非专利文献3包含以下描述：在多赫蒂型RF功率放大器中，两个相同的器件被用作偏置于AB类的主功率放大器和偏置于C类的辅助功率放大器。

另外，在专利文献4中介绍了一种基于MEMS(微机电系统，Microelectromechanical System)的RF-MEMS开关。据报道该开关呈现出优异的高频特性，并能够利用与VLSI技术相似的技术来设计和制造。

专利文献1-4和非专利文献1-4如下。

专利文献1：USP No.6374092。

专利文献2：JP-A-2004-173231。

专利文献3：USP No.6204731。

专利文献4：USP No.6954623。

非专利文献1：Frederic H.Raab等，“Power Amplifier and Transmitter forRF and Microwave”，IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORYAND TECHNIQUES，VOL.50，NO.3，MARCH 2002，PP.814-826。

非专利文献2：Isao Yoshida等，“A 3.6V 4W 0.2cc Si Power-MOS-AmplifierModule for GSM Handset Phones”，1998 IEEE International Solid State CircuitsConference DIGEST OF TECHNICAL PAPERS，PP.50-51。

非专利文献3：Ingo Dettmann等，“Comparison of a Single-Ended ClassAB，a Balance and a Doherty Power Amplifier”，2005 IEEE ProceedingsAsia-Pacific Microwave Conference Proceedings，VOL.2，4-7 December 2005，PP.1-4。

非专利文献4：Elliot R.Brown，”RF-MEMS Switches for ReconfigurableItegrated Circuits”，IEEE TRANSACHONS ON MICROWAVE THEORYAND TECHNIQUES，VOL.46，NO.11，NOVEMBER 1998，PP.1868-1880。

发明内容

根据在专利文献1中所述的技术，高频功率放大器设备1400具有如图34所示的结构。具体地，在该放大器设备中，对并联连接的放大器采用以下手段，以便使多赫蒂放大器产生线性放大器的效果。就是说，对载波放大器1410的偏置是固定的，而仅根据输入信号功率在预定阈值切换对峰值放大器(peakingamplifier)1411的偏置，由此对线性进行改进。

然而，即使具有如图34所示结构的高频功率放大器也具有如图35所示的、相对于输入功率(P_in)量的功率增益和功率附加效率(PAE)特性。换句话说，输入功率量的预定阈值被用于切换模式。在阈值附近频繁的功率变化会导致功率增益(Gain)、功率附加效率(PAE)和相位差的迅速改变。

如上所述，专利文献1中所述的技术的特征是：依据输入信号功率是否超过预先定义的阈值来切换偏置；使并联连接的两个功率放大器中的一个的偏置固定。因此，输入功率在预先定义的阈值附近的频繁变化会导致频繁的偏置切换，这又会导致功率增益、电流、相位等的迅速改变。结果，便携式终端的控制系统和/或其整个系统都会受到显著的影响。另外，还存在这样一个问题：仅借助于改变一个放大器的偏置，不能改善工作在中等或更低输出水平的放大器设备的效率。

此外，对于在专利文献2和3中所述的技术来说，采用了通过使用多赫蒂放大器来改善线性的装置。然而，该技术存在这样的问题：输入功率量在预定阈值附近的频繁变化导致功率增益、功率附加效率、相位差等的迅速变化。

另一方面，还有如在专利文献4中所述的另一种技术作为在专利文献1到3中所采用的技术的替代方案。根据该技术，减小了由负载的变化而引起的输出功率的变化，而无需使用诸如隔离器之类的基本部件。

然而，专利文献4中所述的技术存在这样的问题：能够获得最佳输出阻抗值的范围被限制在放大器的线性放大中。这是因为利用具有相位差分别保持在+45和-45度的两个放大路径，当放大器的负载变化时，输出功率中的变化被抑制。

当与各自的调制模式相对应的多个收发器电路被动态地切换并操作的多模便携式电话占据支配性地位时，产生另一个问题：这种多模便携式电话在性能上被要求在电路切换时，保持功率增益的连续性和相位的连续性，以减小由负载变化而引起的输出功率的变化。然而，专利文献1到4中所述的技术没有考虑到这一问题。

在本发明之前，发明者已经研究了LDMOS(横向扩散金属氧化物半导体，Lateral Diffused Metal Oxide Semiconductor)晶体管的输入功率和输出功率之间的关系以及输出功率和功率附加效率之间的关系。在此情况下，LDMOS晶体管是RF功率放大器的末级功率放大器件。

图15是示出输入功率P_in(dBm)和输出功率P_out(dBm)之间关系的曲线图。由图15所示的关系可以理解，与将电源电压Vcc设定为3.0伏的较低值相比较，当电源电压Vcc设定为5.0伏的较高值时，相对于相同的输入功率P_in(dBm)，能够获得更高的输出功率P_out(dBm)。

图16是示出输出功率P_out(dBm)与功率附加效率PAE(％)之间关系的曲线图。功率附加效率PAE(％)通过以下给出：

PAE＝(P_out-P_in)/P_DC 【表达式1】

在此P_out是RF输出功率，P_in是RF输入功率，并且P_DC是直流功耗。如图16所示，当为电源电压Vdd采用3.5伏的低值时，相对于约36dBm的输出功率P_out(dBm)的低值，获得了约68％作为最大功率附加效率PAE(％)。此外，当为电源电压Vdd采用4伏的中间值时，相对于约37dBm的输出功率P_out(dBm)的中间值，获得了约69％作为最大功率附加效率PAE。此外，当为电源电压Vdd采用5伏的高值时，相对于约39dBm的输出功率P_out(dBm)的高值，获得了约69％作为最大功率附加效率PAE。顺便提一下，在此情况下的LDMOS晶体管的栅极宽度Wg是49mm。

图17是示出当LDMOS晶体管的栅极宽度Wg改变为49、39和28mm时，输出功率P_out(dBm)与功率附加效率PAE(％)之间关系的曲线图。对于这个关系，可知以下内容。当对栅极宽度Wg采用28mm的较小值时，相对于约35.8至36.6dBm的低输出功率P_out(dBm)，获得了不低于80％的高值作为最大功率附加效率PAE(％)。当为栅极宽度Wg采用39mm的中间值时，相对于约36.1至36.5dBm的中等输出功率P_out(dBm)，获得了约80％的相对高值作为最大功率附加效率PAE(％)。当为栅极宽度Wg采用49mm的较大值时，相对于约36.8dBm的高输出功率P_out(dBm)，获得了约75％的相对低值作为最大功率附加效率PAE(％)。栅极长度Lg都为0.22nm，其对于具有28mm的较小栅极宽度Wg的小尺寸器件、具有39mm的中等栅极宽度Wg的中等尺寸器件、以及具有49mm的较大栅极宽度Wg的大尺寸器件是共同的。

通过以上研究，在技术上获得了以下研究结果。

第一个研究结果

在RF功率放大器的输出功率P_out较低的情况下，利用具有较小栅极宽度Wg的LDMOS晶体管来改善功率附加效率PAE。与此相反，在输出功率P_out较高的情况下，利用具有较大栅极宽度Wg的LDMOS晶体管来改善功率附加效率PAE。(见图17)

第二个研究结果

在RF功率放大器的输出功率P_out较高的情况下，利用较高的电源电压Vdd来改善功率附加效率PAE。与此相反，在RF功率放大器的输出功率P_out较低的情况下，利用较低的电源电压Vdd来改善功率附加效率PAE。(见图16)

本发明是在发明者从本发明之前的研究中所发现的这些研究结果的基础上做出的。

基于这些研究结果，发明者得到了本发明的基本技术思想，包括：当RF功率放大器的输出功率P_out较低时，利用小尺寸放大器件来执行RF功率放大；当RF功率放大器的输出功率P_out较高时，利用大尺寸放大器件来执行RF功率放大；以及根据两个放大器件的输入偏置电压差和从位于前级的RF驱动及放大电路的输出所输入的RF输入信号振幅的变化，来执行小尺寸放大器件与大尺寸放大器件之间的、RF功率放大中的任务分配比(role sharing rate)的切换。对于多赫蒂型RF功率放大器来说，与在这里后半部分中所述技术思想相似的思想是已知的。然而，多赫蒂型RF放大器包含如在非专利文献3中所述的两个相同器件，其缺少本发明基本技术思想的前半和中间部分。

此外，在用于改善功率附加效率的第二个研究结果的基础上，发明者得到了更具体的技术思想。该思想包括：当RF功率放大器的输出功率P_out低时，将小尺寸放大器件的输出电极的电源电压控制为较低值；当RF功率放大器的输出功率P_out高时，将大尺寸放大器件的输出电极的电源电压控制为较高值。

因此，本发明的一个目的是提供一种高频功率放大器，不论它工作在低输出功率还是高输出功率，都能够呈现高的功率附加效率特性。

本发明的另一个目的是提供一种有多模能力的RF功率放大器，其中减小了在线性放大中由于放大器上负载的变化而产生的输出功率的变化。

通过本文的说明和附图，本发明的上述及其它目的和新的特征将会变得明显。

以下将概述与本发明的这些方面有关的代表形式。

[1]本发明一种形式的RF功率放大器包括第一放大器件(Q1)和第二放大器件(Q2)，作为并联连接在输入端(RF_In)和输出端(RF_Out)之间的末级功率放大器件。在一个公共的半导体芯片(Chip1)上形成第一放大器件(Q1)和第二放大器件(Q2)。第一放大器件(Q1)输入端的第一偏置电压(Vg1)被设定为高于第二放大器件(Q2)输入端的第二偏置电压(Vg2)，以使得第一放大器件(Q1)可工作于B类和AB类之间的任一工作类，并且第二放大器件(Q2)可工作于具有低于π(180°)的导通角(conduction angle)的C类，其中B类具有π(180°)的导通角，AB类具有π(180°)到2π(360°)的导通角。第一放大器件(Q1)的第一有效器件尺寸(Wgq1)有意设定为小于超过半导体芯片的制造误差范围的、第二放大器件(Q2)的第二有效器件尺寸(Wgq2)(见图1)。

使用本发明形式的装置，通过以下操作能够实现原始预期的目的。在低输出功率期间，输入端(RF_In)的RF输入功率信号的振幅水平处于低状态，因此被提供了低的第二偏置电压(Vg2)的第二放大器件(Q2)仍然停用。与此相反，被提供了高的第一偏置电压(Vg1)的第一放大器件(Q1)放大输入端(RF_In)的RF输入功率信号。此时，由于第一放大器件(Q1)的第一有效器件尺寸(Wgq1)小，因此能够改善相对于低输出功率P_out(dBm)的功率附加效率PAE(％)。在高输出功率期间，由于输入端(RF_In)上的RF输入功率信号的振幅水平上升，不仅是第一放大器件(Q1)，而且第二放大器件(Q2)也放大来自输入端(RF_In)的RF输入功率信号。此时，由于第二放大器件(Q2)的第二有效器件尺寸(Wgq2)大，因此能够改善相对于高输出功率(RF_Out)的功率附加效率(PAE)(见图2)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，通过第一负载器件(Ldd1)向第一放大器件(Q1)的输出电极提供第一电源电压(Vdd1)，通过第二负载器件(Ldd2)向第二放大器件(Q2)的输出电极提供二电源电压(Vdd2)，并且电源提供电路(PW_Sply)工作，以使得第一电源电压(Vdd1)的电平响应于RF功率放大器的输出功率(RF_Out)水平的减小而减小(见图1)。

