CN106357227A - 功率放大模块 - Google Patents

功率放大模块 Download PDF

Info

Publication number
CN106357227A
CN106357227A CN201610548247.6A CN201610548247A CN106357227A CN 106357227 A CN106357227 A CN 106357227A CN 201610548247 A CN201610548247 A CN 201610548247A CN 106357227 A CN106357227 A CN 106357227A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
level
transistor
supplied
power amplifier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201610548247.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106357227B (zh
Inventor
石原翔太
岛宗祐介
曾我高志
森泽文雅
小野生幸
安达徹朗
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Murata Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2015246193A external-priority patent/JP2017022685A/ja
Application filed by Murata Manufacturing Co Ltd filed Critical Murata Manufacturing Co Ltd
Publication of CN106357227A publication Critical patent/CN106357227A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106357227B publication Critical patent/CN106357227B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
    • H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H03F1/565—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for using inductive elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
    • H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
    • H03G3/3047—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers for intermittent signals, e.g. burst signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/102—A non-specified detector of a signal envelope being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/222—A circuit being added at the input of an amplifier to adapt the input impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/318—A matching circuit being used as coupling element between two amplifying stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/387—A circuit being added at the output of an amplifier to adapt the output impedance of the amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/408—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising three power stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G2201/00—Indexing scheme relating to subclass H03G
    • H03G2201/40—Combined gain and bias control

Abstract

本发明提供进行发送信号的斜率控制的功率放大模块，对电路规模的增大进行抑制。功率放大模块包括：放大用晶体管，将恒定的电源电压提供给该放大用晶体管的集电极，并将偏置电流提供给该放大用晶体管的基极，所述放大用晶体管将输入基极的输入信号进行放大并从集电极输出放大信号；第一电流源，该第一电流源输出与用于控制放大信号的信号电平的电平控制电压相应的第一电流；以及偏置用晶体管，将第一电流提供给该偏置用晶体管的集电极，将偏置控制电压连接至该偏置用晶体管的基极，并从该偏置用晶体管的发射极输出偏置电流。

