CN104641553A - 功率放大模块 - Google Patents

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Abstract

本发明不依赖用于向功率放大电路供电的结构，限制流过功率放大电路的电流。功率放大模块，包括：第一放大晶体管，该第一放大晶体管放大并输出无线频率信号；第二放大晶体管，该第二放大晶体管与第一放大晶体管并联连接，且比第一放大晶体管的尺寸小；偏置电路，该偏置电路向第一放大晶体管以及第二放大晶体管提供偏置电压或偏置电流；电流检测电路，该电流检测电路检测流过第二放大晶体管的电流；以及偏置控制电路，该偏置控制电路根据电流检测电路的检测结果，对从偏置电路提供至第一放大晶体管以及第二放大晶体管的偏置电压或偏置电流进行控制。

Description

功率放大模块
技术领域
本发明涉及功率放大模块。
背景技术
移动电话等的移动通信设备中，搭载有用于向基站发送无线频率(RF：Radio Frequency)信号的发送单元。在发送单元中使用对发送至基站的RF信号的功率进行放大的功率放大电路。在这样的发送单元中，例如在天线等的负载的阻抗发生变化的情况下，有时有大电流流过功率放大电路。因此，发送单元中，为了防止由于大电流而破坏功率放大电路，对流过功率放大电路的电流进行限制。
例如，专利文献1公开的发送单元，除功率放大电路以外，还包含向功率放大电路提供电源的调节器电路，以及对流过功率放大电路的电流进行限制的电流限制电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开2006/049800号
发明内容
发明所要解决的技术问题
专利文献1公开的发送单元中，利用电流限制电路检测出从调节器电路向功率放大电路提供的电流(ICC)，即，流过功率放大电路的电流。具体而言，电流限制电路包含与调节器电路所含的晶体管电流镜像连接的晶体管(检测用晶体管)。并且，若流过检测用晶体管的电流超过规定电平，则电流限制电路通过控制调节器电路，来限制向功率放大电路提供的电流。
像这样，虽然利用电流限制电路对从调节器电路向功率放大电路提供的电流进行监控，从而能限制大电流流过功率放大电路，但需要根据调节器的结构设计电流限制电路。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于不依赖用于向功率放大电路供电的结构，对流过功率放大电路的电流进行限制。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的一个侧面涉及的功率放大模块，包括：第一放大晶体管，该第一放大晶体管放大并输出无线频率信号；第二放大晶体管，该第二放大晶体管与第一放大晶体管并联连接，且比第一放大晶体管的尺寸小；偏置电路，该偏置电路向第一放大晶体管以及第二放大晶体管提供偏置电压或偏置电流；电流检测电路，该电流检测电路检测流过第二放大晶体管的电流；以及偏置控制电路，该偏置控制电路根据电流检测电路的检测结果，对从偏置电路提供至第一放大晶体管以及第二放大晶体管的偏置电压或偏置电流进行控制。
发明效果
根据本发明，能不依赖用于向功率放大电路供电的结构，对流过功率放大电路的电流进行限制。
附图说明
图1是表示包含本发明的一个实施方式的功率放大模块的发送单元的结构例的图。
图2是表示功率放大模块的结构的一个示例(第一实施方式)的图。
图3是表示偏置生成电路以及偏置控制电路的结构的一个示例的图。
图4是表示偏置生成电路以及偏置控制电路的结构的另一个示例的图。
图5是表示偏置生成电路以及偏置控制电路的结构的另一个示例的图。
图6是表示偏置生成电路以及偏置控制电路的结构的另一个示例的图。
图7是表示功率放大模块的结构的一个示例(第二实施方式)的图。
图8是表示偏置生成电路以及偏置控制电路的结构的一个示例的图。
图9是表示偏置控制电路的结构的一个示例的图。
图10A是表示检测电压VSENSE与电压V1、V2、V3的关系的一个示例的图。
图10B是表示检测电压VSENSE与电流I2、I3、IADJ的关系的一个示例的图。
图10C是表示检测电压VSENSE与偏置电压VBIAS的关系的一个示例的图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的一个实施方式进行说明。图1是表示包含本发明的一个实施方式的功率放大模块的发送单元的结构例的图。发送单元100例如在移动电话等的移动通信设备中，用于将声音或数据等各种信号发送至基站。另外，虽然移动通信设备也包括用于接收来自基站的信号的接收单元，但在这里省略说明。
如图1所示，发送单元100包含调制部101、发送功率控制部102、功率放大模块103、前端部104以及天线105而构成。