使用本发明特定形式的装置，当RF功率放大器的输出功率(RF_Out)的水平较低时，提供给第一放大器件(Q1)的输出电极的第一电源电压(Vdd1)的电平降低。因此，如在第二研究结果中所述，当RF功率放大器的输出功率较低时，利用低电源电压(Vdd)来改善功率附加效率PAE。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，通过第一负载器件(Ldd1)向第一放大器件(Q1)的输出电极提供第一电源电压(Vdd1)，通过第二负载器件(Ldd2)向第二放大器件(Q2)的输出电极提供第二电源电压(Vdd2)，电源提供电路(PW_Sply)工作，以使得响应于RF功率放大器的输出功率(RF_Out)水平的上升，第二电源电压(Vdd2)的电平上升(见图1)。

使用本发明特定形式的装置，当RF功率放大器的输出功率(RF_Out)的水平较高时，提供给第二放大器件(Q2)的输出电极的第二电源电压(Vdd2)的电平上升。因此，如在第二研究结果中所述，当RF功率放大器的输出功率较高时，利用高电源电压(Vdd)来改善功率附加效率PAE。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，1/4波长输出线(Out_Tr_Ln)连接在输出端(RF_Out)与第一放大器件(Q1)的输出电极之间，1/4波长输入线(In_Tr_Ln)连接在第二放大器件(Q2)的输入电极与输入端(RF_In)之间，从而第一和第二放大器件(Q1、Q2)按照多赫蒂系统而工作(见图6)。

本发明特定形式的RF功率放大器还包括RF驱动及放大级(1st_Amp、2nd_Amp)，用于驱动末级功率放大器件(Q1、Q2)。在该RF放大器中，将外部电源电压(Vdd)提供给电源提供电路(DC-DC_Conv、DBC1、DBC2)，将第一电源电压(Vdd1)和第二电源电压(Vdd2)分别提供给第一和第二放大器件(Q1、Q2)，其中第一电源电压(Vdd1)和第二电源电压(Vdd2)响应于发射水平指定信号(Vramp)的电平而受到控制(见图8)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，通过第一负载器件(Ldd1)向第一放大器件(Q1)的输出电极提供第一电源电压(Vdd1)，通过第二负载器件(Ldd2)向第二放大器件(Q2)的输出电极提供第二电源电压(Vdd2)，电源提供电路(DC-DC_Conv、DBC1、DBC2)工作，以使得第一电源电压(Vdd1)的电平响应于RF功率放大器的输出功率(RF_Out)水平的减小而减小(见图10)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，通过第一负载器件(Ldd1)向第一放大器件(Q1)的输出电极提供第一电源电压(Vdd1)，通过第二负载器件(Ldd2)向第二放大器件(Q2)的输出电极提供第二电源电压(Vdd2)，电源提供电路(DC-DC_Conv、DBC1、DBC2)工作，以使得第二电源电压(Vdd2)的电平响应于RF功率放大器的输出功率(RF_Out)水平的上升而上升(见图10)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，电源提供电路(DC-DC_Conv、DBC1、DBC2)包括由开关稳压器(switching regulator)组成的DC-DC转换器(DC-DC_Conv)(见图9)。

本发明特定形式的RF功率放大器包括：功率检测器(PW_Det)，用于检测与来自输出端(RF_Out)的输出功率(RF_Out)有关的水平；误差放大器(Err_Amp)，用于在被提供了发射水平指定信号(Vramp)和功率检测器(PW_Det)的功率检测信号(Vdet)时，产生自动功率控制信号(Vapc)；驱动输入偏置电路(1stGBC、2ndGBC)，用于响应于由误差放大器(Err_Amp)产生的自动功率控制信号(Vapc)，来控制RF驱动及放大级(1st_Amp、2nd_Amp)的驱动输入偏置电压(1stVgb、2ndVgb)的电平；及末级输入偏置电路(GBC1、GBC2)，用于响应于由误差放大器(Err_Amp)产生的自动功率控制信号(Vapc)，来控制作为末级功率放大器件(Q1、Q2)的第一和第二放大器件(Q1、Q2)的末级输入偏置电压(3rd_1Vgb、3rd_2Vgb)的电平(见8)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，第一放大器件(Q1)和第二放大器件(Q2)每一个都是场效应晶体管(见图1)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，场效应晶体管是LDMOS。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，第一放大器件(Q1)和第二放大器件(Q2)每一个都是双极晶体管(见图7)。

此外，在本发明特定形式的RF功率放大器中，双极晶体管是异质结型。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，第一放大器件(Q1)的第一有效器件尺寸(Wgq1)设定为基本上是第二放大器件(Q2)的第二有效器件尺寸(Wgq2)的一半(见图1)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，在其上形成有第一和第二放大器件(Q1、Q2)的半导体芯片(CHIP_L)、功率检测器和误差放大器(PW_Det&Err_Amp)、及DC-DC转换器(DC-DC_Conv)包含在RF功率模块封装(package)(100)中(图14)。

本发明特定形式的RF功率放大器包括：第一放大器件(Q1A)、第二放大器件(Q2)和第三放大器件(Q1B)，作为末级功率放大器件并联连接在输入端(RF_In)和输出端(RF_Out)之间。在公共的半导体芯片(Chip1)上形成第一至第三放大器件(Q1A、Q2、Q1B)。第三放大器件(Q1B)的输入电极通过开关器件(MEMS_SW)连接到第一放大器件(Q1A)的输入电极。

当RF功率输出(P_out)处于低水平时，将开关器件(MEMS_SW)控制在切断(OFF)状态，从而将第三放大器件(Q1B)控制在切断(OFF)状态。

当RF功率输出(P_out)处于低水平时，将第一放大器件(Q1A)输入端的第一偏置电压(Vg1)设定为高于第二放大器件(Q2)输入端的第二偏置电压(Vg2)，以使得第一放大器件(Q1A)可工作于B类和AB类之间的任一工作类，并且第二放大器件(Q2)可工作于具有低于π(180°)的导通角的C类，其中B类具有π(180°)的导通角，AB类具有π(180°)到2π(360°)的导通角。

当RF功率输出(P_out)处于高水平时，将开关器件(MEMS_SW)控制在导通(ON)状态。

当RF功率输出(P_out)处于高水平时，设定第一放大器件(Q1A)输入端和第三放大器件(Q1B)输入端的第一偏置电压(Vg1)、以及第二放大器件(Q2)输入端的第二偏置电压(Vg2)，以使得第一和第三放大器件(Q1A、Q1B)可工作于B类和AB类之间的任一工作类，其中B类具有π(180°)的导通角，AB类具有π(180°)到2π(360°)的导通角，并且第二放大器件(Q2)也可工作于B类和AB类之间的任一工作类，其中B类具有π(180°)的导通角，AB类具有π(180°)到2π(360°)的导通角。

第一放大器件(Q1A)的第一有效器件尺寸(Wgq1A)和第三放大器件(Q1B)的第三有效器件尺寸(Wgq1B)被设定为基本上彼此相同，但有意地小于超过半导体芯片的制造误差范围的、第二放大器件(Q2)的第二有效器件尺寸(Wgq2)(见图12)。

使用本发明特定形式的装置，当RF功率输出(P_out)处于高水平时，其输入端由开关器件(MEMS_SW)连接在一起的第一放大器件(Q1A)和第三放大器件(Q1B)工作于B类和AB类之间的任一工作类，第二放大器件(Q2)也工作于B类和AB类之间的任一工作类。结果，当RF功率放大器构成DD-CIMA型功率放大器时，能够获得高水平的RF功率输出(P_out)。

本发明特定形式的RF功率放大器包括：RF驱动及放大级(1st_Amp、2nd_Amp)，用于驱动末级功率放大器件(Q1A、Q1B、Q1)；及电源提供电路(DC-DC_Conv、DBC1、DBC2)，被提供外部电源电压(Vdd)，向第一和第三放大器件(Q1A、Q1B)提供响应于发射水平指定信号(Vramp)的电平而受到控制的第一电源电压(Vdd1)，并向第二放大器件(Q2)提供受控的第二电源电压(Vdd2)(见图12)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，通过第一负载器件(Ldd1)向第一放大器件(Q1A)的输出电极和第三放大器件(Q1B)的输出电极提供第一电源电压(Vdd1)，通过第二负载器件(Ldd2)向第二放大器件(Q2)的输出电极提供第二电源电压(Vdd2)，电源提供电路(DC-DC_Conv、DBC1、DBC2)工作，以使得第一电源电压(Vdd1)的电平响应于RF功率放大器的输出功率(RF_Out)水平的减小而减小(见图13)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，通过第一负载器件(Ldd1)向第一放大器件(Q1A)的输出电极和第三放大器件(Q1B)的输出电极提供第一电源电压(Vdd1)，通过第二负载器件(Ldd2)向第二放大器件(Q2)的输出电极提供第二电源电压(Vdd2)，电源提供电路(DC-DC_Conv、DBC1、DBC2)工作，以使得第二电源电压(Vdd2)的电平响应于RF功率放大器的输出功率(RF_Out)的上升而上升(见图13)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，电源提供电路(DC-DC_Conv、DBC1、DBC2)包括由开关稳压器组成的DC-DC转换器(DC-DC_Conv)(见图9)。

本发明特定形式的RF功率放大器还包括：功率检测器(PW_Det)，用于检测与来自输出端(RF_Out)的输出功率(RF_Out)有关的水平；误差放大器(Err_Amp)，用于在被提供了发射水平指定信号(Vramp)和功率检测器(PW_Det)的功率检测信号(Vdet)时，产生自动功率控制信号(Vapc)；驱动输入偏置电路(1stGBC、2ndGBC)，用于响应于由误差放大器(Err_Amp)产生的自动功率控制信号，控制RF驱动及放大级(1st_Amp、2nd_Amp)的驱动输入偏置电压(1stVgb、2ndVgb)的电平；以及末级输入偏置电路(GBC1、GBC2)，用于响应于由误差放大器(Err_Amp)产生的自动功率控制信号(Vapc)，控制作为末级功率放大器件(Q1、Q2)的第一到第三放大器件(Q1A、Q2、Q1B)的末级输入偏置电压(3rd_1Vgb、3rd_2Vgb)的电平(见图12)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，开关器件(MEMS_SW)是形成在半导体芯片上的MEMS开关(见图12)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，第一放大器件(Q1A)、第二放大器件(Q2)和第三放大器件(Q1B)每一个都是场效应晶体管(见图12)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，场效应晶体管是LDMOS。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，第一放大器件(Q1A)、第二放大器件(Q2)和第三放大器件(Q1B)每一个都是双极晶体管。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，将第一放大器件(Q1A)的第一有效器件尺寸(Wgq1A)和第三放大器件(Q1B)的第三有效器件尺寸(Wgq1B)设定为基本上是第二放大器件(Q2)的第二有效器件尺寸(Wgq2)的一半(见图12)。

在本发明特定形式的RF功率放大器中，其上形成有第一到第三放大器件(Q1A、Q2、Q1B)的半导体芯片(CHIP_L)、功率检测器和误差放大器(PW_Det&Err_Amp)、及DC-DC转换器(DC-DC_Conv)包含在RF功率模块封装(100)中(见图14)。

