CN1829079A - 高频功率放大器的电子部件 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种高频功率放大的电子部件(RF功率模块)，其将自动执行在发送开始时用于正确输出功率的预充电电平设置，而不需要基带IC上运行的用于预充电的软件处理程序，其能减少用户、也就是移动电话制造商的负担。所述被配置成放大RF发送信号的电子部件包括基于输出功率水平指示信号向高频功率放大器电路中的偏置控制电路提供输出功率控制电压的输出功率控制电路。该电子部件配备有预充电电路，其中所述电子部件配备有预充电电路，其在由发送开始时的电源电压的升高而触发，检测流过末级功率放大元件的电流的同时，增高所述输出功率控制电压以产生预定水平的输出功率。
Description
相关申请的交叉参考
本申请要求2005年2月28日提交的、申请号为2005-052290的日本专利申请的优先权，其内容在本申请中并入作为参考。
技术领域
本发明涉及用于改善在发送开始时、包含高频功率放大电路的用于高频功率放大(RF功率模块)的电子部件中的功率控制电路的技术。尤其是，本发明涉及有效地应用于例如GSM网络的移动电话中的RF功率模块的上述技术。
背景技术
例如移动电话的无线通信装置(移动通信装置)的发射机输出部分都具有高频功率放大电子部件(这里称作RF功率模块)，其具有内置的具备例如MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)的晶体管或作为放大元件的GaAs-MESFET的高频功率放大器电路(PA)。
通常配置移动通信系统使得正在与另一个移动电话通话过程中的移动电话能根据表示基站发送的正确功率值的信息来改变其输出功率(发送功率)以适应其周围的环境，由此防止与其他移动电话之间的干扰。例如，GSM(全球移动通信系统)移动电话被配置成下述这样：它采用自动功率控制(APC)电路并产生控制电压Vapc来控制发送功率，所述自动功率控制电路将检测到的输出信号与来自基带电路的输出电平指示信号Vramp进行比较，并且在其发射机输出部分中的高频功率放大器电路的放大级增益被偏置控制电路控制以产生根据控制电压Vapc来继续呼叫所需的输出功率(专利文件1)。
对于采用传统RF功率模块的GSM移动电话来说，当基带电路提供的输出电平指示信号Vramp在发送开始时快速增长到发送功率值时，高频功率放大器电路的输出功率就以非常高的速率增长，这会引起其输出信号的一部分频谱特性落在GSM标准指定的范围之外。具体来说，GSM标准定义了，在输出信号的频谱特性中，信号强度必须低于图11(A)中虚线所示的轮廓。但是，在由实线B所示的实际输出信号轮廓中发现了一个问题，也就是，信号强度在代表特性的上升波形的底部超过了指定的轮廓。
为了解决这个问题，如图2(A)所示，公开了一种技术(非专利文件1)，在此对于RF功率模块功率启动之后直到输出电平指示信号Vramp开始增长的时间段(t1到t5)，作为传送的准备，基带IC上运行的软件处理程序执行一种“预充电”操作(t4到t5)，该操作将电压Vramp(Vapc)增高到与-25到-30dBm的输出功率相当的值并将其保持一段短时间，例如15到17μs。
[专利文件1]公开号为2000-151310的日本未审查专利申请。
[非专利文件1]由SKYWORKS出版的数据表“SKY77324：
iPACTM PAM for Quad-Band GSSM/GPRS”。
发明内容
对于由基带IC上运行的软件处理程序增高输出电平指示信号Vramp并预充电功率放大器(PA)的现有技术，具有特定功能的移动电话的制造商必须对预充电过程编程，所述特性功能是通过将RF功率模块和基带IC组合起来而实现的。因此，产生了增加移动电话制造商负担的问题。也就是说，当改变移动电话模型中使用的RF模块或基带IC时，其制造商必须相应地开发用于控制基带IC的包括预充电过程的程序。
另外，RF功率模块的性能依赖于制造变化、电源电压和温度。因为为预充电设置的Vramp值变化了，依赖于制造变化、电源电压值和温度，必须为每个移动电话硬件调整这种设置(预充电电平设置)。这也给移动电话制造商带来了极大的负担并提出了一个问题。