调制部101基于HSUPA(High Spped Uplink Packet Access：高速上行分组接入)或LTE(Long Term Evolution：长期演进)等调制方式对输入信号进行调制，生成用于进行无线发送的无线频率(RF：Radio Frequency)信号。RF信号为例如从数百MHz到数GHz左右。
发送功率控制部102基于发送功率控制信号，调整并输出RF信号的功率。发送功率控制信号，例如基于从基站发送的自适应功率控制(APC：Adaptive Power Control)信号而生成。例如，基站通过测定来自移动通信设备的接收信号，能将APC信号作为用于在移动通信设备中将发送功率调整到适当电平的命令，发送至移动通信设备。
功率放大模块103将从发送功率控制部102输出的RF信号(RFIN)的功率放大至用于发送至基站所需的电平，并输出放大信号(RFOUT)。
前端部104对放大信号进行滤波，对从基站接收到的接收信号进行开关等。从前端部104输出的放大信号通过天线105发送至基站。
图2是表示功率放大模块103的一个示例即功率放大模块103A(第一实施方式)的图。如图2所示，功率放大模块103A包含功率放大电路200、控制电路201、以及匹配电路(MN：Matching Network)202。图2所示的结构中，功率放大电路200以及控制电路201形成于不同的基板。例如，功率放大电路200能采用异质结双极晶体管(HBT)等的双极晶体管来构成。在功率放大电路200采用HBT的情况下，构成HBT的基板的材料能采用例如SiGe、GaAs、InP、GaN等。另外，控制电路201例如能采用MOSFET(Metal-Oxide-Silicon Filed-Effect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)来构成。另外，功率放大电路200以及控制电路201也可形成于同一基板。
功率放大电路200将输入的RF信号(RFIN)的功率放大，经由匹配电路202输出放大信号(RFOUT)。如图2所示，功率放大电路200包含：NPN晶体管210(第一放大晶体管)、NPN晶体管211(第二放大晶体管)、匹配电路212、电容器213(第一电容器)、电容器214(第二电容器)、以及电阻215～219。
NPN晶体管210、211是将输入至基极的电流放大并输出的电流放大元件(放大晶体管)。如图2所示，NPN晶体管210、211并联连接。并且，NPN晶体管211是为了检测流过功率放大电路200的电流IC而设置的，具有比NPN晶体管210小的尺寸。具体而言，例如NPN晶体管210能设为发射极尺寸相同的N(>1)个微小晶体管(叉指(fingers))并联连接而成的、叉指数为“N”的多指状结构的晶体管。另外，例如NPN晶体管211能设为由与构成NPN晶体管210的微小晶体管的发射极尺寸相同的一个微小晶体管构成的、叉指数为“1”的晶体管。
另外，本实施方式中，虽然对NPN晶体管211的叉指数为“1”的情况进行了说明，但NPN晶体管211的叉指数不需要为“1”，只要比NPN晶体管210的叉指数“N”少即可。另外，本实施方式中，虽然对NPN晶体管210、211的尺寸不同是由于叉指数的不同而产生的情况进行了说明，但也可并非由于叉指数不同，而由于发射极尺寸的不同而产生的。
匹配电路212用于将NPN晶体管210、211的输入的阻抗相对于从发送功率控制部102输出的RF信号(RFIN)进行匹配，例如采用电容器或电感器构成。
电容器213、214是RF信号(RFIN)输入用的耦合电容器。电容器213的一端连接至匹配电路212，另一端连接至NPN晶体管210的基极。另外，电容器214的一端连接至匹配电路212，另一端连接至NPN晶体管211的基极。电容器213、214的电容比由NPN晶体管210、211的尺寸比(N：1)决定。像这样，由于电容器213、214的电容比为N：1，将由匹配电路212输出的RF信号(RFIN)分配为N：1并输入至NPN晶体管210、211。
电阻215(RB1)以及电阻216(RB2)是基于由控制电路201提供的偏置电压VBIAS(或偏置电流IBIAS)，对提供至NPN晶体管210、211的基极的偏置电流IB1、IB2进行调整的偏置调整电路。电阻215、216的电阻值以使NPN晶体管210、211的电流密度相同的方式进行设定。即，在NPN晶体管210、211的尺寸比为N：1的情况下，以使偏置电流IB1、IB2也为N：1的方式，设定电阻215、216的电阻值。电阻215、216的电阻值的设定方法的一个示例将在后文阐述。