[2]本发明一种形式的支持多模式的高频功率放大器包括：并联设置的两个功率放大器；以及偏置控制电路，用于依据调制输入信号的方法，个别地控制功率放大器的偏置。例如，当使高频功率放大器工作在线性放大模式时(例如按照CDMA、WCDMA等调制的信号)，设定这两个并联设置的功率放大器的偏置，使得偏置相等，且功率放大器可工作于A到B类中的任何一个(这两个功率放大器在其特性上相同，但因为实际上在放大器之间存在特性上的轻微差别，有时偏置彼此不一致)。

在输入信号(例如GSM调制信号)使高频功率放大器工作在非线性放大模式的情况下，为了总体上增加包括两个功率放大器在内的高频功率放大器的效率，将并联设置的两个功率放大器之一的偏置改变并设定成可工作于B到C类。结果，可以实现即使输出功率处于或低于中间水平的情况下效率也可增加的高频功率放大器。在除了在此描述的调制方法之外的其它调制方法中，通过为每个放大器提供对于这些调制方法最佳的偏置条件，也能够使高频功率放大器适用。可以使用三个或更多个并联设置的放大器。

另外，当控制偏置控制电路、以使偏置跟随平均输入功率连续改变时，不会发生功率增益、电流变化等的迅速改变，不用担心会在实质上影响便携式终端控制系统和整个系统。因此，可以实现即使输出功率处于或低于中间水平的情况下也使效率增加的高频功率放大器。

附图说明

图1是示出本发明实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器包含在可进行操作以与基站通信的便携式电话中；

图2是示出图1所示的RF功率放大器的第一和第二放大器件Q1和Q2的RF输出功率相对功率附加效率的曲线的曲线图；

图3是示出在与图1所示的RF功率放大器的特性进行比较时作为参考的RF功率放大器的电路图；

图4是示出图1所示的本发明实施例的RF功率放大器和图3所示的参考RF功率放大器的、RF输出功率相对功率附加效率的曲线的曲线图；

图5是示出图1所示的本发明实施例的RF功率放大器和图3所示的参考RF功率放大器的、RF输出功率相对功率附加效率的曲线的曲线图；

图6是示出本发明另一实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器用于基站中，并输出大功率的RF输出信号；

图7是示出本发明另一实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器包含在诸如便携式电话之类的通信设备终端中。

图8是示出本发明另一实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器包含在诸如便携式电话之类的通信设备终端中。

图9是示出具有低功耗的特性并用于图8所示的RF功率放大器中的开关稳压器型DC-DC转换器DC-DC_Conv的电路结构的电路图；

图10是示出相对于图8所示本发明实施例的RF功率放大器的APC控制电压和斜坡电压，如何控制第一级和第二级驱动放大器的输入偏置电压的电平、最末放大级中的第一和第二末级放大器的输入偏置电压的电平、以及最末放大级中的第一和第二末级放大器的电源电压的电平的曲线图；

图11是示出当HBT的发射极指数改变为30、45和60时，输出功率与功率附加效率之间关系的曲线图；

图12是示出本发明另一实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器包含在诸如便携式电话之类的通信设备终端中；

图13是示出相对于图12所示的RF功率放大器中的APC控制电压和斜坡电压，如何控制以下三个电平的曲线图：(1)第一级和第二级驱动放大器的输入偏置电压的电平；(2)最末放大级中的第一和第二末级放大器的输入偏置电压的电平；及(3)最末放大级中的第一和第二末级放大器的电源电压的电平；

图14是包括本发明实施例的RF功率放大器模块的设备的俯视图；

图15是示出在做出本发明之前研究的RF功率放大器的输入功率与输出功率之间关系的曲线图；

图16是示出在做出本发明之前研究的RF功率放大器的输出功率与功率附加效率之间关系的曲线图；

图17是示出在本发明之前研究的RF功率放大器的LDMOS晶体管的栅极宽度改变为49、39和28mm时，输出功率与功率附加效率之间关系的曲线图；

图18是示出本发明实施例A的高频功率放大器的框图；

图19是示出在本发明实施例A的高频功率放大器的偏置控制电路中的调制的偏置条件的表；

图20是示出本发明实施例A的高频功率放大器的输入功率相对功率增益的曲线、输入功率相对功率附加效率的曲线的曲线图；

图21是示出本发明实施例B的高频功率放大器的框图；

图22是示出本发明实施例C的高频功率放大器的框图；

图23是示出本发明实施例D的高频功率放大器的框图；

图24是示出本发明实施例E的高频功率放大器的框图；

图25是示出本发明实施例F的高频功率放大器的框图；

图26是示出本发明实施例G的高频功率放大器的框图；

图27是示出本发明实施例H的高频功率放大器的框图；

图28是示出本发明实施例I的高频功率放大器的框图；

图29是示出本发明实施例J的高频功率放大器以及使用其的发射机-接收机的框图；

图30是示出本发明实施例K的高频功率放大器的框图；

图31是示出本发明实施例K的高频功率放大器的偏置控制电路中的调制的偏置条件的表；

图32是示出本发明实施例L的高频功率放大器的框图；

图33是示出本发明实施例L的高频功率放大器的偏置控制电路中的调制的偏置条件的表；

图34是示出常规高频功率放大器的框图；以及

图35是示出常规高频功率放大器的输入功率相对功率增益的曲线和输入功率相对功率附加效率的曲线的曲线图。

具体实施方式

RF功率放大器的结构

图1是示出本发明实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器包含在可进行操作以便与基站通信的便携式电话中。

如图所示，RF功率放大器被配置为包含在一个封装中的RF功率模块。

由RF驱动及放大级(未示出)放大来自RF收发器模拟信号处理集成电路(在下文中缩写为RFIC)的RF发射信号，其中RF收发器模拟信号处理集成电路包含在诸如便携式电话终端之类的通信终端工具中。从RF驱动及放大级的输出端输出的RF输入信号RF_In分别通过第一输入电容Cin1和第二输入电容Cin2提供给第一放大器件Q1的栅极输入端和第二放大器件Q2的栅极输入端。通过电感Lg1将第一输入偏置电压Vg1提供给第一放大器件Q1的栅极输入端，用以提供第一输入偏置电压。通过电感Lg2将第二输入偏置电压Vg2提供给第二放大器件Q2的栅极输入端，用以提供第二输入偏置电压。将第一输入偏置电压Vg1设定为高于第二输入偏置电压Vg2，以使得第一放大器件Q1工作在A类和AB类中的任意一个，并且第二放大器件Q2工作在C类。第一放大器件Q1和第二放大器件Q2是N-沟道LDMOS晶体管，同时形成在公共半导体芯片Chip1上。第一放大器件Q1和第二放大器件Q2可以是GaAs基或SiGe基的异质结双极型晶体管，同时形成在公共半导体芯片上。此外，也可以在形成第一放大器件Q1和第二放大器件Q2的同一半导体芯片上形成第一输入电容Cin1和第二输入电容Cin2，以及用以提供第一输入偏置电压的电感Lg1和用以提供第二输入偏置电压的电感Lg2。

众所周知，在提供了正弦波形输入信号的条件下，作为功率放大器件，具有满足γ＝2π(360°)的导通角γ的功率放大器被分类为A工作类的功率放大器；具有满足π(180°)＜γ＜2π(60°)的导通角γ的功率放大器被分类为AB工作类的功率放大器；具有满足γ＝π(180°)的导通角γ的功率放大器被分类为B工作类的功率放大器；具有满足γ＜π(180°)的导通角γ的功率放大器被分类为C工作类的功率放大器。

例如，第一输入偏置电压Vg1被设定为1.18伏，第二输入偏置电压Vg2被设定为0.5伏。第一和第二放大器件Q1和Q2的栅极阈值电压VthN都是0.8伏。因此，第一放大器件Q1工作在AB类，并且第二放大器件Q2工作在C类。第一放大器件Q1具有漏极输出端，通过第一负载电感Ldd1对其提供来自电源提供电路PW_Sply的第一电源电压Vdd1。第二放大器件Q2具有漏极输出端，通过第二负载电感Ldd2对其提供来自电源提供电路PW_Sply的第二电源电压Vdd2。电源提供电路PW_Sply响应于RF功率放大器的输出功率RF_Out水平的降低，降低第一电源电压Vdd1的电平，并响应于输出功率RF_Out水平的提高而提高第一电源电压Vdd1的电平。例如，当RF功率放大器的输出功率RF_Out处于低水平时，第一电源电压Vdd1被降低到3.5伏，而当RF功率放大器的输出功率RF_Out处于高水平时，第一电源电压Vdd1被提高到4.5伏。与此相反，即使当RF功率放大器的输出功率RF_Out从低水平改变到高水平时，第二电源电压Vdd2的电平也基本保持在4.5伏的恒定电压。然而，响应于输出功率RF_Out水平的提高，可以提高第二电源电压Vdd2的电平。

同时，通过相同的制造工艺在公共半导体芯片上形成第一放大器件Q1和第二放大器件Q2。作为第一有效器件尺寸Wgq1的第一放大器件Q1的栅极宽度被设定为14mm；作为第二有效器件尺寸Wgq2的第二放大器件Q2的栅极宽度被设定为28mm。第一放大器件Q1的第一有效器件尺寸Wgq1基本上是第二放大器件Q2的第二有效器件尺寸Wgq2一半，其被设定为小的程度超过半导体芯片的制造误差范围。然而，除了第一和第二有效器件尺寸Wgq1和Wgq2之外，对于第一和第二放大器件Q1和Q2，其它参数都设定成共同的。换句话说，在栅极绝缘膜厚度Tox、栅极长度Lg和沟道杂质密度Nd方面，第一和第二放大器件Q1和Q2彼此基本上相同，在这些参数中，栅极长度Lg是0.22nm。

尽管在图1中没有示出输入和输出微带线，分支型输入微带线连接在RF输入端RF_In与第一输入电容Cin1的一端之间，以及在RF输入端RF_In与第二输入电容Cin2的一端之间；组合型输出微带线连接在第一输出电容Cout1的另一端与RF输出信号端RF_Out之间，以及在第二输出电容Cout2的另一端与RF输出信号端RF_Out之间。输入和输出微带线具有给定的特性阻抗，以使得其线路长度是毫米级或更短。

如上所述，由于第一放大器件Q1的第一有效器件尺寸Wgq1被设定为基本上是第二放大器件Q2的第二有效器件尺寸Wgq2的一半，因此能够获得最大功率附加效率PAE的RF输出功率P_out在第一和第二放大器件Q1和Q2之间变化。

图2是示出图1所示的RF功率放大器的第一和第二放大器件Q1和Q2的RF输出功率Pout(dBm)相对于功率附加效率(％)曲线的曲线图。

如图2所示，在RF输出功率Pout(dBm)低于线Lb的低输出状态下，第一放大器件Q1显示出更高的最大功率附加效率PAE，其第一有效器件尺寸Wgq1设定为14mm。在低输出状态下，来自RF驱动及放大级(图1中未示出)的输出端的RF输入信号RF In的振幅水平相对较低。因此，只有AB工作类的第一放大器件Q1工作，而C工作类的第二放大器件Q2基本上处于几乎关闭的状态。这样，在低输出状态下，只有第一放大器件Q1起作用，其被设定为具有较小的第一有效器件尺寸Wgq1，并在低输出状态下显现出较高的功率附加效率PAE。然而，在RF输出功率Pout(dBm)高于线Lb的高输出状态下，第二放大器件Q2显示出更高的功率附加效率PAE，其第二有效器件尺寸Wgq2设定为28mm的较大值。在高输出状态下，来自RF驱动及放大级(图1中未示出)的输出端的RF输入信号RF_In的振幅水平相对较高。结果，除了AB工作类的第一放大器件Q1工作之外，C工作类的第二放大器件Q2也开始其振幅操作。这样，在高输出状态下，第二放大器件Q2执行振幅操作，其被设定为具有较大的第二有效器件尺寸Wgq2，并在高输出状态下显现出较高的功率附加效率PAE。在此情况下，提供到被设定为具有较小第一有效器件尺寸Wgq1的第一放大器件Q1的漏极的第一电源电压Vdd1从4.0伏提高到4.5伏。结果，第一放大器件Q1在高输出状态下能够显现出相对高的最大功率附加效率PAE。

