CN101807890A - Rf功率放大电路和使用该电路的rf功率模块 - Google Patents

Abstract

一种RF功率放大电路。RF功率放大电路(313)具备前级放大器(310)、后级放大器(311)、控制部(312)。前级放大器响应于RF发送输入信号(Pin)，后级放大器响应于前级放大器输出的放大信号。控制部响应于输出功率控制电压(Vapc)对前级放大器和后级放大器的无功电流进行控制，从而控制前级放大器和后级放大器的增益。响应于输出功率控制电压，前级放大器的无功电流和增益按第一连续函数(2ndAmp)连续变化，后级放大器的无功电流和增益按第二连续函数(3rdAmp)连续变化。第二连续函数比第一连续函数高一次以上的函数。减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率和中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

Description

RF功率放大电路和使用该电路的RF功率模块

技术领域

本发明涉及RF功率放大电路和使用该RF功率放大电路的RF功率模块，尤其涉及对减轻包含多级放大器的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低有效的技术。

背景技术

以GSM(Global System for Mobile Communications)及GPRS(General Packet Radio Service)等为代表的移动通信系统大致全世界都在使用，预计今后也将继续利用。在GSM及GPRS等移动通信系统中，要求根据基站和便携终端设备之间的通信距离来控制便携终端设备的发送输出功率。该发送输出的功率控制通过用控制电压对搭载于便携终端设备的RF功率放大电路的功率增益进行控制来实现。

下述专利文献1记述了一种使无线通信系统的RF功率放大电路的多级放大级的各级的晶体管的栅极偏压响应输出功率控制电压而变化的技术。

下述专利文献2与下述专利文献1同样，记述了一种使无线通信系统的RF功率放大电路的多级放大级的各级的晶体管的栅极偏压响应输出功率控制电压而变化的技术。发生多级放大级的各级的N沟道MOS晶体管的栅极偏压的偏压电路包含各N沟道MOS晶体管、和电流镜连接的偏压用晶体管。通过将偏压用晶体管的栅极和漏极连接，偏压用晶体管连接成二极管。从P沟道MOS晶体管的漏极，向各偏压用晶体管供给偏置电流。P沟道MOS晶体管的源极连接于电源电压，另一方面，P沟道MOS晶体管的栅极通过运算放大器的输出端子的电压来控制。P沟道MOS晶体管的偏置电流通过连接于运算放大器的非反相输入端子的电阻的电压降来控制。该电阻的电压降通过供给到运算放大器的反相输入端子的输出功率控制电压来控制。

下述专利文献3记述有如下技术：为了提高低功率时的功率效率，根据输出电平控制信号，将根据输出电平控制信号而被控制的、被供给电源电压的RF功率放大器的多级放大器的末级放大级的晶体管的栅极偏压阶跃转换，使低功率时的偏压比高功率时的偏压低。

另外，在下述专利文献2所述的RF功率放大电路中，偏置电流设定用的P沟道MOS晶体管的漏极电流供给到平方根电路的输入端子，由该平方根电路的输出端子生成的平方根转换后的输出电流供给到偏置电流设定用的电阻。因而，RF功率放大电路的多级放大级各级的晶体管的偏置电流成为与输出功率控制电压的平方成正比的值，因此可以缓和发送输出功率响应输出功率控制电压变化的急剧变化。

专利文献1：(日本)特开2004-193846号公报

专利文献2：(日本)特开2006-270670号公报

专利文献3：(日本)特开2005-217558号公报

发明内容

在GSM及GPRS等移动通信系统中，在数字调制方式中使用GMSK(Gaussian filtered Minimum Shift Keying：高斯滤波最小频移键控)，在复用方式中使用TDMA(Time Division Multiple Access：时分多址)。因而，数字调制的信号需要以规定周期的矩形脉冲的形式从搭载于便携终端设备的RF功率放大器向基站输出。另外，RF功率放大器将发送信号输出时的脉冲的形状、及脉冲的上升/下降时的调制频谱的形状，其容许值根据移动通信系统的标准而标准化。可知，当在功率增益相对于控制电压的变化率曲线上存在不连续点时，就成为脱离该标准的脉冲形状、及在调制频谱上发生无用信号。为避免这种情况，有效的方法是，相对于控制电压的增加，使RF功率放大器的功率增益连续地单调增加。根据上述专利文献3所述的RF功率放大器，可以提高低功率时的功率效率，但末级放大级的晶体管的偏压被不连续地阶跃转换。其结果是，由本发明者等的研究表明，在上述专利文献3所述的RF功率放大器中，具有在斜升(ramp up)时及斜降(ramp down)时发生乱真信号之类的问题。

本发明者等在本发明之前就从事搭载于便携终端设备的RF功率放大电路的研究、开发。

图2是表示在本发明之前由本发明者等研究的三级放大级的RF功率放大电路的构成的图。

在图2所示的RF功率放大电路中，供给到输入端子103的RF发送输入信号Pin由各级放大器105、106、107放大，由输出端子104生成RF发送输出信号Pout。为了进行各级放大器105、106、107的输入输出阻抗的转换从而降低阻抗不匹配造成的发送信号的反射损耗，在各放大晶体管105、106、107上连接有由无源元件构成的匹配电路(MN)108、109、110。电源电压Vdd由电源电压供给端子101、101A、101B、101C供给。多级放大级的RF功率放大器的功率增益通过如下途径来进行：线性电压电流转换器118将供给到端子102的输出功率控制电压Vapc转换为电流，并将该转换电流供给到二极管连接的偏压晶体管112、113、114，在放大晶体管105、106、107上设定无功电流(偏置电流)的值。另外，为了减轻高电平的RF放大信号流入低阻抗的二极管连接的偏压晶体管112、113、114，在二极管连接的偏压晶体管112、113、114上连接有电阻115、116、117。

接着，对图2所示的三级放大级的RF功率放大电路的RF发送输出功率的控制功能进行说明。

RF发送输出功率的控制利用各放大晶体管105、106、107的放大增益依赖于各无功电流(偏置电流)值的性质并用下述的机构来执行。

首先，当输出功率控制电压Vapc施加于电压电流转换器118的输入端子102时，由分压电阻129、130生成的分压电压供给到运算放大器128的反相输入端子。于是，由运算放大器128、P沟道MOS晶体管126、电阻127构成的电路工作，使得与分电压成正比的电流流入P沟道MOS晶体管126和电阻127的串联电路。P沟道MOS晶体管126、122、N沟道MOS晶体管124、125、和P沟道MOS晶体管123、119、120、121分别构成电流镜电路，流到P沟道MOS晶体管126的电流的磁镜比倍增的电流流到二极管连接的偏压晶体管112、113、114。各偏压晶体管112、113、114和各放大晶体管105、106、107也构成电流镜电路，各磁镜比倍增的电流流到各放大晶体管105、106、107，从而设定无功电流(偏置电流)的值。

上述的多个电流镜电路的各电路的磁镜比通常按照如下方式来选定：在输出功率控制电压Vapc成为最大时，各无功电流(偏置电流)成为通过图2所示的三级放大级的RF功率放大电路可以得到移动通信系统的标准的最大输出功率Pout(max)的那样的无功电流(偏置电流)。

图3是表示流到图2所示的在本发明之前由本发明者等研究的、RF功率放大电路的3级放大级的各放大级的各放大晶体管105、106、107的无功电流(偏置电流)的电流密度Jq对输出功率控制电压Vapc的依赖性的图。另外，在图3中，纵轴表示流到各放大晶体管的无功电流(偏置电流)的电流密度Jq的值，横轴表示输出功率控制电压Vapc的值，无功电流(偏置电流)的电流密度Jq的最大值Jq-max对应于输出功率控制电压Vapc的最大值Vapc(max)而流到各放大晶体管。

如图3所示，响应于同一输出功率控制电压Vapc的值而分别流到第一级的放大晶体管105、第二级的放大晶体管106和第三级的放大晶体管107的无功电流(偏置电流)的电流密度Jq的值成为同一值。

另一方面，在由多级放大级构成的RF功率放大电路中，第一级的放大晶体管105采用较小的器件尺寸，第二级的放大晶体管106采用中间的器件尺寸，末级即第三级的放大晶体管107采用较大的器件尺寸。即，在RF功率放大电路中，各放大级的放大晶体管的器件尺寸从初级放大级经由中间放大级到末级放大级对应于各RF输入信号的信号电平的增加而增加，RF功率放大电路的功率附加效率(PAE：Power Added Efficiency)得以改善。如果初级放大级及中间放大级的放大晶体管具有末级放大级的放大晶体管那样大的器件尺寸，则与各RF输入信号的较小的信号电平相比，过大的无功电流(偏置电流)会流到初级放大级及中间放大级的放大晶体管，RF功率放大电路的功率附加效率(PAE)降低。RF功率放大电路的第一级的放大晶体管105、第二级的放大晶体管106和第三级的放大晶体管107的各器件尺寸按照在RF功率放大电路生成标准的最大输出功率Pout(max)时各放大级的功率效率成为最大的方式来设定。通过适当设定RF功率放大电路的各放大级的放大晶体管的各器件尺寸、和各无功电流(偏置电流)的电流密度Jq的值，来将生成最大输出功率Pout(max)时的各放大级的阻抗不匹配造成的信号损耗最小化，将各放大级的功率效率最大化。

这样，通过按RF功率放大电路的初级、中级、末级的顺序使各放大级的放大晶体管的器件尺寸增加并最佳化，能够改善生成最大输出功率Pout(max)时的RF功率放大电路的功率附加效率(PAE)。

但是，由本发明者等的研究表明，在RF功率放大电路生成低于最大输出功率Pout(max)的输出功率Pout时，发生功率附加效率(PAE)降低。该低功率时及中间功率时的功率附加效率(PAE)降低的原因如下所述。

即，当由RF功率放大电路生成的输出功率Pout比最大输出功率Pout(max)低时，第一级和第二级即前级放大级的阻抗不匹配造成的信号损耗增加，因此第三级即末级放大级的输入电压振幅Vmin降低。此时，第三级即末级放大级的无功电流(偏置电流)的值也降低，但第三级即末级放大级的输入电压振幅Vmin的降低更为显著。因而，在低功率时及中间功率时，第三级即末级放大级的功率效率降低，因此RF功率放大电路的功率附加效率(PAE)降低。该机理更为详细地说明如下所述。

RF功率放大电路的第一级、第二级和第三级的各放大晶体管在无功电流(偏置电流)的电流密度Jq下、进行生成正循环和负循环的输出信号振幅的电流密度Jcm的A级工作时的各放大晶体管的功率效率η可以由下述式(1)给出。

(数学式1)

$\mathrm{\η}=\frac{1}{2}{\left(\frac{j_{\mathrm{cm}}}{J_q}\right)}^2$

另一方面，当设各放大晶体管的互导和输入电压振幅分别为gm和Vmin时，各放大晶体管的输出信号振幅的电流密度Jcm可以由下述式(2)给出。

(数学式2)

$j_{\mathrm{cm}}=g_m\·V_{\min }=\sqrt{2\mathrm{\β}\·j_q}\·V_{\min }$

通过将上述(2)式代入上述(1)式，可以得到下述(3)式。

(数学式3)

$\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{\β}\·{V_{\min }}^2}{J_q}$

由上述(3)式可知，当其输入电压振幅Vmin的降低比第三级即末级放大级的无功电流(偏置电流)的电流密度Jq的降低显著时，第三级即末级放大级的放大晶体管的功率效率η降低。

本发明是如上所述的本发明之前的本发明者等的研究结果。

因而，本发明的目的在于，减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

另外，本发明的另一目的在于，减轻RF功率放大电路的电源电压降低时的发送输出功率的降低。

本发明的所述以及其他目的和新特征根据本说明书的记述及附图大概就会明白了。

对本申请所公示的第一发明中的代表性的特征进行简单说明，如下所述。

即，本发明的代表性的RF功率放大电路(313)具备前级放大器(310)、和后级放大器(311)、和控制部(312)。

所述前级放大器(310)的输入端子可响应于RF发送输入信号(Pin)，所述后级放大器(311)的输入端子可响应于在所述前级放大器(310)的输出端子上生成的放大信号。

所述控制部(312)通过响应于功率控制电压(Vapc)对所述前级放大器(310)的无功电流和所述后级放大器(311)的无功电流进行控制，可控制所述前级放大器(310)的增益和所述后级放大器(311)的增益(参照图1)。

响应于所述功率控制电压(Vapc)，所述前级放大器(310)的所述无功电流和所述增益按照第一连续函数(2ndAmp)连续变化，所述后级放大器(311)的所述无功电流和所述增益按照第二连续函数(3rdAmp)连续变化。

所述第二连续函数(3rdAmp)为比所述第一连续函数(2ndAmp)高一次以上的函数。(参照图4)

对本申请所公示的第二发明中的代表性的特征进行简单说明，如下所述。

即，本发明的代表性的RF功率放大电路具备放大器(Q1)和控制部(1100、1101)。

所述放大器(Q1)的输入端子响应于RF发送输入信号，由所述放大器(Q1)的输出端子生成RF发送输出信号。

所述控制部(1100、1101)包含第一控制部(1100)和第二控制部(1101)。

所述第一控制部(1100)可响应于供给到第一控制输入端子的输出功率控制电压(Vapc)，并由第一控制输出端子生成第一输出电流(I_IN)。

所述第二控制部(1101)可响应于供给到第二控制输入端子的所述第一控制部(1100)的所述第一输出电流(I_IN)，并由第二控制输出端子生成用于确定所述放大器的放大晶体管(Q1)的无功电流的第二输出电流(I_SQR)。

所述输出功率控制电压(Vapc)的最大值(Vapc(max))设定为规定的电压值，由所述第一控制部(1100)的所述第一控制输出端子生成的所述第一输出电流(I_IN)的最大值(I_IN(max))设定为规定的电流值。

所述第二控制部(1101)包含响应于所述第一控制部(1100)的所述第一输出电流(I_IN)生成所述第二输出电流(I_SQR)的多个MOS晶体管(M1～M4)(参照图13)。

所述第二控制部(1101)的所述多个MOS晶体管(M1～M4)响应所述第一控制部(1100)的设定为所述规定的最大值(I_IN(max))的所述第一输出电流(I_IN)，在其亚阈值区工作(参照图14、图15)。

因而，所述第二控制部(1101)的所述多个MOS晶体管在源极/栅极间电压比阈值电压低的亚阈值区工作。因而，所述第二控制部(1101)可在较低的电源电压(V_DD)下工作，可以减轻RF功率放大电路的电源电压降低时的发送输出功率的降低。

对通过本申请所公示的第一发明中代表性的特征得到的效果进行简单说明，如下所述。即，能够减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

对通过本申请所公示的第二发明中代表性的特征得到的效果进行简单说明，如下所述。

即，能够减轻RF功率放大电路的电源电压降低时的发送输出功率的降低。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式3-1的RF功率放大电路的结构的方框图。

图2是表示在本发明之前由本发明者等研究的三级放大级的RF功率放大电路的结构图。

图3是表示流到图2所示的在本发明之前由本发明者等研究的、RF功率放大电路的三级放大级的各放大级的放大晶体管的无功电流的电流密度对输出功率控制电压的依赖性的图。

图4是表示图1所示的RF功率放大电路的第一级放大器、第二级放大器和第三级放大器的各无功电流的电流密度相对于输出功率控制电压的特性图。

图5是表示变形的实施方式即本发明的实施方式3-2的RF功率放大电路的构成的方框图。

图6是表示具体的实施方式即本发明的实施方式3-3的RF功率放大电路的结构的方框图。

图7是表示图6所示的本发明的实施方式3-3的RF功率放大电路的电流-电流连续函数生成电路所包含的电流平方电路的结构图。

图8是表示图6所示的本发明的实施方式3-3的RF功率放大电路的电流-电流连续函数生成电路所包含的电流三次方电路的结构图。

图9是表示本发明的实施方式3-4的RF功率模块的结构的方框图。

图10是表示图1所示的本发明的实施方式3-1的RF功率放大电路和图2所示的在本发明之前由本发明者等研究的RF功率放大电路的输出功率控制电压对RF发送输出信号的特性图。

图11是表示图1所示的本发明的实施方式3-1的RF功率放大电路和图2所示的在本发明之前由本发明者等研究的RF功率放大电路的RF发送输出信号对功率附加效率的特性图。

图12是表示在图6所示的实施方式中将RF功率放大电路所包含的作为放大晶体管和偏压用晶体管的N沟道MOS晶体管置换为HBT等NPN型双极晶体管时的本发明另一实施方式的RF功率放大电路的结构的方框图。

图13是表示第二着眼点的发明的实施方式4-1的RF功率放大电路的结构的方框图。

图14是对MOS晶体管的亚阈值特性进行说明的图。

图15是表示在输出功率控制电压Vapc为规定值的范围内、图13的电流平方转换电路1101所包含的4个MOS晶体管M1～M4可在亚阈值区工作的情况的模拟结果图。

图16是表示在包含图13所示的电压-电流转换电路1100和电流平方转换电路1101的第二着眼点的发明的实施方式4-1的RF功率放大电路中、在电源电压V_DD为3.5伏和2.9伏时、后级放大器(第三级)的无功电流的模拟结果图。

图17是表示在包含图13所示的电压-电流转换电路1100和电流平方转换电路1101的第二着眼点的发明的实施方式4-1的RF功率放大电路中、在电源电压V_DD为3.5伏和2.9伏时、后级放大器(第三级)的输出端子的发送输出功率Pout的模拟结果图。

图18是表示第二着眼点的发明的实施方式4-2的RF功率放大电路的结构图。

图19是表示第二着眼点的发明的实施方式4-3的由多级放大器结构的RF功率放大电路的结构图。

图20是表示第二着眼点的发明的实施方式4-4的RF功率模块的结构的方框图。

图21是表示在本发明之前由本发明者等研究的、实现响应输出功率控制电压Vapc而以比前级放大器的无功电流及增益高一次以上连续函数对后级放大器的无功电流及增益进行控制的功率控制方式的RF功率放大电路的结构图。

图22是表示在使用图21的RF功率放大电路结构和图7的电流平方电路结构的情况下、在电源电压为V_DD为3.5伏和2.9伏时后级放大器(第三级)的无功电流的模拟结果图。