Description

功率放大模块
技术领域
本发明涉及功率放大模块。
背景技术
在移动电话等移动通信设备中，为了放大发送给基站的射频(RF：Radio Frequency)信号的功率而使用功率放大模块(Power Amplifier Module)。例如，在GSM(注册商标)(Global System for Mobile Communications：全球移动通信系统)中，为了实现从移动通信设备向基站的发送信号的斜率控制(斜坡上升和斜坡下降)，进行功率放大模块的增益控制。
专利文献1中公开了这样的结构：其中低功耗(LDO：Low Drop Out(低压差))稳压器输出的电压Vldo被提供给功率放大模块中的三级结构放大器各级的集电极端。在该结构中，基于电平控制电压Vramp来调整电压Vldo的电平，从而控制功率放大模块的增益。
另外，专利文献2中公开了这样的结构：在包括三级结构的放大器的功率放大模块中，将从LDO稳压器输出的电压Vreg提供给第一级和第二级，将恒定的电源电压提供给第三级。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2009-100197号公报
专利文献2：美国专利第7605651号说明书
发明内容
发明要解决的技术问题
如上所述，在专利文献1和专利文献2公开的结构中，为了控制功率放大模块的增益而使用LDO稳压器。为了流过大电流，LDO稳压器的电路规模一般都较大。
本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于在执行发送信号的斜率控制的功率放大模块中抑制电路的增大。
解决技术问题的手段
本发明的一个方面所涉及的功率放大模块包括：放大用晶体管，将恒定的电源电压提供给该放大用晶体管的集电极，并将偏置电流提供给该放大用晶体管的基极，所述放大用晶体管将输入到基极的输入信号进行放大并从集电极输出放大信号；第一电流源，该第一电流源输出与用于控制放大信号的信号电平的电平控制电压相应的第一电流；以及偏置用晶体管，将第一电流提供给该偏置用晶体管的集电极，将偏置控制电压连接至该偏置用晶体管的基极，并从该偏置用晶体管的发射极输出偏置电流。
发明效果
根据本发明，能在执行发送信号的斜率控制的功率放大模块中抑制电路规模的增大。
附图说明
图1是表示包含作为本发明的一个实施方式的功率放大模块的发送单元的结构例的图。
图2是表示发送信号的斜率控制的一个示例的图。
图3是表示输入到功率放大模块120的电压Vramp的一个示例的图。
图4是表示作为功率放大模块120的一个示例的功率放大模块120A的结构的图。
图5是表示放大器400的结构的一个示例的图。
图6是表示偏置电路430的结构的一个示例的图。
图7是表示晶体管中基极电流Ib与集电极电流Ic之间的关系的一个示例的图。
图8是表示相对于电压Vramp大致以平方关系变化的偏置电流Ibias的一个示例的图。
图9是表示电流源450的结构的一个示例的图。
图10是表示电压Vramp与电流Iout的比例关系的一个示例的图。
图11是表示平方电路910中的电流Id1与Id2之间的关系的一个示例的图。
图12是表示MOSFET中的栅极-源极间电压Vgs与漏极电流Id之间的关系的一个示例的图。
图13是表示从平方电路910输出的电流Iout的特性的一个示例的图。
图14是表示作为功率放大模块120的一个示例的功率放大模块120B的结构的图。
图15是表示电压源1400的结构的一个示例的图。
图16是表示作为功率放大模块120的一个示例的功率放大模块120C的结构的图。
图17是表示作为功率放大模块120的一个示例的功率放大模块120D的结构的图。
图18是表示作为功率放大模块120的一个示例的功率放大模块120E的结构的图。
图19是表示电压源1800的结构的一个示例的图。
图20是表示作为功率放大模块120的一个示例的功率放大模块120F的结构的图。
图21是表示作为电平检测电路2000A的变形例的电平检测电路2000B的结构的图。
图22是表示作为电平检测电路2000A的变形例的电平检测电路2000C的结构的图。
图23是表示作为电平检测电路2000A的变形例的电平检测电路2000D的结构的图。
图24是表示作为电平检测电路2000A的变形例的电平检测电路2000E的结构的图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的一个实施方式。图1是表示包含作为本发明的一个实施方式的功率放大模块的发送单元的结构例的图。发送单元100例如在移动电话等的移动通信设备中用于将声音和数据等各种信号发送给基站。再有，移动通信设备还包括用于从基站接收信号的接收单元，这里其说明从略。
如图1所示，发送单元100包括调制部110、功率放大模块120、前端部130和天线140。
调制部110基于GSM和EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution：增强型数据速率GSM演进)的调制方式来对输入信号进行调制，生成用于进行无线发送的射频信号。RF信号例如为数百MHz至数GHz左右。
功率放大模块120将RF信号(RFin)的功率放大到用于向基站发送所需的电平，并输出放大信号(RFout)。另外，功率放大模块120基于用于控制信号电平的电压Vramp(电平控制电压)来控制增益，从而进行放大信号(发送信号)的斜率控制。
图2是表示发送信号的斜率控制的一个示例的图。如图2所示，在斜率控制中必需控制发送信号的信号电平，以使信号电平落在下限DL和上限UL的范围内。再有，必需将信号电平控制成保持规定的变化率(斜率)，使得在图2中A所示处(上升区域)发送信号的信号电平不超出上限UL且不低于下限DL。另外，必需将信号电平控制成保持规定的变化率，使得在图2中B所示处(下降区域)发送信号的信号电平不超出上限UL且不低于下限DL。
图3是表示输入到功率放大模块120的电压Vramp的一个示例的图。功率放大模块120基于如图3所示变化的电压Vramp来控制增益，从而如图2所示控制发送信号的信号电平。
回到图1，前端部130执行对放大信号的滤波、与从基站接收的接收信号之间的切换等。从前端部130输出的放大信号经由天线140发送给基站。
图4是表示作为功率放大模块120之一个示例的功率放大模块120A的结构的图。功率放大模块120A包括放大器400、401、402、电感器410、411、412、匹配电路(MN：Matching Network)420、421、422、423、偏置电路430、431、432、偏置控制电路440以及电流源450。
放大器400～402构成三级放大器。放大器400将输入的RF信号进行放大并输出放大信号。放大器401将由放大器400输出的放大信号(RF信号)进行放大并输出放大信号。放大器402将由放大器401输出的放大信号(RF信号)进行放大并输出放大信号。将恒定的电源电压Vcc提供给放大器400。另外，将来自偏置电路430的偏置电流Ibias1提供给放大器400。同样地，将电源电压Vcc和偏置电流Ibias2提供给放大器401。将电源电压Vcc和偏置电流Ibias3提供给放大器402。再有，放大器的级数不限于三级，可以为二级以下，也可为四级以上。
图5是表示放大器400的结构的一个示例的图。如图5所示，放大器400包括晶体管500(放大用晶体管)。晶体管500例如为异质结双极晶体管(HBT)。将电源电压Vcc经由电感器410提供给晶体管500的集电极。将RF信号(RFin)输入晶体管500的基极。另外，将偏置电流Ibias1提供给晶体管500的基极。晶体管500的发射极接地。并且，放大信号(RFout1)从晶体管500的集电极输出。放大器401和402具有相同的结构。
如图5所示，放大器400中通过偏置电流Ibias1来控制增益。也可考虑用偏置电压取代偏置电流来控制增益的结构，不过还是偏置电流的控制性好。现就此点进行说明。设集电极电流为Ic、基极电压为Vb、基极电流为Ib、电流放大率为hFE、饱和电流为Is、波尔茨曼系数为k、绝对温度为T、电子元电荷为q、热电压为Vt＝k×T/q。在通过基极电压进行控制的情况下，ΔIc≒Is×exp(ΔVb/Vt)成立。因此，当基极电压Vb超过阈值电压时，控制性就因集电极电流Ic急剧上升而恶化。另一方面，在通过基极电流进行控制的情况下，ΔIc＝ΔIb×hFE成立。因此，由于集电极电流Ic对于基极电流Ib的变化率恒定，因此控制性良好。
回到图4，在放大器400～402的前后设置匹配电路420～423。匹配电路420～423是使电路间的阻抗匹配的电路。匹配电路420～423例如用电容器和电感器构成。
偏置电路430～432给放大器400～402提供偏置电流Ibias1～Ibias3。偏置电流Ibias1～Ibias3基于从偏置控制电路440输出的偏置控制电压V1和从电流源450输出的电流I1来进行调整。
图6是表示偏置电路430的结构的一个示例的图。偏置电路430包括晶体管600和二极管610、611。晶体管600(偏置用晶体管)例如是HBT。二极管610、611串联连接，二极管610的阳极连接到晶体管600的基极，二极管611的阴极接地。将偏置控制电压V1提供给晶体管600的基极。另外，将电流I1提供 给晶体管600的集电极。并且，从晶体管600的发射极输出偏置电流Ibias1。偏置电路431、432也具有相同的结构。再有，也可以用集电极和基极相连接(二极管连接)的晶体管来取代二极管610、611。
回到图4，偏置控制电路440基于控制电压Vcnt来输出偏置控制电压V1。再有，在进行发送信号的斜率控制期间，偏置控制电压V1为恒定。