本发明的一个目的是提供一种高频功率放大用的电子部件(RF功率模块)，其将自动执行在发送开始时用于正确输出功率的预充电电平设置，而不需要基带IC上运行的用于预充电的软件处理程序并且其能减少用户、也就是移动电话制造商的负担。
本发明的另一个目的是提供一种用于高频功率放大用的电子部件(RF功率模块)，其将准确地执行在发送开始时用于正确输出功率的预充电电平设置，不受制造变化、温度变化或电源电压变化的影响，即使如果这些都出现了，也会具有符合所述标准指定的内容的输出功率频谱特性。
通过下面给出的详细描述和附图，本发明的上述和其他目的以及新特征将变得清楚。
下面将总结这里所公开的本发明的典型方面。
用于放大RF发送信号的高频功率放大用的电子部件包括功率放大元件，向功率放大元件施加偏置的偏置控制电路，基于输出功率水平指示信号向偏置控制电路提供输出功率控制电压的输出功率控制电路。该电子部件配备有预充电电路，其由发送开始时的电源电压的升高而触发，在检测流过末级功率放大元件的电流的同时，增高输出功率控制电压以产生预定水平的输出功率。
通过上述方式，上述电子部件能够在发送开始时自动执行用于正确输出功率的预充电电平设置，而不需要基带IC上运行的用于预充电的软件处理程序。因为所述预充电是利用反馈控制电路来执行的，能够执行精确的预充电，而不受制造变化、电源电压变化或温度变化的影响，即使如果这些都出现了。
优选地，上述电子部件还包括检测输出功率的输出功率检测电路以及将由输出功率检测电路检测到的输出功率与输出功率水平指示信号比较并产生提供给偏置控制电路的输出功率控制电压的误差放大器电路。所述预充电电路被配置成增高要从误差放大器电路输出的输出功率控制电压，这由发送开始时电源电压的升高来触发。因此，在通常的功率控制电路处于操作状态中，也可能激活预充电电路；而且，可能迅速地增高输出功率并平稳转换到发送操作。
而且，优选地，给电流检测电路提供防止电流超过流动的预定量的电流钳位电路。因此，即使如果预充电被配置成由反馈控制来执行，也可以执行稳定的预充电。
下面将简要描述由本发明的典型方面实现的效果。
根据本发明，可能实现一种高频功率放大用的电子部件(RF功率模块)，其将自动执行在发送开始时用于正确输出功率的预充电电平设置，而不需要在基带IC上运行用于预充电的软件处理程序，这将减少用户、也就是移动电话制造商的负担，并且其会准确地执行在发送开始时用于正确输出功率的预充电电平设置，不受制造变化、温度变化或电源电压变化的影响，即使如果这些都出现了，也会具有符合所述标准指定的内容的输出功率频谱特性。
附图描述
图1是表示根据本发明的，具有对高频功率放大器电路预充电功能的输出功率控制电路实施例的大概配置的框图。
图2(A)和图2(B)是时序图，其中图2(A)是代表当发送开始时传统RF功率模块的内部节点的电位怎样变化的时间图，而图2(B)是代表当发送开始时本实施例的RF功率模块的内部节点的电位怎样变化的时间图。
图3是表示输出功率控制电路220的电路具体实例的电路图。
图4是表示预充电电路的更优选的实例的电路图。
图5是采用了本实施例的预充电电路的高频功率放大器电路以及不具备预充电电路的传统高频功率放大器电路的输出电平指示信号Vramp对输出功率Pout的图。
图6是采用了本实施例的预充电电路的高频功率放大器电路的在变化温度下的输出电平指示信号Vramp对输出功率Pout的图。
图7是采用了本实施例的预充电电路的高频功率放大器电路的在变化的电源电压下的输出电平指示信号Vramp对输出功率Pout的图。
图8是采用了本实施例的预充电电路的高频功率放大器电路的在假设由制造变化引起的变化预充电电平下的输出电平指示信号Vramp对输出功率Pout的图。
图9是表示对其采用了包含上述实施例的预充电电路的输出功率控制电路的功率模块的另一个实施例的框图。
图10是表示对其采用了包含具有上述实施例的预充电功能的输出功率控制电路的高频功率放大器电路的无线通信系统的大概配置的框图。
图11(A)和11(B)是输出信号频谱特性图，其中图11(A)表示传统RF功率模块的输出信号的频谱特性，图11(B)表示本实施例的RF功率模块的输出信号的频谱特性。