图3是示出一种在与图1所示的RF功率放大器的特性进行比较时作为参考的RF功率放大器的电路图。

图中所示的电路连接与在图1中所示的相同。然而，在图3所示的情况下，第一放大器件Q1的第一有效器件尺寸Wgq1和第二放大器件Q2的第二有效器件尺寸Wgq2被设定为28mm的共同栅极宽度。因此，即使当RF输出功率Pout(dBm)从低输出状态改变为高输出状态时，第一和第二输入偏置电压Vg1和Vg2也保持为1.18伏的共同值，且第一和第二电源电压Vdd1和Vdd2保持为5.0伏的共同值。因此，即使当RF输出功率P_out(dBm)从低输出状态改变为高输出状态时，第一和第二放器件Q1和Q2也都工作在AB类。因此，可以说图3所示的RF放大器是DD-CIMA型RF功率放大器。

图4是示出图1所示的本发明实施例的RF功率放大器和图3所示的参考RF功率放大器的、RF输出功率Pout(dBm)相对功率附加效率(％)的曲线的曲线图。

在图中，曲线L3示出图3所示的参考RF功率放大器的RF输出功率Pout(dBm)相对功率附加效率(％)的曲线，曲线L1和L2分别示出图1所示的RF功率放大器在低输出状态和高输出状态下的特性。由图可以理解，用曲线L1表示的、图1所示RF功率放大器在低输出状态下的功率附加效率PAE(％)大大高于用曲线L3表示的、图3所示RF功率放大器在低输出状态下的功率附加效率PAE(％)。此外，可以看出，用曲线L2表示的、图1所示的RF功率放大器在高输出状态下的功率附加效率PAE(％)高于用曲线L3表示的、图3所示RF功率放大器在高输出状态下的功率附加效率PAE(％)。

曲线L1是在第一和第二电源电压Vdd1和Vdd2分别为3.5和4.5伏的条件下，RF输入功率P_in从0到23dBm扫描的结果。曲线L2显示了在RF输入功率P_in为23dBm的条件下，当第一和第二电源电压Vdd1和Vdd2按输出功率P_out的递升次序变化时的特性；该次序是第一条件(Vdd1＝4伏，且Vdd2＝4.5伏)，第二条件(Vdd1＝4.5伏，且Vdd2＝4.5伏)，以及第三条件(Vdd1＝5伏，且Vdd2＝5伏)。

如同图4，图5是示出图1所示的本发明实施例的RF功率放大器和图3所示的参考RF功率放大器的、RF输出功率P_out(dBm)相对功率附加效率PALE(％)的曲线的曲线图。图5所示情况与图4所示情况的不同之处在于从15dBm的低RF输出功率P_out开始进行测量。如同图4的情况，在图5的情况下，曲线L1是在第一和第二电源电压Vdd1和Vdd2分别为3.5和4.5伏的条件下，RF输入功率P_in从0到23dBm扫描的结果。曲线L2显示了在RF输入功率P_in为23dBm的条件下，当第一和第二电源电压Vdd1和Vdd2按输出功率P_out的递升次序变化时的特性；该次序是第一条件(Vdd1＝4伏，且Vdd2＝4.5伏)，第二条件(Vdd1＝4.5伏，且Vdd2＝4.5伏)，及第三条件(Vdd1＝5伏，且Vdd2＝5伏)。

在图5所示的测量中已经征实，当图1所示的RF功率放大器输出15dBm的RF输出功率P_out时，第二放大器件Q2的栅极驱动输入电压的峰值小于0.8伏，这是第二放大器件Q2的栅极阈值电压VthN。这个事实意味着当图1所示的RF功率放大器输出15dBm的RF输出功率P_out时，只有AB工作类的第一放大器件Q1工作，而C工作类的第二放大器件Q2不执行任何C类的操作。此外，在图5所示情况的测量中也已经证实，当图1所示的RF功率放大器输出22dBm的RF输出功率P_out时，第二放大器件Q2的栅极驱动输入电压的峰值略微超过0.8伏，这是第二放大器件Q2的栅极阈值电压VthN。这个事实意味着当图1所示的RF功率放大器输出22dBm的RF输出功率P_out时，不仅AB工作类的第一放大器件Q1工作，而且C工作类的第二放大器件Q2也开始C类的操作。

其它实施例

图6是示出本发明另一实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器用于基站中，并输出具有大功率的RF输出信号。除了将1/4波长输出线Out_Tr_Ln连接在输出端RF_Out与第一放大器件Q1的漏极输出电极之间、并将1/4波长输入线In_Tr_Ln连接在第二放大器件Q2的栅极输入电极与输入端RF_In之间之外，图6所示的RF功率放大器与图1所示的相同。因此，第一和第二放大器件Q1和Q2按照多赫蒂系统来工作。下面将说明多赫蒂型RF功率放大器的操作。

在由第一放大器件Q1构成的第一末级放大器Amp1的输出电流I’₁和由第二放大器件Q2构成的第二末级放大器Amp2的输出电流I₂流入负载R_L的情况下，当从1/4波长输出线Out_Tr_Ln的输出来看负载R_L时负载R_L的有效阻抗Z’₁、以及当从第二末级放大器Amp2的输出来看负载R_L时负载R_L的负载阻抗Z₂由以下给出：

Z’₁＝V₀/I’₁＝R_L((I’₁+I₂)/I’₁)＝R_L(1+α)

【表达式2】

Z₂＝V₀/I₂＝R_L((I₂+I’₁)/I₂)＝R_L(1+1/α)

【表达式3】

在此，1/4波长输出线Out_Tr_Ln的阻抗由Z_T表示，负载R_L的电压由V₀表示。

当从1/4波长输出线Out_Tr_Ln的输入来看负载R_L时负载R_L的有效阻抗Z₁与当从1/4波长输出线Out_Tr_Ln的输出来看负载R_L时负载R_L的有效阻抗Z’₁的乘积等于1/4波长输出线Out_Tr_Ln的阻抗Z_T的平方。因此，以下表达式成立：

Z₁＝Z_T ²/Z’₁＝Z_T ²/R_L(1+I₂/I’₁)＝Z_T ²/R_L(1+α)

【表达式4】

α＝I₂/I’₁＝Z’₁/Z₂ 【表达式5】

当RF输入信号RF_In的信号振幅处于低水平时偏置在C类的第二末级放大器Amp2处于关闭状态的情况下，即α＝0时，有效阻抗Z’₁及负载阻抗Z₂和Z₁由以下给出：

Z’_1，α＝0＝R_L，Z_2，α＝0＝∞，Z_1，α＝0＝Z_T ²/R_L 【表达式6】

当RF输入信号RF_In的信号振幅处于高水平时偏置在C类的第二末级放大器Amp2完全处于开启状态的情况下，即α＝1时，有效阻抗Z’₁及负载阻抗Z₂和Z₁由以下给出：

Z’_1，α＝1＝2R_L，Z_2，α＝1＝2R_L，Z_1，α＝1＝Z_T ²/2R_L【表达式7】

由表达式6和7可见，第一末级放大器Amp1的负载阻抗Z₁和第二末级放大器Amp2的负载阻抗Z₂被调制。如果Z_T＝2R_L，则当α＝0时，第一末级放大器Amp1的负载阻抗Z₁为4R_L，且当α＝1时，第一末级放大器Amp1的负载阻抗Z₁和第二末级放大器Amp2的负载阻抗Z₂为2R_L。

这样，使用图6所示的多赫蒂型RF功率放大器，通过在RF输入信号RF_In的信号振幅处于低水平的低功率操作中，仅由激活具有4R_L的高阻抗的负载阻抗Z₁的、低偏置的第一末级放大器Amp1产生功率来实现高效率。在RF输入信号RF_In的信号振幅处于高水平的高功率操作中，高偏置的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2在最大功率效率处饱和，并行激活具有2R_L的中间阻抗的负载阻抗Z₁，由此产生全功率。

图6所示的用于基站中的高功率RF功率放大器需要大约4到8cm长度的1/4波长输出线Out_Tr_Ln和1/4波长输入线In_Tr_Ln。因此，图5所示的RF功率放大器不适于用作包含在要求部件小型化的便携式电话之类的通信设备终端中的RF功率放大器。然而，图6所示的RF功率放大器能够用作在允许某种程度的大型化的基站中使用的高功率RF功率放大器。

图7是示出本发明另一实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器包含在诸如便携式电话之类的通信设备终端中。除了用HBT(异质结双极型晶体管)代替了用作第一和第二放大器件Q1和Q2的LDMOS晶体管之外，图7所示的RF功率放大器与图1所示的相同。因此，第一放大器件Q1的第一有效器件尺寸和第二放大器件Q2的第二有效器件尺寸是每个HBT的发射极面积或发射极指数(finger number)。HBT的发射极区域具有二维、梳状外形，并且梳状形状的梳齿称为指。一个发射极指的面积是单位发射极面积A_E，因此发射极指数为N(N＞2)的HBT的总发射极面积由N·A_E给出。例如，在图7中，第一放大器件Q1是发射极指数为30的HBT，第二放大器件Q2是发射极指数为60的HBT。

图11是示出当HBT的发射极指数改变为30、45和60时，输出功率P_out(dBm)与功率附加效率PAE(％)之间关系的曲线图。在此，在3.5伏下的操作之间进行比较。于是如图11所示，使用发射极指数为30的小规模HBT，在大约33.4dBm的低输出功率P_out(dBm)的情况下，获得了约77.5％的高功率附加效率PAE(％)；对于发射极指数为45的中等规模HBT，在大约33.6dBm的中等输出功率P_out(dBm)的情况下，获得了约74.5％的高功率附加效率PAE(％)；对于发射极指数为60的大规模HBT，在大约34dBm的高输出功率P_out(dBm)的情况下，获得了约73％的相对低的功率附加效率PAE(％)。

图8是示出本发明另一实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器包含在诸如便携式电话之类的通信设备终端中。图8所示的RF功率放大器在以下几点与图1所示的RF功率放大器不同。第一点区别是，本实施例的RF功率放大器包括第一级驱动放大器1st_AMP和第二级驱动放大器2nd_AMP，其通过输入匹配电路In_MN来启动向图1所示的位于最末放大级的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的输入。第一级驱动放大器1st_AMP将来自RF输入信号端RF_In的RF输入信号放大为RF放大信号。第二级驱动放大器2nd_AMP将来自第一级驱动放大器1st_AMP的RF放大信号放大为RF放大信号。此外，来自第二级驱动放大器2nd_AMP的RF放大信号被位于最末放大级的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2放大。来自最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的RF放大信号RF_Out通过输出匹配电路Out_MN提供给用于发射的天线(未示出)。