图23是表示在使用图21的RF功率放大电路结构和图7的电流平方电路结构的情况下、在电源电压为V_DD为3.5伏和2.9伏时后级放大器(第三级)的输出端子的发送输出功率Pout的模拟结果图。

符号说明

301  电流-电压线性转换部

302～304  电压-电流转换系数设定部

305  电流-电流平方转换部

306  电流-电流三次方转换部

307  电流-电流平方转换系数设定部

308  电流-电流三次方转换系数设定部

309  第一级放大器

310  第二级放大器

311  第三级放大器

312  无功电流控制部

313  功率放大器

Pin   RF发送输入信号

Pout  RF发送输出信号

Vapc  输出功率控制电压

1100  电压-电流转换电路

1101  电流平方转换电路

V_DD  电源电压

Vapc  输出功率控制电压

Iapc  输出功率控制电流

I_IN  电压-电流转换电路1100的输出电流

I_SQR  电流平方转换电路1101的输出电流

I₀  偏置电流

Q1  末级放大级的MOS晶体管

Q2  偏压用的MOS晶体管

1120  电源电压供给端子

1121  输入端子

1112  电阻

1113、1114分压电阻

OP1运算放大器

M10～M13电压-电流转换电路1100的MOS晶体管

M1～M4、M30、M31电流平方转换电路1101的MOS晶体管

具体实施方式

1、关于第一着眼点的发明的实施方式的概要

首先，对本申请所公开的第一着眼点的发明的代表性实施方式说明概要。在代表性实施方式的概要说明中，附带括弧参照的附图的参照符号只不过是对带有该参照符号的构成要素的概念所包含的元件进行例示。

(1)本发明的代表性的RF功率放大电路(313)的特征为：具备前级放大器(310)、后级放大器(311)、和控制部(312)。

上述前级放大器(310)的输入端子可响应于RF发送输入信号(Pin)，上述后级放大器(311)的输入端子可响应于在上述前级放大器(310)的输出端子上生成的放大信号。

上述控制部(312)通过响应于供给到控制输入端子的功率控制电压(Vapc)对上述前级放大器(310)的无功电流和上述后级放大器(311)的无功电流进行控制，可控制上述前级放大器(310)的增益和上述后级放大器(311)的增益(参照图1)。

响应于上述功率控制电压(Vapc)，上述前级放大器(310)的上述无功电流和上述增益按照第一连续函数(2ndAmp)连续变化，上述后级放大器(311)的上述无功电流和上述增益按照第二连续函数(3rdAmp)连续变化。

上述第二连续函数(3rdAmp)为比上述第一连续函数(2ndAmp)高一次以上的函数。

根据上述实施方式，能够减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

在优选的实施方式中，特征为：上述后级放大器(311)的放大晶体管的器件尺寸设定为比上述前级放大器(310)的放大晶体管的器件尺寸大。

响应于规定电平的上述功率控制电压(Vapc)，上述后级放大器(311)的上述无功电流的电流密度设定为比上述前级放大器(310)的上述无功电流的电流密度低(参照图4)。

根据上述优选的实施方式，在RF功率放大电路生成低功率及中间功率的RF发送输出信号时，能够减轻因前级放大级的阻抗不匹配造成的信号损耗增大而后级放大级的输入电压振幅的降低比后级放大级的无功电流密度的降低显著。

在另一优选的实施方式中，特征为：响应于上述功率控制电压(Vapc)，上述前级放大器(309)的上述无功电流和上述增益按照作为第一连续函数(1stAmp)的线性特性连续变化，

响应于上述功率控制电压(Vapc)，上述后级放大器(310、311)的上述无功电流和上述增益按照作为第二连续函数(2ndAmp、3rdAmp)的平方特性或三次方特性连续变化(参照图4)。

在另一优选的实施方式中，特征为：上述控制部(610、620、630)响应于上述功率控制电压(Vapc)，生成按照上述线性特性连续变化的第一偏置电流、和按照上述平方特性或三次方特性连续变化的第二偏置电流。

上述RF功率放大电路(313)还具备第一偏压用晶体管(631)和第二偏压用晶体管(632、633)。

上述第一偏压用晶体管(631)与上述前级放大器的上述放大晶体管(641)连接成电流镜，上述第二偏压用晶体管(632、633)与上述后级放大器的上述放大晶体管(642、643)连接成电流镜。

由上述控制部(610、620、630)生成的上述第一偏置电流和上述第二偏置电流分别供给到上述第一偏压用晶体管(631)和上述第二偏压用晶体管(632、633)(参照图6)。

在更优选的实施方式中，特征为：上述控制部(610、620)由包含CMOS晶体管的单片集成电路构成(参照图6)。

在更优选的实施方式中，特征为：上述前级放大器的上述放大晶体管(641)、上述后级放大器的上述放大晶体管(642、643)、上述第一偏压用晶体管(631)、和上述第二偏压用晶体管(632、633)由MOS晶体管构成(参照图6)。

在具体的一个实施方式中，特征为：上述前级放大器的上述放大晶体管(641)、上述后级放大器的上述放大晶体管(642、643)、上述第一偏压用晶体管(631)、和上述第二偏压用晶体管(632、633)由双极晶体管构成(参照图12)。

在更具体的一个实施方式中，特征为：上述MOS晶体管为LDMOS晶体管。

进而，在更具体的一个实施方式中，特征为：上述双极晶体管为异质结双极晶体管。

(2)本发明的另一观点的代表性实施方式的RF功率模块，其特征为：具备将第一频带的RF发送输入信号(Pin_GSM)放大的第一RF功率放大电路(911)、将第二频带的RF发送输入信号(Pin_DCS)放大的第二RF功率放大电路(921)、和输出功率控制部(930、915)。

上述输出功率控制部(930、915)包含第一功率检波器(932)、第二功率检波器(933)、误差放大器(934)。

上述第一功率检波器(932)检测由上述第一RF功率放大电路(911)的输出端子生成的第一RF发送信号的电平，

上述第二功率检波器(933)检测由上述第二RF功率放大电路(921)的输出端子生成的第二RF发送信号的电平，

上述误差放大器(934)响应外部控制电压(Vramp)与上述第一功率检波器(932)及上述第二功率检波器(933)的检波输出电压(Vdet)之差，生成功率控制电压(Vapc)(参照图9)。

上述第一RF功率放大电路(911)和上述第二RF功率放大电路(921)的各RF功率放大电路(313)具有前级放大器(310)、后级放大器(311)、控制部(312)。

上述前级放大器(310)的输入端子可响应于RF发送输入信号(Pin)，上述后级放大器(311)的输入端子可响应于在所述前级放大器(310)的输出端子上生成的放大信号。

上述控制部(312)通过响应于供给到控制输入端子的上述功率控制电压(Vapc)对上述前级放大器(310)的无功电流和上述后级放大器(311)的无功电流进行控制，可控制上述前级放大器(310)的增益和上述后级放大器(311)的增益(参照图1)。

响应于上述功率控制电压(Vapc)，上述前级放大器(310)的上述无功电流和上述增益按照第一连续函数(2ndAmp)连续变化，上述后级放大器(311)的上述无功电流和上述增益按照第二连续函数(3rdAmp)连续变化，

上述第二连续函数(3rdAmp)为比上述第一连续函数(2ndAmp)高一次以上的函数(参照图4)。

根据上述实施方式，能够减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

2、关于第二着眼点的发明的实施方式的概要

首先，对本申请所公示的第二着眼点的发明的代表性实施方式说明概要。在代表性实施方式的概要说明中，附带括弧参照的附图的参照符号只不过是对带有该参照符号的构成要素的概念所包含的元件进行例示。

(1)本发明的代表性实施方式的RF功率放大电路，其特征为：具备放大器(Q1)和控制部(1100、1101)。

上述放大器(Q1)的输入端子可响应于RF发送输入信号，由上述放大器(Q1)的输出端子生成RF发送输出信号。

上述控制部(1100、1101)包含第一控制部(1100)和第二控制部(1101)。

上述第一控制部(1100)可响应于供给到第一控制输入端子的输出功率控制电压(Vapc)，并由第一控制输出端子生成第一输出电流(I_IN)。

上述第二控制部(1101)可响应于供给到第二控制输入端子的上述第一控制部(1100)的上述第一输出电流(I_IN)，并由第二控制输出端子生成用于确定上述放大器的放大晶体管(Q1)的无功电流的第二输出电流(I_SQR)。

上述输出功率控制电压(Vapc)的最大值(Vapc(max))设定为规定的电压值，由此，由上述第一控制部(1100)的上述第一控制输出端子生成的上述第一输出电流(I_IN)的最大值(I_IN(max))设定为规定的电流值。

上述第二控制部(1101)包含响应于上述第一控制部(1100)的上述第一输出电流(I_IN)而生成上述第二输出电流(I_SQR)的多个MOS晶体管(M1～M4)(参照图13)。

上述第二控制部(1101)的上述多个MOS晶体管(M1～M4)响应于上述第一控制部(1100)的设定为上述规定的最大值(I_IN(max))的上述第一输出电流(I_IN)，在其亚阈值区工作(参照图14、图15)。

根据上述实施方式，上述第二控制部(1101)的上述多个MOS晶体管在源极/栅极间电压比阈值电压低的亚阈值区工作。因而，上述第二控制部(1101)可在较低的电源电压(V_DD)下工作，可以减轻RF功率放大电路的电源电压降低时的发送输出功率的降低。

在优选的实施方式中，特征为：上述放大器(Q1)为多级放大器的后级放大器。

上述多级放大器包含向上述后级放大器供给RF放大信号的前级放大器(Q715、716)。

响应于上述输出功率控制电压(Vapc)，上述前级放大器(Q715、716)的无功电流按照第一连续函数连续变化，上述后级放大器(Q1)的上述无功电流按照第二连续函数连续变化。

上述第二连续函数为比上述第一连续函数高一次以上的函数。

根据上述优选的实施方式，能够减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

在另一优选的实施方式中，上述后级放大器的放大晶体管(Q1)的器件尺寸设定为比所述前级放大器的放大晶体管(Q715、716)的器件尺寸大。

进而，在另一优选的实施方式中，特征为：上述第二控制部(1101)的上述多个MOS晶体管(M1～M4)包含第一MOS晶体管(M1)、第二MOS晶体管(M2)、第三MOS晶体管(M3)、和第四MOS晶体管(M4)。

上述第一MOS晶体管(M1)的栅极和漏极连接着，上述第二MOS晶体管(M2)的栅极和漏极连接着。

上述第一控制部(1100)的上述第一输出电流(I_IN)可供给到上述第一MOS晶体管(M1)的漏极/源极电流路径和上述第二MOS晶体管(M2)的漏极/源极电流路径的串联连接处。

在上述第二MOS晶体管(M2)的栅极上连接有可使大致恒定的偏置电流(I₀)流动的上述第三MOS晶体管(M3)的栅极，在上述第三MOS晶体管(M3)的栅极上连接有可使上述第二输出电流(I_SQR)流动的上述第四MOS晶体管(M4)的栅极。

上述第二输出电流(I_SQR)为与上述第一输出电流(I_IN)的平方成正比的电流(参照图19)。

在另一优选的实施方式中，特征为：上述RF功率放大电路还具备第一偏压用晶体管(Q709、Q710)和第二偏压用晶体管(Q2)。

上述第一偏压用晶体管(Q709、Q710)与上述前级放大器的上述放大晶体管(Q715、Q716)连接成电流镜，上述第二偏压用晶体管(Q2)与上述后级放大器的上述放大晶体管(Q1)连接成电流镜。

用于使上述前级放大器(Q715、Q716)的上述无功电流按照上述第一连续函数连续变化的第一偏置电流供给到所述第一偏压用晶体管(Q709、Q710)。

用于使上述后级放大器(Q1)的上述无功电流按照上述第二连续函数连续变化的第二偏置电流供给到上述第二偏压用晶体管(Q2)(参照图18、图19)。

在具体的一个实施方式中，特征为：上述控制部(1100、1101)由包含CMOS晶体管的单片集成电路构成。

在另一具体的一个实施方式中，特征为：上述前级放大器的上述放大晶体管(Q715、Q716)、上述后级放大器的上述放大晶体管(Q1)、和上述第一偏压用晶体管(Q709、Q710)、上述第二偏压用晶体管(Q2)由MOS晶体管构成(参照图19)。

在另一具体的一个实施方式中，特征为：上述前级放大器的上述放大晶体管(Q715、Q716)、上述后级放大器的上述放大晶体管(Q1)、上述第一偏压用晶体管(Q709、Q710)、和上述第二偏压用晶体管(Q2)由双极晶体管构成(参照图18)。

更具体的一个实施方式的特征为：上述MOS晶体管为LDMOS晶体管。

另一更具体的一个实施方式的特征为：上述双极晶体管为异质结双极晶体管。

(2)本发明的另一观点的代表性实施方式的RF功率模块的特征为：具备将第一频带的RF发送输入信号(Pin_GSM)放大的第一RF功率放大电路(1811)、将第二频带的RF发送输入信号(Pin_DCS)放大的第二RF功率放大电路(1821)、和输出功率控制部(1830、1815)。

上述输出功率控制部(1830、1815)包含第一功率检波器(1832)、第二功率检波器(1833)、误差放大器(1834)。

上述第一功率检波器(1832)检测由上述第一RF功率放大电路(1811)的输出端子生成的第一RF发送信号的电平。

上述第二功率检波器(1833)检测由上述第二RF功率放大电路(1821)的输出端子生成的第二RF发送信号的电平。

上述误差放大器(1834)根据外部控制电压(Vramp)与上述第一功率检波器(1832)及上述第二功率检波器(1833)的检波输出电压(Vdet)之差，生成输出功率控制电压(Vapc)(参照图20)。

上述第一RF功率放大电路(1811)和上述第二RF功率放大电路(1821)的各RF功率放大电路具备放大器(Q1)和控制部(1100、1101)。

上述放大器(Q1)的输入端子可响应于RF发送输入信号，由上述放大器(Q1)的输出端子生成RF发送输出信号。

上述控制部(1100、1101)包含第一控制部(1100)和第二控制部(1101)。

上述第一控制部(1100)可响应于供给到第一控制输入端子的输出功率控制电压(Vapc)，并由第一控制输出端子生成第一输出电流(I_IN)。

上述第二控制部(1101)可响应于供给到第二控制输入端子的上述第一控制部(1100)的所述第一输出电流(I_IN)，并由第二控制输出端子生成用于确定上述放大器的放大晶体管(Q1)的无功电流的第二输出电流(I_SQR)。

上述输出功率控制电压(Vapc)的最大值(Vapc(max))设定为规定的电压值，由此，由上述第一控制部(1100)的上述第一控制输出端子生成的上述第一输出电流(I_IN)的最大值(I_IN(max))设定为规定的电流值。

上述第二控制部(1101)包含响应于上述第一控制部(1100)的上述第一输出电流(I_IN)而生成上述第二输出电流(I_SQR)的多个MOS晶体管(M1～M4)(参照图13)。

上述第二控制部(1101)的上述多个MOS晶体管(M1～M4)响应于上述第一控制部(1100)的设定为上述规定的最大值(I_IN(max))的上述第一输出电流(I_IN)，在其亚阈值区工作(参照图14、图15)。

根据上述实施方式，上述第二控制部(1101)的上述多个MOS晶体管(M1～M4)在源极/栅极间电压比阈值电压低的亚阈值区工作。因而，上述第二控制部(1101)可在较低的电源电压(V_DD)下工作，可以减轻RF功率放大电路的电源电压降低时的发送输出功率的降低。

3、关于第一着眼点的发明的实施方式的详细内容

接着，对第一着眼点的发明的实施方式进行更详细地说明。另外，在用于对用于实施发明的最佳方式进行说明的全部附图中，在与上述的图具有同一功能的器件上附带同一符号，省略其重复说明。

[实施方式3-1]

《RF功率放大电路的结构》

图1是表示本发明的实施方式3-1的RF功率放大电路的结构的方框图。

在图1所示的RF功率放大电路313上连接有无功电流控制部312。首先，RF功率放大电路313包含多级连接的第一级放大器309、第二级放大器310和第三级放大器311。向第一级放大器309的输入端子供给RF发送输入信号Pin，第一级放大器309的输出端子的RF放大信号供给到第二级放大器310的输入端子，第二级放大器310的输出端子的RF放大信号供给到第三级放大器311的输入端子，由第三级放大器311的输出端子生成RF发送输出信号Pout。在该RF功率放大电路313中，也按照初级的第一级放大器309、中级的第二级放大器310、末级的第三放大器311的顺序，增大各放大级的放大晶体管的器件尺寸。如果放大晶体管是场效应晶体管，则器件尺寸由沟道宽度(W)和沟道长度(L)之比(W/L)决定，另一方面，如果放大晶体管是双极晶体管，则器件尺寸由发射极面积(A_E)决定。

向无功电流控制部312供给输出功率控制电压Vapc，由无功电流控制部312生成的第一偏压、第二偏压和第三偏压分别供给到第一级放大器309、第二级放大器310和第三级放大器311。无功电流控制部312由电压-电流线性转换部301、电压-电流转换系数设定部302、303、304、电流-电流平方转换部305、电流-电流三次方转换部306、电流-电流平方转换系数设定部307、以及电流-电流三次方转换系数设定部308构成。

《RF功率放大电路的工作》

具有上述结构的图1所示的RF功率放大电路313进行下述工作。

供给到第一级放大器309的输入端子的RF发送输入信号Pin由第一级放大器309放大，在其输出端子生成第一RF放大信号。第一RF放大信号由第二级放大器310放大，在其输出端子生成第二RF放大信号。第二RF放大信号由第三级放大器311放大，在其输出端子生成RF发送输出信号Pout。

另外，供给输出功率控制电压Vapc的无功电流控制部312通过下述工作，来控制三级从属连接的RF功率放大器313的第一级放大器309、第二级放大器310和第三级放大器311的各级无功电流。