具体实施方式
下面将基于附图来描述本发明的优选实施例。
图1表示根据本发明的，具有对高频功率放大器电路预充电功能的输出功率控制电路实施例的大概配置。在图1中，附图标记210表示配置有晶体管的高频功率放大器电路，例如作为放大元件的场效应晶体管(FET)。所述功率放大器电路包括偏置控制电路，其根据所需的输出功率产生用于每个放大晶体管的栅极或基极的偏置电压，以允许空载电流(idle current)流动。所述高频功率放大器电路210通常由三级放大器组成，但是可以由一级或两级放大器组成。
在高频功率放大起电路210中提供的所述偏置控制电路可以配置成由电阻分压器组成的电路，每个电阻分压器都接收输出功率控制电压Vapc并将以合适的比例来分配该电压，由此向每级放大晶体管产生偏置电压。或者，可以将它配置成包括用于偏置的晶体管的电流反射镜型的偏置电路，其中每个都连接到每级放大晶体管以形成电流反射镜。所述电流反射镜型偏置电路通过将输出功率控制电压Vapc以合适的比例转换成偏置电流以及允许偏置电流流过用于偏置的每个晶体管来对每个放大晶体管施加偏置。
附图标记220表示输出功率控制点路，其检测高频功率放大器电路210的输出功率并产生输出功率控制电压Vapc并将其施加到高频功率放大器电路210。所述输出功率控制电路包括功率检测电路221，通过耦合器或类似装置来检测放大器输出功率并输出与检测到的输出功率成比例的电流；电流-电压转换电路222，其将来自检测器的输出电流转换成电压；以及误差放大器223，其将作为转换结果的检测到的电压Vdet与从基带电路提供的输出电平指示信号Vramp进行比较并输出与Vdet和Vramp之间的电位差相对应的电压作为输出功率控制电压Vapc的。这样一个由输出功率检测电路221、电流-电压转换电路和误差放大器223组成的电路是已经被传统用作APC电路的相对普通的电路。
在本实施例的输出功率控制电路220中，除了上述电路221和223外，还提供了预充电电路228。所述预充电电路228由检测流过高频功率放大器电路210的末级放大晶体管的电流的电流检测电路224、将由此检测到的输出电流转换成电压的电流-电压转换电路225、将作为转换结果的电压Vmoni与预定参考电压Vpre进行比较的差分放大器以及其栅极接收差分放大器223的输出电压以及其源极被连接到误差放大器223的输出端以允许与Vmoni和Vpre之间的电位差相对应的电流流入误差放大器223的晶体管Qe组成。作为晶体管Qe，在该实施例中采用MOSFET；替代地，可以采用双极性晶体管。
当输入到差分放大器226的电压Vmoni低于参考电压Vpre时，所述预充电电路228导通晶体管Qe，允许电流流入误差放大器223。这里，参考电压Vpre设置成与-30dBm到-20dBm的输出功率相当的值。最好是，由类似能产生恒定电压而不依赖于电源电压和温度的带隙参考电路的恒定电压电路来产生参考电压Vpre。设置本实施例的预充电电路228以便当误差放大器223的输出增高到高于由预充电电路228给定的预充电电平并且晶体管Qe的源极电压变得高于其栅极电压时，在输出电平指示信号Vramp升高时自动地关闭晶体管Qe。
图2(B)表示当发送开始时用于高频功率放大的模块(这里称作功率模块)的内部节点的电位是怎样变化的，其中对所述模块采用了上述实施例。
通过与如图2(A)所示的、用软件处理程序预充电的传统方法中电位变化的比较清楚可见，通过采用本实施例获得了以下的结果。不用将用于预充电的输出电平指示信号Vramp增高t4到t5的一段时间就增高了输出功率Pout，并且其增高可以落在GSM标准指定的t5到t6的时间段的预定时标内。我们通过模拟来观察应用了本实施例的功率模块的输出信号的频谱特性并获得如图11(B)中用实线描绘的输出信号轮廓。从这里可以看出，可以将信号轮廓保持低于GSM标准规定的信号强度的可允许范围(用虚线A描绘的)。在图11中，f0是中心发送频率。