电流源450(第一电流源)基于电压Vramp来输出电流I1(第一电流)。在功率放大模块120A中，根据电压Vramp来控制电流I1，从而控制放大器400～402的增益。并且，对放大器400～402的增益进行控制，从而进行发送信号的斜率控制。
如图2所示，在斜率控制中，必需在下降段(即信号电平大的区域)防止信号电平的变化过分平缓。图7是表示晶体管中基极电流Ib与集电极电流Ic之间的关系的一个示例的图。如图7所示，在晶体管的饱和区中集电极电流Ic的变化平缓。构成放大器400～402的晶体管也同样具有图7所示的特性。因此，放大器400～402中，为了在信号电平大的区域防止信号电平变化过分平缓，如图8例示，必需在电压Vramp大的区域增大偏置电流Ibias的变化率(使其斜率陡峭)。电流源450将电流I1控制成使偏置电流Ibias如此变化。
图9是表示电流源450的结构的一个示例的图。电流源450包括运算放大器OP1、OP2、P沟道MOSFET(MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8、MP9、MP10)、N沟道MOSFET(MN1、MN2)、电流源Is1、Is2以及电阻器R1、R2、R3。
运算放大器OP1、P沟道MOSFET(MP1、MP2)和电阻器R1构成将电压Vramp变换成电流Iin的电压电流变换电路900。
将电压Vramp提供给运算放大器OP1的非反相输入端子，其反相输入端子连接到P沟道MOSFET(MP1)的漏极，其输出端子连接到P沟道MOSFET(MP1)的栅极。将电源电压Vd提供给P沟道MOSFET(MP1)的源极，其漏极连接到电阻器R1的第一端子。电阻器R1的第二端子接地。将电源电压Vdd提供给P沟道MOSFET(MP2)的源极，其栅极连接到P沟道MOSFET(MP1)的栅极，其漏极连接到N沟道MOSFET(MN1)的漏极。
由于运算放大器OP1的非反相输入端子与反相输入端子的虚短接，电阻器R1的第一端子的电压成为Vramp。设电阻器R1的阻值为R1，则流过P沟道MOSFET(MP1)的电流Ia1为Vramp/R1。并且，由于P沟道MOSFET(MP1、MP2)被以电流镜方式连接，因此从P沟道MOSFET(MP2)输出的电流Iin成为与电压Vramp相应的值。
N沟道MOSFET(MN1、MN2)、P沟道MOSFET(MP3～MP8)和电流源Is1构成平方电路910，该平方电路910输出相对于电流Iin大致以平方关系变化的电流Iout。
N沟道MOSFET(MN1)的漏极与P沟道MOSFET(MP2)的漏极连接，栅极与漏极连接，源极接地。N沟道MOSFET(MN2)的漏极与P沟道MOSFET(MP3)的漏极连接，栅极与N沟道MOSFET(MN1)的栅极连接，源极接地。
将电源电压Vdd提供给P沟道MOSFET(MP5)的源极，栅极与漏极连接，漏极与P沟道MOSFET(MP3)的源极连接。P沟道MOSFET(MP3)的栅极与漏极连接，漏极与N沟道MOSFET(MN2)的漏极连接。
将电源电压Vdd提供给P沟道MOSFET(MP6)的源极，栅极与漏极连接，漏极连接到电流源Is1。电流源Is1输出恒定电流Iset。将电源电压Vdd提供给P沟道MOSFET(MP7)的源极，栅极与P沟道MOSFET(MP6)的栅极连接，漏 极与P沟道MOSFET(MP4)的源极连接。P沟道MOSFET(MP4)的栅极与P沟道MOSFET(MP3)连接，漏极接地。
将电源电压Vdd提供给P沟道MOSFET(MP8)的源极，栅极与P沟道MOSFET(MP4)的源极连接，漏极与电阻器R2的第一端子连接。
平方电路910从P沟道MOSFET(MP8)的漏极输出相对于电流Iin大致以平方关系变化的电流Iout。后文将详述平方电路910的动作。
输出驱动电路920由运算放大器OP2、电流源Is2、P沟道MOSFET(MP9、MP10)和电阻器R2、R3构成。输出驱动电路920将电流Iout放大到作为提供给偏置电路430～432的电流I1所需的电平。再有，在电流Iout可以直接作为电流I1使用的情况下，也可不设置输出驱动电路920。
电流源Is2将恒定电流Ioff(偏移电流)输出到电阻器R2的第一端子。运算放大器OP2的非反相输入端子与电阻器R2的第一端子连接，反相输入端子与电阻器R3的第一端子连接，输出端子与P沟道MOSFET(MP9)的栅极连接。将电源电压Vdd提供给P沟道MOSFET(MP9)的源极，漏极与电阻器R3的第一端子连接。电阻器R3的第二端子接地。将电源电压Vdd提供给P沟道MOSFET(MP10)的源极，栅极与P沟道MOSFET(MP9)的栅极连接。
设电阻器R2的阻值为R2、从电流源Is2输出的电流为Ioff，则提供给运算放大器OP2的非反相输入端子的电压Va1为(Iout+Ioff)×R2。由于运算放大器OP2的非反相输入端子与反相输入端子的虚短接，电阻器R3的第一端子的电压成为Va1。设电阻器R3的阻值为R3，则流过P沟道MOSFET(MP9)的电流Ia2成为Va1/R3。并且，因为P沟道MOSFET(MP9、MP10)以电流镜方式相连接，因此从P沟道MOSFET(MP10)输出的电流I1成为将电流Iout放大的电流。
现详细说明平方电路910的动作。设P沟道MOSFET(MP3、MP4)的尺寸相同，并且P沟道MOSFET(MP5、MP8)的尺寸相同。设流过N沟道MOSFET(MN2)的电流为Id1、流过P沟道MOSFET(MP4)的电流为Id2。另外，设从电流源Is1输出的电流为Iset。Iset恒定，但为了说明之目的，假定Iset∝Iin。另外，假定Id1＝Id2。根据这些条件，Vramp∝Iin、Iin∝Id1、Iset∝Id2成立。
设P沟道MOSFET(MP5)的漏极的电压为Va、P沟道MOSFET(MP7)的漏极的电压为Vb、P沟道MOSFET(MP4)的栅极的电压为Vc。另外，设P沟道MOSFET(MP3、MP4、MP5、MP8)的栅极-源极间电压分别为Vgs3、Vgs4、Vgs5、Vgs8。
Va＝Vdd-Vgs5。另外，Vc＝Va-Vgs3、Vb＝Vc+Vgs4。因此，Vb＝Vdd-Vgs5-Vgs3+Vgs4。另外，Vb＝Vdd-Vgs8，因此，Vdd-Vgs8＝Vdd-Vgs5-Vgs3+Vgs4。
在Id1＝Id2的情况下，由于Vgs3＝Vgs4，Vgs5＝Vgs8成立。因此，P沟道MOSFET(MP5、MP8)成为擬似的电流镜电路。因此，如图10所示，Vramp∝Iout的比例关系成立。
然而，实际如图11所示，平方电路910中的Id1是与Vramp成正比的电流，另一方面Id2是与Iset成正比的电流(恒定电流)。因此，平方电路910中Id1＝Id2不成立。平方电路910中，利用电流Id1与电流Id2的失配，使电流Iout变化。以下，就此点进行说明。
首先，说明Id1<Id2的情况。根据以上所述的Va与Vb的关系，Vdd-Vgs8＝Vdd-Vgs5-Vgs3+Vgs4成立。因此，有Vgs8＝Vgs5+Vgs3-Vgs4。在Id1<Id2的情况下，由于Vgs3<Vgs4，Vgs8<Vgs5成立。因此，Iout成为低于图10所示的比例关系。并且，P沟道MOSFET(MP8)中，包含Vgs6<阈值电压Vth的区域，因此，如图12所示，Iout中出现死区和非线性区域的曲线特性。
接着，就Id1>Id2的情况进行说明。如上所述，Vgs8＝Vgs5+Vgs3-Vgs4成立。在Id1>Id2的情况下，由于Vgs3>Vgs4，Vgs8>Vgs5成立。因此，Iout成为超出图10所示的比例关系。
将Id1<Id2的情况和Id1>Id2的情况结合，Iout的特性就成为如图13所示。这样，从平方电路910输出的电流Iout成为相对于电压Vramp大致以平方关系变化的电流。并且，由于从电流源450输出的电流I1是电流Iout的放大电流，电流I1也成为相对于电压Vramp大致以平方关系变化的电流。也就是说，电压Vramp为较高电平(第二电平)时的电流I1的变化率变得大于电压Vramp为较低电平(第一电平)时的电流I1的变化率。因此，如图8所示，可以使提供给放大器400～402的偏置电流Ibias1～Ibias3的变化率在电压Vramp大的区域增大。由此，容易进行图2所示的发送信号的斜率控制。
图14是表示作为功率放大模块120之一个示例的功率放大模块120B的结构的图。再有，对与图4所示的功率放大模块120A相同的要素标注相同的标号，其说明从略。
功率放大模块120B除了功率放大模块120A所具备的要素之外，还包括电压源1400。
电压源1400(第一电压源)输出恒定的电压V2(第一电压)(例如1.0V左右)。将电压源1400输出的电压V2提供给构成偏置电路430～432的晶体管的集电极。电压V2是放大器400～402不工作的程度的电平。
图15是表示电压源1400的结构的一个示例的图。如图15所示，电压源1400包括运算放大器OP3和P沟道MOSFET(MP11)。
将恒定电压Vadd(例如1.0V左右)提供给运算放大器OP3的非反相输入端子，反相输入端子连接到P沟道MOSFET(MP11)的漏极，输出端子连接到P沟道MOSFET(MP11)的栅极。电压V2从P沟道MOSFET(MP11)的漏极输出。在电压源1400中，由于运算放大器OP3的非反相输入端子与反相输入端子之间的虚短接，电压V2被控制为电压Vadd。
如上所述，功率放大模块120B中，将从电压源1400输出的电压V2(例如1.0V左右)提供给偏置电路430～432。寄生电容和旁路电容该能由该电压V2来进行充电。因此，可以缩短在发送信号的斜率控制开始后对电压Vramp的响应时间。再有，P沟道MOSFET(MP11)也可以置换成N沟道MOSFET。