当输出功率控制电压Vapc供给到无功电流控制部312时，电压-电流线性转换部301生成与输出功率控制电压Vapc成正比的转换输出电流。

由电压-电流转换系数设定部302设定转换系数，使得第一级放大器309的无功电流根据电压-电流线性转换部301的转换输出电流被设定为所希望的值。电压-电流转换系数设定部302根据该转换系数，将电压-电流线性转换部301的转换输出电流以线性特性增加一倍。电压-电流转换系数设定部302的线性特性的倍增输出电流供给到第一级放大器309，在第一级放大器309的内部，线性特性的倍增输出电流通过第一偏压用晶体管转换为第一偏压。在第一级放大器309的内部，第一偏压用晶体管和第一级放大晶体管连接成电流镜，因此第一级放大晶体管的无功电流响根据输出功率控制电压Vapc用线性特性来控制。

由电压-电流转换系数设定部303设定转换系数，使得第二级放大器310的无功电流根据电压-电流线性转换部301的转换输出电流被设定为所希望的值。电压-电流转换系数设定部303根据该转换系数，将电压-电流线性转换部301的转换输出电流以线性特性增加一倍。电压-电流转换系数设定部303的线性特性的倍增输出电流供给到电流-电流平方转换部305，在电流-电流平方转换部305，来自电压-电流线性转换部301的转换输出电流以电流-电流平方转换部305的平方特性增加一倍。在电流-电流平方转换系数设定部307，设定电流-电流平方转换部305的平方特性的转换系数。电流-电流平方转换部305和电流-电流平方转换系数设定部307的平方特性的倍增输出电流供给到第二级放大器310，在第二级放大器310的内部，平方特性的倍增输出电流通过第二偏压用晶体管转换为第二偏压。在第二级放大器310的内部，第二偏压用晶体管和第二级放大晶体管连接成电流镜，因此根据输出功率控制电压Vapc，用平方特性来控制第二级放大晶体管的无功电流。

由电压-电流转换系数设定部304设定转换系数，使得第三级放大器311的无功电流根据电压-电流线性转换部301的转换输出电流被设定为所希望的值。电压-电流转换系数设定部304根据该转换系数，将电压-电流线性转换部301的转换输出电流以线性特性增加一倍。电压-电流转换系数设定部304的线性特性的倍增输出电流供给到电流-电流三次方转换部306，在电流-电流三次方转换部306，来自电压-电流线性转换部301的转换输出电流以电流-电流三次方转换部306的三次方特性增加一倍。在电流-电流三次方转换系数设定部308，设定电流-电流三次方转换部306的三次方特性的转换系数。电流-电流三次方转换部306和电流-电流三次方转换系数设定部308的三次方特性的倍增输出电流供给到第三级放大器311，在第三级放大器311的内部，三次方特性的倍增输出电流通过第三偏压用晶体管转换为第三偏压。在第三级放大器311的内部，第三偏压用晶体管和第三级放大晶体管连接成电流镜，因此第三级放大晶体管的无功电流根据输出功率控制电压Vapc用三次方特性进行控制。

图4是表示图1所示的RF功率放大电路313的第一级放大器309、第二级放大器310和第三级放大器311的各无功电流的电流密度Jq相对于输出功率控制电压Vapc的特性图。

在图4中，纵轴表示流到各放大晶体管的无功电流(偏置电流)的电流密度Jq的值，横轴表示输出功率控制电压Vapc的值。在图4中，实线1stAmp表示初级的第一级放大器309的无功电流密度Jq，粗虚线2ndAmp表示中级的第二级放大器310的无功电流密度Jq，细虚线3rdAmp表示末级的第三级放大器311的无功电流密度Jq。

如图4所示，响应于生成低功率及中间功率的RF发送输出信号Pout时的同一电平的输出功率控制电压Vapc，按照如下方式进行设定：初级的第一级放大器309的无功电流密度Jq(＝1stAmp)具有最大值，中级的第二级放大器310的无功电流密度Jq(＝2ndAmp)具有中间值，末级的第三级放大器311的无功电流密度Jq(＝3rdAmp)具有最小值。另外，在图4的例子中，响应于生成最大输出功率Pout(max)时的最大电平的输出功率控制电压Vapc-max，初级的第一级放大器309的无功电流密度Jq(＝1stAmp)、中级的第二级放大器310的无功电流密度Jq(＝2ndAmp)、和末级的第三级放大器311的无功电流密度Jq(＝3rdAmp)设定为大致相等的最大值Jq-max。

在图4所示的图1的RF功率放大电路313的各级无功电流密度的控制方法中，设定为：响应于同一电平的输出功率控制电压Vapc，无功电流密度的值从初级到中级、从中级到末级随着级的后延而逐渐降低。因而，在生成低功率及中间功率的RF发送输出信号Pout时，能够减轻因前级放大级的阻抗不匹配造成的信号损耗增大而后级放大级的输入电压振幅的降低比后级放大级的无功电流密度的降低显著这种情况。这样，根据图1所示的本发明实施方式3-1的RF功率放大电路，可以减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

另外，图1所示的本发明实施方式3-1的RF功率放大电路的无功电流控制部312所包含的电流-电流平方转换部305、和电流-电流三次方转换部306只要具有响应于输入电流将与平方及三次方成正比并成为连续函数的特性的电流分别输出的功能即可，其电路结构不是问题。

图10是表示图1所示的本发明的实施方式3-1的RF功率放大电路和图2所示的在本发明之前由本发明者等研究的RF功率放大电路的RF发送输出信号Pout相对于输出功率控制电压Vapc的特性图。

在图10中，特性L1为图2的在本发明之前由本发明者等研究的RF功率放大电路的RF发送输出信号Pout相对于输出功率控制电压Vapc的特性，特性L2为图1的本发明实施方式3-1的RF功率放大电路的RF发送输出信号Pout相对于输出功率控制电压Vapc的特性。

在图10的特性L2所示的图1的本发明实施方式3-1的RF功率放大电路的RF发送输出信号Pout相对于输出功率控制电压Vapc的特性中，首先，可知在其变化特性上不存在不连续点。其次，与图10的特性L1相比，可知图10的特性L2能够缓和RF发送输出信号Pout响应输出功率控制电压Vapc变化的急剧变化。

图11是表示图1所示的本发明的实施方式3-1的RF功率放大电路和图2所示的在本发明之前由本发明者等研究的RF功率放大电路的RF发送输出信号Pout对功率附加效率(PAE)的特性图。

在图11中，特性L1为图2的在本发明之前由本发明者等研究的RF功率放大电路的RF发送输出信号Pout对功率附加效率(PAE)的特性，而特性L2为图1的本发明实施方式3-1的RF功率放大电路的RF发送输出信号Pout对功率附加效率(PAE)的特性。

与图11的特性L1相比，可知图11的特性L2可改善RF发送输出信号Pout大致为30dBm以下的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)。

[实施方式3-2]

《RF功率放大电路的另一结构》

图5是表示变形实施方式即本发明的实施方式3-2的RF功率放大电路的结构的方框图。

图5所示的本发明的实施方式3-2的RF功率放大电路和图1所示的本发明实施方式3-1的RF功率放大电路不同的是，连接在图1的无功电流控制部312的电压-电流转换系数设定部303的输出和RF功率放大电路313的第二级放大器310之间的、电流-电流平方转换部305和电流-电流平方转换系数设定部307在图5的无功电流控制部312被省略。

因而，在图5所示的本发明的实施方式3-2的RF功率放大电路中，第一级放大器309的第一级放大晶体管的无功电流和第二级放大器310的第二级放大晶体管的无功电流响应于输出功率控制电压Vapc，以线性特性来控制。但是，根据生成低功率及中间功率的RF发送输出信号Pout时的同一电平的输出功率控制电压Vapc，第二级放大器310所包含的第二级放大晶体管的无功电流的电流密度Jq设定为比第一级放大器309所包含的第一级放大晶体管的无功电流的电流密度Jq小的值。

其次，图5所示的本发明的实施方式3-2的RF功率放大电路和图1所示的本发明实施方式3-1的RF功率放大电路不同的是，图1所示的无功电流控制部312的电流-电流平方转换部305、和电流-电流平方转换系数设定部307在图5所示的无功电流控制部312中，连接在电压-电流转换系数设定部304的输出、和RF功率放大电路313的第三级放大器311之间。

因而，在图5所示的本发明的实施方式3-2的RF功率放大电路中，第三级放大器311的第三级放大晶体管的无功电流根据输出功率控制电压Vapc用平方特性进行控制。但是，根据生成低功率及中间功率的RF发送输出信号Pout时的同一电平的输出功率控制电压Vapc，第三级放大器311的第三级放大晶体管的无功电流的电流密度Jq设定为比第一级放大器309的第一级放大晶体管的无功电流的电流密度Jq、及第二级放大器310的第二级放大晶体管的无功电流的电流密度Jq小的值。

在图5所示的本发明的实施方式3-2中，与图1所示的本发明实施方式3-1同样，在生成低功率及中间功率的RF发送输出信号时，能够减轻因前级放大级的阻抗不匹配造成的信号损耗增大而后级放大级的输入电压振幅的降低比后级放大级的无功电流密度的降低显著。另外，与图1所示的本发明实施方式3-1相比，图5所示的本发明的实施方式3-2具有简化电路实现电路的小型化这样的效果。

[实施方式3-3]

《RF功率放大电路的具体结构》

图6是表示具体实施方式即本发明的实施方式3-3的RF功率放大电路的结构的方框图。

与图1所示的RF功率放大电路同样，在图6所示的RF功率放大电路640上连接有无功电流控制部610、620、630。首先，RF功率放大电路640包含多级连接的第一级放大器641、第二级放大器642和第三级放大器643。向RF功率放大电路640的输入端子604供给RF发送输入信号Pin，由RF功率放大电路640的输出端子605生成RF发送输出信号Pout，向RF功率放大电路640的电源电压供给端子600A、600B、600C供给电源电压Vdd。

经由输入级输入匹配电路(MN)向第一级放大器641的输入端子供给RF发送输入信号Pin，第一级放大器641的输出端子的RF放大信号经由中级输入匹配电路(MN)供给到第二级放大器642的输入端子，第二级放大器642的输出端子的RF放大信号经由输出级输入匹配电路(MN)供给到第三级放大器643的输入端子，由第三级放大器643的输出端子生成RF发送输出信号Pout。在该RF功率放大电路640中，也按照初级的第一级放大器641、中级的第二级放大器642、末级的第三放大器643的顺序，增大各放大级的放大晶体管的器件尺寸。

图6所示的无功电流控制部610、620、630由电压-电流线性转换电路610、电压-电流线性转换系数设定电路620、电流-电流连续函数生成电路630构成。特别是，图6的电流-电流连续函数生成电路630具有与图1的无功电流控制部312的电流-电流平方转换部305、电流-电流三次方转换部306、电流-电流平方转换系数设定部307、电流-电流三次方转换系数设定部308同等的工作功能。

图6的电压-电流线性转换电路610由电阻611、612、614、618、P沟道MOS晶体管613、615、617、电流镜电路619、和运算放大器616构成，具有与图1的无功电流控制部312的电压-电流线性转换部301同等的工作功能。

在图6的电压-电流线性转换电路610中，由输入端子602供给的输出功率控制电压Vapc由分压电阻611、612分压，该分压电压经由P沟道MOS晶体管613供给到运算放大器616的反相输入端子，运算放大器616的输出电压供给到P沟道MOS晶体管617，输出功率控制电流Iapc流到P沟道MOS晶体管617。另外，还通过电流镜电路619、同一器件尺寸的P沟道MOS晶体管613、615、补偿电阻614，在运算放大器616的反相输入端子上生成补偿电压Voffset。该补偿电压Voffset为电阻614的电阻值Roffset、和流到电流镜电路619的参照电流Iref的乘积。

另外，电压-电流线性转换电路610的输出功率控制电流Iapc可以按如下方式求出。根据流到电流镜电路619的输入端子601的参照输入电流Iref，使参照输出电流Iref分别流到P沟道MOS晶体管613、615、电阻614，因此运算放大器616的非反相输入端子的电位V+、和反相输入端子的电位V-分别由下述式(4)和式(5)给出。

(数学式4)

V₊＝R₃·I_apc+V_SG+R_offset·I_ref

(数学式5)

$V_{-}=V_{\mathrm{apc}}\frac{R_2}{R_1+R_2}+V_{\mathrm{SG}}$

在式(4)和式(5)中，R3为电阻618的电阻值，Iapc为流到电阻618及P沟道MOS晶体管617的电流，V_SG为P沟道MOS晶体管613、615的源极-栅极间电压，Roffset为电阻614的电阻值，Iref为电流镜电路619的参照输出电流，R1、R2分别为电阻611、612的电阻值，Vapc为输入端子602的输出功率控制电压Vapc。运算放大器616将两输入端子的电位V+、电位V-互等那样的输出电压供给到P沟道MOS晶体管617，因此根据式(4)和式(5)，输出功率控制电流Iapc如下式(6)所示而求出，输出功率控制电流Iapc相对于输出功率控制电压Vapc成为一次连续函数。

(数学式6)

$I_{\mathrm{apc}}=\frac{R_2\·V_{\mathrm{apc}}}{R_3\·(R_1+R_2)}-\frac{R_{\mathrm{offset}}}{R_3}\·I_{\mathrm{ref}}$

由式(6)可知，只在与输出功率控制电压Vapc成正比的式(6的第一项的绝对值比与补偿电压Voffset(＝Roffset·Iref)成正比的式(6)的第二项的绝对值大的工作区域，输出功率控制电流Iapc与输出功率控制电压Vapc成为线性特性(一次连续函数)。由此消除由RF功率放大电路生成的RF发送输出信号Pout因输出功率控制电压Vapc所包含的微弱的噪音成分而波动。

电压-电流线性转换系数设定电路620包含多个电流镜电路，RF功率放大电路640的初级的第一级放大器641的无功电流由P沟道MOS晶体管617、624的磁镜比、N沟道MOS晶体管625、626的磁镜比、和P沟道MOS晶体管627、621的磁镜比的乘法运算来决定。

首先，电压-电流线性转换系数设定电路620的P沟道MOS晶体管621的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路630所包含的栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管631。由于偏压用N沟道MOS晶体管631和RF功率放大电路640的初级的第一级放大器641的源极接地N沟道MOS晶体管连接成电流镜，因此初级的第一级放大器641的源极接地N沟道MOS晶体管的无功电流由来自P沟道MOS晶体管621的输出电流来设定。因而，初级的第一级放大器641的无功电流成为输出功率控制电压Vapc的线性的连续函数。

其次，电压-电流线性转换系数设定电路620的另一P沟道MOS晶体管623的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路630所包含的电流平方电路636的电流输入端子Iin。由电流平方电路636的电流输出端子Iout生成的与输入电流的平方成正比的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路630所包含的栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管632。由于偏压用N沟道MOS晶体管632和RF功率放大电路640的中级的第二级放大器642的源极接地N沟道MOS晶体管连接成电流镜，因此中级的第二级放大器642的源极接地N沟道MOS晶体管的无功电流由来自P沟道MOS晶体管621的输出电流来设定。因而，中级的第二级放大器642的无功电流成为输出功率控制电压Vapc的平方的连续函数。

再有，电压-电流线性转换系数设定电路620的另一P沟道MOS晶体管622的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路630所包含的电流三次方电路635的电流输入端子Iin。由电流三次方电路635的电流输出端子Iout生成的与输入电流的三次方成正比的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路630所包含的栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管633。由于偏压用N沟道MOS晶体管633和RF功率放大电路640的末级的第三级放大器643的源极接地N沟道MOS晶体管连接成电流镜，因此末级的第三级放大器643的源极接地N沟道MOS晶体管的无功电流由来自P沟道MOS晶体管622的输出电流来设定。因而，末级的第三级放大器643的无功电流成为输出功率控制电压Vapc的三次方的连续函数。

《电流平方电路的结构》

图7是表示图6所示的本发明实施方式3-3的RF功率放大电路的电流-电流连续函数生成电路630所包含的电流平方电路636的结构图。

图7所示的电流平方电路636由电流平方基本电路710、误差修正电路720、电流减法运算电路730构成。电流平方电路636具有由输出端子703生成与由输入端子702供给的电流Iin的平方成正比的输出电流Iout的功能。

电流平方基本电路710由具有大致相等的沟道长度Lp和大致相等的沟道宽度Wp的5个P沟道MOS晶体管713、714、715、716、717和具有大致相等的沟道长度Ln的2个N沟道MOS晶体管711、712构成。N沟道MOS晶体管712的沟道宽度Wn712设定为N沟道MOS晶体管711的沟道宽度Wn711的大致2倍。

因此，根据供给到偏压供给端子701的偏压Vbias，偏置电流I₀和其2倍的偏置电流2I₀分别流到N沟道MOS晶体管711和N沟道MOS晶体管712。另外，向连接成电流镜的两个P沟道MOS晶体管716、717流动相等的电流I₁，另外，电流I₂根据供给到电流输入端子702的输入电流Iin流到P沟道MOS晶体管715，该P沟道MOS晶体管715连接于栅极和漏极连接成二极管的P沟道MOS晶体管716。

当设二极管连接的P沟道MOS晶体管716的两端间电压为V₁；设P沟道MOS晶体管715的源极、漏极间电压为V₂；设P沟道MOS晶体管717的源极、漏极间电压为V₃；设5个P沟道MOS晶体管713～717和两个N沟道MOS晶体管711、712的阈值电压和沟道电导率分别为V_TH和β；设电流平方电路636的电流平方基本电路710的输出电流为I_SQR时，可以得到下面的关系。

(数学式7)

$I_0=\frac{\mathrm{\β}}{2}{(\frac{V_3}{2}-V_{\mathrm{TH}})}^2=\frac{\mathrm{\β}}{8}{(V_3-2V_{\mathrm{TH}})}^2$

(数学式8)

$I_1=\frac{\mathrm{\β}}{2}{(V_1-V_{\mathrm{TH}})}^2$

(数学式9)

$I_2=I_1+I_{\mathrm{IN}}=\frac{\mathrm{\β}}{2}{(V_2-V_{\mathrm{TH}})}^2$

(数学式10)

V₃＝V₁+V₂

(数学式11)

I_SQR＝I₁+I₃＝I₁+I₂-2I₀

根据式(9)和式(11)，电流平方电路636的电流平方基本电路710的输出电流I_SQR如下式(12)所示而求出。

(数学式12)

I_SQR＝2I₁-2I₀+I_IN

根据式(8)和式(9)，电流I₁和电流I₂之和如下式(13)所示而求出。

(数学式13)