图1中所示的高频功率放大器电路210和输出功率控制电路220是通过装配在由一个或多个半导体芯片(IC)和诸如电容器等的外部元件构成的模块中来实现的。在本说明书中，所述模块指的是这样的结构，其中在例如在其侧面和表面具有印刷电路的陶瓷基底的绝缘基底上安装有多个半导体芯片和分散的元件。其中所有的元件都是通过印刷电路和焊线互连来完成其特定任务的结构被作为单独电子部件来处理。
图3表示输出功率控制电路220的线路具体实例的电路图。这里，将通过采用其中所述高频空率放大器电路210由未示出的多级级联的三个放大晶体管组成的例子来解释该电路，但不局限于此。在图3中，Qa3表示高频功率放大器电路210的末级放大晶体管。在被前一级放大晶体管放大后，经由用于切断DC分量的电容器C3来将RF信号RFin输入到晶体管Qa3的栅极，并且将晶体管Qa3的漏极通过输出线路Lout连接到输出端子OUT。在输出线路Lout上，安装了用于切断DC分量的电容器C4和将在后面描述的微耦合器227。
将用于偏置的晶体管Qb3经由电阻器Rb3连接到放大晶体管Qa3的栅极，以便晶体管Qb3和Qa3形成电流反射镜；但是，并不局限于此。来自电流产生电路231的偏置电流Ib3流入该晶体管Qb3，引起作为空载电流的漏电流流过晶体管Qa3，其中漏电流与晶体管Qb3和Qa3之间的尺寸比例成正比。同样，将用于偏置的晶体管(Qb1、Qb2)分别连接到前一级中的放大晶体管以形成电流反射镜，并且允许来自电流产生电路231的偏置电流Ib1、Ib2流入这些晶体管中。通过电流产生电路231和用于偏置的晶体管Qb1、Qb2和Qb3来形成栅极偏置控制电路230。
电流检测电路224由用于电流检测的N沟道MOSFET Q11、串联到晶体管Q11的P沟道MOSFET Q12以及与晶体管Q12一起形成电流反射镜的MOSFET Q13组成。经由电阻器Ri将与施加到末级放大晶体管Qa3的栅极的偏置电压Vb3相等的电压施加到MOSFETQ11的栅极。允许晶体管Q13的漏电流流过用作电流-电压转换装置的电阻器225。
在本实施例中，通过具有相对高的源极-漏极耐电压(大约20V)的横向分布MOSFET(LDMOS)来形成放大晶体管Qa3，其中电极在半导体芯片上横向分布。因此，通过较小的LDMOS来形成用于偏置的晶体管Qb3和用于电流检测的晶体管Q11。结果，与放大晶体管Qa3的漏电流成正比的电流流过用于电流检测的晶体管Q11，并且作为结果，可以检测输出电流。通过使用放大晶体管Qa3的栅极电压来检测电流，可以使本实施例的电流检测电路224甚至对于低功率电流非常灵敏。由于用于电流检测的晶体管Q11是通过使用在其上形成有放大晶体管Qa3的同一个半导体芯片上形成的元件而形成的，在其上，可以降低由于生产变化引起的检测电流变化。
输出功率检测电路221由由电容Ci组成的检测器部分211、N沟道MOSFET Q1、P沟道MOSFET Q2、MOSFET Q3以及用于电流-电压转换的MOSFET Q4、缓冲电路212、偏置产生电路213、缓冲电路214、减法电路215组成，所述电容器Ci的一端被连接到末级放大晶体管Qa3的漏极与输出端子OUT之间的输出线路Lout上安装的微耦合器227，所述N沟道MOSFET Q1的栅极连接到电容器Ci的另一端，P沟道MOSFET Q2被串联连接到晶体管Q1，MOSFET Q3与晶体管Q2一起形成电流反射镜，MOSFET Q4被串联连接到晶体管Q3，缓冲电路212执行作为晶体管Q4转换结果的电压的阻抗变换并将最终产生的电压提供给下一级，偏置产生电路213对MOSFET Q1施加栅极偏置电压，缓冲电路214执行由偏置产生电路213产生的偏置电压的阻抗变换并将最终产生的电压提供给下一级，减法电路215从缓冲电路212的输出中减去缓冲电路214的输出并输出最终产生的电压。作为缓冲电路212和214，可以使用电压跟随器。
偏置产生电路213由电阻器R1和在电源电压端子与接地点之间串联的MOSFET Q5、在MOSFET Q5的栅极和用于输出检测的MOSFET Q1的栅极之间连接的电阻器R2以及在MOSFET Q5的栅极与接地点之间连接的电容器C11组成，其中向所述电源端子外部地提供恒定电压Vtxb。其栅极和漏极耦合的MOSFET Q5被配置作为二极管工作。通过流过电阻器R1和晶体管Q5的电流Ibias，确定节点N1的电位。将节点N1的电位加到用于输出检测的MOSFET Q1的栅极作为给出操作点的偏置电压。