电阻217(RMAIN)设置在NPN晶体管210的发射极和接地之间。同样地，电阻218(Rsense)设置在NPN晶体管211的发射极和接地之间。由于NPN晶体管210、211并联连接，流过功率放大电路200的电流IC被分配为电流IC1、IC2，并流至NPN晶体管210、211。如上文所述，由于以使NPN晶体管210、211的电流密度成为相同的方式调整偏置电流IB1、IB2，因此电流IC1、IC2变成对应NPN晶体管210、211的尺寸比(N：1)的电流量。电阻218是为了检测电流IC2的电流量而设计的电阻(检测电阻)。具体而言，电阻218是将电流IC2转换为检测电压VSENSE的电流电压转换电路(电流检测电路)。另外，能将电阻218的电阻值例如设为数欧姆左右。另一方面，为了减小大电流IC1的功率损耗减小，能将电阻217的电阻值例如设为数毫欧左右的较小的值。
电阻219(RREF)是用于基于由控制电路201提供的恒流IREF生成基准电压VREF的电阻(基准电压生成电路：基准电阻)。为了与检测电压VSENSE进行比较而将基准电压VREF向控制电路201输出。图2所示的结构中，由于电阻218、219形成在同一贴片上，能消除因电阻218、219的工艺而产生的电阻值的偏差。即，能使检测电压VSENSE以及基准电压VREF的比较精度有所提高。另外，也可在功率放大电路200的外部生成基准电压VREF。
对电阻215、216的电阻值的设定方法的一个示例进行说明。将电阻215～218的电阻值分别设为RB1、RB2、RMAIN、RSENSE。另外，将NPN晶体管210、211的电流放大率设为hFE，基极发射极之间的电压设为VBE。另外，将NPN晶体管210、211的尺寸比设为N：1。由于施加在电阻215、216的一端的电压是共通(例如VBIAS)的，如下式(1)所示的关系成立。
IB1×RB1+VBE+IB1×hFE×RMAIN
＝IB2×RB2+VBE+IB2×hFE×RSENSE···(1)
由于IB1＝N×IB2，根据式(1)，下式(2)所示的关系成立。
RB2＝N×RB1-hFE×(RSENSE-RMAIN)···(2)
由此，电阻215、216的电阻值以满足上述式(2)的关系的方式设定，从而将偏置电流IB1、IB2与NPN晶体管210、211的尺寸比相对应，能使NPN晶体管210、211的电流密度相同。
控制电路201是对提供至NPN晶体管210、211的偏置电压或偏置电流进行控制的电路，包含偏置生成电路230以及偏置控制电路231。
偏置生成电路230输出与偏置控制电路231的控制相对应电平的偏置电压VBIAS(或偏置电流IBIAS)。另外，通过偏置生成电路230以及电阻215、216，构成用于向NPN晶体管210、211提供偏置电压或偏置电流的偏置电路。
偏置控制电路231基于检测电压VSENSE以及基准电压VREF，在流过功率放大电路200的电流IC为规定电平以上的情况下，控制偏置生成电路230，使偏置电压VBIAS(或IBIAS)降低、并限制电流IC。另外，偏置控制电路231输出用于在功率放大电路200中生成基准电压VREF的恒流IREF。
图3是表示偏置生成电路230以及偏置控制电路231的结构的一个示例的图。
偏置生成电路230能构成为包含带隙电路300、运算放大器301、电阻302(第一电阻)、以及电阻303(第二电阻)。
带隙电路300由电池电压VBAT等的电源电压生成不依赖于温度或电源电压的变动的带隙基准电压VBG。带隙基准电压VBG为例如1.2V左右。
运算放大器301以及阻抗302、303构成非反相放大电路，以与电阻302、303的电阻值相对应的增益放大带隙基准电压VBG，生成偏置电压VBIAS。
偏置控制电路231能构成为包含恒流电路310(基准电流生成电路)、低通滤波器(LPF)311、比较器312(比较电路)、以及P沟道MOSFET313。
在比较器312的非反相输入端子上，施加通过来自恒流电路310的恒流IREF而生成的基准电压VREF。另外，在比较器312的反相输入端子上，经由LPF311施加与功率放大电路200的电流IC对应的检测电压VSENSE。另外，LPF311用于将对应于RF信号(RFIN)震荡的检测电压VSENSE进行平滑化。另外，比较器312的输出端子连接至P沟道MOSFET313的栅极。并且，P沟道MOSFET313的漏极与运算放大器301的反相输入端子相连接。
像这样构成的偏置控制电路231中，若检测电压VSENSE比基准电压VREF高，则比较器312的输出为低电平。若比较器312的输出为低电平，则P沟道MOSFET313导通，从P沟道MOSFET313向运算放大器301的反相输入端子流入控制电流ICTRL。由于运算放大器301进行动作使非反相输入端子和反相输入端子达到同电位，因此，若控制电流ICTRL流入，则偏置电压VBIAS降低。由于偏置电压VBIAS降低，提供至NPN晶体管210、211的偏置电流IB1、IB2降低，流过功率放大电路200的电流IC被限制。