$I_1+I_2=\frac{\mathrm{\β}}{2}{(V_1-V_{\mathrm{TH}})}^2+\frac{\mathrm{\β}}{2}{(V_2-V_{\mathrm{TH}})}^2$

$=\frac{\mathrm{\β}}{2}({V_1}^2-2V_1{V}_{\mathrm{TH}}+{V_{\mathrm{TH}}}^2+{V_2}^2-2V_2{V}_{\mathrm{TH}}+{V_{\mathrm{TH}}}^2)$

根据式(10)和式(13)，电流I₁和电流I₂之和如下式(14)所示而求出。

(数学式14)

$I_1+I_2=\frac{\mathrm{\β}}{2}({V_1}^2+{V_2}^2-2V_3{V}_{\mathrm{TH}}+2{V_{\mathrm{TH}}}^2)$

$=\frac{\mathrm{\β}}{2}(\frac{1}{2}{(V_1+V_2)}^2+{\frac{1}{2}{(V_1-V_2)}^2+{2V}_{\mathrm{TH}}}^2-2V_3{V}_{\mathrm{TH}})$

$=\frac{\mathrm{\β}}{4}({V_3}^2-4V_3{V}_{\mathrm{TH}}+4{V_{\mathrm{TH}}}^2+{(V_1-V_2)}^2)$

$=\frac{\mathrm{\β}}{4}({(V_3-2V_{\mathrm{TH}})}^2+{(V_1-V_2)}^2)$

根据式(8)和式(9)，电流I₂和电流I₁之差即输入端子702的电流Iin如下式(15)所示而求出。

(数学式15)

$I_{\mathrm{IN}}=I_2-I_1=\frac{\mathrm{\β}}{2}{(V_2-V_{\mathrm{TH}})}^2-\frac{\mathrm{\β}}{2}{(V_1-V_{\mathrm{TH}})}^2$

$=\frac{\mathrm{\β}}{2}((V_2-V_{\mathrm{TH}})+(V_1-V_{\mathrm{TH}}))((V_2-V_{\mathrm{TH}})-(V_1-V_{\mathrm{TH}}))$

$=\frac{\mathrm{\β}}{2}\left((V_2+V_1-2V_{\mathrm{TH}})(V_2-V_1)\right)$

根据式(10)和式(15)，求出下式(16)。

(数学式16)

$I_{\mathrm{IN}}=\frac{\mathrm{\β}}{2}\left((V_3-2V_{\mathrm{TH}})(V_2-V_1)\right)$

根据式(16)，求出下式(17)。

(数学式17)

${(V_2-V_1)}^2=\frac{4{I_{\mathrm{IN}}}^2}{{\mathrm{\β}}^2{(V_3-2V_{\mathrm{TH}})}^2}$

根据式(7)，求出下式(18)。

(数学式18)

${(V_3-2V_{\mathrm{TH}})}^2=\frac{8I_0}{\mathrm{\β}}$

将式(17)和式(18)代入式(14)，由此求出下式(19)。

(数学式19)

$I_1+I_2=\frac{\mathrm{\β}}{4}({(V_3-2V_{\mathrm{TH}})}^2+{(V_1-V_2)}^2)$

$=2I_0+\frac{{I_{\mathrm{IN}}}^2}{8I_0}$

根据式(11)和式(19)，电流平方电路636的电流平方基本电路710的输出电流I_SQR如下式(20)所示而求出。

(数学式20)

$I_{\mathrm{SQR}}=I_1+I_2-2I_0$

$=2I_0+\frac{{I_{\mathrm{IN}}}^2}{8I_0}-2I_0=\frac{{I_{\mathrm{IN}}}^2}{8I_0}$

由该式(20)可知，电流平方基本电路710的输出电流I_SQR的值与偏置电流I₀的值成反比，另一方面，与电流输入端子702的输入电流Iin的值的平方成正比，并连续变化。

但是，当电流输入端子702的输入电流Iin成为极小的值大致为零时电流平方基本电路710的输出电流I_SQR也成为极小的值大致为零时，电路连接节点718的电位降低。通过该电路连接节点718的电位降低，N沟道MOS晶体管712不可能使偏置电流2I₀流动，在电流平方基本电路710的输出电流I_SQR中将会包含误差电流成分。该误差电流成分包含电源电压波动依赖性及温度波动依赖性。

电流平方电路636的误差修正电路720及电流减法运算电路730工作，以补偿电流平方电路636的输出电流I_SQR中包含的误差电流成分。误差修正电路720与电流平方基本电路710同样，由5个P沟道MOS晶体管和2个N沟道MOS晶体管构成。但是，与电流平方基本电路710不同，不向误差修正电路720供给电流输入端子702的输入电流Iin。

向电流减法运算电路730的由N沟道MOS晶体管732、734构成的电流镜供给误差修正电路720输出的误差补偿电流，向减法运算电路730的由N沟道MOS晶体管731、733构成的电流镜供给电流平方基本电路710的输出电流I_SQR。另外，经由电流镜736和由N沟道MOS晶体管732、734构成的电流镜，向电流镜的N沟道MOS晶体管733的漏极的电路连接节点737供给误差修正电路720输出的误差补偿电流。因而，在电流镜的N沟道MOS晶体管733的漏极的电路连接节点737处，电流平方基本电路710的电流输入端子702的输入电流Iin成为极小的值时的输出电流I_SQR中包含的误差电流成分可以通过误差修正电路720输出的误差补偿电流来消除。另外，当电流平方基本电路710的电流输入端子702的输入电流Iin成为大的值时，具有按照上述式(20)算出的值的电流平方基本电路710的输出电流I_SQR经由减法运算电路730的N沟道MOS晶体管731、733、和由两个P沟道MOS晶体管构成的电流镜735从电流平方电路636的输出端子703作为电流平方电路636的输出电流Iout而输出。

另外，下述参考文献1中记述有如下技术：使用模拟CMOS电路，按照上述式(20)，生成与输入电流的值的平方成正比的输出电流。

[参考文献1]KLAAS.BULT et al，“A CLASS of Analog CMOSCircuits Based on the Square-Law Characteristic of an MOS Transistorin Saturation”，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATECIRCUITS，VOL.SC-22，NO.3，JUNE 1987，PP.357-365.

《电流三次方电路的结构》

图8是表示图6所示的本发明实施方式3-3的RF功率放大电路的电流-电流连续函数生成电路630所包含的电流三次方电路635的结构图。

图8所示的电流三次方电路635由电流平方电路870、电流加减运算电路840、和电流乘法运算电路860构成。首先，电流三次方电路635的电流平方电路870由电流平方基本电路810、误差修正电路820、电流减法运算电路830构成。

图8的电流平方基本电路810与图7的电流平方基本电路710同样，根据上述式(20)，电流平方基本电路810的输出电流I_SQR的值与偏置电流I₀的值成反比，另一方面，与电流输入端子802的输入电流Iin的值的平方成正比，并连续变化。另外，与图7的电流平方基本电路710同样，图8的电流平方基本电路810的偏置电流I₀响应于供给到偏压供给端子801的偏压Vbias而流到图8的电流平方基本电路810的N沟道MOS晶体管。

与图7的误差修正电路720和电流减法运算电路730同样，图8的误差修正电路820和电流减法运算电路830工作，以补偿电流平方基本电路810的输出电流I_SQR所包含的误差电流成分。

向图8的电流加减运算电路840的由N沟道MOS晶体管851、845构成的电流镜供给电流平方电路870的电流减法运算电路830的输出电流I_SQR，因此电流I_SQR也流到图8的电流加减运算电路840的由P沟道MOS晶体管846、847、848构成的电流镜。

由图8的电流三次方电路635的输入端子802供给的输入电流Iin供给到包含2个N沟道MOS晶体管和2个P沟道MOS晶体管的电流镜806。电流Iin流到与电流镜806连接的电流加减运算电路840的P沟道MOS晶体管841、842，电流Iin也流到电流加减运算电路840的P沟道MOS晶体管843、844。其结果是，在电流加减运算电路840中，减法运算电流I_SQR-Iin从连接有N沟道MOS晶体管841、P沟道MOS晶体管847的两漏极的电路连接节点849流入电流乘法运算电路860的输入端子805。另外，在电流加减运算电路840中，加法运算电流I_SQR+Iin从连接有P沟道MOS晶体管848、844的两漏极的电路连接节点850流入电流乘法运算电路860的输入端子804。

图8的电流三次方电路635的电流乘法运算电路860包含6个P沟道MOS晶体管861～863、865～867和2个N沟道MOS晶体管864、868。该电流乘法运算电路860的2个N沟道MOS晶体管864、868的两栅极在电流平方基本电路810的内部，通过偏置电流I₀流入的N沟道MOS晶体管栅极电压而偏压。另外，该电流乘法运算电路860与上述参考文献1所述的模拟电流乘法器同样，根据减法运算电流I_SQR-Iin和加法运算电流I_SQR+Iin，生成下述的电流乘法运算输出电流Icubic。

(数学式21)

$I_{\mathrm{cubic}}=\frac{I_{\mathrm{SQR}}{I}_{\mathrm{IN}}}{{2I}_0}$

将式(20)代入式(21)，由此求出下式(22)。

(数学式22)

$I_{\mathrm{cubic}}=\frac{I_{\mathrm{SQR}}{I}_{\mathrm{IN}}}{2I_0}=\frac{{I_{\mathrm{IN}}}^3}{16{I_0}^2}$

由该式(22)可知，图8所示的电流三次方电路635的输出电流I_cubic(Iout)的值与偏置电流I₀的平方成反比，另一方面，与电流输入端子802的输入电流Iin的三次方成正比，并连续变化。

图8所述的电流三次方电路635通过电流平方电路870的使用，一次生成平方特性，其后，通过电流加减运算电路840的使用，生成输入电流Iin的一次(线性)特性的电流和电流平方电路870的输出电流I_SQR的减法运算电流、和加法运算电流，通过电流乘法运算电路860的使用，由减法运算电流和加法运算电流生成电流乘法运算输出电流Icubic，由此生成三次方特性。因而，在生成输入电流Iin的三次方特性时，具有简化电路结构可实现电路小型化这样的效果。

[实施方式3-4]

《RF功率模块的结构》

图9是表示本发明实施方式3-4的RF功率模块的结构的方框图。

图9所示的RF功率模块为与GSM方式的低频带和高频带两个频带(GSM900：880MHz～915MHz和DSC1800：1710MHz～1785MHz)对应的RF功率模块。因而，图9所示的RF功率模块由对应于低频带的GSM900频带的RF功率发送电路910、对应于高频带的DCS1800频带的RF功率发送电路920、发送输出功率反馈电路930、信号路径转换电路940、输出功率控制电路915构成。在该RF功率模块上连接有例如向发送信号输入端子900、904供给RF发送信号Pin-GSM、Pin-DCS的调制电路，还连接有对接收信号输出端子905、907的RF接收信号Rx-GSM、Rx-DCS进行解调的解调电路，还连接有在控制端子901、902、903生成控制信号的基带信号处理半导体集成电路，在天线端子906连接有收发天线，由此构成手机终端。

对应于低频带的GSM900频带的RF功率发送电路910由RF功率放大器911、输出匹配电路912、功率耦合器913、低通滤波器914、和输出功率控制电路915构成，另一方面，对应于高频带的DCS1800频带的RF功率发送电路920由RF功率放大器921、输出匹配电路922、功率耦合器923、低通滤波器924、和输出功率控制电路915构成。

另外，连接于低频带对应的RF功率发送电路910和高频带对应的RF功率发送电路920的发送输出功率反馈电路930由功率检波电路932、933、误差放大器934、和电路转换器931构成。另外，连接于低频带对应的RF功率发送电路910和高频带对应的RF功率发送电路920的信号路径转换电路940由天线开关941、和静电放电滤波器942、943、944构成。

在图9所示的RF功率模块中，对应于GSM900频带的RF功率发送电路910包含的RF功率放大器911的发送输出功率电平、和对应于DCS1800频带的RF功率发送电路920包含的RF功率放大器921的发送输出功率电平由与发送输出功率反馈电路930的误差放大器934连接的输出功率控制电路915来控制。即，通过发送输出功率反馈电路930的误差放大器934的输出端子916的输出功率控制电压Vapc供给到输出功率控制电路915的控制输入端子，来控制低频带对应的RF功率放大器911及高频带对应的RF功率放大器921的发送输出功率电平。

低频带对应的RF功率放大器911及高频带对应的RF功率放大器921的各RF功率放大器可由图1所示的本发明实施方式3-1的RF功率放大电路、或图5所示的本发明实施方式3-2的RF功率放大电路、或图6所示的本发明实施方式3-3的RF功率放大电路中任一电路结构。发送输出功率反馈电路930和输出功率控制电路915可由低频带对应的RF功率发送电路910和高频带对应的RF功率发送电路920共用，因此可以实现RF功率模块的小型化。

与RF功率放大器911、921的输出端子连接的输出匹配电路912、922具有将收发天线的负载阻抗不匹配造成的RF发送信号的反射损耗最小化的功能。功率耦合器913、923具有向发送输出功率反馈电路930供给由输出匹配电路912、922供给的RF发送信号的一部分、另一方面向低通滤波器914、924供给其余的大部分RF发送信号的功能。低通滤波器914、924具有使RF功率放大器911、921实现的RF发送信号放大时产生的高谐波信号衰减的功能。功率检波电路932、933具有向误差放大器934供给对应于由功率耦合器913、923供给的RF信号功率的检波输出电压Vdet的功能。误差放大器934具有生成将由控制端子903供给的外部控制电压Vramp和功率检波电路932、933的检波输出电压Vdet之差放大并将其差最小化那样的输出功率控制电压Vapc的功能。另外，静电放电滤波器942、943、944具有防止外部端子907、906、905的静电造成的RF功率模块损坏并进行不必要信号的衰减的功能。天线开关941进行发送工作和接收工作，还具有响应GSM900频带的接收工作和DCS1800频带的接收工作将由天线端子906生成或供给的RF信号的信号传递路径转换的功能。即，RF功率模块具有如下功能：在GSM900频带的发送时，向天线端子906传递由RF功率发送电路910输出的RF信号；在GSM900频带的接收时，向接收信号输出端子907传递由天线端子906供给的RF信号；在DCS1800频带的发送时，向天线端子906传递由RF功率发送电路920的输出生成的RF信号；在DCS1800频带的接收时，向接收信号输出端子905传递由天线端子906供给的信号。电路转换器931具有响应供给到控制端子901、902的收发工作转换信号、和低频带/高频带发送频带选择信号，将输出功率控制电路915、功率检波电路932、933、误差放大器934、天线开关941各自的工作进行转换的功能。

本实施方式的RF功率模块在进行发送工作时，在用RF功率发送电路910、920将由发送信号输入端子900、904供给的低频带/高频带的RF发送信号进行功率放大到所希望的输出功率电平之后，经由信号路径转换电路940，由天线端子906生成RF发送信号。另外，发送工作时的输出功率的电平控制通过由从控制端子903供给的外部控制电压Vramp使误差放大器934的输出端子916的输出功率控制电压Vapc间接变化来执行。另外，在进行接收工作时，由天线端子906供给的低频带/高频带的RF接收信号向接收信号输出端子907、905传递。

在进行低频带侧的GSM900频带的RF发送信号的发送工作时，低频带对应的RF功率发送电路910、发送输出功率反馈电路930、和输出功率控制电路915构成反馈环。因而，输出功率控制电路915根据输出功率控制电压Vapc，对低频带对应的RF功率发送电路910所包含的RF功率放大器911的发送输出功率电平进行控制，使得控制端子903的外部控制电压Vramp和功率检波电路932的检波输出电压Vdet之差最小化。其结果是，可以减轻因电源电压及温度波动、及收发天线的负载波动等外部环境变化造成的低频带对应的RF功率发送电路910的发送输出电平波动。

在进行高频带侧DCS1800频带的RF发送信号的发送工作时，高频带对应的RF功率发送电路920、发送输出功率反馈电路930、和输出功率控制电路915构成反馈环。因而，输出功率控制电路915根据输出功率控制电压Vapc，对高频带对应的RF功率发送电路920所包含的RF功率放大器921的发送输出功率电平进行控制，使得控制端子903的外部控制电压Vramp和功率检波电路933的检波输出电压Vdet之差最小化。其结果是，可以减轻因电源电压及温度波动、及收发天线的负载波动等外部环境变化造成的高频带对应的RF功率发送电路920的发送输出电平波动。

另外，图9所示的RF功率模块的RF功率发送电路910、920所包含的输出匹配电路912、922、功率耦合器913、923、低通滤波器914、924、发送输出功率反馈电路930、和信号路径转换电路940的具体电路结构可以采用多种多样的结构，因此在此省略说明。

以上，基于各种实施方式对本发明者开发的发明进行了具体说明，但本发明不局限于此，在不脱离其要旨的范围内，可以实施各种变更是不言而喻的。

[另一实施方式]

例如，在图1的实施方式中，对将本发明应用于三级结构的RF功率放大电路的例子进行了说明，但本发明只要是以后级放大器的增益控制比前级放大器的增益控制高一次以上的连续函数来控制即可。另外，本发明的三级结构的RF功率放大电路可以包含任意级数的RF功率放大器。

另外，在构成本发明的多级结构的RF功率放大电路的多级放大器中，只要进行如下控制即可：按初级的第一级放大器、中级的第二级放大器、末级的第三级放大器的顺序，响应于输出功率控制电压Vapc，以线性特性(一次方特性)、二次方特性、三次方特性及更高次的连续函数，控制其无功电流，各级放大器的电路形式及放大器的种类是问题。

例如，通过将图7所示的电流平方电路636的电流平方基本电路710的N沟道MOS晶体管712的沟道宽度按照小于N沟道MOS晶体管711的沟道宽度的2倍的比率来设定，也可以在流到电流减法运算电路730的电流镜的N沟道MOS晶体管731、732的电流上生成静差。例如，在将小于2倍的比率设定为1.75倍的情况下，上述式(19)的右边第一项的2I₀中的1.75I₀流到N沟道MOS晶体管712，其余的0.25 I₀流到电流减法运算电路730的N沟道MOS晶体管731。