在本实施例中，将MOSFET Q1的门限电压附近的电压值设置成偏置电压值以便用于输出检测的MOSFET Q1能够执行B类放大。结果，与由输入电流的半波整流产生的电流类似的并且与经由电容器Ci到MOSFET Q1的输入电流的AV波形成正比的电流流过MOSFETQ1。MOSFET Q1的漏电流包括与输入AC信号的幅度成正比的DC分量。
该晶体管Q1的漏电流Id通过Q2和Q3的电流反射镜电路被镜像到晶体管Q3并被二极管连接的晶体管Q4转换成电压。这里，一对MOSFET Q1和Q4以及一对MOSFET Q2和Q3被分别设置成两者之间具有的预定尺寸比例。因此，例如当MOSFET Q1和Q2的特性(尤其是门限电压)由于生产变化而改变时，匹配的MOSFET Q4和Q3的特性也相应地改变。结果，特性变化的影响相互抵消，并且与检测到的输出相对应的、不受MOSFET中变化影响的电压出现在MOSFET Q4的漏极。
在本实施例中，与MOSFET Q5的栅极相连的节点N1和偏置产生电路213中的电阻器R2的电位被输入到缓冲电路214的输入端。电阻器R2和电容器C11作为低通滤波器工作，以防止经由电容器Ci引入的输出功率的AC分量被反馈到缓冲电路214的输入。
在本实施例中，经由缓冲电路214将与偏置产生电路213产生的并被施加到用于输出检测的MOSFET Q1的栅极的偏置电压相同的电压提供给减法电路215。从减法电路215输出与检测到的输出相对应的电压，从中已经减去了偏置电压。因此，作为与输出功率的净AC分量成正比的检测电压Vdet的不包括偏置产生电路213添加的DC分量的减法电路215的输出被输入到误差放大器223。误差放大器223向电流产生电路231输出与检测电压Vdet和输出电平指示信号Vramp之间的电位差相对应的电压，作为的输出功率控制电压Vapc。
电流产生电路231由在其非反相输入端接收输出功率控制电压Vapc的差分放大器AMP1、在其栅极接收差分放大器AMPI的输出的MOSFET Q30、串联到MOSFET Q30的电阻器R30以及接收与MOSFET Q30的电压相同的栅极电压的MOSFET Q31、Q32和Q33。通过将与MOSFET Q30和电阻器R30相连的节点N3的电位反馈到差分放大器AMP1的反相输入端来驱动MOSFET Q30，以便连接节点N3的电位会与Vapc和与流过MOSFET Q31、Q32和Q33的与输出功率控制电压Vapc成正比的电流相匹配。
这些电流流入用于偏置的晶体管Qb1、Qb2和Qb3作为偏置电流Ib1、Ib2和Ib3，Qb1、Qb2和Qb3分别与放大元件Qa1、Qa2和Qa3一起形成电流反射镜。通过预先分别设置适当的晶体管Q31、Q32和Q33与晶体管Q30的尺寸比例，可以允许与Vapc成正比的所需量的偏置电流分别流入用于偏置的晶体管Qb1、Qb2和Qb3。通常，按照这样设置偏置电流：Ib1＜Ib2＜Ib3。图3的电流产生电路231是一个例子并且其实施例并不局限于此。可以将一个限制器附接(连接)到差分放大器AMP1的非反相输入端来将输入限制到最大值或低于最大值。可以配置所述电路以便安装电阻电压分配电路，以代替电流产生电路231和晶体管Qb1、Qb2和Qb3，并且将以适当电阻比例分配Vapc产生的偏置电压施加到放大元件Qa1、Qa2和Qa3的栅极。
图4表示预充电电路228的更优选的实例。在图4中，对与图3的电路中所示的元件相对应的元件分配相同的附图标记和符号，并且不再重复其多余的解释。
该实施例中的预充电电路228包括在电流检测电路224中提供的电流钳位电路。具体来说，经由电阻器R0将用于电流反射镜的MOSFET Q12连接到用于电流检测的MOSFET Q11的漏极来提高灵敏度，这通过抑制MOSFET Q11的漏极电压并在末级放大晶体管Qa3的偏置状态附近施加偏置来实现。二极管连接的MOSFET Q14被串联在与晶体管Q12一起形成电流反射镜的晶体管Q13的漏极和接地点之间。