图8所示的RF功率放大器与图1所示的RF功率放大器的第二点区别是增加了如下的功能：响应于来自输出匹配电路Out_MN的RF放大输出信号PF_Out的电平，控制提供给漏极或集电极的电源电压的电平。如在第二个研究结果中所述，当RF功率放大器的输出功率P_out高时，使用较高的电源电压Vdd能够改善功率附加效率PAE。与此相反，当RF功率放大器的输出功率P_out低时，使用较低的电源电压Vdd能够改善功率附加效率PAE。从图16可以理解这一点。因此，为了实现这种控制功能，被提供了斜坡电压Vramp和参考电压Vref的控制放大器Cnt1_Amp的输出信号Vcnt被用于控制DC-DC转换器DC-DC_Conv的DC输出电压。斜坡电压Vramp是发射功率指定信号，用于指定发送到RF功率放大器的功率，该功率与基站和便携式电话终端工具之间的距离成比例，并且通过RF IC从基带LSI等基带信号处理单元提供给RF功率放大器。DC-DC转换器DC-DC_Conv从作为DC输入电压的外部电源电压Vdd产生DC输出电压。当斜坡电压Vramp上升时，来自DC-DC转换器DC-DC_Conv的DC输出电压在根据控制放大器Cnt1_Amp的输出信号Vcnt受到控制的同时增加。相反，当斜坡电压Vramp降低时，来自DC-DC转换器DC-DC_Conv的DC输出电压在根据控制放大器Cnt1_Amp的输出信号Vcnt受到控制的同时减小。通过第一和第二电源电压提供电路DBC1和DBC2将DC输出电压提供给最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的漏极或集电极，作为提供给漏极或集电极的电源电压。第一和第二电源电压提供电路DBC1和DBC2分别产生第一和第二电源电压Vdd1和Vdd2。

图8所示的RF功率放大器与图1所示的RF功率放大器的第三点区别是增加了如下的APC控制功能：将输出匹配电路Out_MN的RF放大输出信号PF_Out的电平控制在斜坡电压Vramp的电平(APC：自动功率控制)。由此，为了实现这种控制功能，检测RF放大输出信号PF_Out的电平，并在检测结果的基础上来控制RF功率放大器的总增益。

通过输出匹配电路Out_MN得到的最末放大级的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的RF功率放大信号PF_Out通过功率耦合器PCPL部分提供给功率检测器PW_Det的输入端，用于功率水平检测。将来自功率检测器PW_Det的输出的功率水平检测输出信号Vdet提供给误差放大器Err_Amp的反相输入端(-)。另一方面，将斜坡电压Vramp提供给误差放大器Err_Amp的非反相输入端(+)。因此，当斜坡电压Vramp上升时，从第一级和第二级驱动输入偏置电路1stGBC和2ndGBC提供给第一级和第二级驱动放大器1st_AMP和2nd_AMP的栅极或基极的输入偏置电压的电平增大。结果，第一级和第二级驱动放大器1st_AMP和2nd_AMP的放大增益上升，从而提供给最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的输入端的RF输入信号的电平增大。同样，当斜坡电压Vramp上升时，通过第一和第二末级输入偏置电路GBC1和GBC2提供给最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2中的每一个的栅极或基极的输入偏置电压的电平也同样上升。而且，当斜坡电压Vramp上升时，DC-DC转换器DC-DC_Conv的DC输出电压也上升。将DC输出电压通过第一和第二电源电压提供电路DBC1和DBC2提供给最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的漏极或集电极，作为提供给漏极或集电极的电源电压。

与此相反，当与所提供的斜坡电压Vramp的电平相比，RF功率放大信号PF_Out的电平过高时，通过APC控制使RF功率放大器的总增益降低。当RF功率放大信号PF_Out的电平过高时，提高功率检测器PE_Det的输出电平，而降低误差放大器Err_AMP的输出电平。结果，从第一级和第二级驱动输入偏置电路1stGBC和2ndGBC提供给第一级和第二级驱动放大器1st_AMP和2nd_AMP的栅极或基极的输入偏置电压的电平被降低。同样，通过第一和第二末级输入偏置电路GBC1和GBC2提供给最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的栅极或基极的输入偏置电压的电平同样被降低。以这种方式，通过APC控制来降低RF功率放大器的总增益。

理想的是，图8所示的RF功率模块的、用于从外部提供的外部电源电压Vdd产生电平受控DC输出电压的DC-DC转换器DC-DC_Conv是功耗降低类型1。

图9是示出具有这样的低功耗特性的开关稳压器型DC-DC转换器DC-DC_Conv的电路结构的电路图。

如图所示，根据用作高端开关的功率MOS晶体管M1的导通(ON)期间和用作低端开关的功率MOS晶体管M2的导通(ON)期间的占空比来控制电平受控DC输出电压Vout的电平。被由线圈Lf1和电容Cf1组成的低通滤波器平滑后的DC输出电压Vout通过负反馈分压电阻Rf1和Rf2提供给误差放大电路ERA的反相输入端(-)。由DC放大器DC_Amp对来自图8所示的控制放大器Cnt1_AMP的输出的控制电压Vcnt进行DC放大。将来自DC放大器DC_Amp的DC输出电压提供给误差放大电路ERA的非反相输入端(+)。将来自误差放大电路ERA的DC输出电压提供给电压比较器CMP的非反相输入端(+)。将由三角波信号发生器Tr_Wv产生的、用于PWM(脉冲宽度调制)控制的参考三角波信号提供给电压比较器CMP的反相输入端(-)。

当由低通滤波器进行平滑后的DC输出电压Vout的电平减小时，误差放大电路ERA的DC输出电压的电平上升。于是，来自电压比较器CMP的PWM输出的低电平脉冲的宽度被缩短。此外，用作高端开关的功率MOS晶体管M1的导通(ON)期间被延长，而用作低端开关的功率MOS晶体管M2的导通(ON)期间被缩短。结果，执行负反馈控制，以便提高DC输出电压Vout的电平。

另一方面，当控制电压Vcnt的电平上升时，误差放大电路ERA的DC输出电压的电平增大。于是，来自电压比较器CMP的PWM输出的低电平脉冲的宽度被缩短。结果，用作高端开关的功率MOS晶体管M1的导通(ON)期间被延长，而用作低端开关的功率MOS晶体管M2的导通(ON)期间被缩短。结果，提高了DC输出电压Vout的电平。

图10是示出相对于图8所示的RF功率放大器中的APC控制电压Vapc和斜坡电压Vramp，如何来控制以下三个电平的曲线图：(1)第一级和第二级驱动放大器1st_AMP和2nd_AMP的输入偏置电压的电平；(2)最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的输入偏置电压的电平；及(3)最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的电源电压的电平。

如已经说明的那样，根据APC控制电压Vapc的电平来控制RF功率放大器的第一级和第二级驱动放大器1st_AMP和2nd_AMP的输入偏置电压的电平、以及最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的输入偏置电压的电平。根据斜坡电压Vramp的电平来控制最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的电源电压的电平。

在图中，第一级驱动放大器1st_AMP的输入偏置电压1stVgb、第二级驱动放大器2nd_AMP的输入偏置电压2ndVgb、以及最末放大级中的第一末级放大器Amp1的AB类的第一放大器件Q1的输入偏置电压3rd_11Vgb从一开始就高于N沟道MOS晶体管的栅极阈值电压VthN(0.8伏)，并与APC控制电压Vapc的增加成比例地上升。另一方面，虽然最末放大级中的第二末级放大器Amp2的C类第二放大器件Q2的输入偏置电压3rd_2Vgb与APC控制电压Vapc的增加成比例地上升，但将其设定为低于N沟道MOS晶体管的栅极阈值电压VthN(0.8伏)。

当APC控制电压Vapc处于低电平时，提供给最末放大级中的第一末级放大器Amp1的AB类第一放大器件Q1的漏极的第一电源电压Vdd1也被控制在低电平。结果，当具有小器件尺寸的AB类第一放大器件Q1产生低输出功率P_out时，能够改善功率附加效率PAE。另外，当斜坡电压Vramp处于高电平时，提供给最末放大级中的第二末级放大器Amp2的C类第二放大器件Q2的漏极的第二电源电压Vdd2也被控制在高电平。结果，当具有大器件尺寸的C类第二放大器件Q2产生高输出功率P_out时，能够改善功率附加效率PAE。与此相反，当斜坡电压Vramp处于低电平时，提供给最末放大级中的第一末级放大器Amp1的AB类第一放大器件Q1的漏极的第一电源电压Vdd1也被控制在低电平。结果，当具有小器件尺寸的AB类第一放大器件Q1产生低输出功率P_out时，能够改善功率附加效率PAE。

图12是示出本发明另一实施例的RF功率放大器的电路图，该RF功率放大器包含在诸如便携式电话之类的通信设备终端中。图12所示的RF功率放大器与图8所示的RF功率放大器的区别在于以下几点。第一点区别是，最末放大级中的第一末级放大器Amp1包括与第一放大器件Q1A的输入和输出并联连接的第三放大器件Q1B。第一放大器件Q1A、第三放大器件Q1B和第二放大器件Q2是通过相同的制造工艺在公共半导体芯片Chip1上形成的相同的N沟道LDMOS。将第一放大器件Q1A的栅极宽度Wgq1A和第三放大器件Q1B的栅极宽度Wgq1B设定为基本上是第二放大器件Q2的栅极宽度Wgq2的一半。

图12所示的RF功率放大器与图8所示的RF功率放大器的第二点区别是，MEMS开关MEMS_SW被连接在第一放大器件Q1A的输入端与第三放大器件Q1B的输入端之间，根据由开关驱动电路SW_Drv提供的开关驱动信号SW_Cnt来控制MEMS开关MEMS_SW的通断操作。可以在形成第一放大器件Q1A、第三放大器件Q1B和第二放大器件Q2的半导体芯片上制成MEMS开关MEMS_SW，其中用于制成MEMS开关的制造工艺可以与非专利文献4中所述的用于形成第一到第三放大器件的制造工艺相同。将来自误差放大器Err_Amp的APC控制电压Vapc提供给开关驱动电路SW_Drv。

当RF功率放大器的RF功率输出P_out处于低或中等水平时，来自误差放大器Err_Amp的APC控制电压Vapc也处于低电平。根据来自开关驱动电路SW_Drv的低电平开关驱动信号SW_Cnt，将MEMS开关MEMS_SW控制在切断状态，且将第三放大器件Q1B控制在切断状态。

当RF功率放大器的RF功率输出P_out处于低或中等水平时，如同图8所示的RF功率放大器的情况，第一放大器件Q1A的输入端的第一偏置电压3rd_1Vgb(Vg1)被设定为高于第二放大器件Q2的输入端的第二偏置电压3rd_2Vgb(Vg2)。因此，将第一放大器件Q1A设置成使其工作在从B类到AB类的任意一个工作类，其中B类具有π(180°)的导通角，AB类具有π(180°)到2π(360°)的导通角，并且将第二放大器件Q2设置成使其工作在具有低于π(180°)导通角的C类。

结果，当RF功率放大器的RF功率输出P_out处于低和中等水平之间的水平时，相对于图8所示RF功率放大器的情况下的、在低和中等水平之间水平的RF功率输出P_out，能够在图12所示的RF功率放大器中实现高功率附加效率PAE。