另一方面，在误差修正电路720中，将与电流平方基本电路710的N沟道MOS晶体管712对应的N沟道MOS晶体管的沟道宽度，按照小于与电流平方基本电路710的N沟道MOS晶体管711对应的N沟道MOS晶体管的沟道宽度的2倍的比率来设定。其结果是，上述式(19)的右边第一项的2I₀中的1.75I₀流到与电流平方基本电路710的N沟道MOS晶体管712对应的误差修正电路720的N沟道MOS晶体管，其余的0.25 I₀流到电流减法运算电路730的N沟道MOS晶体管732。

因此，流入电流减法运算电路730的N沟道MOS晶体管731的0.25I₀的补偿电流、和流入N沟道MOS晶体管732的0.25 I₀的补偿电流在电流减法运算电路730的电路连接节点735处能够被消除。其结果是，在这种情况下，也可以由图7的电流平方电路636的输出端子703生成具有按照上述式(20)算出的值的输出电流。

另外，在生成与比输入电流Iin的三次方更大的输入电流Iin的四次方及其以上的高次的连续函数成正比的输出电流的情况下，可以采用下述实施方式。

在高次的连续函数为偶数次数(2n次方，n＝1、2、3...)的情况下，使用将图8的本发明的实施方式所述的电流平方电路870进行n级级联的连续函数生成电路。由该连续函数生成电路的n级级联的各级间节点，可以生成偶数次数的连续函数。

另外，在高次的连续函数为奇数次数((2n+1)次方，n＝1、2、3...)的情况下，首先，使用在图8的本发明实施方式所述的电流平方电路870上连接有图8的电流加减运算电路840和电流乘法运算电路860的电流三次方电路635，由此生成三次方连续函数。其次，通过将该三次方连续函数的信号供给到第二个电流平方电路870的输入端子，由第二个电流平方电路870的输出端子生成5次方连续函数。接着，通过将该5次方连续函数的信号供给到第三个电流平方电路870的输入端子，由第三个电流平方电路870的输出端子生成7次方连续函数。以下同样，可以生成任意奇数次数的连续函数。

另外，例如在图6、图7及图8所示的实施方式中，作为RF功率放大电路，可以由使用CMOSFET(Complementally MOSFET)的单片集成电路构成，但本发明不局限于此。

即，在图6所示的实施方式中，RF功率放大电路的放大晶体管641、642、643、偏压用晶体管631、632、633使用MOS晶体管(MOSFET)，但除此以外，还可以使用LDMOSFET(Laterally DiffusedMOSFET)、BJT(Bipolar Junction Transistor)、HBT(Hetero-junctionBipolar Transistor)、MESFET(Metal Semiconductor Field EffectTransistor)、HEMT(High Electron Mobility Transistor)等其他类型的晶体管。

此时，将RF功率放大电路的放大晶体管641、642、643、偏压用晶体管631、632、633晶体管构成于GaAs等化合物半导体芯片，另一方面，将RF功率放大电路的输出功率控制电路构成于CMOS硅半导体芯片，由此可以形成RF功率模块。

图12是表示在图6所示的实施方式中将RF功率放大电路所包含的作为放大晶体管641、642、643和偏压用晶体管631、632、633的N沟道MOS晶体管置换为HBT等NPN型异质结双极晶体管(HBT)时的本发明另一实施方式的RF功率放大电路的结构的方框图。

在图12所示的RF功率放大电路中，与图6所示的实施方式的RF功率放大电路同样，如上述(6)式所示，电压-电流线性转换电路610的输出功率控制电流Iapc相对于输出功率控制电压Vapc成为一次连续函数。因而，图12所示的RF功率放大电路的电压-电流线性转换系数设定电路620的P沟道MOS晶体管621的输出电流也与图6所示的实施方式同样，相对于输出功率控制电压Vapc成为一次连续函数。该P沟道MOS晶体管621的输出电流作为输入电流供给到电流-电流连续函数生成电路660的串联连接的三个双极晶体管661、662、663，电流-电流连续函数生成电路660包含从属连接的三个双极晶体管664、665、666。第一个晶体管664的集电极电流与输入电流的一次方成正比，因此第二个晶体管665的集电极电流与输入电流的二次方成正比，第三个晶体管666的集电极电流与输入电流的三次方成正比。第一个晶体管664的集电极电流、第二个晶体管665的集电极电流、和第三个晶体管666的集电极电流经由电流镜CM，分别供给到偏压发生电路650的基极/集电极连接的偏压用晶体管631、632、633。

因而，RF功率放大电路640的初级的第一级放大器的放大晶体管641的无功电流成为输出功率控制电压Vapc的一次(一次方)连续函数，中级的第二级放大器的放大晶体管642的无功电流成为输出功率控制电压Vapc的二次方的连续函数，末级的第三级放大器的放大晶体管643的无功电流成为输出功率控制电压Vapc的三次方的连续函数。

在上述实施方式中，主要关于低频带的GSM900、高频带的DCS1800频带而应用的例子进行了说明，但本发明并不是限定应用于这些实施方式时才可以得到效果的。即，在低频带侧的GSM850及高频带侧的PCS190频带等GSM的其他频带，也可应用本发明。

另外，本发明除了在GSM以外也可以在WCDMA(Wide-bandCode Division Multiple Access)、WiMAX(Worldwide Interoperabilityfor Microwave Access)、LTE(long Term Evolution)等其他通信方式及其他频带下所使用的RF功率放大电路中广泛采用。

4、关于第二着眼点的发明实施方式的详细内容

接着，对第二着眼点的发明实施方式进行更为详细的说明。另外，在用于对实施发明的最佳方式进行说明的全部附图中，在与上述附图具有同一功能的器件上附带同一符号，省略其重复说明。

首先，对第二着眼点进行说明。

GSM(Global System for Mobile Communications)在移动通信系统中大致全世界都在使用，预计今后也将继续利用。移动通信终端由于通过电池来工作，因此在长时间的利用上，重要的是即使是电池的电压降低也要工作、并减小功率消耗。

在电池不能输出移动通信终端的工作所需要的电压的情况下，可以通过DC/DC转换器将来自电池的电压升压。但是，在利用DC/DC转换器的情况下，具有发生无用乱真信号之类的问题、及因构成移动通信终端的器件数目增加而产生生产成本增大之类的问题。无用乱真信号可能会成为移动通信终端不满足通信系统的标准的原因。另外，成本增大在利用GSM系统只与语音通话及电子邮件等小容量通信对应的低成本移动通信终端中，影响较大。因而，从低成本化这一点出发，不优选利用DC/DC转换器。

另一方面，在GSM通信系统中，要求根据基站和移动通信终端之间的通信距离来控制移动通信终端的发送输出功率电平。这可以通过搭载于移动通信终端的RF功率放大器的发送功率增益的输出功率控制电压Vapc进行的控制来实现。另一方面，为了降低功率消耗，需要通过在移动通信终端内使功率消耗比较大的RF功率放大器或RF功率发送模块低功率化来实现高效率化。

另外，搭载于移动通信终端的RF功率放大器通常由多级放大器构成。通常，在输出功率控制电压Vapc成为最大时，设定多级放大器的各放大级的各无功电流(偏置电流)的值，以得到移动通信系统的标准的最大输出功率Pout(max)。

另一方面，在由多级放大器构成的RF功率放大器中，通常，响应于同一输出功率控制电压Vapc的值而分别流到第一级的放大晶体管和第二级的放大晶体管和第三级的放大晶体管的无功电流(偏置电流)的电流密度的值设定为同一值。

另一方面，在由多级放大级构成的RF功率放大电路中，第一级的放大晶体管设定为比较小的器件尺寸，第二级的放大晶体管设定为中间的器件尺寸，末级的第三级的放大晶体管设定为比较大的器件尺寸。即，在RF功率放大电路中，从初级放大级经由中间放大级到末级放大级，对应于各RF输入信号的信号电平的增加，增加各放大级的放大晶体管的器件尺寸，改善RF功率放大电路的功率附加效率(PAE：Power Added Efficiency)。如果初级放大级及中间放大级的放大晶体管具有比末级放大级的放大晶体管的器件尺寸大的器件尺寸，则与各RF输入信号小的信号电平相比，过大的无功电流(偏置电流)会流到初级放大级及中间放大级的放大晶体管，RF功率放大电路的功率附加效率(PAE)降低。另外，RF功率放大电路的第一级的放大晶体管、第二级的放大晶体管、和第三级的放大晶体管的各器件尺寸按照在RF功率放大电路的标准的最大输出功率Pout(max)生成时各放大级的功率效率成为最大的方式来设定。即，通过适当设定RF功率放大电路的各放大级的放大晶体管的各器件尺寸、和各无功电流(偏置电流)的电流密度的值，使生成最大输出功率Pout(max)时的各放大级的阻抗不匹配造成的信号损耗最小化，从而各放大级的功率效率最大化。

这样，按照RF功率放大电路的初级、中级、末级的顺序，使各放大级的放大晶体管的器件尺寸增大并最佳化，由此能够改善生成最大输出功率Pout(max)时的RF功率放大电路的功率附加效率(PAE)。

但是，通过本发明者等的研究已证明，在RF功率放大电路生成比最大输出功率Pout(max)低的输出功率Pout时发生功率附加效率(PAE)降低的结果。该低功率时及中间功率时的功率附加效率(PAE)降低的原因如下所述。

即，当由RF功率放大电路生成的输出功率Pout比最大输出功率Pout(max)低时，第一级和第二级这样的前级放大级的阻抗不匹配造成的信号损耗增加，因此第三级即末级放大级的输入电压振幅Vmin降低。此时，第三级即末级放大级的无功电流(偏置电流)的值也降低，但第三级即末级放大级的输入电压振幅Vmin的降低更显著。因而，在低功率时及中间功率时，第三级即末级放大级的功率效率降低，因此RF功率放大电路的功率附加效率(PAE)降低。该机理更为详细地说明如下所述。

RF功率放大电路的第一级、第二级和第三级的各放大晶体管在无功电流(偏置电流)的电流密度Jq下，进行生成正循环和负循环的输出信号振幅的电流密度Jcm的A级工作时的各放大晶体管的功率效率η可以由数学式1给出。

另一方面，作为各放大晶体管，考虑例如场效应晶体管，当设其互导和输入电压振幅分别为gm和Vmin时，各放大晶体管的输出信号振幅的电流密度Jcm可以由数学式2给出。

在此，β为由晶体管的栅极尺寸、每单位面积的栅极容量、载流子迁移率决定的常数。通过将上述(2)式代入上述(1)式，能够得到数学式3。

由数学式3可知，当其输入电压振幅Vmin的降低比第三级即末级放大级的无功(偏置)电流密度Jq的降低显著时，第三级即末级放大级的放大晶体管的功率效率η降低。另外，在作为各放大晶体管考虑双极晶体管的情况下，互导gm与无功(偏置)电流密度Jq成正比，因此当输入电压振幅Vmin降低时，放大晶体管的功率效率η依然降低。

如上所述的在本发明之前本发明者等研究的结果是，由多级放大器构成的RF功率放大器的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)降低的问题得以明确。

因而，本发明者等在本发明之前对如下功率控制方式进行了研究：响应于输出功率控制电压Vapc，以比前级放大器的无功电流及增益高一次以上的连续函数，对后级放大器的无功电流及增益进行控制。

图21是表示在本发明之前由本发明者等研究的、实现响应于输出功率控制电压Vapc，以比前级放大器的无功电流及增益高一次以上的连续函数对后级放大器的无功电流及增益进行控制的功率控制方式的RF功率放大电路的结构图。

在图21所示的RF功率放大电路1940上连接有无功电流控制部1910、1920、1930。首先，RF功率放大电路1940包含多级连接的第一级放大器1941、第二级放大器1942和第三级放大器1943。向RF功率放大电路1940的输入端子1904供给RF发送输入信号Pin，由RF功率放大电路1940的输出端子1905生成RF发送输出信号Pout，另外，向RF功率放大电路1940的电源电压供给端子900A、900B、900C供给电源电压Vdd。

经由输入级输入匹配电路(MN)，向第一级放大器1941的输入端子供给RF发送输入信号Pin，第一级放大器1941的输出端子的RF放大信号经由中级输入匹配电路(MN)供给到第二级放大器1942的输入端子，第二级放大器1942的输出端子的RF放大信号经由输出级输入匹配电路(MN)供给到第三级放大器1943的输入端子，由第三级放大器1943的输出端子生成RF发送输出信号Pout。在该RF功率放大电路1940中，也按照初级的第一级放大器1941、中级的第二级放大器1942、末级的第三级放大器1943的顺序，增大各放大级的放大晶体管的器件尺寸。

图21所示的无功电流控制部1910、1920、1930由电压-电流线性转换电路1910、电压-电流线性转换系数设定电路1920、和电流-电流连续函数生成电路1930构成。

图21的电压-电流线性转换电路1910由电阻1911、1912、1914、1918、P沟道MOS晶体管1913、1915、1917、电流镜电路1919、运算放大器1916构成。

在图21的电压-电流线性转换电路1910中，由输入端子1902供给的输出功率控制电压Vapc由分压电阻1911、1912来分压，该分压电压经由P沟道MOS晶体管1913供给到运算放大器1916的反相输入端子，运算放大器1916的输出电压供给到P沟道MOS晶体管1917，输出功率控制电流Iapc流到P沟道MOS晶体管1917。另外，通过电流镜电路1919、同一器件尺寸的P沟道MOS晶体管1913、1915、补偿电阻1914，在输出功率控制电压Vapc比补偿电压Voffset小的情况下，输出功率控制电流Iapc不流动。该补偿电压Voffset由电阻1914的电阻值Roffset和流到电流镜电路1919的参照电流Iref的乘积、和分压电阻1911、1912的电阻比来决定。

另外，电压-电流线性转换电路1910的输出功率控制电流Iapc可以按如下进行求出。根据流到电流镜电路1919的输入端子1901的参照输入电流Iref，使参照输出电流Iref分别流到P沟道MOS晶体管1913、1915、电阻1914，因此运算放大器1916的非反相输入端子的电位V+、和反相输入端子的电位V-分别由数学式(4)和数学式(5)给出。

在数学式(4)和数学式(5)中，R3为电阻1918的电阻值，Iapc为流到电阻1918及P沟道MOS晶体管1917的电流，V_SG为P沟道MOS晶体管1913、1915的源极-栅极间电压，Roffset为电阻1914的电阻值，Iref为电流镜电路1919的参照输出电流，R1、R2分别为电阻1911、1912的电阻值，Vapc为输入端子1902的输出功率控制电压Vapc。运算放大器1916将两输入端子的电位V+、电位V-互等的那样的输出电压供给到P沟道MOS晶体管1917，因此根据式(4)和式(5)，输出功率控制电流Iapc和补偿电压Voffset如下式(23)和式(24)所示而求出，输出功率控制电流Iapc相对于输出功率控制电压Vapc成为一次连续函数。

(数学式23)

$I_{\mathrm{apc}}=\frac{R_2}{R_3(R_1+R_2)}(V_{\mathrm{apc}}-V_{\mathrm{offset}})$

(数学式24)

$V_{\mathrm{offset}}=\frac{R_1+R_2}{R_2}{R}_{\mathrm{offset}}\·I_{\mathrm{ref}}$

由式23可知，只在输出功率控制电压Vapc比补偿电压Voffset大的工作区域，输出功率控制电流Iapc和输出功率控制电压Vapc成为线性特性(一次连续函数)。另外，在输出功率控制电压Vapc比补偿电压Voffset小的工作区域，运算放大器1916的非反相输入端子的电位V+比反相输入端子的电位V-大，因此运算放大器1916的输出电压上升到电源电压Vdd附近，P沟道MOS晶体管1917的无功电流不流动，因此输出功率控制电流Iapc不流动。由此不使RF功率放大电路工作，即，在不使输出功率控制电流Iapc流动的情况下，可以避免输出功率控制电流Iapc因输出功率控制电压Vapc所包含的微弱的噪音成分而流动，导致RF功率放大电路工作。其理由是，在补偿电压Voffset为0、即电阻1914的电阻值Roffset为0的情况下，会导致与有可能从输出功率控制电压Vapc输入的噪音电压成正比的输出功率控制电流Iapc流动。

电压-电流线性转换系数设定电路1920包含多个电流镜电路，RF功率放大电路1940的初级的第一级放大器1941的无功电流由P沟道MOS晶体管1917、1924的磁镜比、N沟道MOS晶体管1925、1926的磁镜比、P沟道MOS晶体管1927、1921的磁镜比的乘法运算来决定。

首先，电压-电流线性转换系数设定电路1920的P沟道MOS晶体管1921的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路1930所包含的栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管1931。由于偏压用N沟道MOS晶体管1931和RF功率放大电路1940的初级的第一级放大器1941的源极接地N沟道MOS晶体管连接成电流镜，因此初级的第一级放大器1941的源极接地N沟道MOS晶体管的无功电流由来自P沟道MOS晶体管1921的输出电流来设定。因而，初级的第一级放大器1941的无功电流成为输出功率控制电压Vapc的线性的连续函数。

另外，电压-电流线性转换系数设定电路1920的P沟道MOS晶体管1922的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路1930所包含的栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管1932。由于偏压用N沟道MOS晶体管1932和RF功率放大电路1940的中级的第二级放大器1942的源极接地N沟道MOS晶体管连接成电流镜，因此中级的第二级放大器1942的源极接地N沟道MOS晶体管的无功电流由来自P沟道MOS晶体管1922的输出电流来设定。因而，中级的第二级放大器1942的无功电流也成为输出功率控制电压Vapc的线性的连续函数。

其次，电压-电流线性转换系数设定电路1920的另一P沟道MOS晶体管1923的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路1930所包含的电流平方电路1935的电流输入端子Iin，与由电流平方电路1935的电流输出端子Iout生成的输入电流的平方成正比的输出电流供给到电流-电流连续函数生成电路1930所包含的栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管1933。由于偏压用N沟道MOS晶体管1933和RF功率放大电路1940的末级的第三级放大器1943的源极接地N沟道MOS晶体管连接成电流镜，因此末级的第三级放大器1943的源极接地N沟道MOS晶体管的无功电流由来自P沟道MOS晶体管1923的输出电流来设定。因而，末级的第三级放大器1943的无功电流成为输出功率控制电压Vapc的平方的连续函数。