图16是表示作为功率放大模块120的结构的一个示例的功率放大模块120C的结构的图。再有，对与图14所示的功率放大模块120B相同的要素标注相同标号，其说明从略。
功率放大模块120C除了功率放大模块120B所具备的要素之外，还包括开关电路1600。开关电路1600(第一开关电路)基于模式信号MODE将来自电流源450的电流I1或电源电压Vcc输出至偏置电路430～432。
模式信号MODE表示是根据电压Vramp来控制偏置电流Ibias1～Ibias3的GSM工作模式(第一工作模式)、还是不根据电压Vramp来控制偏置电流Ibias1～Ibias3的EDGE工作模式(第二工作模式)。
在GSM工作模式下，开关电路1600输出来自电流源450的电流I1。在EDGE工作模式下，开关电路1600输出电源电压Vcc。因此，功率放大模块120B可以适应于EDGE模式。再有，功率放大模块120C可以不包括电压源1400。
图17是表示作为功率放大模块120的一个示例的功率放大模块120D的结构的图。再有，对与图4所示的功率放大模块120A相同的要素标注相同的标号，其说明从略。
除了功率放大模块120A所具备的要素之外，功率放大模块120D还包括电压源1700、开关电路1710和开关控制电路1720。
电压源1700(第二电压源)输出电压V3。从电压源1700输出的电压V3按照模式信号MODE而变化。在GSM模式下，电压源1700输出恒定电压V3(第二电压)(例如1.0V左右)。在EDGE模式下，电压源1700输出比GSM模式时高的恒定电压V3(第三电压)(例如电源电压Vcc)。
开关电路1710(第二开关电路)基于开关控制电路1720的控制，将从电流源450输出的电流I1或从电压源1700输出的电压V3提供给偏置电路430～432。
开关控制电路1720基于模式信号MODE和电压Vramp来控制开关电路1710。
在EDGE模式下，开关控制电路1720控制开关电路1710，使得将从电压源1700输出的电压V3(例如，电源电压Vcc)提供给偏置电路430～432。因此，功率放大模块120D能够适应于EDGE模式。
在GSM模式下，开关控制电路1720根据电压Vramp来控制开关电路1710。具体地说，在电压Vramp小于规定电平(例如0.2V)的情况下，开关控制电路1720将开关电路1710控制成使得将从电压源1700输出的电压V3(例如1.0V左右)提供给偏置电路430～432。另外，在电压Vramp大于规定电平的情况下，开关控制电路1720将开关电路1710控制成使得将从电流源450输出的电流I1提供给偏置电路430～432。
如上所述，在GSM模式下，在电压Vramp低于规定电平的情况下，将从电压源1700输出的电压V3(例如1.0V左右)提供给偏置电路430～432。该电压V3能在发送信号的斜率控制开始前对寄生电容、旁路电容进行充电。因此，能缩短发送信号的斜率控制开始后对于电压Vramp的响应时间。再有，此时的电压V3为放大器400～402不工作的程度的电平。
图18是表示作为功率放大模块120的一个示例的功率放大模块120E的结构的图。再有，对与图4所示的功率放大模块120A相同的要素标注相同标号，其说明从略。
功率放大模块120E包括电压源1800，以取代功率放大模块120A的电流源450。电压源1800(第三电压源)基于电压Vramp输出电压V4(第四电压)。将电压V4提供给构成偏置电路430的晶体管600的集电极。同样地，将电压V4提供给偏置电路431、432。在功率放大模块120E中，根据电压Vramp来控制电压V4，从而控制放大器400～402的增益。并且，放大器400～402的增益受到控制，从而进行发送信号的斜率控制。
图19是表示电压源1800的结构的一个示例的图。再有，对与图9所示的电流源450相同的要素标注相同标号，其说明从略。
电压源1800包括输出驱动电路1900，以取代电流源450中的输出驱动电路920。除了不包括输出驱动电路920的P沟道MOSFET(MP10)和电阻器R3这一点之外，输出驱动电路1900的结构与输出驱动电路920相同。
如在对电流源450的说明中所述，供给给运算放大器OP2的非反相输入端子的电压Va1为(Iout+Ioff)×R2。另外，电流Iout是与电压Vramp相应的电流。因此，运算放大器OP2的反相输出端子的电压V4(＝Va1)是与电压Vramp相应的电压。并且，由于电流Iout是相对于电压Vramp大致以平方关系变化的电流，因此电压V4也成为相对于电压Vramp大致以平方关系变化的电压。
图20是表示作为功率放大模块120的结构的一个示例的功率放大模块120F的结构的图。再有，对与图4所示的功率放大模块120A相同的要素标注相同标号，其说明从略。
除了功率放大模块120A具备的要素之外，功率放大模块120F还包括电平检测电路2000A和电压控制电路2010。
电平检测电路2000A是输出与放大信号RFout相应的检测电压Vdet的电路。在图20的结构中，电平检测电路2000A包括耦合器2020和检波器2030。
耦合器2020将从放大器402输出的放大信号RFout的一部分取出并输出。
检波器2030对由耦合器2020取出的信号进行检波，将其变换成电压后输入到电压控制电路2010。从检波器2030输出的检测电压Vdet成为与放大信号RFout相应的电平。
电压控制电路2010是基于电压Vramp(基准电压)和检测电压Vdet来控制电压Vapc(电平控制电压)的电路。在图20的结构中，电压控制电路2010包括差分放大器2040和误差放大器2050。
差分放大器2040将输入到非反相输入端子的检测电压Vdet与输入到反相输入端子的补偿电压Voff之差进行放大，并输出电压Vfb。由于输入到非反相输入端子的检测电压Vdet具有与放大信号RFout相应的电平，因此，电压Vfb也成为与放大信号RFout的电平相应的电压。
误差放大器2050输出电压Vapc(电平控制电压)，该电压Vapc是将输入到非反相输入端子的电压Vramp与输入到反相输入端子输入的电压Vfb之差(误差)进行放大而得的电压。电流源450输出与电压Vapc相应的电流I1。
在功率放大模块120F中，电平检测电路2000A和电压控制电路2010构成反馈电路，该反馈电路控制电压Vapc(电平控制电压)，使得放大信号RFout成为与电压Vramp(基准电压)相应的电平。由此，可以通过使用反馈电路来抑制因电源电压和温度、输出负载等的变化所引起的增益变化。同样地，也可以在功率放大模块120B～120E中增设反馈电路。
再有，图20所示的功率放大模块120F中示出了放大器为三级的结构，但优选的是，在将放大器设为其他级数的结构中，最后一级放大器的输出采用与图20相同的结构。再有，以下所述的其他电平检测电路2000B～2000E也一样。
图21是表示作为电平检测电路2000A的变形例的电平检测电路2000B的结构的图。再有，对与图20所示的功率放大模块120F相同的要素标注相同标号，其说明从略。另外，输入到放大器402的RF信号用RFin′表示。
如图21所示，电平检测电路2000B包括电容器C1、C2和低通滤波器(LPF)2100。
电容器C1的一端连接到匹配电路423的一端，其另一端连接到电容器C2的一端。并且，电容器C2的另一端接地。将放大信号RFout提供给电容器C1的一端。因此，电容器C1、C2的连接点上的电压电平与放大信号RFout的信号电平相应。
低通滤波器2100的一端连接到电容器C1、C2的连接点，从其另一端输出检测电压Vdet。低通滤波器2100将电容器C1、C2的连接点上产生的电压进行滤波并进行输出。例如，低通滤波器2100可以用电阻器和电容器等构成。
电平检测电路2000B中，通过检测电容器C1、C2的连接点上的电压来输出与放大信号RFout的信号电平相应的检测电压Vdet。因此，这样的结构也可 以构成将电压Vapc(电平控制电压)控制成使得放大信号RFout成为与电压Vramp(基准电压)相应的电平的反馈电路。
图22是表示作为电平检测电路2000A的另一变形例的电平检测电路2000C的结构的图。再有，对与图20所示的功率放大模块120F相同的要素标注相同标号，其说明从略。
如图22所示，电平检测电路2000C包括n个二极管2200、2201、…、220n以及低通滤波器2100。
二极管2200、2201、…、220n串联连接。将放大信号RFout提供给二极管2200的阳极，二极管220n的阴极接地。再有，二极管2200、2201、…、220n例如也可以是集电极与基极相连接的(二极管连接的)晶体管。
低通滤波器2100的一端被连接在二极管2200、2201、…、220n的任一个间接点上，从其另一端输出检测电压Vdet。再有，图22所示的示例中，低通滤波器2100的一端被连接在最靠接地侧的二极管220n的阳极上，不过与低通滤波器2100一端相连接的位置并不受此限定。
电平检测电路2000C通过检测任一个二极管间接点上的电压来输出与放大信RFout的信号电平相应的检测电压Vdet。因此，这样的结构也可以构成将电压Vapc(电平控制电压)控制成使得放大信号RFout成为与电压Vramp(基准电压)相应的电平的反馈电路。再有，二极管的数量(n)可以根据放大信号RFout的信号电平的范围来适当设计。
图23是表示作为电平检测电路2000A的另一变形例的电平检测电路2000D的结构的图。再有，对与图20所示的功率放大模块120F相同的要素标注相同标号，其说明从略。
如图23所示，电平检测电路2000D包括晶体管503、电阻器R4和低通滤波器2100。