由此，P沟道MOSFET313基于比较器312的比较结果，在检测电压VSENSE高于基准电压VREF的情况中，构成使流向NPN晶体管210、211的偏置电压或偏置电流降低的偏置降低电路(第一偏置降低电路：电流电路)。
所述结构的功率放大模块103A中，功率放大电路200内，设置有比主要的电流放大元件即NPN晶体管210尺寸要小的NPN晶体管211。并且，通过检测出流过该NPN晶体管211的电流IC2，流过功率放大电路200的电流IC被限制。由此，能不依赖用于向功率放大电路200供电的结构，对流过功率放大电路200的电流IC进行限制。另外，由于利用流过比NPN晶体管210尺寸小的NPN晶体管211的电流IC2来检测流过功率放大电路200的电流IC，能减小电流检测时的功率损耗。
另外，图2所示的功率放大模块103A中，虽然功率放大电路为一级结构，但功率放大电路也可为多级结构。在功率放大电路为多级结构的情况下，最终级的功率放大电路优选为与图2所示的功率放大电路200同等的结构。
图4是表示偏置生成电路230以及偏置控制电路231的结构的另一个示例的图。另外，对与图3相同的构成要素标注相同的标号，并省略说明。
偏置生成电路230除图3所示的结构之外，还包含电阻400(第三电阻)。带隙基准电压VBG施加在电阻400的一端，电阻400的另一端与运算放大器301的非反相输入端子相连接。
偏置控制电路231包含N沟道MOSFET410以代替图3所示结构中的P沟道MOSFET313。检测电压VSENSE经由LPF311施加于比较器312的非反相输入端子。另外，由来自恒流电路310的恒流IREF生成的基准电压VREF施加于比较器312的反相输入端子。另外，比较器312的输出端子连接至N沟道MOSFET410的栅极。另外，N沟道MOSFET410的漏极与运算放大器301的非反相输入端子相连接。并且，N沟道MOSFET410的漏极与运算放大器301的非反相输入端子相连接。
像这样构成的偏置控制电路231中，若检测电压VSENSE比基准电压VREF高，则比较器312的输出呈高电平。若比较器312的输出为高电平，则N沟道MOSFET410导通，从电阻400向N沟道MOSFET410流出控制电流ICTRL。由此，因电阻400产生电压下降，运算放大器301的非反相输入端子上施加的输入电压VIN降低，偏置电压VBIAS也降低。由于偏置电压VBIAS降低，提供至NPN晶体管210、211的偏置电流IB1、IB2降低，流过功率放大电路200的电流IC被限制。
由此，N沟道MOSFET410基于比较器312的比较结果，在检测电压VSENSE高于基准电压VREF的情况下，构成使向NPN晶体管210、211的偏置降低的偏置降低电路(第一偏置降低电路：电流电路)
图5是表示偏置生成电路230以及偏置控制电路231的结构的另一个示例的图。另外，对与图3或图4相同的构成要素标注相同的标号，并省略说明。
偏置生成电路230除带隙电路300以及运算放大器301之外，还包含电阻500(第四电阻)、电阻501以及P沟道MOSFET502、503。带隙基准电压VBG施加在电阻500的一端，电阻500的另一端与运算放大器301的非反相输入端子相连接。P沟道MOSFET502的漏极经由电阻501接地，并且与运算放大器301的反相输入端子相连接。另外，P沟道MOSFET503与P沟道MOSFET502电流镜像连接。另外，偏置控制电路231与图4所示的结构呈同等的结构。
像这样构成的偏置生成电路230中，运算放大器301进行动作，使P沟道MOSFET502的漏极的电压与施加在非反相输入端子上的输入电压VIN相等。由此，与输入电压VIN相对应的电流流过P沟道MOSFET502。另外，由于P沟道MOSFET503与P沟道MOSFET502电流镜像连接，从P沟道MOSFET503输出的偏置电流IBIAS也与输入电压VIN相对应。由此，运算放大器301、电阻501、以及P沟道MOSFET502、503构成生成与输入电压VIN相对应的偏置电流IBIAS的电流生成电路。
并且，偏置控制电路231中，若检测电压VSENSE比基准电压VREF高，则比较器312的输出呈高电平。若比较器312的输出为高电平，则N沟道MOSFET410导通，从电阻500向N沟道MOSFET410流出控制电流ICTRL。由此，由电阻500产生电压下降，输入至运算放大器301的非反相输入端子的输入电压VIN降低。由于运算放大器301进行动作使非反相输入端子和反相输入端子呈同电位，因此伴随着输入电压VIN的降低，偏置电流IBIAS也降低。由于偏置电流IBIAS降低，提供至NPN晶体管210、211的偏置电流IB1、IB2降低，流过功率放大电路200的电流IC被限制。