在图21所示的在本发明之前由本发明者研究的RF功率放大电路的电流-电流连续函数生成电路1930所包含的电流平方电路1935上，采用图7所示的电流平方电路636。

图7所示的电流平方电路636由电流平方基本电路710、误差修正电路720、电流减法运算电路730构成。电流平方电路636具有由输出端子703生成与由输入端子702供给的电流Iin的平方成正比的输出电流Iout的功能。

电流平方基本电路710由具有大致相等的沟道长度Lp和大致相等的沟道宽度Wp的5个P沟道MOS晶体管713、714、715、716、717和具有大致相等的沟道长度Ln的2个N沟道MOS晶体管711、712构成。N沟道MOS晶体管712的沟道宽度Wn712设定为N沟道MOS晶体管711的沟道宽度Wn711的大致2倍。

因而，响应于供给到偏压供给端子701的偏压Vbias，偏置电流I₀和其2倍的偏置电流2I₀分别流到N沟道MOS晶体管711和N沟道MOS晶体管712。另外，连接成电流镜的两个P沟道MOS晶体管716、717中流动相等的电流I₁，另外，电流I₂响应于供给到电流输入端子702的输入电流Iin流到P沟道MOS晶体管715，该P沟道MOS晶体管715连接于成二极管连接(栅极和漏极连接)的P沟道MOS晶体管716。

当设二极管连接的P沟道MOS晶体管716的两端间电压为V₁；设P沟道MOS晶体管715的源极、漏极间电压为V₂；设P沟道MOS晶体管717的源极、漏极间电压为V₃；设5个P沟道MOS晶体管713～717的阈值电压为V_TH；设β为μC_0X W/L(μ：载流子迁移率，C_0X：每单位面积的栅极容量，W：栅极宽度，L：栅极长度)；设电流平方电路636的电流平方基本电路710的输出电流为I_SQR时，可以得到式7～式11的关系。

根据式8和式9，电流I₁和电流I₂之和如式13所示而求出。

根据式10和式13，电流I₁和电流I₂之和如式14所示而求出。

根据式8和式9，电流I₁和电流I₂之差即输入端子702的电流Iin如式15所示而求出。

根据式10和式15，求出式16。

根据式16，求出式17。

根据式7，求出式18。

将式17和式18代入式14，由此求出式19。

根据式11和式19，电流平方电路636的电流平方基本电路710的输出电流I_SQR如式20所示而求出。

由该式20可知，电流平方基本电路710的输出电流I_SQR的值与电流I₀的值成反比，另一方面，与电流输入端子702的输入电流Iin的值的平方成正比，并连续变化。

但是，当电流输入端子702的输入电流Iin成为极小的值大致为零、电流平方基本电路710的输出电流I_SQR也成为极小的值大致为零时，电路连接节点718的电位降低。通过该电路连接节点718的电位降低，N沟道MOS晶体管712不可能使偏置电流2I₀流动，在电流平方基本电路710的输出电流I_SQR中将会包含误差电流成分。该误差电流成分包含电源电压波动依赖性及温度波动依赖性。

电流平方电路636的误差修正电路720及电流减法运算电路730工作，以补偿电流平方电路636的输出电流I_SQR中包含的误差电流成分。误差修正电路720与电流平方基本电路710同样由5个P沟道MOS晶体管和2个N沟道MOS晶体管构成。但是，与电流平方基本电路710不同，不向误差修正电路720供给电流输入端子702的输入电流Iin。

向电流减法运算电路730的由N沟道MOS晶体管732、734构成的电流镜供给误差修正电路720输出的误差补偿电流，向减法运算电路730的由N沟道MOS晶体管731、733构成的电流镜供给电流平方基本电路710的输出电流I_SQR。另外，向电流镜的N沟道MOS晶体管733的漏极的电路连接节点737，经由电流镜736和由N沟道MOS晶体管732、734构成的电流镜，供给误差修正电路720输出的误差补偿电流。因而，在电流镜的N沟道MOS晶体管733的漏极的电路连接节点737处，电流平方基本电路710的电流输入端子702的输入电流Iin成为极小的值时的输出电流I_SQR中包含的误差电流成分可以通过误差修正电路720输出的误差补偿电流来消除。另外，当电流平方基本电路710的电流输入端子702的输入电流Iin成为大的值时，具有按照上述式(20)算出的值的电流平方基本电路710的输出电流I_SQR经由减法运算电路730的N沟道MOS晶体管731、733、和由两个P沟道MOS晶体管构成的电流镜735从电流平方电路636的输出端子703作为电流平方电路636的输出电流Iout而输出。

另外，参考文献1中记述有如下技术：使用模拟CMOS电路，按照上述式(20)，生成与输入电流的值的平方成正比的输出电流。

如上所述，通过采用如下功率控制方式，可以减轻低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低，该功率控制方式为：使用图21所示的RF功率放大电路结构和图7所示的电流平方电路结构，响应输出功率控制电压Vapc，以比前级放大器高一次以上的连续函数，对后级放大器的无功电流及增益进行控制。

但是，通过本发明之前本发明者等的研究，可知图7所示的电流平方电路636(636)具有如下所述的问题。

图22是表示在使用图21的RF功率放大电路结构和图7的电流平方电路结构的情况下、在电源电压V_DD为3.5伏和2.9伏时后级放大器(第三级)的无功电流的模拟结果图。

另外，在图22中，横轴为输出功率控制电压Vapc，纵轴为第三级的后级放大器的无功电流I_IDL。由该图22可知，当电源电压V_DD从3.5伏降低到2.9伏时，第三级的后级放大器的无功电流I_IDL降低。

图23是表示在使用图21的RF功率放大电路结构和图7的电流平方电路结构的情况下、在电源电压V_DD为3.5伏和2.9伏时后级放大器(第三级)的输出端子的发送输出功率Pout的模拟结果图。

另外，在图23中，横轴为输出功率控制电压Vapc，纵轴为第三级的后级放大器的发送输出功率Pout。由该图23可知，当电源电压V_DD从3.5伏降低到2.9伏时，低功率的发送输出功率Pout显著降低。

这样，在使用图21的RF功率放大电路结构和图7的电流平方电路结构的情况下，当电源电压V_DD降低时，后级放大器(第三级)的无功电流I_IDL和发送输出功率Pout降低。本发明者等对其原因进行了研究，查明如下所述的机理。

即，图7所示的电流平方电路636(图21的1935)的电流平方基本电路710的输出电流I_SQR如上述式20那样成为理想的特性的是电源电压Vdd为足够高的值，不限定于构成电流平方基本电路710的MOS晶体管在饱和区工作的情况。在连接成二极管的晶体管713、晶体管714和晶体管716在饱和区工作时，需要使源极、漏极间电压V_SD比阈值电压Vth大，在晶体管711、晶体管712、晶体管715和晶体管717在饱和区工作时，需要使源极、漏极间电压V_SD比源极、漏极间电压V_SG和阈值电压Vth之差V_SG-Vth大。只有在这种情况下，根据上述式20，电流平方基本电路710的输出电流I_SQR的值与偏置电流I₀的值成反比，另一方面，与电流输入端子702的输入电流Iin的值的平方成正比，并连续变化。

但是，如上所述，当电源电压Vdd降低时，导致串联连接于构成电流平方基本电路710的电源电压端子700和接地电位之间的晶体管、例如晶体管711、713和714、及晶体管716、715和712为在饱和区工作而需要的源极、漏极间电压V_SD之和比电源电压大，由于在线性区域工作，因此漏极电流随着源极、漏极间电压V_SD的降低而减小。因而，偏置电流I₀和其2倍的偏置电流2I₀不响应于供给到偏压供给端子701的偏压Vbias而分别流到N沟道MOS晶体管711和N沟道MOS晶体管712。即，在电流平方基本电路710中，晶体管711的电流比偏置电流I₀低，晶体管712的电流也比2倍的偏置电流2I₀低。

通过如上所述的机理，本发明者着眼于下述焦点：在使用图21所示的RF功率放大电路结构和图7所示的电流平方电路结构的情况下，当电源电压V_DD降低时，后级放大器(第三级)的无功电流I_IDL和发送输出功率Pout降低。

[实施方式4-1]

《RF功率放大电路的结构》

图13是表示本发明的实施方式4-1的RF功率放大电路的结构图。

图13所示的RF功率放大电路包含由多级放大器结构的RF功率放大电路的作为末级放大器的N沟道MOS晶体管Q1。晶体管Q1的源极连接于接地电位，且连接于向栅极供给来自前级的RF放大输出信号的输入端子1123，漏极经由电感线圈1116连接于电源电压供给端子1120，并且连接于输出端子1124。

在末级放大器的晶体管Q1的栅极上经由电阻1111连接有栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管Q2。在栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管Q2上连接有电流平方转换电路1101的输出端子，在电流平方转换电路1101的输入端子上连接有电压-电流转换电路1100的输出端子。

《电流平方转换电路1101的结构》

电流平方转换电路1101包含6个P沟道MOS晶体管M1、M2、M3、M4、M30、M31。在电流平方转换电路1101的输入端子和电源电压供给端子1120之间串联连接有漏极/栅极连接的晶体管M2的漏极/源极电流路径和漏极/栅极连接的晶体管M1的漏极/源极电流路径。在接地电位和电源电压供给端子1120之间串联连接有晶体管M3的漏极/源极电流路径和晶体管M31的漏极/源极电流路径。在晶体管M3的栅极上连接有晶体管M2的漏极和栅极，在晶体管M31的栅极上连接有晶体管M30的漏极和栅极。在电流平方转换电路1101的输出端子和电源电压供给端子1120之间连接有晶体管M4的漏极/源极电流路径，晶体管M4的栅极连接于连接有晶体管M31的漏极和晶体管M3的源极的节点。

另外，晶体管M30的漏极连接于偏置电流输入端子1125，在偏置电流输入端子1125上连接有栅极设定为大致恒定的偏压的源极接地的N沟道MOS晶体管的漏极，由此大致恒定的偏置电流I₀流到偏置电流输入端子1125。例如，当设晶体管M30和晶体管M31的器件尺寸比为1∶1时，大致恒定的偏置电流I₀流到晶体管M31和晶体管M3的串联连接处。

《电压-电流转换电路1100的结构及工作》

供给输出功率控制电压Vapc的电压-电流转换电路1100包含分压电阻1113、1114、运算放大器OP1、电阻1112、P沟道MOS晶体管M10、M11、N沟道MOS晶体管M12、M13。在供给输出功率控制电压Vapc的输入端子1121和接地电位之间串联连接有2个分压电阻1113、1114，在连接有2个分压电阻1113、1114的连接节点上连接有运算放大器OP1的反相输入端子。运算放大器OP1的输出端子共同连接于2个P沟道MOS晶体管M10、M11的栅极，2个P沟道MOS晶体管M10、M11的源极共同连接于电源电压供给端子1120。2个晶体管M10、M11中一个晶体管M10的漏极连接于运算放大器OP1的非反相输入端子，并且经由电阻1112连接于接地电位。另外，2个晶体管M10、M11中另一个晶体管M11的漏极共同连接于N沟道MOS晶体管M12的栅极及漏极、和N沟道MOS晶体管M13的栅极，晶体管M13的漏极连接于电压-电流转换电路1100的输出端子。

当输出功率控制电压Vapc施加于电压-电流转换电路1100的输入端子1121时，由分压电阻1113、1114生成的分压电压供给到运算放大器OP1的反相输入端子。于是，由运算放大器OP1、P沟道MOS晶体管M10、电阻1112构成的电路工作，使得与分压电压成正比的电流Iapc流入P沟道MOS晶体管M10和电阻1112的串联电路。另外，P沟道MOS晶体管M10、M11和N沟道MOS晶体管M12、M13分别构成电流镜电路。另外，选定电压-电流转换电路1100的这些电流镜电路的各磁镜比，使得在输出功率控制电压Vapc成为最大值Vapc(max)时，无功电流成为通过RF功率放大电路可以得到移动通信系统的标准的最大输出功率Pout(max)的那样的无功电流(偏置电流)。

运算放大器OP1的非反相输入端子的电位V+和反相输入端子的电位V-分别由下述式25和式26给出。

(数学式25)

$V_{+}=R_2\·I_{\mathrm{apc}}$

(数学式26)

$V_{-}=V_{\mathrm{apc}}\frac{R_4}{R_3+R_4}$

运算放大器OP1将非反相输入端子的电位V+和反相输入端子的电位V-互等的那样的输出电压供给到P沟道MOS晶体管M10的栅极，因此输出功率控制电流Iapc根据式25和式26如式27所示而求出。

(数学式27)

$I_{\mathrm{apc}}=\frac{R_4\·V_{\mathrm{apc}}}{R_2\·(R_3+R_4)}$

在电压-电流转换电路1100中，当设P沟道MOS晶体管M10、M11的器件尺寸之比为N10∶N11；设N沟道MOS晶体管M12、M13的器件尺寸之比为N12∶N13时，流到电压-电流转换电路1100的输出端子的输出电流I_IN如式28所示而求出。

(数学式28)

$I_{\mathrm{IN}}=\frac{N_{13}\·N_{11}\·R_4\·V_{\mathrm{apc}}}{N_{12}\·N_{10}\·R_2\·(R_3+R_4)}$

如式27和式28所示，电压-电流转换电路1100的输出功率控制电流Iapc和输出电流I_IN成为输出功率控制电压Vapc的一次连续函数。

另外，特别是为了通过RF功率放大电路来得到标准的最大输出功率Pout(max)，在输出功率控制电压Vapc成为最大值Vapc(max)时，设定最大输出电流I_IN(max)的值，使得供给电压-电流转换电路1100的最大输出电流I_IN(max)的电流平方转换电路1101的4个MOS晶体管M1～M4在亚阈值区工作。

《电流平方转换电路1101的工作》

如上所述，设定供给到电流平方转换电路1101的电压-电流转换电路1100的最大输出电流I_IN(max)的值，使得电流平方转换电路1101所包含的4个MOS晶体管M1～M4在亚阈值区工作。

另一方面，下述参考文献2对MOS晶体管的亚阈值特性进行了说明。在MOS晶体管的栅极-源极间电压V_GS比阈值电压Vth低的条件下，弱反型层的漏极电流I_D不为零，漏极电流I_D随着栅极-源极间电压V_GS的减小而成指数函数地减小。

该漏极电流ID称为亚阈值漏电流，如式29所示而求出。

(数学式29)

$I_D=I_{\mathrm{SO}}\·\exp \left(\frac{V_{\mathrm{GS}}}{\mathrm{\ζ}{V}_T}\right)$

在此，I_SO和ζ为由MOS晶体管的制造工艺决定的常数，ζ＞1为对距理想值的误差进行表示的误差系数。另外，热电压V_T为V_T＝kT/q，k为玻尔兹曼常数，T为绝对温度，q为电子的电荷量。在此，称I_SO为饱和电流。

因而，式29所示的MOS晶体管的亚阈值漏电流的特性与双极晶体管的基极-发射极间电压V_BE和集电极电流Ic的Ic/V_BE特性良好类似。即，当MOS晶体管的栅极-源极间电压V_GS比阈值电压Vth低时，漏极电流I_D以恒定的比例减小。在误差系数ζ为典型的值且在室温的情况下，当源极-栅极间电压V_GS降低大致80mV时，漏极电流I_D减小一个数量级。

(参考文献2)Behzad Razavi著，黑田忠弘监译“模拟CMOS集成电路的设计”基础编，PP.32-33，平成18年3月10日第7次印刷发行丸善株式会社

《MOS晶体管的亚阈值特性》

图14是对MOS晶体管的亚阈值特性进行说明的图。

图14是表示具有与图13的电流平方转换电路1101所包含的4个MOS晶体管M1～M4的器件尺寸相同的器件尺寸的P沟道MOS晶体管的源极-栅极间电压V_GS对漏极电流I_D的特性模拟结果图。如该图14所示，阈值电压Vth为大致1.2伏。

源极-栅极间电压V_GS比阈值电压Vth低的工作区域Reg1为由因弱反型层而漏极电流I_D不为零的亚阈值漏电流决定漏极电流I_D的值的亚阈值区。

源极-栅极间电压V_GS比阈值电压Vth高的工作区域Reg2为因强反型层而以平方特性来决定漏极电流I_D的值的饱和区域。

如上所述，按照电流平方转换电路1101的4个MOS晶体管M1～M4在亚阈值区工作的方式，设定最大输出电流I_IN(max)的值。

另一方面，将式29变形，求出式30。

(数学式30)

$V_{\mathrm{GS}}=\mathrm{\ζ}{V}_T\ln \left(\frac{I_D}{I_{\mathrm{SO}}}\right)$

由该式30可知，亚阈值特性的MOS晶体管的栅极-源极间电压V_GS由饱和电流I_SO对漏极电流I_D之比决定。即重要的是，在响应于输出功率控制电压Vapc的最大值Vapc(max)而电压-电流转换电路1100的最大输出电流I_IN(max)供给到电流平方转换电路1101时，通过设定式30的饱和电流I_SO对漏极电流I_D之比的上限值，来维持栅极-源极间电压V_GS比阈值电压Vth低的条件。

图15是表示在输出功率控制电压Vapc为规定值的范围内图13的电流平方转换电路1101所包含的4个MOS晶体管M1～M4可在亚阈值区工作的情况的模拟结果图。

在图15所示的模拟中，电压-电流转换电路1100的电阻1112的电阻设定为R2＝4.6kΩ，电阻1113的电阻设定为R3＝5kΩ，电阻1114的电阻设定为R4＝5kΩ，偏置电流I₀的值设定为I₀＝25μA。另外，晶体管M10、M11的器件尺寸之比设定为N10∶N11＝4∶1，晶体管M12、M13的器件尺寸之比设定为N12∶N13＝8∶3。另外，4个MOS晶体管M1～M4中各晶体管的栅极长度L和栅极宽度W分别设定为L＝2μm和W＝240μm。