与图5所示的放大器400一样，放大器402包括晶体管502。RF信号RFin′经由电容器C3输入到晶体管502的基极。另外，偏置电流Ibias3经由电阻器R5提供给晶体管502的基极。晶体管503是为了检测出流过晶体管502的集电极的放大信号RFout的信号电平而设的复制品电路。晶体管503的集电极与晶体管502的集电极相连接，晶体管503的发射极经由电阻器R4接地。并且，RF信号RFin′经由电容器C4输入到晶体管503的基极。另外，偏置电流Ibias3经由电阻器R6提供给晶体管503的基极。再有，晶体管503的尺寸可以做得比晶体管502小。例如，在用多个单元晶体管(叉指)构成晶体管的情况下，可以将晶体管502的叉指数设为N(>1)，将晶体管503的叉指数设为1。
这里，RF信号RFin′根据电容器C3、C4的电容比分配到晶体管502、503。另外，电阻器R5、R6基于偏置电流Ibias3来调整提供给晶体管502、503的基极的偏置电流。再有，电阻器R5、R6的电阻值可以设定为使得晶体管502、503的电流密度相同。基于此，晶体管502、503中可以流过电流量与各自的尺寸比相应的的电流。也就是说，流过晶体管503的电流具有与放大信号RFout的信号电平相应的电流量。
电阻器R4是为了检测流过晶体管503的电流而设的电阻(检测电阻)，其被设置在晶体管503的发射极与接地之间。再有，电阻器R4的电阻值例如可以是几欧姆左右。
低通滤波器2100的一端连接到晶体管503的发射极，检测电压Vdet从其另一端输出。
如上所述，电平检测电路2000D可以将与流过晶体管502的电流相应的电流提供给晶体管503。然后，通过用电阻器R4将从晶体管503的发射极输 出的电流变换成电压，可以检测出与放大信号RFout的信号电平相应的电压。另外，通过将构成复制品电路的晶体管503做成比晶体管502小的尺寸，与直接测定流经晶体管502的电流的结构相比可以抑制功率损失。这样的结构也可以构成将电压Vapc(电平控制电压)控制成使得放大信号RFout成为与电压Vramp(基准电压)相应的电平的反馈电路。
图24是表示作为电平检测电路2000A的另一变形例的电平检测电路2000E的结构的图。再有，对与图20所示的功率放大模块120F相同的要素标注相同标号，其说明从略。
如图24所示，电平检测电路2000E包括晶体管503、P沟道MOSFET(MP12、MP13)、电阻器R7和低通滤波器2100。
与上述的电平检测电路2000D一样，晶体管503构成晶体管502的复制品电路。晶体管503的集电极与P沟道MOSFET(MP12)的漏极连接。其发射极接地。晶体管503的基极与电平检测电路2000D同样，因此其详细说明从略。
P沟道MOSFET(MP12、MP13)被以电流镜方式连接。具体地说，将电源电压Vcc提供给P沟道MOSFET(MP12)的源极，栅极与漏极相连接，漏极连接到晶体管503的集电极。将电源电压Vcc提供给P沟道MOSFET(MP13)的源极，栅极与P沟道MOSFET(MP12)的栅极相连接，漏极与电阻器R7相连接。
电阻器R7是为了检测流经P沟道MOSFET(MP13)的电流而设的电阻(检测电阻)，其被设置在P沟道MOSFET(MP13)的漏极与接地之间。
低通滤波器2100的一端连接到P沟道MOSFET(MP13)的漏极，其另一端输出检测电压Vdet。
电平检测电路2000E中，与电平检测电路2000D一样，与流过晶体管502的电流相应的电流流经晶体管503。另外，通过P沟道MOSFET(MP12、MP13)的电流镜连接，流过P沟道MOSFET(MP13)的电流成为与流过P沟道MOSFET(MP12)的电流相应的电流量。因此，流过P沟道MOSFET(MP13)的电流具有与流过晶体管502的电流相应的电流量。由此，输出与放大信号RFout的信号电平相应的检测电压Vdet。因此，这样的结构也可以构成将电压Vapc(电平控制电压)控制成使得放大信号RFout成为与电压Vramp(基准电压)相应的电平的反馈电路。
以上，就本发明的示例性的实施方式作了说明。功率放大模块120A、120B中，将从电流源450输出的电流I1提供给构成偏置电路430～432的晶体管的集电极。并且，通过与电压Vramp相应地控制电流I1，进行发送信号的斜率控制。这样，根据功率放大模块120A、120B，能进行发送信号的斜率控制而不使用LDO稳压器。因此，与使用LDO稳压器的情况相比，能抑制电路规模的增大。
另外，功率放大模块120A～120D中，电流I1成为相对于电压Vramp大致以平方关系变化的电流。基于此，可以使偏置电流Ibias1～Ibias3如图8所示地变化。因此，容易做到如图2所示的那样，将发送信号的电平控制成使得在发送信号的上升区域中其变化不过分陡峭，并将发送信号的电平控制成使得在发送信号的下降区域中其变化不过分平缓。
再有，功率放大模块120A～120B中，电流I1相对于电压Vramp大致以平方关系变化，不过电流I1的变化并不限于这种方式，只要其与电压Vramp相应地变化即可。例如，电流I1也可以相对于电压Vramp以大致为三次方以上的关系变化。又如，电流I1也可以与电压Vramp以大致成正比的关系变化。
另外，功率放大模块120B中，将恒定的电压V2(例如大约1.0V)提供给偏置电路430～432。该电压V2能对寄生电容、旁路电容进行充电。因此，能缩短在对发送信号的斜率控制开始后对电压Vramp的响应时间。
另外，功率放大模块120C中，开关电路1600在GSM工作模式下输出来自电流源450的电流I1，在EDGE工作模式下输出电源电压Vcc。这使功率放大模块120C可以适应于EDGE模式。
另外，功率放大模块120D中，在电压Vramp小于规定电平(例如0.2V)的情况下，将电压V3(例如大约1.0V)提供给偏置电路430～432，在电压Vramp大于规定电平(例如0.2V)的情况下，将与电压Vramp相应的电流I1提供给偏置电路430～432。基于此，可以在发送信号的斜率控制开始前对寄生电容、旁路电容进行充电。因此，能缩短在发送信号的斜率控制开始后对于电压Vramp的响应时间。
另外，在功率放大模块120D中，在EDGE模式下，将从电压源1700输出的电压V3(例如，电源电压Vcc)提供给偏置电路430～432。因此，可以适应于EDGE模式。
另外，功率放大模块120E中，将从电压源1800输出的电压V4提供给构成偏置电路430～432的晶体管的集电极。并且，通过与电压Vramp相应地控制电压V4，进行发送信号的斜率控制。这样，根据功率放大模块120E，能进行发送信号的斜率控制而不使用LDO稳压器。因此，与使用LDO稳压器的情况相比，能抑制电路规模的增大。
另外，功率放大模块120E中，电压V4成为以与电压Vramp成大致平方的关系变化的电流。基于此，可以使偏置电流Ibias1～Ibias3如图8所示地变化。因此，容易如图2所示那样地控制发送信号的电平，使得在发送信号的上升区域中其变化不过分陡峭，在发送信号的下降区域中其变化不过分平缓。
再有，功率放大模块120E中，电压V4以与电压Vramp成大致平方的关系变化，不过电压V4的变化并不限定于这种关系，只要其与电压Vramp相应地变化即可。例如，可以是电压V4与电压Vramp以大致为三次方以上的关系变化。又如，也可以是电压V4与电压Vramp以大致成正比的关系变化。
另外，功率放大模块120F中，电平检测电路2000输出与放大信号RFout的信号电平相应的检测电压Vdet，电压控制电路2010输出与检测电压Vdet相应的电压Vapc。通过这种方式进行反馈控制，使得输入电流源450的Vapc成为与放大信号RFout相应的电压。因此，根据功率放大模块120F，能抑制因电源电压和温度、输出负载等的变化而导致的增益变动。
以上说明的各实施方式是为了容易理解本发明而给出的示例，不应被理解为对本发明的限定。本发明可以不脱离其思想地加以变更/改良，同时本发明可以包括其等同发明。也就是说，只要本领域技术人员对各实施方式作了适当设计更改的实施方式具备本发明的特征，这些实施方式就均为本发明的范围所包括。例如，各实施方式所具有的各要素及其配置、材料、条件、形状、尺寸等并不限定于所例示的情况，可以作适当变更。另外，各实施方式包括的各要素可以在技术上可行的条件下加以组合，只要组合后形成的装置包含本发明的特征，它们就为本发明的范围所包括。
标号说明
100 发送单元
110 调制部
120 功率放大模块
130 前端部
140 天线
400、401、402 放大器
410、411、412 电感器
420、421、422、423 匹配电路
430、431、432 偏置电路
440 偏置控制电路
450、Is1、Is2 电流源
500、502、503、600 晶体管
610、611、2200、2201、220n 二极管
OP1、OP2、OP3 运算放大器
MP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6、MP7、MP8、MP9、MP10、MP11、MP12、MP13 P沟道MOSFET
MN1、MN2 N沟道MOSFET
R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7 电阻器
C1、C2、C3、C4 电容器
900 电压电流变换电路
910 平方电路
920、1900 输出驱动电路
1400、1700、1800 电压源
1710 开关电路
1720 开关控制电路
2000 电平检测电路
2010 电压控制电路
2020 耦合器
2030 检波器
2040 差分放大器
2050 误差放大器
2100 低通滤波器。