由此，N沟道MOSFET410基于比较器312的比较结果，在检测电压VSENSE高于基准电压VREF的情况中，构成使向NPN晶体管210、211的偏置降低的偏置降低电路(第一偏置降低电路：电流电路)
图6是表示偏置生成电路230以及偏置控制电路231的结构的另一个示例的图。另外，对与图5相同的构成要素标注相同的标号，并省略说明。
除了偏置生成电路230不具备电阻500这一点，以及偏置生成电路230的P沟道MOSFET503的漏极与偏置控制电路231的N沟道MOSFET410的漏极相连接这一点以外，图6所示的结构与图5所示的结构相比均等同。
在这样的结构中，若检测电压VSENSE比基准电压VREF高，则偏置控制电路231的比较器312的输出呈高电平。若比较器312的输出呈高电平，则N沟道MOSFET410导通，利用控制电流ICTRL，从偏置生成电路230的P沟道MOSFET503的漏极输出的电流的一部分流出。由此，从P沟道MOSFET503的漏极向功率放大电路200输出的偏置电流IBIAS降低。由于偏置电流IBIAS降低，提供至NPN晶体管210、211的偏置电流IB1、IB2降低，流过功率放大电路200的电流IC被限制。
由此，N沟道MOSFET410基于比较器312的比较结果，在检测电压VSENSE高于基准电压VREF的情况下，构成使向NPN晶体管210、211的偏置降低的偏置降低电路(第一偏置降低电路：电流电路)
以上，对本实施方式进行了说明。根据本实施方式，在功率放大电路200内，设置比主要的功率放大元件即NPN晶体管210尺寸小的NPN晶体管211，通过检测出流过该NPN晶体管211的电流IC2，能对流过功率放大电路200的电流IC进行限制。由此，能不依赖用于向功率放大电路200供电的结构，对流过功率放大电路200的电流IC进行限制。另外，由于利用流过比NPN晶体管210尺寸小的NPN晶体管211检测电流IC2来检测流过功率放大电路200的电流IC，因此能减小电流检测时的功率损耗。
另外，根据本实施方式，将与NPN晶体管210、211的尺寸比相对应的偏置电流IB1、IB2提供至NPN晶体管210、211。由此，NPN晶体管210、211的电流密度可相等，能对流过功率放大电路200的电流IC高精度地进行控制。
另外，根据本实施方式，RF信号(RFIN)经由具有与NPN晶体管210、211的尺寸比相对应的电容值的电容器213、214输入至NPN晶体管210、211。由此，NPN晶体管210、211的电流密度可相等，能对流过功率放大电路200的电流IC高精度地进行控制。
另外，根据本实施方式，用于检测流过功率放大电路200的电流的检测用电阻218，与用于生成基准电压VREF的基准用电阻219形成在同一贴片上。由此，消除了检测用电阻218以及基准用电阻219的电阻值的偏差，能对流过功率放大电路200的电流IC高精度地进行控制。
图7是表示功率放大模块103的另一个示例即功率放大模块103B(第二实施方式)的图。另外，对与图2所示的功率放大模块103A相同的要素标注相同符号，并省略说明。
如图7所示，功率放大模块103B具备功率放大电路200A以及控制电路201A，以代替功率放大模块103A的功率放大电路200以及控制电路201。
除了不包含功率放大电路200中的电阻219这一点以外，功率放大电路200A和功率放大电路200相同。另外，功率放大电路200A的结构也可包含电阻219。
控制电路201A具备偏置生成电路230A以及偏置控制电路231A，来代替控制电路201中的偏置生成电路230以及偏置控制电路231。
图8是表示偏置生成电路230A以及偏置控制电路231A的结构的一个示例的图。另外，对与图3所示的偏置生成电路230相同的要素标注相同符号并省略说明。
偏置生成电路230A以对应于电阻302、303的增益对施加在运算放大器301的非反相输入端子上的输入电压VIN进行放大，生成偏置电压VBIAS。恒流电路800(第一恒流电路)为生成恒流IREF1(第一恒流)的电路，与电阻801(第五电阻)串联连接。另外，其结构为：从恒流电路800和电阻801之间，由偏置控制电路231A控制的调整电流IADJ流出。由此，若设电阻801的电阻值为R1，则施加在运算放大器301的非反相输入端子的输入电压VIN满足VIN＝(IREF1-IADJ)×R1。
偏置控制电路231A包含基准电压生成电路810、控制电压生成电路811、钳位电路812、控制电流生成电路813、以及偏置降低电路814。
基准电压生成电路810生成偏置控制电路231A中使用的多个基准电压。
控制电压生成电路811生成对应于检测电压VSENSE的控制电压VCTRL。另外，钳位电路812将控制电压VCTRL钳位在规定电平以下。
控制电流生成电路813生成与经钳位电路812钳位后的控制电压VCTRL相对应的控制电流ICTRL。