另外，在图15所示的模拟中，输出功率控制电压Vapc的值在0.0伏～2.4伏的范围内进行变化。可知在该变化范围内，供给大致恒定的偏置电流I₀的晶体管M3的栅极-源极间电压V_GS维持为比约1.2伏的阈值电压Vth低的约1.0伏的值，因此晶体管M3在亚阈值区工作。另外，在该变化范围内，与电压-电流转换电路1100的输出电流I_IN的变化相应的晶体管M1、M2、M4的各栅极-源极间电压V_GS也随着输出功率控制电压Vapc的变化而变化，但其值也限制在比约1.2伏的阈值电压Vth低的值。从而可知，这三个晶体管M1、M2、M4也在该变化范围内且在亚阈值区工作。因而，在图15所示的变化范围的情况下，为了通过RF功率放大电路来得到标准的最大输出功率Pout(max)，输出功率控制电压Vapc的最大值Vapc(max)设定为例如2.4伏。其结果是，响应于最大值Vapc(max)以下的输出功率控制电压Vapc，图13的电流平方转换电路1101的4个MOS晶体管M1～M4可以始终持续在亚阈值区工作。

因而，在图13的电流平方转换电路1101中，假定大致恒定的偏置电流I₀流到晶体管M31和晶体管M3的串联连接时，关于电流平方转换电路1101的4个MOS晶体管M1～M4的源极-栅极间电压V_GS，求出式31。

(数学式31)

V_SGM1+V_SGM2＝V_SGM3+V_SGM4

当将式30的关系代入式31时，求出式32。

(数学式32)

${\mathrm{\ζV}}_T\ln \left(\frac{I_{\mathrm{IN}}}{I_{\mathrm{SO}}}\right)+\mathrm{\ζ}{V}_T\ln \left(\frac{I_{\mathrm{IN}}}{I_{\mathrm{SO}}}\right)+\mathrm{\ζ}{V}_T\ln \left(\frac{I_0}{I_{\mathrm{SO}}}\right)+\mathrm{\ζ}{V}_T\ln \left(\frac{I_{\mathrm{SQR}}}{I_{\mathrm{SO}}}\right)$

即，在图13的电流平方转换电路1101中，在晶体管M1、M2的串联连接处流动着电压-电流转换电路1100的输出电流I_IN，在晶体管M30内流动着大致恒定的偏置电流I₀，在晶体管M3内流动着电流平方转换电路1101的输出电流I_SQR。

当将式32变形时，求出式33。

(数学式33)

$\ln \left(\frac{I_{\mathrm{IN}}{I}_{\mathrm{IN}}}{I_{\mathrm{SO}}{I}_{\mathrm{SO}}}\right)=\ln \left(\frac{I_0{I}_{\mathrm{SQR}}}{I_{\mathrm{SO}}{I}_{\mathrm{SO}}}\right)$

当将式33变形时，求出式34。

(数学式34)

$I_{\mathrm{SQR}}=\frac{I_{\mathrm{IN}}^2}{I_0}$

由该式34可知，电流平方转换电路1101的输出电流I_SQR与偏置电流I₀的值成反比，另一方面，与电压-电流转换电路1100的输出电流I_IN的平方成正比，并连续变化。当将式28代入式34时，求出式35。

(数学式35)

$I_{\mathrm{SQR}}=\frac{{(N_{13}\·N_{11}\·R_4)}^2\·V_{\mathrm{apc}}^2}{{(N_{12}\·N_{10}\·R_2)}^2\·{(R_3+R_4)}^2\·I_0}$

由该式35可知，电流平方转换电路1101的输出电流I_SQR与输出功率控制电压Vapc的平方成正比，并连续变化。

如图13的本发明实施方式4-1的RF功率放大电路所示，电流平方转换电路1101的输出电流I_SQR供给到栅极/源极连接的偏压用N沟道MOS晶体管Q2，因此末级放大器的晶体管Q1的无功电流也与输出功率控制电压Vapc的平方成正比，并连续变化。

图16是表示在包含图13所示的电压-电流转换电路1100和电流平方转换电路1101的本发明实施方式4-1的RF功率放大电路中、在电源电压V_DD为3.5伏和2.9伏时、后级放大器(第三级)的无功电流的模拟结果图。

另外，在图16中，与图22同样，横轴为输出功率控制电压Vapc，纵轴为第三级的后级放大器的无功电流I_IDL。由该图16可知，在电源电压V_DD从3.5伏下降到2.9伏时，与图22进行比较时，减轻第三级即后级放大器的无功电流I_IDL的降低。

另外，在图16中，特性L4表示与上述式35同样的计算得到的平方特性。

图17是表示在包含图13所示的电压-电流转换电路1100和电流平方转换电路1101的本发明实施方式4-1的RF功率放大电路中、在电源电压V_DD为3.5伏和2.9伏时、后级放大器(第三级)的输出端子的发送输出功率Pout的模拟结果图。

另外，在图17中，与图23同样，横轴为输出功率控制电压Vapc，纵轴为第三级的后级放大器的发送输出功率Pout。由该图17可知，在电源电压V_DD从3.5伏下降到2.9伏时，与图23进行比较时，减轻发送输出功率Pout的降低。特别是在图23中，在电源电压V_DD为2.9伏且输出功率控制电压Vapc为0.4伏的情况下，发送输出功率Pout降低到0dBm附近。与此相对，在图17中，在电源电压V_DD为2.9伏且输出功率控制电压Vapc为0.4伏的情况下，发送输出功率Pout可以维持约20dBm的较高的值。

如上所述，根据图13的本发明实施方式4-1的RF功率放大电路，可以减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

[实施方式4-2]

《RF功率放大电路的另一结构》

图18是表示本发明的实施方式4-2的RF功率放大电路的结构图。

图13所示的实施方式4-1的RF功率放大电路包含由多级放大器构成的RF功率放大电路的作为末级放大器的N沟道MOS晶体管Q1和栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管Q2。作为该晶体管Q1、Q2，可以使用高频特性良好的LDMOSFET(Laterally DiffusedMOSFET)，但除此以外，也可以使用BJT(Bipolay JunctionTransistor)、HBT(Hetero-junction Bipolar Transistor)、MESFET(Metal Semiconductor Field Effect Transistor)、HEMT(High ElectronMobility Transistor)等其他类型的晶体管。

图18是表示将图13所示的实施方式4-1的RF功率放大电路所包含的作为放大晶体管Q1和偏压用晶体管Q2的N沟道MOS晶体管置换为HBT等NPN型异质结双极晶体管(HBT)时的本发明的实施方式4-2的RF功率放大电路的结构的方框图。

此时，将图18的RF功率放大电路的放大晶体管Q1、偏压用晶体管Q2构成于GaAs等化合物半导体芯片。另一方面，将电压-电流转换电路1100、电流平方转换电路1101等RF功率放大电路的输出功率控制电路构成于CMOS硅半导体芯片，由此可以形成RF功率模块。

另外，在图18中，本发明的实施方式4-2的RF功率放大电路的工作与图13所示的本发明的实施方式4-1的RF功率放大电路相同，因此省略。

[实施方式4-3]

《由多级放大器构成的RF功率放大电路》

图19是利用本发明的实施方式4-3来表示由多级放大器构成的RF功率放大电路的结构图。

图19所示的RF功率放大电路与图13的RF功率放大电路同样，包含由多级放大器构成的RF功率放大电路中构成末级放大器的N沟道MOS晶体管Q1、栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管Q2、电阻1111、电感线圈1116。

另外，图19所示的RF功率放大电路与图13的RF功率放大电路同样，包含用于响应输出功率控制电压Vapc而向偏压用N沟道MOS晶体管Q2供给作为偏置电流的输出电流I_SQR的电压-电流转换电路1100和电流平方转换电路1101。

另外，图19所示的RF功率放大电路包含构成RF功率放大电路的初级放大器的N沟道MOS晶体管Q715、栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管Q709、电阻1706、电感线圈1718。

另外，图19所示的RF功率放大电路包含构成RF功率放大电路的中级放大器的N沟道MOS晶体管Q716、栅极/漏极连接的偏压用N沟道MOS晶体管Q710、电阻1707、电感线圈1719。

另外，图19所示的RF功率放大电路包含2个P沟道MOS晶体管M21、M22，该2个P沟道MOS晶体管M21、M22与电压-电流转换电路1100的2个P沟道MOS晶体管M10、M11同样，将电压-电流转换电路1100的运算放大器OP1的输出端子的输出电压供给到栅极，栅极连接于电源电压供给端子1120。晶体管M21的漏极和晶体管M22的漏极分别连接于初级放大器的偏压晶体管Q709和中级放大器的偏压晶体管Q710。

因而，初级放大器的放大晶体管Q715和中级放大器的放大晶体管Q716的无功电流相对于输出功率控制电压Vapc通过一次连续函数来控制。

另外，在图19所示的RF功率放大电路中，按照初级放大器的放大晶体管Q715、中级放大器的放大晶体管Q716、末级放大器的放大晶体管Q1的顺序，增大各放大级的放大晶体管的器件尺寸。

另外，在图19所示的RF功率放大电路中，末级放大器的放大晶体管Q1的无功电流与输出功率控制电压Vapc的平方成正比，并被连续控制。其结果是，根据图19所示的RF功率放大电路，可以减轻包含多级放大级的RF功率放大电路的低功率及中间功率时的功率附加效率(PAE)的降低。

另外，在图19所示的RF功率放大电路中，在初级放大器的放大晶体管Q715、中级放大器的放大晶体管Q716、末级放大器的放大晶体管Q1上分别连接有由无源元件构成的匹配电路(MN)1712、1713、1714。供给到输入端子1701的RF发送输入信号Pin经由输入匹配电路1712供给到初级放大器的放大晶体管Q715的栅极，初级放大器的放大晶体管Q715的漏极的初级放大输出信号经由中间匹配电路1713供给到中级放大器的放大晶体管Q716的栅极。中级放大器的放大晶体管Q716的漏极的初级放大输出信号经由中间匹配电路1714供给到末级放大器的放大晶体管Q1的栅极，由末级放大器的放大晶体管Q1的漏极经由输出端子1124生成RF发送输出信号Pout。这三个匹配电路(MN)1712、1713、1714进行初级、中级、末级的各放大器的输入输出阻抗转换，从而降低阻抗不匹配造成的RF发送信号的反射损耗。

另外，在图19所示的RF功率放大电路中，初级放大器的放大晶体管Q715、中级放大器的放大晶体管Q716、末级放大器的放大晶体管Q1也可以置换为HBT等异质结双极晶体管。在这种情况下，偏压用晶体管Q709、Q710、Q2也分别置换为基极/集电极连接的HBT等二极管连接的异质结双极晶体管。

[实施方式4-4]

《RF功率模块的结构》

图20是表示本发明实施方式4-4的RF功率模块的结构的方框图。

图20所示的RF功率模块为与GSM方式的低频带和高频带两个频带(GSM900：880MHz～915MHz和DSC1800：1710MHz～1785MHz)对应的RF功率模块。因而，图20所示的RF功率模块由对应于低频带的GSM900频带的RF功率发送电路1810、对应于高频带的DCS1800频带的RF功率发送电路1820、发送输出功率反馈电路1830、信号路径转换电路1840、和输出功率控制电路1815构成。在该RF功率模块上连接有例如向发送信号输入端子1800、1804供给RF发送信号Pin-GSM、Pin-DCS的调制电路，且连接有在接收信号输出端子1805、1807解调RF接收信号Rx-GSM、Rx-DCS的解调电路，且连接有在控制端子1801、1802、1803生成控制信号的基带信号处理半导体集成电路，在天线端子1806连接有收发天线，由此构成手机终端。

对应于低频带的GSM900频带的RF功率发送电路1810由RF功率放大器1811、输出匹配电路1812、功率耦合器1813、低通滤波器1814、和输出功率控制电路1815构成，另一方面，对应于高频带的DCS1800频带的RF功率发送电路1820由RF功率放大器1821、输出匹配电路1822、功率耦合器1823、低通滤波器1824、和输出功率控制电路1815构成。

另外，连接于低频带对应的RF功率发送电路1810和高频带对应的RF功率发送电路1820的发送输出功率反馈电路1830由功率检波电路1832、1833、误差放大器1834和电路转换器1831构成。另外，连接于低频带对应的RF功率发送电路1810和高频带对应的RF功率发送电路1820的信号路径转换电路1840由天线开关1841、和静电放电滤波器1842、1843、1844构成。

在图20所示的RF功率模块中，对应于GSM900频带的RF功率发送电路1810所包含的RF功率放大器1811的发送输出功率电平、和对应于DCS1800频带的RF功率发送电路1820所包含的RF功率放大器1821的发送输出功率电平由与发送输出功率反馈电路1830的误差放大器1834连接的输出功率控制电路1815来控制。即，通过将发送输出功率反馈电路1830的误差放大器1834的输出端子1816的输出功率控制电压Vapc供给到输出功率控制电路1815的控制输入端子，来控制低频带对应的RF功率放大器1811及高频带对应的RF功率放大器1821的发送输出功率电平。

低频带对应的RF功率放大器1811及高频带对应的RF功率放大器1821的各RF功率放大器可由图13所示的本发明实施方式4-1、或图18所示的本发明实施方式4-2、或图19所示的本发明实施方式4-3的RF功率放大电路构成。发送输出功率反馈电路1830和输出功率控制电路1815可由低频带对应的RF功率发送电路1810和高频带对应的RF功率发送电路1820共用，因此可以实现RF功率模块的小型化。

连接于RF功率放大器1811、1821的输出端子的输出匹配电路1812、1822具有将收发天线的负载阻抗不匹配造成的RF发送信号的反射损耗最小化的功能。功率耦合器1813、1823具有向发送输出功率反馈电路1830供给由输出匹配电路1812、1822供给的RF发送信号的一部分、另一方面向低通滤波器1814、1824供给其余的大部分RF发送信号的功能。低通滤波器1814、1824具有使RF功率放大器1811、1821实现的RF发送信号放大时产生的高谐波信号衰减的功能。功率检波电路1832、1833具有向误差放大器1834供给对应于由功率耦合器1813、1823供给的RF信号功率的检波输出电压Vdet的功能。误差放大器1834具有生成将由控制端子1803供给的外部控制电压Vramp和功率检波电路1832、1833的检波输出电压Vdet之差放大并将其差最小化那样的输出功率控制电压Vapc的功能。另外，静电放电滤波器1842、1843、1844具有防止外部端子1807、1806、1805的静电造成的RF功率模块损坏并进行不必要信号衰减的功能。天线开关1841进行发送工作和接收工作，还具有响应于GSM900频带的接收工作和DCS1800频带的接收工作将由天线端子1806输出或供给的RF信号的信号传递路径转换的功能。即，RF功率模块具有如下功能：在GSM900频带的发送时，向天线端子1806传递从RF功率发送电路1810输出的RF信号；在GSM900频带的接收时，向接收信号输出端子1807传递由天线端子1806供给的RF信号；在DCS1800频带的发送时，向天线端子1806传递由RF功率发送电路1820输出的RF信号；在DCS 1800频带的接收时，向接收信号输出端子1805传递由天线端子1806供给的信号。电路转换器1831具有响应供给到控制端子1801、1802的收发工作转换信号、和低频带/高频带发送频带选择信号，将输出功率控制电路1815、功率检波电路1832、1833、误差放大器1834、天线开关1841各自的工作进行转换的功能。

本实施方式的RF功率模块在进行发送工作时，在用RF功率发送电路1810、1820对由发送信号输入端子1800、1804供给的低频带/高频带的RF发送信号进行功率放大直到所希望的输出功率电平之后，经由信号路径转换电路1840，由天线端子1806将RF发送信号输出。另外，发送工作时的输出功率的电平控制通过由从控制端子1803供给的外部控制电压Vramp使误差放大器1834的输出端子1816的输出功率控制电压Vapc间接变化来执行。另外，在进行接收工作时，由天线端子1806供给的低频带/高频带的RF接收信号向接收信号输出端子1807、1805传递。

在进行低频带侧的GSM900频带的RF发送信号的发送工作时，低频带对应的RF功率发送电路1810、发送输出功率反馈电路1830、和输出功率控制电路1815构成反馈环。因而，输出功率控制电路1815根据输出功率控制电压Vapc，对低频带对应的RF功率发送电路1810所包含的RF功率放大器1811的发送输出功率电平进行控制，使得控制端子1803的外部控制电压Vramp和功率检波电路1832的检波输出电压Vdet之差最小化。其结果是，可以减轻因电源电压及温度波动、及收发天线的负载波动等外部环境变化造成的低频带对应的RF功率发送电路1810的发送输出电平波动。

在进行高频带侧DCS1800频带的RF发送信号的发送工作时，高频带对应的RF功率发送电路1820、发送输出功率反馈电路1830、和输出功率控制电路1815构成反馈环。因而，输出功率控制电路1815根据输出功率控制电压Vapc，对高频带对应的RF功率发送电路1820所包含的RF功率放大器1821的发送输出功率电平进行控制，使得控制端子1803的外部控制电压Vramp和功率检波电路1833的检波输出电压Vdet之差最小化。其结果是，可以减轻因电源电压及温度波动、及收发天线的负载波动等外部环境变化造成的高频带对应的RF功率发送电路1820的发送输出电平波动。

另外，图20所示的RF功率模块的RF功率发送电路1810、1820所包含的输出匹配电路1812、1822、功率耦合器1813、1823、和低通滤波器1814、1824、发送输出功率反馈电路1830、和信号路径转换电路1840的具体电路结构可以采用多种多样的结构，因此在此省略说明。

以上，基于种种实施方式对本发明者开发的发明进行了具体说明，但本发明不局限于此，在不脱离其要旨的范围内，可以实施种种变更是不言而喻的。

[其他实施方式]

例如，在图18及图19所示的实施方式中，作为RF功率放大电路，可以由使用CMOSFET(Complementally MOSFET)的单片集成电路构成，但本发明不局限于此。

另外，在图13及图18及图19的各实施方式的电压-电流转换电路1100中，与图6的RF功率放大电路同样，分压电阻1113、1114的分压电压也可以经由P沟道MOS晶体管供给到运算放大器OP1的反相输入端子，电阻1112的电压也可以经由P沟道MOS晶体管和补偿电阻供给到运算放大器OP1的非反相输入端子，使RF功率放大电路不因该补偿电阻而工作，即，在不使输出功率控制电流Iapc流动的情况下，可以避免输出功率控制电流Iapc因输出功率控制电压Vapc所包含的微弱的噪音成分而流动，RF功率放大电路工作。