当RF功率放大器的RF功率输出P_out处于高水平时，来自误差放大器Err_Amp的APC控制电压Vapc处于高电平，根据来自开关驱动电路SW_Drv的高电平开关驱动信号SW_Cnt，将MEMS开关MEMS_SW控制在导通状态，并且将第三放大器件Q1B控制在导通状态。

当RF功率放大器的RF功率输出P_out处于高水平时，设定第一和第三放大器件Q1A和Q1B输入端的第一偏置电压3rd_1Vgb(vg1)以及第二放大器件Q2输入端的第二偏置电压3rd_2Vgb(Vg2)，以使得第一和第三放大器件Q1A和Q1B中的每一个都可工作于B类和AB类之间的任意一个工作类，第二放大器件Q2也可工作于B类和AB类之间的任意一个工作类，其中B类具有π(180°)的导通角，AB类具有π(180°)到2π(360°)的导通角。

结果，当RF功率放大器的RF功率输出P_out处于高水平时，图12所示的RF功率放大器构成DD-CIMA型功率放大器。因此，当RF功率输出P_out处于高水平时，能够实现高功率附加效率PAE。

可以与图8所示的RF功率放大器类似地对图12所示的RF功率放大器进行配置。例如，图12所示RF功率放大器的DC-DC转换器DC-DC_Conv可以由图9所示的开关稳压器组成。另外，第一放大器件Q1A、第三放大器件Q1B和第二放大器件Q2可以是通过相同的制造工艺在相同的半导体芯片Chip1上形成的LDMOS或HBT。

图13是示出相对于图12所示的RF功率放大器中的APC控制电压Vapc和斜坡电压Vramp，如何控制以下三个电平的曲线图：(1)第一级和第二级驱动放大器1st_AMP和2nd_AMP的输入偏置电压的电平；(2)最末放大级中的第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的输入偏置电压的电平；及(3)第一和第二末级放大器Amp1和Amp2的电源电压的电平。

如图所示，当RF功率放大器的RF功率输出P_out变为高水平时，来自误差放大器Err_Amp的APC控制电压Vapc也变为高电平，并且将MEMS开关MEMS_SW控制在导通状态。于是，第三放大器件Q1B开始在AB类中的操作，由此与第一和第三放大器件Q1A和Q1B并行地开始AB类操作。几乎与此同时，第二放大器件Q2的第二偏置电压3rd_2Vgb(Vg2)从低于栅极阈值电压VthN的状态改变到高于栅极阈值电压的状态，随后第二放大器件Q2所执行的操作从C类操作改变到AB类操作。

作为RF功率放大器模块的应用的设备的俯视图

图14是包括本发明实施例的RF功率放大器模块的设备的俯视图。如图所示，将用于约800到约900MHz之间的低RF波段的RF功率放大器设置在包括RF功率放大器模块100的设备的上半部分，将用于接近约1600到约1800MHz范围的高RF波段的RF功率放大器设置在该设备的下半部分。RF功率放大器模块100的多层布线板103具有四边形的外形。沿着四边形的每一条边形成多个外部连接端，其每一个都具有半圆形的外形。半圆形外部连接端借助于焊接与便携式电话等移动通信终端设备的主板上的多段布线相连。多个外部连接端不限于半圆形，也可以采用直线形式。

将低RF输入信号RF_In_L和高RF输入信号RF_In_H提供给沿着四边形左侧的外部连接端。将第一低RF功率放大器芯片CHIP_L的外部电源电压Vdd和第二高RF功率放大器芯片CHIP_H的外部电源电压Vdd分别提供给沿着四边形上下边的外部连接端。第一低RF功率放大器芯片CHIP_L和第二高RF功率放大器芯片CHIP_H的每一个都包括图8或图12中示出的第一级和第二级驱动放大器1st_AMP和2nd_AMP以及第一和第二末级放大器Amp1和Amp2。输入到沿着四边形左侧的端子的低和高RF输入信号RF_In_L和RF_In_H通过布线分别提供给第一低RF功率放大器芯片CHIP_L和第二高RF功率放大器芯片CHIP_H的第一级驱动放大器1st_AMP的第一级放大晶体管Q1L和Q1H的基极输入。第一低RF功率放大器芯片CHIP_L和第二高RF功率放大器芯片CHIP_H的末级放大输出信号的每一个都通过用于增加电流容量的四条布线连接到输出焊盘Vout_L和Vout_H上。焊盘Vout_L和Vout_H连接到第一和第二输出匹配电路的带状线SL_L和SL_H的一端。带状线SL_L和SL_H的另一端分别连接到第一和第二输出匹配电路的电容C1L和C1H，并分别连接到第一和第二高通滤波器的电容C2L和C2H的一端。第一和第二高通滤波器的电容C2L和C2H的另一端分别连接到第一和第二高通滤波器的电感L4L和L4H。第一和第二高通滤波器的电容C2L和C2H的另一端还分别连接到沿着四边形右侧的两个RF输出信号端RF_Out_L和RF_Out_H。此外，通过沿着四边形右侧的端子，将低斜坡电压Vramp_L和高斜坡电压Vramp_H提供给低RF功率检测和误差放大器电路芯片PW_Det&Err_Amp_L以及高RF功率检测和误差放大器电路芯片PW_Det&Err_Amp_H。在第一低RF功率放大器芯片CHIP_L和第二高RF功率放大器芯片CHIP_H之间的基本上中间的部分上设置了由图9所示的DC-DC转换器DC-DC_Conv、线圈Lf1和电容器芯片Cf1组成的半导体芯片，线圈Lf1和电容器芯片Cf1构成低通滤波器；DC-DC转换器和低通滤波器由RF功率放大器芯片共用。

接下来，将说明作为本发明其它实施例的实施例A到L。

实施例A

图18是示出与本发明相关的实施例A的高频功率放大器的框图。实施例A的高频功率放大器100包括：并联设置的多个功率放大器(AMP1)110和(AMP2)111(在此用两个功率放大器作为例子)；以及形成在单片电路板上的多个偏置控制电路(Bias_cont1)112和(Bias_cont2)113，其每一个都根据输入信号的调制方法，将多个功率放大器110和111中的对应的一个控制于偏置中。功率放大器110和111每一个都具有通过信分配部连接到高频信号输入端101的输入端、以及通过信号合成部连接到高频信号输出端102的输出端。偏置控制电路112和113每一个都具有连接到调制信号信息输入端105的输入端、以及连接到功率放大器110和111中的对应的一个的控制端的输出端。

在该高频功率放大器110中，将通过高频信号输入端101输入的高频信号在信号分配部中进行分配，并输入到功率放大器110和111。已经由各个功率放大器110和111放大的高频信号在信号合成部中合并，并通过高频信号输出端102输出。在该操作流程中，用于功率放大器110的偏置控制电路112和用于功率放大器111的偏置控制电路113每一个都通过调制信号信息输入端105接收调制信号信息，即与调制输入信号的方法有关的信息，由此将相关的功率放大器的偏置设定为与调制波信号对应的值，其中假设这种信息包括一种调制波和调制波信号的功率，并且是从基带部、RFIC部等提供的。

例如，基于与来自调制信号信息输入端105的调制信号有关的信息，在图19中示出了偏置控制电路中的调制的偏置条件。在通过调制信号信息输入端105提供了表示输入信号已经按照CDMA、WCDMA等进行了调制的信息的情况下，将并联设置以使得功率放大器100作为线性放大器工作的功率放大器110和111的偏置设定为对功率放大器是共同的，并使得功率放大器可以工作于A到B类中的一个(线性放大模式)。此外，在通过调制信号信息输入端105提供了表示输入信号已经按照GSM等进行了调制的信息的情况下，功率放大器100无需作为线性放大器工作，因此对并联设置的两个功率放大器110和111中的一个的偏置进行改变并设定，以使得这一个功率放大器可工作于B到C类中的一个，以增加整个放大器的效率(非线性放大模式)。顺便说一句，其偏置被改变的这一个功率放大器是图19中的功率放大器111。

因此，根据该实施例，由于如上所述使高频功率放大器进入线性放大模式或非线性放大模式，因此能够使功率放大器的特性具有连续性。向将要开始使用的线性放大模式或非线性放大模式的切换不会导致取决于如图20所示的输入功率(P_in)量的、线性和非线性模式之间的特性的切换。因此，可以提供一种高频功率放大器，可以抑制功率增益(Gain)、功率附加效率(PAE)、相位差等的急剧和迅速变化。

该实施例的高频功率放大器100例如可以包括：设置在信号分配部中的功率分配电路，其用于在功率放大器的输入侧向并联设置的两个功率放大器110和111提供输入信号；以及设置在信号合成部中的功率合成电路，用于在功率放大器的输出侧合成被功率放大器110和111放大之后的高频信号。这同样适用于以下所述的实施例。

根据这样的设置，通过高频信号输入端101输入的高频信号被功率分配电路分开，并输入到功率放大器110和111。被功率放大器110和111放大后产生的高频信号被功率合成电路合成，并从高频信号输出端102输出。利用这样的设置能够取得相同的效果。

实施例B

图21是示出本发明实施例B的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器200包括：功率放大器(AMP1)210和(AMP2)211；偏置控制电路(Bias_cont1)212和(Bias_cont2)213；高频信号输入端201；以及高频信号输出端202。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MOD RF_IC)214，其包括信号调制部和从外部与其连接的信号源(Signal)215。

在该实施例的高频功率放大器200中，包括信号调制部的RF_IC部214提供调制信号信息。要输入到高频功率放大器200的高频信号输入端201的高频信号从外部信号源215通过RF_IC部214发送到输入端。其它操作与实施例A的高频功率放大器相同。

因此，利用该实施例，通过从RF_IC部214取得调制信号信息，能够获得与实施例A相同的效果。

实施例C

图22是示出本发明实施例C的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器300包括：功率放大器(AMP1)310和(AMP2)311；偏置控制电路(Bias_cont1)312和(Bias_cont2)313；分布参数线路(TRL_IN1)303、(TRL_OUT1)304和(TRL_OUT2)305；高频信号输入端301；以及高频信号输出端302。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MOD RF_IC)314，其包括信号调制部和从外部与其连接的信号源(Signal)315。

对于该实施例的高频功率放大器300，如同图21所示的实施例B的情况，要输入到高频信号输入端301的高频信号从外部信号源315通过包括信号调制部的RF_IC部314发送到输入端。因此，功率放大器从RF_IC部314获得调制信号信息。另外，将由分布参数线路303组成的延迟线路用于在输入信号线路的分支点下游的功率放大器311的输入部。此外，将由分布参数线路304组成的延迟线路用于功率放大器310的输出部。将可以进行操作以将阻抗转换为期望阻抗的分布参数线路305设置在分布参数线路304和功率放大器311的输出部的连接点的下游。其它操作与实施例B的高频功率放大器相同。

因此，该实施例能够提供与由实施例A所获得的效果相同的效果。此外，在该实施例中，将分布参数线路303、304和305用于功率放大器310和311的输入和输出部，从而可以提供对负载变化有抵抗性的高频功率放大器。

如同该实施例中的情况，在将延迟线路用于功率放大器311和310的输入和输出部的情况下，可以使用集总参数器件来代替各个分布参数线路。在此情况下也能够取得相同的效果。