Claims (10)

1.一种功率放大模块，其特征在于，包括：
放大用晶体管，将恒定的电源电压提供给该放大用晶体管的集电极，并将偏置电流提供给该放大用晶体管的基极，所述放大用晶体管将输入到基极的输入信号进行放大并从集电极输出放大信号；
第一电流源，该第一电流源输出与用于控制所述放大信号的信号电平的电平控制电压相应的第一电流；以及
偏置用晶体管，将所述第一电流提供给该偏置用晶体管的集电极，将偏置控制电压连接至该偏置用晶体管的基极，并从该偏置用晶体管的发射极输出所述偏置电流。
2.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述电平控制电压为高于第一电平的第二电平时的所述第一电流的变化率比所述电平控制电压为所述第一电平时的所述第一电流的变化率要大。
3.如权利要求1或2所述的功率放大模块，其特征在于，
还包括第一电压源，该第一电压源将恒定的第一电压提供给所述偏置用晶体管的集电极。
4.如权利要求1至3的任一项所述的功率放大模块，其特征在于，
还包括第一开关电路，
在根据所述电平控制电压来控制所述偏置电流的第一工作模式下，所述第一开关电路将所述第一电流提供给所述偏置用晶体管的集电极，
在不是根据所述电平控制电压来控制所述偏置电流的第二工作模式下，所述第一开关电路将所述电源电压提供给所述偏置用晶体管的集电极。
5.如权利要求1或2所述的功率放大模块，其特征在于，
还包括：第二电压源，该第二电压源生成恒定的第二电压；以及
第二开关电路，该第二开关电路在所述电平控制电压小于规定电平时将所述第二电压提供给所述偏置用晶体管的集电极，在所述电平控制电压大于规定电平时将所述第一电流提供给所述偏置用晶体管的集电极。
6.如权利要求5所述的功率放大模块，其特征在于，
在根据所述电平控制电压来控制所述偏置电流的第一工作模式下，
所述第二开关电路在所述电平控制电压小于规定电平时将所述第二电压提供给所述偏置用晶体管的集电极，在所述电平控制电压大于规定电平时所述第二开关电路将所述第一电流提供给所述偏置用晶体管的集电极，
在不是根据所述电平控制电压来控制所述偏置电流的第二工作模式下，
所述第二电压源生成高于所述第二电压的恒定的第三电压，所述第二开关电路将所述第三电压提供给所述偏置用晶体管的集电极。
7.一种功率放大模块，其特征在于，包括：
放大用晶体管，将恒定的电源电压提供给该放大用晶体管的集电极，并将偏置电流提供给该放大用晶体管的基极，所述放大用晶体管将输入到基极的输入信号进行放大并输出放大信号；
第三电压源，该第三电压源输出与用于控制所述放大信号的信号电平的电平控制电压相应的第四电压；以及
偏置用晶体管，将所述第四电压提供给该偏置用晶体管的集电极，并将偏置控制电压连接至该偏置用晶体管的基极，所述偏置用晶体管从发射极输出所述偏置电流。
8.如权利要求7所述的功率放大模块，其特征在于，
所述电平控制电压为高于第一电平的第二电平时的所述第四电压的变化率比所述电平控制电压为所述第一电平时的所述第四电压的变化率要大。
9.如权利要求1至8的任一项所述的功率放大模块，其特征在于，还包括：
电平检测电路，该电平检测电路输出与所述放大信号的所述信号电平相应的检测电压；以及
电压控制电路，该电压控制电路基于基准电压和所述检测电压来控制所述电平控制电压。
10.如权利要求9所述的功率放大模块，其特征在于，
所述电压控制电路基于所述基准电压和所述检测电压来控制所述电平控制电压，使得所述放大信号的所述信号电平成为与所述基准电压相应的值。
CN201610548247.6A 2015-07-14 2016-07-13 功率放大模块 Active CN106357227B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015-140390 2015-07-14
JP2015140390 2015-07-14
JP2015-246193 2015-12-17
JP2015246193A JP2017022685A (ja) 2015-07-14 2015-12-17 電力増幅モジュール