MOSFET Q16与到该晶体管Q14并联。MOSFET Q16与连接二极管的MOSFET Q15一起形成电流反射镜，并旁路来自晶体管Q13的一部分电流，其中外部提供的预定电流Ir流过MOSFET Q15。安装一个其栅极接收与加到晶体管Q13的电压相同的电压的晶体管Q17。晶体管Q18被串联到晶体管Q17并且其栅极接收与加到晶体管Q14的电压相同的电压。二极管连接的晶体管Q19与晶体管Q18一起并联安装。安装与晶体管Q19一起形成电流反射镜的晶体管Q20以及形成电流反射镜以回流流过晶体管Q20的电流的晶体管Q21和Q22。电阻器225被串联连接到晶体管Q22。
晶体管Q15和Q16之间的尺寸比例(就栅极宽度W和栅极长度L来说)是1∶n，晶体管Q13和Q17尺寸相同，晶体管Q14和Q18尺寸相同，晶体管Q19和Q20尺寸相同，晶体管Q21和Q22尺寸相同。因此，在该实施例的电流检测电路224中，是流过晶体管Q15的电流Ir的n倍的电流n·Ir流过晶体管Q16，并且通过从流过晶体管Q13的电流Ia中减去流过晶体管Q16的电流n·Ir而得到的电流(Ia-n·Ir)流过晶体管Q14和Q18。结果，如果Ia＞n·Ir，通过从流过晶体管Q17的电流Ia中减去流过晶体管Q17的电流(Ia-n·Ir)而获得的电流n·Ir流过晶体管Q19到Q22，并且输出电流被钳位到n·Ir。否则，如果Ia＜n·Ir，所有流过晶体管Q13的电流都流过晶体管Q16，没有电流“0”流过晶体管Q14和Q18，并且所有流过晶体管Q17的电流Ia都流过晶体管Q19。通过晶体管Q19到Q22的电流反射镜，流过晶体管Q19的电流被原样复制，并且最终电流Ia流过用于电流-电压转换的电阻器225。
这里，考虑在发送开始时的预充电电路228的操作。一开始，预充电电路228的电源电压Vtxb在使Vramp和Vb3都为“0”的状态下增高。这时，因为Vapc是“0”，所以使晶体管Q11到Q13截止以便较少的或没有电流流过Q11和Q13，并且使末级晶体管Q22截止以便较少的或没有电流流过电流检测电路224中的Q22。因此，差分放大器226的反相输入端子的电压基本上是0V并且低于非反相输入端子的电压Vpre。因此，导通晶体管Qe，Vapc升高并且开始预充电。
然后，当Vb3升高时，电流变成流过电流检测电路224中的晶体管Q11到Q13并且电流流过钳位电路中的晶体管Q14到Q22。随着差分放大器226的反相输入端子电压的增加，该放大器输出就降低，这引起到晶体管Qe的负反馈。这时，即使如果Vapc快速增加并且大电流流过电流检测电路中的晶体管Q11和Q13，流过晶体管Q17的电流被钳位到n·Ir。因此，可能避免过多的电流被转换成差分放大器226的输出的不稳定操作，这使晶体管Qe截止并停止预充电。
图5到8表示通过模拟来检查高频功率放大器电路的输出电平指示信号Vramp和输出功率Pout之间的关系的结果，其中对所述高频功率放大器电路采用了本实施例的预充电电路228。在图5中，实线A描绘了应用本发明的电路的特性，而虚线B描绘了没有应用本发明的电路的特性。从图5中清楚看到，可以通过应用本实施例来实现输出电平指示信号Vramp的0到0.35V范围内的大约高35dBm的输出功率Pout。
图6表示在变化温度下随着Vramp升高的输出功率Pout特性的变化。图7表示在变化的电源电压Vdd下随着Vramp升高的输出功率Pout特性的变化。图8表示在变化的预充电电平下随着Vramp升高的输出功率Pout特性的变化，这假设出现在如果流过用于电流检测的晶体管Q11的电流和流过例如Q13的另一个晶体管的电流之间的比例由于生产变化而与设计值不同的情况下。假设输出功率Pout的目标预充电电平是-30dBm(一开始)，其通过预充电电平增加64dBm，我们检查最坏的情况中离目标的偏差，所述最坏的情况是所有由上述因素引起的变化都是最大的。我们能够确定的观察值偏离目标电平最大是+4.5dm、最小是-3.2dBm，并且所述偏差正好落在设计允许误差内。