实施例D

图23是示出本发明实施例D的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器400包括：功率放大器(AMP1)410和(AMP2)411；偏置控制电路(Bias_cont1)412和(Bias_cont2)413；分布参数线路(TRL_IN1)403、(TRL_OUT1)404和(TRL_OUT2)405；高频信号输入端401；以及高频信号输出端402。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MOD RF_IC)414，其包括信号调制部和从外部与其连接的信号源(Signal)415。

该实施例的高频功率放大器400与图22所示实施例C的高频功率放大器的区别在于，形成高频功率放大器的输入部的、由分布参数线路403组成的延迟线路被用于功率放大器410的输入部，形成高频功率放大器的输出部的、由分布参数线路404组成的延迟线路被用在功率放大器411的下游。其它操作与实施例C的高频功率放大器相同。

因此，尽管在该实施例中，分布参数线路403、404和405的位置不同，但能够获得与实施例C所实现的效果相同的效果。

实施例E

图24是示出本发明实施例E的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器500包括：功率放大器(AMP1)510和(AMP2)511；偏置控制电路(Bias_cont1)512和(Bias_cont2)513；输入匹配电路(MN_IN1)503和(MN_IN2)504；输出匹配电路(MN_OUT1)505、(MN_OUT2)506和(MN_OUT3)507；高频信号输入端501；以及高频信号输出端502。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MOD RF_IC)514，其包括信号调制部和从外部与其连接的信号源(Signal)515。

在该实施例的高频功率放大器500中，为功率放大器510设置了输入匹配电路503和输出匹配电路505；将输入匹配电路504和输出匹配电路506用于功率放大器511。另外，将用于执行与期望阻抗的匹配的输出匹配电路(MN_OUT3)507设置在输出匹配电路505和506的输出部的连接点的下游。

此外，对于高频功率放大器500，在用于功率放大器510和511的输入匹配电路503和504以及输出匹配电路505和506中引起的相位变化不一定在输入匹配电路503和504之间以及输出匹配电路505和506之间相一致。只要相位变化的总量在第一路线与第二路线之间不变，这种相位变化就不会有问题，其中第一路线从输入匹配电路503通过功率放大器510延伸到输出匹配电路505，第二路线从输入匹配电路504通过功率放大器511延伸到输出匹配电路506。例如，在输入匹配电路503中的相位为-90°、输入匹配电路504中为0°的情况下，当输出匹配电路505中的相位为0°、输出匹配电路506中为-90°时，第一和第二路线能够在相位上彼此相同。

因此，该实施例能够提供与实施例A所获得的效果相同的效果。此外，在该实施例中，将输入匹配电路503和504以及输出匹配电路505、506和507用于功率放大器510和511的输入和输出部，从而可以提供对相位变化有抵抗性的高频功率放大器。

实施例F

图25是示出本发明实施例F的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器600包括：功率放大器(AMP1)610和(AMP2)611；偏置控制电路(Bias_cont1)612和(Bias_cont2)613；高频信号输入端601a和601b；以及高频信号输出端602。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MODRF_IC)614，其包括信号调制部和从外部与其连接的信号源(Signal)615。

对于该实施例的高频功率放大器600，与图21所示实施例B有关的电路的输入端部分被高频信号输入端601a和601b的组合所代替。因此，高频功率放大器通过端子601a和601b工作于差动输入。然而，其它操作与实施例B的高频功率放大器相同。

因此，该实施例能够提供与实施例B所获得的效果相同的效果。此外，在该实施例中，使用了高频信号输入端601a和601b，来代替图21所示的高频功率放大器的输入端部分，从而可以提供适用于差动输入的高频功率放大器。

实施例G

图26是示出本发明实施例G的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器700包括：功率放大器(AMP1)710和(AMP2)711；偏置控制电路(Bias_cont1)712和(Bias_cont2)713；分布参数线路(TRL_IN1)703、(TRL_IN2)704、(TRL_OUT1)705和(TRL_OUT2)706；高频信号输入端701a和701b；以及高频信号输出端702。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MOD RF_IC)714，其包括信号调制部和从外部与其连接的信号源(Signal)715。

在该实施例的高频功率放大器700中，图22所示实施例C的电路的输入端部分被高频信号输入端701a和701b的组合所代替。因此，高频功率放大器通过端子701a和701b工作于差动输入。将由分布参数线路703组成的延迟线路和由分布参数线路704组成的延迟线路分别用于功率放大器710和功率放大器711的输入部。此外，将由分布参数线路705组成的延迟线路用于功率放大器710的输出部。可进行操作以将阻抗转换为期望阻抗的分布参数线路706被设置在分布参数线路705和功率放大器711的输出部的连接点的下游。其它操作与实施例C的高频功率放大器相同。

因此，该实施例能够提供与实施例C所获得的效果相同的效果。此外，在该实施例中，使用了高频信号输入端701a和701b，来代替图22所示的高频功率放大器的输入端部分，从而可以提供适用于差动输入的高频功率放大器。

实施例H

图27是示出本发明实施例H的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器800包括：功率放大器(AMP1)810和(AMP2)811；偏置控制电路(Bias_cont1)812和(Bias_cont2)813；分布参数线路(TRL_IN1)803、(TRL_IN2)804、(TRL_OUT1)805和(TRL_OUT2)806；高频信号输入端801a和801b；以及高频信号输出端802。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MOD RF_IC)814，其包括信号调制部和从外部与其连接的信号源(Signal)815。

与图26所示实施例G的高频功率放大器不同，在高频功率放大器800中，分布参数线路(TRL_OUT1)805用于功率放大器811的输出部。其操作与实施例G的高频功率放大器相同。

因此，该实施例能够提供与实施例G所获得的效果相同的效果。

实施例I

图28是示出本发明实施例I的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器900包括：功率放大器(AMP1)910和(AMP2)911；偏置控制电路(Bias_cont1)912和(Bias_cont2)913；输入匹配电路(MN_IN1)903和(MN_IN2)904；输出匹配电路(MN_OUT1)905、(MN_OUT2)906和(MN_OUT3)907；高频信号输入端901a和901b；以及高频信号输出端902。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MOD RF_IC)914，其包括信号调制部和从外部与其连接的信号源(Signal)915。

在该实施例的高频功率放大器900中，图24所示实施例E的电路的输入端部分被高频信号输入端901a和901b的组合所代替。因此，高频功率放大器通过端子901a和901b工作于差动输入。其它操作与实施例E的高频功率放大器相同。

因此，该实施例能够提供与实施例E所获得的效果相同的效果，并能够提供适用于差动输入的高频功率放大器。

实施例J

图29是示出本发明实施例J的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器1000包括：功率放大器(AMP1)1010和(AMP2)1011；偏置控制电路(Bias_cont1)1012和(Bias_cont2)1013；开关控制电路(SW con)1004；以及高频信号输入端1001。此外，该高频功率放大器还具有RF_IC部(MODRF_IC)1014，其包括信号调制部和从外部连接在其输入侧的信号源(Signal)1015。另外，在其输出侧连接了天线开关(ANT_SW2)1016和(ANT_SW1)1017、双工器1018和天线1002。图29示出了诸如便携式电话终端之类的收发器，其具有发射机电路的高频功率放大器1000，包括开关和双工器的前端部分以及接收机电路1019。

在该实施例的高频功率放大器1000中，在其发射机侧，从功率放大器1010和1011发送出的高频信号输出通过天线开关1016和双工器1018，到达天线1002。在接收机侧，通过天线1002接收的信号经过双工器1018和天线开关1017，到达接收机电路1019。在该过程中，执行通过高频信号线路将用于切换天线的操作的DC偏置提供给天线开关1016和1017的操作。具体地，开关控制电路1004将信息叠加在输出信号上，该信息用于为了切断通往天线1002的路线而控制天线开关1016和1017的启用和停用。其它操作与实施例B的高频功率放大器相同。

因此，该实施例能够提供与实施例B所获得的效果相同的效果。此外，在该实施例中，设置了发射机电路和接收机电路，从而可以提供包含高频功率放大器的收发器。

实施例K

图30是示出本发明实施例K的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器1100包括：功率放大器(AMP1a)1110a、(AMP1b)1110b、(AMP2a)1111a和(AMP2b)1111b；偏置控制电路(Bias_cont1a)1112a、(Bias_cont1b)1112b、(Bias_cont2a)1113a和(Bias_cont2b)1113b；高频信号输入端1101；高频信号输出端1102；及调制信号信息输入端1105。

该实施例的高频功率放大器1100采用多级形式，通过用第一级和第二级功率放大器1110a和1110b的组合、以及第一级和第二级功率放大器1111a和1111b的组合分别代替图18所示实施例A的电路的功率放大器(AMP1)110和(AMP2)111来设置其电路。在该实施例中，各个功率放大器的偏置条件设定为如图31所示。具体地，在线性放大模式的情况下，将功率放大器1110a和1110b及功率放大器1111a和1111b的偏置设定为对功率放大器是共同的，并使得功率放大器可工作在A到B类中的一个。在非线性放大模式的情况下，将功率放大器1110a和1110b的组合与功率放大器1111a和1111b的组合中的一个(在此是功率放大器1111a和1111b的组合)的偏置进行改变和设定，以使得功率放大器的这一个组合可工作在B到C类中的一个。

尽管在此采用了两级放大器的例子，但也适用于功率放大器由两级或更多级构成的情况。此外，基本操作与实施例A中的操作相同。

因此，该实施例能够提供与实施例A所获得的效果相同的效果。此外，在该实施例中，例如通过为一个功能单元设置第一级和第二级功率放大器1110a和1110b的组合，为另一个功能单元设置第一级和第二级功率放大器1111a和1111b的组合，每一个功率放大器都成为多级放大器。这使得可以提供能够以多级形式制造的高频功率放大器。

实施例L

图32是示出本发明实施例L的高频功率放大器的框图。该实施例的高频功率放大器1200包括：功率放大器(AMP0)1209、(AMP1)1210和(AMP2)1211；偏置控制电路(Bias_cont0)1214、(Bias_cont1)1212和(Bias_cont2)1213；高频信号输入端1201；高频信号输出端1202；以及调制信号信息输入端1205。

该实施例的高频功率放大器1200具有与图30所示实施例K的电路相似的多级放大器结构。在高频功率放大器1200中，通往第一级功率放大器1209的电路部件被共用，但随后，线路被分为通往第二级功率放大器1210的一条和用于功率放大器1211的一条。尽管在该实施例中，偏置控制电路1214独立于第二级中的功率放大器1210和1211的偏置来控制第一级功率放大器1209的偏置，但也可以与由偏置控制电路1212和偏置控制电路1213控制的偏置相一致地来控制第一级功率放大器1209的偏置。在该实施例中，如图33所示来对各个功率放大器的偏置条件进行设定。具体地，在线性放大模式的情况下，功率放大器1209、1210和1211的偏置设定为对功率放大器是共同的，并使得功率放大器可工作在A到B类中的一个。此外，在非线性放大模式的情况下，对功率放大器1211的偏置进行改变和设定，以使得功率放大器1211可工作在B到C类中的一个。

注意，第一级的功率放大器1209以及第二级的功率放大器1210和1211可以是多级放大器，其每一个都由两级或更多级组成。

因此，该实施例能够提供与实施例K所获得的效果相同的效果。

尽管在上面基于实施例具体说明了由发明者所做出的本发明，但本发明并不限于此。毫无疑问，可以做出各种变化和修改，而不会脱离本发明的范围。

例如，使用图8所示的RF功率放大器，除了用于检测发射输出功率水平、检测RF功率放大器的发射功率的功率耦合器PCPL之外，还可以采用电流传感检测器。当使用电流传感检测器时，检测器及放大器器件与RF功率放大器的末级功率放大器件并联连接，并且与末级功率放大器件的DC/AC工作电流成比例的小检测DC/AC工作电流流过检测器及放大器器件。

第一和第二放大器件Q1和Q2每一个都可以用MESFET的N沟道场效应晶体管或由诸如GaAs和InP之类的化合物半导体组成的HEMT来代替。

Claims

1、一种RF功率放大器，包括：

第一放大器件；及

第二放大器件，

其中在公共的半导体芯片上形成第一和第二放大器件，作为并联连接在输入端和输出端之间的末级功率放大器件，

第一放大器件的输入端的第一偏置电压被设定为高于第二放大器件的输入端的第二偏置电压，以使得第一放大器件可工作于具有π(180°)的导通角的B类和具有π(180°)到2π(360°)的导通角的AB类之间的任一工作类，并且第二放大器件可工作于具有低于π(180°)的导通角的C类，并且

将第一放大器件的第一有效器件尺寸有意地设定为小于第二放大器件的第二有效器件尺寸，小的程度超过半导体芯片的制造误差范围。

2、权利要求1的RF功率放大器，其中通过第一负载器件向第一放大器件的输出电极提供第一电源电压，

通过第二负载器件向第二放大器件的输出电极提供第二电源电压，并且

电源提供电路工作，使得第一电源电压的电平响应于RF功率放大器的输出功率水平的减小而减小。

3、权利要求1的RF功率放大器，其中通过第一负载器件向第一放大器件的输出电极提供第一电源电压，

电源提供电路工作，使得第二电源电压的电平响应于RF功率放大器的输出功率水平的上升而上升。

4、权利要求1的RF功率放大器，其中1/4波长输出线连接在输出端与第一放大器件的输出电极之间，并且

1/4波长输入线连接在第二放大器件的输入电极与输入端之间，从而第一和第二放大器件按照多赫蒂系统工作。

5、权利要求2的RF功率放大器，还包括RF驱动及放大级，用于驱动末级功率放大器件，

其中将外部电源电压提供给电源提供电路，并将响应于发射水平指定信号的电平而受到控制的第一和第二电源电压分别提供给第一和第二放大器件。

6、权利要求5的RF功率放大器，其中通过第一负载器件向第一放大器件的输出电极提供第一电源电压，

7、权利要求5的RF功率放大器，其中通过第一负载器件向第一放大器件的输出电极提供第一电源电压，

8、权利要求5的RF功率放大器，其中电源提供电路包括由开关稳压器组成的DC-DC转换器。

9、权利要求5的RF功率放大器，还包括：

功率检测器，用于检测与来自输出端的输出功率有关的水平；

误差放大器，用于在被提供了发射水平指定信号和功率检测器的功率检测信号时，产生自动功率控制信号；

驱动输入偏置电路，用于响应于由误差放大器产生的自动功率控制信号来控制RF驱动及放大级的驱动输入偏置电压的电平；以及

末级输入偏置电路，用于响应于由误差放大器产生的自动功率控制信号，来控制作为末级功率放大器件的第一和第二放大器件的末级输入偏置电压的电平。

10、权利要求1的RF功率放大器，其中第一和第二放大器件中的每一个都是场效应晶体管。

11、权利要求10的RF功率放大器，其中场效应晶体管是LDMOS。

12、权利要求1的RF功率放大器，其中第一和第二放大器件中的每一个都是双极晶体管。

13、权利要求12的RF功率放大器，其中双极晶体管是异质结型。

14、权利要求1的RF功率放大器，其中将第一放大器件的第一有效器件尺寸设定为基本上是第二放大器件的第二有效器件尺寸的一半。

15、权利要求9的RF功率放大器，其中在其上形成有第一和第二放大器件的半导体芯片、功率检测器、误差放大器以及DC-DC转换器都包含在RF功率模块封装中。

16、一种RF功率放大器，包括：

第一放大器件；

第二放大器件；以及

第三放大器件，

其中在公共的半导体芯片上形成第一至第三放大器件，作为并联连接在输入端和输出端之间的末级功率放大器件，

第三放大器件的输入电极通过开关器件连接到第一放大器件的输入电极，

当RF功率输出处于低水平时，将开关器件控制在切断状态，由此将第三放大器件控制在切断状态，

当RF功率输出处于低水平时，将第一放大器件的输入端的第一偏置电压设定为高于第二放大器件的输入端的第二偏置电压，以使得第一放大器件可工作于具有π(180°)的导通角的B类和具有π(180°)到2π(360°)的导通角的AB类之间的任一工作类，并且第二放大器件可工作于具有低于π(180°)的导通角的C类，并且

当RF功率输出处于高水平时，将开关器件控制在导通状态，

当RF功率输出处于高水平时，对(1)第一放大器件的输入端和第三放大器件的输入端的第一偏置电压、(2)第二放大器件的输入端的第二偏置电压进行设定，使得第一和第三放大器件可工作于具有π(180°)的导通角的B类和具有π(180°)到2π(360°)的导通角的AB类之间的任一工作类，并且第二放大器件也可工作于具有π(180°)的导通角的B类和具有π(180°)到2π(360°)的导通角的AB类之间的任一工作类，

将第一放大器件的第一有效器件尺寸和第三放大器件的第三有效器件尺寸设定为基本上彼此相同，但有意地小于第二放大器件的第二有效器件尺寸，小的程度超过半导体芯片的制造误差范围。

17、权利要求16的RF功率放大器，还包括：

RF驱动及放大级，用于驱动末级功率放大器件；以及

电源提供电路，被提供外部电源电压，向第一和第三放大器件提供响应于发射水平指定信号而受到控制的第一电源电压，并向第二放大器件提供受控的第二电源电压。

18、权利要求17的RF功率放大器，其中通过第一负载器件向第一放大器件的输出电极和第三放大器件的输出电极提供第一电源电压，

19、权利要求17的RF功率放大器，其中通过第一负载器件向第一放大器件的输出电极和第三放大器件的输出电极提供第一电源电压，

电源提供电路工作，使得第二电源电压的电平响应于RF功率放大器的输出功率的上升而上升。

20、权利要求17的RF功率放大器，其中电源提供电路包括由开关稳压器组成的DC-DC转换器。

21、权利要求18的RF功率放大器，还包括：

驱动输入偏置电路，用于响应于由误差放大器产生的自动功率控制信号，来控制RF驱动及放大级的驱动输入偏置电压的电平；以及

末级输入偏置电路，用于响应于由误差放大器产生的自动功率控制信号，来控制作为末级功率放大器件的第一到第三放大器件的末级输入偏置电压的电平。

22、权利要求16的RF功率放大器，其中开关器件是形成在半导体芯片上的MEMS开关。

23、权利要求16的RF功率放大器，其中第一到第三放大器件中的每一个都是场效应晶体管。

24、权利要求23的RF功率放大器，其中场效应晶体管是LDMOS。

25、权利要求16的RF功率放大器，其中第一到第三放大器件中的每一个都是双极晶体管。

26、权利要求25的RF功率放大器，其中双极晶体管是异质结型。

27、权利要求16的RF功率放大器，其中将第一放大器件的第一有效器件尺寸和第三放大器件的第三有效器件尺寸设定为基本上是第二放大器件的第二有效器件尺寸的一半。

28、权利要求21的RF功率放大器，其中在其上形成有第一到第三放大器件的半导体芯片、功率检测器、误差放大器以及DC-DC转换器都包含在RF功率模块封装中。

29、一种高频功率放大器，包括：

并联设置的多个动率放大器；以及

偏置控制电路，依据调制输入信号的方法来确定工作模式，并依据所确定的工作模式个别地控制功率放大器的偏置，

其中工作模式包括用于执行线性放大的线性放大模式以及用于执行非线性放大的非线性放大模式，

当工作模式是线性放大模式时，偏置控制电路使得功率放大器的偏置基本相等，当工作模式是非线性放大模式时，使得功率放大器的偏置彼此不同。

30、权利要求29的高频功率放大器，其中当输入信号要求线性放大时，偏置控制电路设定功率放大器的偏置，使得功率放大器可工作于A类和B类之间的任一工作类，

当输入信号要求非线性放大时，偏置控制电路设定至少一个功率放大器的偏置，使得所述至少一个功率放大器可工作于A类和B类之间的任一工作类，并设定其余的功率放大器的偏置，使得所述其余的功率放大器可工作于B类和C类之间的任一工作类。

31、权利要求29的高频功率放大器，其中用于输入信号的线路适用于差动输入。

32、权利要求29的高频功率放大器，其中将用于控制天线开关的启用和停用以切断通往天线的线路的信息叠加到功率放大器的输出信号上。

33、权利要求29的高频功率放大器，还包括：

信号分配部，用于将输入信号提供给功率放大器；以及

信号合成部，用于合成被功率放大器放大的高频信号。

34、权利要求33的高频功率放大器，其中信号分配部包括第一电路，该第一电路使由于信号分配部的分配所产生的信号之间的相位差为90度，

信号合成部包括第二电路，该第二电路使得由功率放大器放大的信号之间的相位差为0度。

35、权利要求34的高频功率放大器，其中第一和第二电路每一个都由分布参数线路组成。

36、权利要求34的高频功率放大器，其中第一和第二电路每一个都由集总参数器件组成。

37、权利要求29的高频功率放大器，其中高频功率放大器是多级放大器，该多级放大器包括多个放大器级，每一级都由并联设置的一组功率放大器组成，并且

所述多个放大器级串联连接。

38、权利要求29的高频功率放大器，还包括：

前级放大器，具有连接到功率放大器的输入的输出端，并且

其中前级放大器由一个独立功率放大器和串联连接的一组独立功率放大器中的一个组成，

并联设置的功率放大器与前级放大器一起构成多级放大器，并作为多级放大器的末级而工作。

39、权利要求37的高频功率放大器，其中偏置控制电路只将多级放大器的末级控制于偏置下。

40、权利要求37的高频功率放大器，其中偏置控制电路将多级放大器的第一级到末级的所有级都控制于偏置下。

41、权利要求29的高频功率放大器，其中功率放大器和偏置控制电路形成在单片电路板上。

42、一种支持多模式的高频功率放大器，包括并联连接的多个功率放大器，

其中依据调制输入信号的方法，将功率放大器个别控制于偏置下，

基于与调制方法有关的信息，将功率放大器切换到将要开始使用的线性放大模式或非线性放大模式，并且

执行控制操作，以使得功率增益、功率附加效率和相位差的特性曲线连续，而无需依据输入功率量在线性放大模式与非线性放大模式之间进行切换。

43、权利要求42的支持多模式的高频功率放大器，其中当调制方法要求线性放大模式时，使得功率放大器的偏置基本相等，并且

当调制方法要求非线性放大模式时，使得功率放大器的偏置不同。

44、一种收发器，包括：

发射机电路；

接收机电路；

天线开关；及

天线，

其中发射机电路包括高频功率放大器，

该高频功率放大器包括：

并联设置的多个功率放大器；以及

偏置控制电路，用于依据调制输入信号的方法，个别控制功率放大器的偏置。

45、权利要求44的收发器，其中将用于控制天线开关的启用和停用以切断通往天线的线路的信息叠加到高频功率放大器的输出信号上。