在上述实施方式中，主要关于低频带的GSM900、高频带的DCS1800频带而应用的例子进行了说明，但本发明并不是限定应用于这些实施方式时才可以得到效果的。即，在低频带侧的GSM850(824MHz～849MHz)及高频带侧的PCS1900(1850MHz～1910MHz)等GSM的另一频带，也可应用本发明。

另外例如，在图13的实施方式中，电流平方转换电路1101的输出电流I_SQR也可以与偏置电流I₀的平方的值成反比，另一方面，与电压-电流转换电路1100的输出电流I_IN的三次方成正比，并连续变化。在这种情况下，在电流平方转换电路1101中，将漏极/栅极连接的P沟道MOS晶体管M5的漏极/源极电流路径连接在晶体管M1和M2之间。另外，在电流平方转换电路101中，将漏极/栅极连接的P沟道MOS晶体管M6的漏极/源极电流路径连接在晶体管M31和M3之间，将晶体管M4的栅极与晶体管M6的源极连接。如上所述，在电流平方转换电路101中，称将晶体管M5和M6连接的电路为电流三次方转换电路，设流到晶体管M4的电流三次方转换电路的输出电流为I_CUB。

于是，在该电流三次方转换电路中，假定大致恒定的偏置电流I₀流到晶体管M31和晶体管M6的晶体管M3的串联连接处时，关于电流三次方转换电路的6个MOS晶体管M1～M4、M5、M6的源极-漏极间电压V_SG，求出式36。

(数学式36)

V_SGM1+V_SGM2+V_SGM5＝V_SGM3+V_SGM4+V_SGM6

当将式30的关系代入式36时，求出式37。

(数学式37)

${\mathrm{\ζV}}_T\ln \left(\frac{I_{\mathrm{IN}}}{I_{\mathrm{SO}}}\right)+{\mathrm{\ζV}}_T\ln \left(\frac{I_{\mathrm{IN}}}{I_{\mathrm{SO}}}\right)+{\mathrm{\ζV}}_T\ln \left(\frac{I_{\mathrm{IN}}}{I_{\mathrm{SO}}}\right)$

$={\mathrm{\ζV}}_T\ln \left(\frac{I_0}{I_{\mathrm{SO}}}\right)+\mathrm{\ζ}{V}_T\ln \left(\frac{I_0}{I_{\mathrm{SO}}}\right)+\mathrm{\ζ}{V}_T\ln \left(\frac{I_{\mathrm{CUB}}}{I_{\mathrm{SO}}}\right)$

即，在电流三次方转换电路中，在晶体管M1、M5、M2的串联连接处流动着电压-电流转换电路1100的输出电流I_IN，在晶体管M3和M6内流动着大致恒定的偏置电流I₀，在晶体管M4内流动着电流三次方转换电路1101的输出电流为I_CUB。

当将式37变形时，求出式38。

(数学式38)

$\ln \left(\frac{I_{\mathrm{IN}}{I}_{\mathrm{IN}}{I}_{\mathrm{IN}}}{I_{\mathrm{SO}}{I}_{\mathrm{SO}}{I}_{\mathrm{SO}}}\right)=\ln \left(\frac{I_0{I}_0{I}_{\mathrm{CUB}}}{I_{\mathrm{SO}}{I}_{\mathrm{SO}}{I}_{\mathrm{SO}}}\right)$

当将式38变形时，求出式39。

(数学式39)

$I_{\mathrm{CUB}}=\frac{I_{\mathrm{IN}}^3}{I_0^2}$

由该式39可知，电流三次方转换电路1101的输出电流为I_CUB与偏置电流I₀的平方的值成反比，另一方面，与电压-电流转换电路1100的输出电流I_IN的三次方成正比，并连续变化。

当将式28代入式39时，求出式40。

(数学式40)

$I_{\mathrm{CUB}}=\frac{{(N_{13}\·N_{11}\·R_4)}^3\·V_{\mathrm{apc}}^3}{{(N_{12}\·N_{10}\·R_2)}^3\·{(R_3+R_4)}^3\·I_0^2}$

由该式40可知，电流三次方转换电路1101的输出电流I_CUB与输出功率控制电压Vapc的三次方成正比，并连续变化。

另外，本发明除了在GSM以外也可以在WCDMA(Wide-band CodeDivision Multiple Access)、WiMAX(Worldwide Interoperability forMicrowave Access)、LTE(long Term Evolution)等其他通信方式及其他频带下所使用的RF功率放大电路中广泛采用。

Claims (38)

1.一种RF功率放大电路，其特征在于，

具备前级放大器、后级放大器、和控制部，

所述前级放大器的输入端子能响应于RF发送输入信号，所述后级放大器的输入端子能响应于在所述前级放大器的输出端子上生成的放大信号，

所述控制部响应于供给到控制输入端子的功率控制电压，对所述前级放大器的无功电流和所述后级放大器的无功电流进行控制，由此能控制所述前级放大器的增益和所述后级放大器的增益，

响应于所述功率控制电压，所述前级放大器的所述无功电流和所述增益按照第一连续函数连续变化，所述后级放大器的所述无功电流和所述增益按照第二连续函数连续变化，

所述第二连续函数为比所述第一连续函数高一次以上的函数。

2.如权利要求1所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述后级放大器的放大晶体管的器件尺寸设定为比所述前级放大器的放大晶体管的器件尺寸大，

响应于规定电平的所述功率控制电压，所述后级放大器的所述无功电流的电流密度设定为比所述前级放大器的所述无功电流的电流密度低。

3.如权利要求2所述的RF功率放大电路，其特征在于，

响应于所述功率控制电压，所述前级放大器的所述无功电流和所述增益按照作为第一连续函数的线性特性连续变化，

响应于所述功率控制电压，所述后级放大器的所述无功电流和所述增益按照作为第二连续函数的平方特性或三次方特性连续变化。

4.如权利要求3所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述控制部响应于所述功率控制电压，生成按照所述线性特性连续变化的第一偏置电流、和按照所述平方特性或三次方特性连续变化的第二偏置电流，

所述RF功率放大电路还具备第一偏压用晶体管和第二偏压用晶体管，

所述第一偏压用晶体管与所述前级放大器的所述放大晶体管连接成电流镜，所述第二偏压用晶体管与所述后级放大器的所述放大晶体管连接成电流镜，

由所述控制部生成的所述第一偏置电流和所述第二偏置电流分别供给到所述第一偏压用晶体管和所述第二偏压用晶体管。

5.如权利要求4所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述控制部由包含CMOS晶体管的单片集成电路构成。

6.如权利要求5所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述前级放大器的所述放大晶体管、所述后级放大器的所述放大晶体管、所述第一偏压用晶体管、和所述第二偏压用晶体管由MOS晶体管构成。

7.如权利要求5所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述前级放大器的所述放大晶体管、所述后级放大器的所述放大晶体管、所述第一偏压用晶体管、和所述第二偏压用晶体管由双极晶体管构成。

8.如权利要求6所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述MOS晶体管为LDMOS晶体管。

9.如权利要求7所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述双极晶体管为异质结双极晶体管。

10.一种RF功率模块，其特征在于，

具备将第一频带的RF发送输入信号放大的第一RF功率放大电路、将第二频带的RF发送输入信号放大的第二RF功率放大电路、和输出功率控制部，

所述输出功率控制部包含第一功率检波器、第二功率检波器、和误差放大器，

所述第一功率检波器检测由所述第一RF功率放大电路的输出端子生成的第一RF发送信号的电平，

所述第二功率检波器检测由所述第二RF功率放大电路的输出端子生成的第二RF发送信号的电平，

所述误差放大器根据外部控制电压与所述第一功率检波器及所述第二功率检波器的检波输出电压之差，生成功率控制电压，

所述第一RF功率放大电路和所述第二RF功率放大电路的各RF功率放大电路具有前级放大器、后级放大器、和控制部，

所述前级放大器的输入端子能响应于RF发送输入信号，所述后级放大器的输入端子能响应于在所述前级放大器的输出端子上生成的放大信号，

所述控制部响应于供给到控制输入端子的所述功率控制电压，对所述前级放大器的无功电流和所述后级放大器的无功电流进行控制，由此能控制所述前级放大器的增益和所述后级放大器的增益，

响应于所述功率控制电压，所述前级放大器的所述无功电流和所述增益按照第一连续函数连续变化，所述后级放大器的所述无功电流和所述增益按照第二连续函数连续变化，

所述第二连续函数为比所述第一连续函数高一次以上的函数。

11.如权利要求10所述的RF功率模块，其特征在于，

所述后级放大器的放大晶体管的器件尺寸设定为比所述前级放大器的放大晶体管的器件尺寸大，

响应于规定电平的所述功率控制电压，所述后级放大器的所述无功电流的电流密度设定为比所述前级放大器的所述无功电流的电流密度低。

12.如权利要求11所述的RF功率模块，其特征在于，

响应于所述功率控制电压，所述前级放大器的所述无功电流和所述增益按照作为第一连续函数的线性特性连续变化，

响应于所述功率控制电压，所述后级放大器的所述无功电流和所述增益按照作为第二连续函数的平方特性或三次方特性连续变化。

13.如权利要求12所述的RF功率模块，其特征在于，

所述控制部响应于所述功率控制电压，生成按照所述线性特性连续变化的第一偏置电流、和按照所述平方特性或三次方特性连续变化的第二偏置电流，

所述RF功率放大电路还具备第一偏压用晶体管和第二偏压用晶体管，

所述第一偏压用晶体管与所述前级放大器的所述放大晶体管连接成电流镜，所述第二偏压用晶体管与所述后级放大器的所述放大晶体管连接成电流镜，

由所述控制部生成的所述第一偏置电流和所述第二偏置电流分别供给到所述第一偏压用晶体管和所述第二偏压用晶体管。

14.如权利要求13所述的RF功率模块，其特征在于，

所述控制部由包含CMOS晶体管的单片集成电路构成。

15.如权利要求14所述的RF功率模块，其特征在于，

所述前级放大器的所述放大晶体管、所述后级放大器的所述放大晶体管、所述第一偏压用晶体管、和所述第二偏压用晶体管由MOS晶体管构成。

16.如权利要求14所述的RF功率模块，其特征在于，

所述前级放大器的所述放大晶体管、所述后级放大器的所述放大晶体管、所述第一偏压用晶体管、和所述第二偏压用晶体管由双极晶体管构成。

17.如权利要求15所述的RF功率模块，其特征在于，

所述MOS晶体管为LDMOS晶体管。

18.如权利要求15所述的RF功率模块，其特征在于，

所述双极晶体管为异质结双极晶体管。

19.一种RF功率放大电路，其特征在于，

具备放大器和控制部，

所述放大器的输入端子能响应于RF发送输入信号，能由所述放大器的输出端子生成RF发送输出信号，

所述控制部包含第一控制部和第二控制部，

所述第一控制部能响应于供给到第一控制输入端子的输出功率控制电压，并由第一控制输出端子生成第一输出电流，

所述第二控制部能响应于供给到第二控制输入端子的所述第一控制部的所述第一输出电流，并由第二控制输出端子生成用于确定所述放大器的放大晶体管的无功电流的第二输出电流，

所述输出功率控制电压的最大值设定为规定的电压值，由此，由所述第一控制部的所述第一控制输出端子生成的所述第一输出电流的最大值设定为规定的电流值，

所述第二控制部包含响应于所述第一控制部的所述第一输出电流生成所述第二输出电流的多个MOS晶体管，

所述第二控制部的所述多个MOS晶体管响应于所述第一控制部的设定为所述规定的最大值的所述第一输出电流，在其亚阈值区工作。

20.如权利要求19所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述放大器为多级放大器的后级放大器，

所述多级放大器包含向所述后级放大器供给RF放大信号的前级放大器，

响应于所述输出功率控制电压，所述前级放大器的无功电流按照第一连续函数连续变化，所述后级放大器的所述无功电流按照第二连续函数连续变化，

所述第二连续函数为比所述第一连续函数高一次以上的函数。

21.如权利要求20所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述后级放大器的所述放大晶体管的器件尺寸设定为比所述前级放大器的放大晶体管的器件尺寸大。

22.如权利要求21所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述第二控制部的所述多个MOS晶体管包含第一MOS晶体管、第二MOS晶体管、第三MOS晶体管、和第四MOS晶体管，

所述第一MOS晶体管的栅极和漏极连接，所述第二MOS晶体管的栅极和漏极连接，

所述第一控制部的所述第一输出电流能供给到所述第一MOS晶体管的漏极/源极电流路径和所述第二MOS晶体管的漏极/源极电流路径的串联连接处，

在所述第二MOS晶体管的栅极上连接有能使大致恒定的偏置电流流动的所述第三MOS晶体管的栅极，在所述第三MOS晶体管的栅极上连接有能使所述第二输出电流流动的所述第四MOS晶体管的栅极，

所述第二输出电流为与所述第一输出电流的平方成正比的电流。

23.如权利要求22所述的RF功率放大电路，其特征在于，

还具备第一偏压用晶体管和第二偏压用晶体管，

所述第一偏压用晶体管与所述前级放大器的所述放大晶体管连接成电流镜，所述第二偏压用晶体管与所述后级放大器的所述放大晶体管连接成电流镜，

用于使所述前级放大器的所述无功电流按照所述第一连续函数连续变化的第一偏置电流供给到所述第一偏压用晶体管，

用于使所述后级放大器的所述无功电流按照所述第二连续函数连续变化的第二偏置电流供给到所述第二偏压用晶体管。

24.如权利要求23所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述控制部由包含CMOS晶体管的单片集成电路构成。

25.如权利要求24所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述前级放大器的所述放大晶体管、所述后级放大器的所述放大晶体管、所述第一偏压用晶体管、和所述第二偏压用晶体管由MOS晶体管构成。

26.如权利要求24所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述前级放大器的所述放大晶体管、所述后级放大器的所述放大晶体管、所述第一偏压用晶体管、和所述第二偏压用晶体管由双极晶体管构成。

27.如权利要求25所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述MOS晶体管为LDMOS晶体管。

28.如权利要求26所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述双极晶体管为异质结双极晶体管。

29.一种RF功率模块，其特征在于，

具备将第一频带的RF发送输入信号放大的第一RF功率放大电路、将第二频带的RF发送输入信号放大的第二RF功率放大电路、和输出功率控制部，

所述输出功率控制部包含第一功率检波器、第二功率检波器、和误差放大器，

所述第一功率检波器检测由所述第一RF功率放大电路的输出端子生成的第一RF发送信号的电平，

所述第二功率检波器检测由所述第二RF功率放大电路的输出端子生成的第二RF发送信号的电平，

所述误差放大器根据外部控制电压与所述第一功率检波器及所述第二功率检波器的检波输出电压之差，生成功率控制电压，

所述第一RF功率放大电路和所述第二RF功率放大电路的各RF功率放大电路具备放大器和控制部，

所述放大器的输入端子能响应RF发送输入信号，能由所述放大器的输出端子生成RF发送输出信号，

所述控制部包含第一控制部和第二控制部，

所述第一控制部能响应于供给到第一控制输入端子的输出功率控制电压，并由第一控制输出端子生成第一输出电流，

所述第二控制部能响应于供给到第二控制输入端子的所述第一控制部的所述第一输出电流，并由第二控制输出端子生成用于确定所述放大器的放大晶体管的无功电流的第二输出电流，

所述输出功率控制电压的最大值设定为规定的电压值，由此，由所述第一控制部的所述第一控制输出端子生成的所述第一输出电流的最大值设定为规定的电流值，

所述第二控制部包含响应于所述第一控制部的所述第一输出电流生成所述第二输出电流的多个MOS晶体管，

所述第二控制部的所述多个MOS晶体管响应于所述第一控制部的设定为所述规定的最大值的所述第一输出电流，在其亚阈值区工作。

30.如权利要求29所述的RF功率模块，其特征在于，

所述放大器为多级放大器的后级放大器，

所述多级放大器包含向所述后级放大器供给RF放大信号的前级放大器，

响应于所述输出功率控制电压，所述前级放大器的无功电流按照第一连续函数连续变化，所述后级放大器的所述无功电流按照第二连续函数连续变化，

所述第二连续函数为比所述第一连续函数高一次以上的函数。

31.如权利要求30所述的RF功率模块，其特征在于，

所述后级放大器的所述放大晶体管的器件尺寸设定为比所述前级放大器的放大晶体管的器件尺寸大。

32.如权利要求31所述的RF功率模块，其特征在于，

所述第二控制部的所述多个MOS晶体管包含第一MOS晶体管、第二MOS晶体管、第三MOS晶体管、和第四MOS晶体管，

所述第一MOS晶体管的栅极和漏极连接，所述第二MOS晶体管的栅极和漏极连接，

所述第一控制部的所述第一输出电流能供给到所述第一MOS晶体管的漏极/源极电流路径和所述第二MOS晶体管的漏极/源极电流路径的串联连接处，

在所述第二MOS晶体管的栅极上连接有能使大致恒定的偏置电流流动的所述第三MOS晶体管的栅极，在所述第三MOS晶体管的源极上连接有能使所述第二输出电流流动的所述第四MOS晶体管的栅极，

所述第二输出电流为与所述第一输出电流的平方成正比的电流。

33.如权利要求32所述的RF功率模块，其特征在于，

还具备第一偏压用晶体管和第二偏压用晶体管，

所述第一偏压用晶体管与所述前级放大器的所述放大晶体管连接成电流镜，所述第二偏压用晶体管与所述后级放大器的所述放大晶体管连接成电流镜，

用于使所述前级放大器的所述无功电流按照所述第一连续函数连续变化的第一偏置电流供给到所述第一偏压用晶体管，

用于使所述后级放大器的所述无功电流按照所述第二连续函数连续变化的第二偏置电流供给到所述第二偏压用晶体管。

34.如权利要求33所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述控制部由包含CMOS晶体管的单片集成电路构成。

35.如权利要求34所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述前级放大器的所述放大晶体管、所述后级放大器的所述放大晶体管、所述第一偏压用晶体管、和所述第二偏压用晶体管由MOS晶体管构成。

36.如权利要求34所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述前级放大器的所述放大晶体管、所述后级放大器的所述放大晶体管、所述第一偏压用晶体管、和所述第二偏压用晶体管由双极晶体管构成。

37.如权利要求35所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述MOS晶体管为LDMOS晶体管。

38.如权利要求36所述的RF功率放大电路，其特征在于，

所述双极晶体管为异质结双极晶体管。

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