图9表示对其采用了包含上述实施例的预充电电路228的输出功率控制电路220的功率模块的另一个实施例。该实施例被配置成使得可以与GSM和DCS(数字蜂窝系统)这两种模式中任一种相适合的放大输出功率和输出发送信号。所述功率模块200包括用于GSM 210a的高频功率放大器电路和用于DCS 210b的高频功率放大器电路并且除了用于预充电的电流检测电路224外，还提供输出功率控制电路220作为用于GSM和DCS的放大器电路的公用电路。
具体来说，作为电流-电压转换装置的电阻器225、差分放大器226和发射极跟随器类型的晶体管Qe，(都是预充电电路228的组成部分)，被提供作为用于GSM和DCS的功率放大器电路的公用电路。电阻器225被配备有用于切换来自GSM电流检测电路的输出电流和来自DCS电流检测电路的输出电流之间的连接的转接开关SW1。该开关的转接和电流产生电路231由表示GSM或DCS发送信号是否来自基带电路的频带控制信号Vband来控制。尽管图9表示的功率模块是为了图形表示的简便而采用了图3中所示的第一实施例的预充电电路228，但是，不用说，也可以采用图4中所示的第二实施例的预充电电路228。
用于GSM 210a的高频功率放大器电路和用于DCS 210b的高频功率放大器电路的每一个都被配置得使得级联三个放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3，也就是，每个都由三个放大器电路组成，这三个放大器电路以这样的方式连接，即前一级晶体管的漏极电压被输入到后一级晶体管的栅极。由在模块基底上形成的微带线组成的电感器MSL1、MSL2和MSL3被分别连接在放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3的每个放大级和电源端子Vdd1、Vdd2的任一个之间。
为了切断要放大的RF信号的DC分量的电容器C1、C2和C3被提供在每个放大级之间。在每个放大级中提供用于偏置Qb1、Qb2和Qb3的晶体管，每个晶体管的栅极都经由电阻被连接到放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3的相应一个的栅极上。随着来自输出功率控制电路中的电流产生电路231的偏置电流Ib1、Ib2和Ib3流过这些晶体管Qb1、Qb2和Qb3，相应的偏置电压被施加到放大晶体管Qa1、Qa2和Qa3上，允许根据功率控制电压Vapc的操作电流流过这些晶体管。
图10表示采用了根据图9的实施例的用于高频功率放大的模块的无线通信系统实例的大概配置。
在图10中，ANT表示用于发送和接收无线信号载波的天线并且附图标记100表示电子设备(这里及以后都称作RF设备)，在该电子设备的单个外壳中安装了下述元件：包括能够进行用于GSM和DCS系统的GMSK调制/解调以及EDGE模式PSK调制/解调的调制/解调电路的半导体集成的RF信号处理电路(这里及以后都称作基带IC)以及用于将发送数据(基带信号)分解成I和Q分量并处理从接收的信号中提取的I和Q分量的电路，放大接收的信号的低噪声放大器LNA1、LNA2，从发送信号中消除谐波分量的带通滤波器BPF1、BPF2，从接收的信号中消除伪分量的带通滤波器BPF3、BPF4等。低噪声放大器LNA1、LNA2可以被放置在基带IC 110中。
基带IC 110包括分别上变换GSM和DCS发送信号的混频器Tx-MIX1、Tx-MIX2，分别下变换GSM和DCS接收信号的混频器Rx-MIX1、Rx-MIX2，产生要通过这些混频器与发送信号和接收信号混频的振荡信号的振荡器VCO1到VCO4以及分别放大GSM和DSC放大信号的增益控制放大器GCA1、GCA2。
在图10中，附图标记200表示上述实施例的包括用来放大从基带IC 110提供的RF发送信号的高频功率放大器电路和输出功率控制电路的功率模块，附图标记300表示前端模块，其包括用来消除例如发送信号中包含的例如高谐波的噪声的滤波器LPF1、LPF2、用于组合和分离GSM信号和DCS信号的双工器DPX1、DPX2以及发送/接收转接开关T/R-SW等。