偏置降低电路814(第二偏置降低电路)基于控制电流ICTRL降低偏置电压VBIAS。具体而言，偏置降低电路814生成对应于控制电流ICTRL的调整电流IADJ。偏置生成电路230A中，偏置电压VBIAS根据调整电流IADJ的电流量而降低。
图9是表示偏置控制电路231A的结构的一个示例的图。参照图9对偏置控制电路231A进行详细说明。
基准电压生成电路810包含运算放大器900以及电阻901～905。在运算放大器900的非反相输入端子上施加带隙基准电压VBG。另外，运算放大器900的反相输入端子与输出端子相连接。即，运算放大器900为电压跟随器，将带隙基准电压VBG输出至输出端子。运算放大器900的输出端子连接有串联连接的电阻901、902。从电阻901、902的连接点输出基准电压VREF1。另外，运算放大器900的输出端子连接有串联连接的电阻903～905。从电阻903、904的连接点输出基准电压VREF2，从电阻904、905的连接点输出基准电压VREF3。
控制电压生成电路811包含运算放大器910～912、LPF913以及电阻914～919。
基准电压VREF1施加在运算放大器910的非反相输入端子上。检测电压VSENSE经由电阻914提供至运算放大器910的反相输入端子。另外，电阻915设置在运算放大器910的反相输入端子和输出端子之间。运算放大器910以及电阻914、915构成反相放大电路。由此，从运算放大器910的输出端子输出的电压V1成为将检测电压VSENSE反相放大的电平。
在运算放大器911的非反相输入端子上施加带隙基准电压VBG。电压V1经由电阻916提供至运算放大器911的反相输入端子。另外，电阻917设置在运算放大器911的反相输入端子和输出端子之间。运算放大器911以及电阻916、917构成反相放大电路。由此，从运算放大器911的输出端子输出的电压V2成为将电压V1反相放大的电平。即，从运算放大器911的输出端子输出的电压V2成为将检测电压VSENSE放大的电平。
电压V2经由LPF913提供至运算放大器912的非反相输入端子，另外，运算放大器912的反相输入端子与输出端子相连接。即，运算放大器912成为电压跟随器。
电阻918、919构成分压电路，以电阻918、919的电阻比对从运算放大器912的输出端子输出的电压进行分压，输出分压后得到的电压V3。
钳位电路812包含运算放大器920以及N沟道MOSFET921。在运算放大器920的非反相输入端子上施加基准电压VREF2。运算放大器920的反相输入端子连接至N沟道MOSFET921的漏极。运算放大器920的输出端子连接至N沟道MOSFET921的栅极。N沟道MOSFET921中，漏极连接至电压V3的输出线，源极接地。通过像这样的结构，钳位电路812将电压V3钳位在基准电压VREF2以下。
控制电流生成电路813包含运算放大器930、P沟道MOSFET931、932以及电阻933。在运算放大器930的非反相输入端子上施加由钳位电路812钳位后的电压V3。运算放大器930的反相输入端子连接至电阻933的一端。电池电压VBAT施加在P沟道MOSFET931的源极。P沟道MOSFET931的漏极连接至电阻933的一端。电阻933的一端与运算放大器930的反相输入端子以及P沟道MOSFET931的漏极相连接，另一端接地。由此，与电压V3相对应的电流I1流过P沟道MOSFET931。另外，P沟道MOSFET932与P沟道MOSFET931电流镜像连接。由此，对应于电压V3的电流I2(控制电流)流过P沟道MOSFET932。
偏置降低电路814包含恒流电路940以及N沟道MOSFET941、942。
恒流电路940(第二恒流电路)包含运算放大器950、P沟道MOSFET951、952、N沟道MOSFET953、954以及电阻955。在运算放大器950的非反相输入端子上施加基准电压VREF3。运算放大器950的反相输入端子连接至电阻955的一端。电池电压VBAT施加在P沟道MOSFET951的源极。P沟道MOSFET951的漏极连接至电阻955的一端。电阻955的一端与运算放大器950的反相输入端子以及P沟道MOSFET951的漏极相连接，另一端接地。由此，与基准电压VREF3相对应的恒流流过P沟道MOSFET951。另外，P沟道MOSFET952与P沟道MOSFET951电流镜像连接。并且，N沟道MOSFET953连接二极管，与P沟道MOSFET952串联连接。由此，与基准电压VREF3相对应的恒流流过N沟道MOSFET953。另外，N沟道MOSFET954与N沟道MOSFET953电流镜像连接。由此，与基准电压VREF3相对应的恒流I3(第二恒流)流过N沟道MOSFET954。