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106357227A true CN106357227A (zh) 2017-01-25
CN106357227B CN106357227B (zh) 2021-08-13

Family

ID=57775279

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610548247.6A Active CN106357227B (zh) 2015-07-14 2016-07-13 功率放大模块

Country Status (2)

Country Link
US (2) US10020786B2 (zh)
CN (1) CN106357227B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108574461A (zh) * 2017-03-13 2018-09-25 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN110247633A (zh) * 2018-03-09 2019-09-17 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN112753164A (zh) * 2018-10-17 2021-05-04 株式会社村田制作所 功率放大电路

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10020786B2 (en) * 2015-07-14 2018-07-10 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplification module
WO2018139399A1 (ja) * 2017-01-24 2018-08-02 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール、電力増幅モジュールの制御方法および高周波フロントエンド回路
JP2019110475A (ja) * 2017-12-19 2019-07-04 株式会社村田製作所 電力増幅回路
JP2019192987A (ja) 2018-04-19 2019-10-31 株式会社村田製作所 電力増幅器の制御回路
US10284238B1 (en) * 2018-06-11 2019-05-07 Texas Instruments Incorporated DC coupled radio frequency modulator
TWI784806B (zh) * 2020-11-27 2022-11-21 立積電子股份有限公司 偏壓電路及訊號放大裝置

Citations (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1578121A (zh) * 2003-06-27 2005-02-09 株式会社瑞萨科技 高频功率放大器电路和无线通信系统
CN1610251A (zh) * 2003-10-16 2005-04-27 株式会社瑞萨科技 高频功率放大器电路与用于高频功率放大器的电子部件
US20050093630A1 (en) * 2003-10-30 2005-05-05 Whittaker Edward J. Power level controlling of first amplification stage for an integrated rf power amplifier
CN1623281A (zh) * 2002-02-28 2005-06-01 株式会社瑞萨科技 高频功率放大器电路及用于通信的电子部件
CN1829079A (zh) * 2005-02-28 2006-09-06 株式会社瑞萨科技 高频功率放大器的电子部件
CN101026360A (zh) * 2006-02-17 2007-08-29 株式会社瑞萨科技 具有异质结双极晶体管的射频功率放大模块
CN101098127A (zh) * 2006-06-19 2008-01-02 株式会社瑞萨科技 Rf功率放大器
US20080180169A1 (en) * 2007-01-25 2008-07-31 Skyworks Solutions, Inc. Multimode amplifier for operation in linear and saturated modes
US20090096531A1 (en) * 2007-10-16 2009-04-16 Kenichi Shimamoto Rf power amplifier apparatus and power supply circuit for controlling-power supply voltage to rf power amplifier
CN101521486A (zh) * 2008-02-27 2009-09-02 中国科学院微电子研究所 功率放大器偏置电路
CN101807890A (zh) * 2009-02-03 2010-08-18 株式会社瑞萨科技 Rf功率放大电路和使用该电路的rf功率模块
CN102811023A (zh) * 2011-05-31 2012-12-05 三菱电机株式会社 功率放大器
CN104038163A (zh) * 2013-03-05 2014-09-10 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN104065349A (zh) * 2013-03-19 2014-09-24 株式会社村田制作所 射频放大电路以及功率放大模块
CN104639067A (zh) * 2013-11-11 2015-05-20 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN104641553A (zh) * 2013-07-05 2015-05-20 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN104718698A (zh) * 2012-08-15 2015-06-17 天工方案公司 与用于射频功率放大器的控制器相关的系统、电路和方法
CN104716908A (zh) * 2013-12-12 2015-06-17 株式会社村田制作所 功率放大模块