如图10所示，在该实施例中，将表示GSM或DCS的模式控制信号Vband、输出电平指示信号Vramp、用于检测电路的电源电压Vtxb从基带IC 110提供给功率模块200。基于控制信号Vband和输出电平指示信号Vramp，输出功率控制电路产生并提供偏置电流给高频功率放大器电路210a或210b，而预充电电路228由电源电压Vtxb的升高来触发并根据输出功率控制电压Vapc来执行预充电。
尽管已经基于其实施例具体描述了由本发明人做出的本发明，但是要理解的是本发明并不局限于这里和之前描述的实施例，并且在不脱离本发明范围的情况下可以做出各种改变。例如，尽管在前面的实施例中FET被用作高频功率放大器电路中的放大晶体管Qa1到Qa3，也可以代替使用双极性晶体管、GaAs MESFET、异质结双极性晶体管(HBT)、高电子流动性晶体管和其他晶体管。
尽管在前面的描述中，已经就在本发明的背景使用领域中其在高频功率放大器电路的应用和在移动电话中使用的功率模块解释了由本发明人做出的发明，但是本发明不是这么局限，并且可被用于高频功率放大器电路和功率模块或类似装置来作为无线LAN的组成部分。
Claims (10)
1.一种用于放大RF发送信号的高频功率放大用的电子部件，包括功率放大元件，向功率放大元件施加偏置的偏置控制电路，基于输出功率水平指示信号向所述偏置控制电路提供输出功率控制电压的输出功率控制电路，
其中所述电子部件配备有预充电电路，其在由发送开始时的电源电压的升高而触发，检测流过末级功率放大元件的电流的同时，增高所述输出功率控制电压以产生预定水平的输出功率。
2.如权利要求1所述的高频功率放大用的电子部件，其中所述预充电电路包括检测流过末级功率放大元件的电流的电流检测电路，将电流检测电路的输出电流转换成电压的电流-电压转换电路，和将电流-电压转换电路的输出电压与预定电位比较并输出与它们之间的电位差相对应的电流或电压的差分放大器电路。
3.如权利要求2所述的高频功率放大用的电子部件，还包括检测输出功率的输出功率检测电路和将输出功率检测电路检测到的输出与所述输出功率水平指示信号比较并产生要提供给所述偏置控制电路的输出功率控制电压的误差放大器电路，其中所述预充电电路由发送开始时电源电压的升高而触发，增高要从所述误差放大器电路输出的输出功率控制电压。
4.如权利要求3所述的高频功率放大用的电子部件，其中所述输出功率检测电路被配置成提取所述末级功率放大元件的输出的AC分量并输出与输出功率成正比的检测电压。
5.如权利要求2所述的高频功率放大用的电子部件，其中所述电流检测电路包括晶体管元件和连接到所述晶体管元件的电流反射镜电路，其中所述晶体管元件的控制端子接收与所述末级功率放大元件的控制电压相同电平的电压，并且与流过所述末级功率放大元件的电流成正比的电流流过所述晶体管元件。
6.如权利要求5所述的高频功率放大用的电子部件，其中在形成末级功率放大元件的同一个半导体芯片上形成所述晶体管元件，所述晶体管元件是所述电流检测电路的元件，并具有与放大元件相同的特性并且比所述末级功率放大元件小。
7.如权利要求6所述的高频功率放大用的电子部件，其中所述电流检测电路包括电流钳位电路，该电流钳位电路防止超过预定量的电流在电流检测电路中流动。
8.如权利要求3所述的高频功率放大用的电子部件，其中所述预充电电路包括检测流过所述末级功率放大元件的电流检测电路，将电流检测电路的输出电流转换成电压的电流-电压转换电路，将电流-电压转换电路的输出电压与预定电位比较并输出与它们的电位差相对应的电压的差分放大器电路，以及晶体管，所述晶体管的控制端子接收差分放大器的输出电压，其源极或发射极被连接到所述误差放大器电路的输出端。
9.如权利要求1所述的高频功率放大用的电子部件，还包括放大和输出预定频带中的第一RF信号的第一高频功率放大器电路以及放大和输出与所述第一RF信号的频带不同的频带中的第二RF信号的第二高频功率放大器电路，其中所述预充电电路被提供作为所述第一高频功率放大器电路和第二高频功率放大器电路的公用电路。
10.如权利要求1所述的用于高频功率放大的电子部件，还包括级联的多个功率放大元件，其中所述偏置控制电路被配置成根据所述输出功率控制电压对多个功率放大元件施加偏置电压。
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