N沟道MOSFET941连接二极管，与控制电流生成电路813的P沟道MOSFET932串联连接。并且，N沟道MOSFET941的漏极与恒流电路940的N沟道MOSFET954的漏极相连接。由此，在电流I2大于恒流I3的情况下，该差分电流(I2-I3)流过N沟道MOSFET941。另外，N沟道MOSFET942与N沟道MOSFET941电流镜像连接。由此，在N沟道MOSFET941上流动与电流I2和恒流I3的差分相对应的调整电流IADJ。
参照图10A～图10C，对偏置控制电路231A以及偏置生成电路230A的动作的一个示例进行说明。
图10A是表示检测电压VSENSE与电压V1、V2、V3的关系的一个示例的图。图10A中，横轴为检测电压VSENSE，纵轴为电压V1、V2、V3的电压值。伴随着检测电压VSENSE的上升，电压V1下降，电压V2上升。另外，由于电压V3为对电压V2分压后得到的电压，因此电压V3伴随着检测电压VSENSE的上升而上升。在检测电压VSENSE达到VS1以上的区域时，由钳位电路812将电压V3钳位在基准电压VREF2。
图10B是表示检测电压VSENSE与电流I2、I3、IADJ的关系的一个示例的图。图10A中，横轴为检测电压VSENSE，纵轴为电流I2、I3、IADJ的电流量。由于电流I2为对应于电压V3的电流，因此伴随着检测电压VSENSE的上升而上升。通过电压V3的钳位，电流I2也被钳位。另外，若电流I2大于恒流I3(VSENSE>VS2)则产生调整电流IADJ。通过电流I2的钳位，调整电流IADJ也被钳位。
图10C是表示检测电压VSENSE与偏置电压VBIAS的关系的一个示例的图。图10C中，横轴为检测电压VSENSE，纵轴为VBIAS。如图10B所示，若电流I2大于恒流I3(VSENSE>VS2)则产生调整电流IADJ。由此，在检测电压VSENSE大于电压VS2的区域中，偏置电压VBIAS伴随着检测电压VSENSE的上升而下降。由此，可限制流过功率放大电路200A的电流IC。另外，如图10B所示，调整电流IADJ被钳位在规定电平以下。由此，偏置电压VBIAS被钳位在规定电平以上。由此，根据本实施方式，能抑制偏置电压VBIAS过分下降而使得功率放大电路200A的NPN晶体管210的动作停止的情况。
另外，如图10C所示，偏置电压VBIAS的下限能通过电压V3的被钳位的电平，即基准电压VREF2来调整。由此，例如通过电阻903～905的电阻值，能调整偏置电压VBIAS的下限。另外，如图10C所示，偏置电压VBIAS下降的区域中的斜率，能通过N沟道MOSFET941、942的尺寸比来进行调整。
另外，本实施方式用于容易理解本发明，而并不用于限定并解释本发明。本发明在不脱离其思想的前提下，可以对本发明进行变更/改良，并且本发明的同等发明也包含在本发明内。
标号说明
100 发送单元
101 调制部
102 发送功率控制部
103A、103B 功率放大模块
104 前端部
105 天线
200、200A 功率放大电路
201、201A 控制电路
202、212 匹配电路
210、211 NPN晶体管
213、214 电容器
215～219、302、303、400、500、501、801、901～905、914～919、933、955 电阻
230、230A 偏置生成电路
231、231A 偏置控制电路
300 带隙电路
301、900、910～912、920、930 运算放大器
310、800 恒流电路
311 低通滤波器
312 比较器
313、502、503、931、932、951、952 P沟道MOSFET
410、920、941、942、953、954 N沟道MOSFET
810 基准电压生成电路
811 控制电压生成电路
812 钳位电路
813 控制电流生成电路
814 偏置降低电路

Claims (17)

1.一种功率放大模块，其特征在于，包括：
第一放大晶体管，该第一放大晶体管放大并输出无线频率信号；
第二放大晶体管，该第二放大晶体管与所述第一放大晶体管并联连接，比所述第一放大晶体管的尺寸小；
偏置电路，该偏置电路向所述第一放大晶体管以及所述第二放大晶体管提供偏置电压或偏置电流；
电流检测电路，该电流检测电路检测流过所述第二放大晶体管的电流；以及
偏置控制电路，该偏置控制电路根据所述电流检测电路的检测结果，对从所述偏置电路提供至所述第一放大晶体管以及所述第二放大晶体管的所述偏置电压或偏置电流进行控制。
2.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述第二放大晶体管的叉指数比所述第一放大晶体管的叉指数少。
3.如权利要求2所述的功率放大模块，其特征在于，
所述第一放大晶体管以及所述第二放大晶体管的各叉指具有相同的发射极尺寸。
4.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述偏置电路包含偏置调整电路，该偏置调整电路将所述第一放大晶体管以及所述第二放大晶体管的尺寸比所对应的偏置电流提供至所述第一放大晶体管以及所述第二放大晶体管。
5.如权利要求1至4中的任一项所述的功率放大模块，其特征在于，还包括：
第一电容器，该第一电容器设置在所述无线频率信号向所述第一放大晶体管提供的提供路径上；以及
第二电容器，该第二电容器设置在所述无线频率信号向所述第二放大晶体管提供的提供路径上，具有与所述第一放大晶体管以及所述第二放大晶体管的尺寸比相对应的、比所述第一电容器小的电容值。
6.如权利要求1至5中的任一项所述的功率放大模块，其特征在于，
所述电流检测电路包含检测电阻，该检测电阻与所述第二放大晶体管串联连接，是生成与流过所述第二放大晶体管的电流相对应的检测电压的电阻。
7.如权利要求6所述的功率放大模块，其特征在于，
还包括基准电压生成电路，该基准电压生成电路生成规定电平的基准电压，
所述偏置控制电路包含：
比较电路，该比较电路将所述检测电压与所述基准电压进行比较；以及
第一偏置降低电路，该第一偏置降低电路基于所述比较电路的比较结果，在所述检测电压大于所述规定电平的情况下，使所述偏置电压或偏置电流降低。
8.如权利要求7所述的功率放大模块，其特征在于，
还包括基准电流生成电路，该基准电流生成电路生成规定电平的基准电流，
所述基准电压生成电路包含基准电阻，该基准电阻与所述检测电阻形成于同一贴片上，是基于所述基准电流生成所述基准电压的电阻。
9.如权利要求7或8所述的功率放大模块，其特征在于，
所述偏置电路包含非反相放大电路，该非反相放大电路生成对应于输入电压的偏置电压，
所述第一偏置降低电路在所述检测电压大于所述规定电平的情况下，控制所述非反相放大电路使所述偏置电压降低。
10.如权利要求9所述的功率放大模块，其特征在于，
所述非反相放大电路包含运算放大器，该运算放大器具有：输出端子，该输出端子输出所述偏置电压；非反相输入端子，该非反相输入端子施加有所述输入电压；以及反相输入端子，该反相输入端子经由第一电阻与所述输出端子连接，并经由第二电阻接地，
所述第一偏置降低电路包含电流电路，该电流电路在所述检测电压大于所述规定电平的情况下，使电流流入所述非反相放大电路的所述反相输入端子。
11.如权利要求9所述的功率放大模块，其特征在于，
所述非反相放大电路包含运算放大器，该运算放大器具有：输出端子，该输出端子输出所述偏置电压；反相输入端子，该反相输入端子经由第一电阻与所述输出端子连接，并经由第二电阻接地；以及非反相输入端子，该非反相输入端子经由第三电阻施加有所述输入电压，
所述第一偏置降低电路包含电流电路，该电流电路在所述检测电压大于所述规定电平的情况下，使电流从所述第三电阻和所述非反相放大电路的所述非反相输入端子之间流向接地。
12.如权利要求7或8所述的功率放大模块，其特征在于，
所述偏置电路包含电流生成电路，该电流生成电路生成对应于输入电压的偏置电流，
在所述检测电压大于所述规定电平的情况下，所述偏置降低电路控制所述电流生成电路使所述偏置电流降低。
13.如权利要求12所述的功率放大模块，其特征在于，
经由第四电阻向所述电流生成电路提供所述输入电压，
所述偏置降低电路包含电流电路，该电流电路在所述检测电压大于所述规定电平的情况下，使电流从所述第四电阻和所述电流生成电路之间流向接地，使提供至所述电流生成电路的所述输入电压降低。
14.如权利要求12所述的功率放大模块，其特征在于，
所述偏置降低电路包含电流电路，该电流电路在所述检测电压大于所述规定电平的情况下，使所述偏置电流的一部分流向接地。
15.如权利要求6所述的功率放大模块，其特征在于，
所述偏置控制电路包含：
控制电压生成电路，该控制电压生成电路生成对应于所述检测电压的控制电压；
钳位电路，该钳位电路将所述控制电压钳位在规定电平以下；
控制电流生成电路，该控制电流生成电路生成与经所述钳位电路钳位后的所述控制电压相对应的控制电流；以及
第二偏置降低电路，该第二偏置降低电路基于所述控制电流使所述偏置电压降低。
16.如权利要求15所述的功率放大模块，其特征在于，
所述偏置电路包含：
第一恒流电路，该第一恒流电路输出第一恒流；
第五电阻，该第五电阻与所述第一恒流电路串联连接；以及
放大电路，该放大电路将所述第五电阻的一端的电压放大并输出，
所述第二偏置降低电路基于所述控制电流对从所述第一恒流电路输入至所述第五电阻的电流量进行控制。
17.如权利要求16所述的功率放大模块，其特征在于，
所述第二偏置降低电路包含输出第二恒流的第二恒流电路，在所述控制电流大于所述第二恒流的情况下，将所述第二恒流与所述控制电流之差所对应的电流从所述第一恒流电路和所述第五电阻之间流出。
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