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000013250A (ja) 1998-06-26 2000-01-14 Kenwood Corp 送信回路
JP2005020383A (ja) 2003-06-26 2005-01-20 Renesas Technology Corp 高周波電力増幅回路および無線通信システム
JP2009200770A (ja) * 2008-02-21 2009-09-03 Sharp Corp 電力増幅器
WO2012158423A2 (en) * 2011-05-13 2012-11-22 Skyworks Solutions, Inc. Apparatus and methods for biasing power amplifiers
CN103477558B (zh) 2011-08-31 2016-04-06 株式会社村田制作所 半导体集成电路装置及高频功率放大器模块
JP5786745B2 (ja) * 2012-02-09 2015-09-30 三菱電機株式会社 電力増幅器
US20150063190A1 (en) 2013-08-28 2015-03-05 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for multiple user uplink
US10020786B2 (en) * 2015-07-14 2018-07-10 Murata Manufacturing Co., Ltd. Power amplification module

Patent Citations (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1623281A (zh) * 2002-02-28 2005-06-01 株式会社瑞萨科技 高频功率放大器电路及用于通信的电子部件
CN1578121A (zh) * 2003-06-27 2005-02-09 株式会社瑞萨科技 高频功率放大器电路和无线通信系统
CN1610251A (zh) * 2003-10-16 2005-04-27 株式会社瑞萨科技 高频功率放大器电路与用于高频功率放大器的电子部件
US20050093630A1 (en) * 2003-10-30 2005-05-05 Whittaker Edward J. Power level controlling of first amplification stage for an integrated rf power amplifier
CN1829079A (zh) * 2005-02-28 2006-09-06 株式会社瑞萨科技 高频功率放大器的电子部件
CN101026360A (zh) * 2006-02-17 2007-08-29 株式会社瑞萨科技 具有异质结双极晶体管的射频功率放大模块
CN101098127A (zh) * 2006-06-19 2008-01-02 株式会社瑞萨科技 Rf功率放大器
US20080180169A1 (en) * 2007-01-25 2008-07-31 Skyworks Solutions, Inc. Multimode amplifier for operation in linear and saturated modes
US20090096531A1 (en) * 2007-10-16 2009-04-16 Kenichi Shimamoto Rf power amplifier apparatus and power supply circuit for controlling-power supply voltage to rf power amplifier
CN101521486A (zh) * 2008-02-27 2009-09-02 中国科学院微电子研究所 功率放大器偏置电路
CN101807890A (zh) * 2009-02-03 2010-08-18 株式会社瑞萨科技 Rf功率放大电路和使用该电路的rf功率模块
CN102811023A (zh) * 2011-05-31 2012-12-05 三菱电机株式会社 功率放大器
CN104718698A (zh) * 2012-08-15 2015-06-17 天工方案公司 与用于射频功率放大器的控制器相关的系统、电路和方法
CN104038163A (zh) * 2013-03-05 2014-09-10 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN104065349A (zh) * 2013-03-19 2014-09-24 株式会社村田制作所 射频放大电路以及功率放大模块
CN104641553A (zh) * 2013-07-05 2015-05-20 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN104639067A (zh) * 2013-11-11 2015-05-20 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN104716908A (zh) * 2013-12-12 2015-06-17 株式会社村田制作所 功率放大模块

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108574461A (zh) * 2017-03-13 2018-09-25 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN108574461B (zh) * 2017-03-13 2022-08-30 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN110247633A (zh) * 2018-03-09 2019-09-17 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN110247633B (zh) * 2018-03-09 2023-05-16 株式会社村田制作所 功率放大模块
CN112753164A (zh) * 2018-10-17 2021-05-04 株式会社村田制作所 功率放大电路
CN112753164B (zh) * 2018-10-17 2024-03-08 株式会社村田制作所 功率放大电路

Also Published As

Publication number Publication date
US10020786B2 (en) 2018-07-10
CN106357227B (zh) 2021-08-13
US11398805B2 (en) 2022-07-26
US20180294788A1 (en) 2018-10-11
US20170019082A1 (en) 2017-01-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN106357227A (zh) 功率放大模块
JP5854372B2 (ja) 電力増幅モジュール
JP4160365B2 (ja) 高周波電力増幅用電子部品および無線通信システム
US7414479B2 (en) Automatic bias control circuit for reduced current consumption in a linear power amplifier
CN104965117B (zh) 高线性快速峰值检测器
CN104639067B (zh) 功率放大模块
EP0942524A2 (en) Radio frequency amplifiers
CN106357226A (zh) 功率放大模块
CN107863942A (zh) 功率放大模块
CN104917475A (zh) 一种可调增益功率放大器、增益调节方法及移动终端
CN110855254A (zh) 一种射频功率放大器、芯片及通信终端
CN102624344A (zh) 一种功率放大装置
US10715093B2 (en) Power amplifier module
CN112152570A (zh) 功率放大电路
US20200212850A1 (en) Temperature detection circuit, power amplification circuit, and electronic device
JP2017022685A (ja) 電力増幅モジュール
US6545541B2 (en) Power amplifier embedded cell bias detection, methods of detecting bias in power amplifiers and systems utilizing embedded cell bias detection
US11489493B2 (en) Current control circuit and power amplifier circuit
US6809593B1 (en) Power amplifier device and method thereof
CN104569558B (zh) 用于放大器的峰值检测器
US20030054780A1 (en) High frequency power amplifying circuit, and mobile communication apparatus using it
US20050062538A1 (en) RF power amplifier having an operating current measuring device
US20220173702A1 (en) Power amplifier circuit
TWM636391U (zh) 手機射頻功率放大電路裝置
Lee RF power detector design with temperature compensation for power amplifiers bias control

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant