CN104038163B - 功率放大模块 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种功率放大模块，提高了功率放大模块的线性。功率放大模块包括：无线频率放大电路，该无线频率放大电路具有放大并输出输入信号的放大电路、以及用于使该放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的偏置电路；以及恒电压生成电路，该恒电压生成电路根据第一基准电压生成施加在构成偏置电路的晶体管的基极侧上的第一恒电压以及施加在该晶体管的集电极侧上的第二恒电压。

Description

功率放大模块
技术领域
本发明涉及功率放大模块。
背景技术
在移动电话等移动通信设备中，使用了功率放大模块来对发送给基站的无线频率（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：射频）信号的功率进行放大。在这种功率放大模块中，除了对RF信号进行放大的放大电路以外，还包含用于使构成该放大电路的晶体管向工作点偏置的偏置电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平11－330866号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
图25是表示放大电路和偏置电路的通常结构的图。放大电路2501对输入到基极的RF信号（ＲＦIN）进行放大，并输出放大后的RF信号（ＲＦOUT）。偏置电路2502用于使构成放大电路2501的晶体管2503向工作点偏置，成为射极跟随器型的结构。如图25所示，通常，大多对构成偏置电路2502的晶体管2504的基极侧直接施加被控制为规定电平的恒电压ＶREF，而对该晶体管2504的集电极侧直接施加电池电压ＶBAT等电源电压。
然而，在上述移动电话等移动通信设备中，为了提高通信速度，需要功率放大模块具有较高的线性。然而，移动通信设备的电池电压ＶBAT会在例如3V到5V左右的范围内产生较大变动。若将这种电池电压ＶBAT施加到晶体管2504的集电极侧，则偏置电路2502的偏置输出会因电池电压ＶBAT的变动而变动。并且，放大电路2501的增益会伴随偏置输出的变动而变动，引起线性的下降。
本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提高功率放大模块的线性。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的一个方面所涉及的功率放大模块包括：无线频率放大电路，该无线频率放大电路具有放大并输出输入信号的放大电路、以及用于使该放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的偏置电路；以及恒电压生成电路，该恒电压生成电路根据第一基准电压生成施加在构成偏置电路的晶体管的基极侧上的第一恒电压以及施加在该晶体管的集电极侧上的第二恒电压。
发明效果
根据本发明，能提高功率放大模块的线性。
附图说明
图1是表示作为本发明的一个实施方式的包含有功率放大模块的发送单元的结构例的图。
图2是表示功率放大模块的结构的一个示例的图。
图3是表示恒电压生成电路的结构的一个示例的图。
图4是表示RF放大电路的结构的一个示例的图。
图5是表示恒电压生成电路的结构的另一个示例的图。
图6是表示温度T与电压ＶT的关系的一个示例的图。
图7是表示温度特性补偿电路的结构的一个示例的图。
图8是表示电流ＩT的变化的一个示例的图。
图9是表示以二次变化特性使基准电压ＶT变化时的温度特性补偿电路的结构的一个示例的图。
图10是表示电流Ｉt3与电流Ｉ3的关系的一个示例的图。
图11是表示电流Ｉht0的变化的一个示例的图。
图12是表示电流Ｉht1与电流ＩT的关系的一个示例的图。
图13是表示以二次变化特性进行变化的电压ＶT的一个示例的图。
图14是表示以二次变化特性使基准电压ＶT变化时的温度特性补偿电路的结构的另一个示例的图。
图15是表示电流Ｉht2的变化的一个示例的图。
图16是表示电流Ｉht2与电流ＩT的关系的一个示例的图。
图17是表示温度特性补偿电路的结构的另一个示例的图。
图18是用于说明正温度特性及负温度特性的图。
图19是表示二次修正电路的温度特性的一个示例的图。
图20是表示以n次变化特性进行变化的电压ＶT的一个示例的图。
图21是表示以两级来构成放大级的功率放大模块的结构的一个示例的图。
图22是表示以两级来构成放大级的功率放大模块中、对提供给各级的恒电压进行单独控制的结构的一个示例的图。
图23是表示对提供给各级的恒电压进行单独控制时的、恒电压生成电路的结构的一个示例的图。
图24是表示与多频带相对应的功率放大模块的结构的一个示例的图。
图25是表示放大电路和偏置电路的通常结构的图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的一个实施方式进行说明。图1是表示作为本发明的一个实施方式的包含有功率放大模块的发送单元的结构例的图。发送单元100例如用于在移动电话等移动通信设备中向基站发送音频、数据等各种信号。另外，移动通信设备还包括用于从基站接收信号的接收单元，但这里省略说明。
如图1所示，发送单元100包括调制部101、发送功率控制部102、功率放大模块103、前端部104、以及天线105而构成。
调制部101基于ＨＳＵＰＡ（Ｈｉｇｈ Ｓｐｐｅｄ Ｕｐｌｉｎｋ Ｐａｃｋｅｔ Ａｃｃｅｓｓ：高速上行链路分组接入）、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ：长期演进）等调制方式来调制输入信号，生成用于进行无线发送的高频（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ(射频)）信号。RF信号例如为数百MHz到数GHz左右。
发送功率控制部102基于发送功率控制信号调整并输出RF信号的功率。发送功率控制信号例如基于从基站发送的自适应功率控制（ＡＰＣ：Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）而生成。例如，基站能通过测定来自移动通信设备的接收信号，从而向移动通信设备发送APC信号，作为用于将移动通信设备的发送功率调整到合适水平的命令。
功率放大模块103将由发送功率控制部102输出的RF信号（ＲＦIN）的功率放大到发送给基站所需的水平，并输出放大信号（ＲＦOUT）.
前端部104对放大信号进行滤波、并对从基站接收的接收信号进行开关等。从前端部104输出的放大信号经由天线105发送到基站。
图2是表示功率放大模块103的结构的一个示例的图。如图2所示，功率放大模块103包括恒电压生成电路201、RF放大电路202、以及匹配电路（ＭＮ：Ｍａｔｃｈｉｎｇ Ｎｅｔｗｏｒｋ：匹配网络）203。此外，RF放大电路202包括偏置电路211、放大电路212、以及匹配电路213。
在图2所示的结构中，恒电压生成电路201及RF放大电路202形成在不同的基板上。例如，可以使用ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳＦｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：MOS场效应晶体管）来构成恒电压生成电路201，使用异质结双极晶体管（ＨＢＴ）等双极型晶体管来构成RF放大电路202。在使用HBT作为RF放大电路202的情况下，可以使用例如ＳｉＧｅ、ＧａＡｓ、ＩｎＰ、ＧａＮ等作为构成HBT的基板的材料。另外，也可以将恒电压生成电路201和RF放大电路202形成在同一基板上。
恒电压生成电路201根据电池电压ＶBAT生成提供给偏置电路211的恒电压ＶREFB，ＶREFC。
偏置电路211利用由恒电压生成电路201提供的恒电压ＶREFB，ＶREFC，使构成放大电路212的晶体管向工作点偏置。
放大电路212对所输入的RF信号（ＲＦIN）进行放大，并输出放大信号ＲＦOUT。另外，设置于放大电路212前后的匹配电路213、203用于使输入输出的阻抗匹配，例如使用电容器、电感器来构成。
对构成功率放大模块103的、恒电压生成电路201和RF放大电路202的结构例进行说明。
图3是表示恒电压生成电路201的结构的一个示例的图。如图3所示，可以使用带隙电路301、运算放大器302、303、电阻304～307、以及电容器308来构成恒电压生成电路201。
带隙电路301根据电池电压ＶBAT等电源电压来生成与温度、电源电压的变动无关的带隙基准电压ＶBG。基准电压ＶBG例如为1.2V左右。
运算放大器302和电阻304、305构成非反转放大电路，以和电阻304、305的电阻值相对应的增益对基准电压ＶBG进行放大，生成恒电压ＶREFB。同样，运算放大器303和电阻306、307构成非反转放大电路，以和电阻306、307的电阻值相对应的增益对基准电压ＶBG进行放大，生成恒电压ＶREFC。
这里，构成运算放大器302、303的晶体管例如可以采用MOSFET。另外，构成运算放大器302、303的晶体管也可以采用双极型晶体管。
电容器308是用于对从RF放大电路202回流的电流的影响进行抑制的解耦电容。
图4是表示RF放大电路202的结构的一个示例的图。如上所述，RF放大电路202包括偏置电路211、放大电路212、以及匹配电路213。
偏置电路211可以包括晶体管401、电阻402～404、以及二极管405、406而构成。这里，晶体管401例如是HBT等双极型晶体管。如图4所示，由恒电压生成电路201提供的恒电压ＶREFB和恒电压ＶREFC分别施加于晶体管401的基极侧和集电极侧。
具体而言，向电阻402的一端施加恒电压ＶREFB。电阻402的另一端与串联连接的二极管405、406相连，并与电阻403的一端相连。并且，电阻403的另一端与晶体管401的基极相连。此外，向晶体管401的集电极施加恒电压ＶREFC。并且，晶体管401的发射极与电阻404的一端相连，电阻404的另一端作为对放大电路212的偏置输出而与放大电路212相连。
放大电路212可以包含晶体管411、电阻412、以及电感器413而构成。这里，晶体管411例如是HBT等双极型晶体管。
如图4所示，RF信号（ＲＦIN）经由匹配电路213和电阻412输入至电阻412的一端，电阻412的一端与偏置电路211的偏置输出相连。并且，电阻412的另一端与晶体管411的基极相连。此外，电感器413的一端施加有电池电压ＶBAT，电感器413的另一端与晶体管411的集电极相连。并且，从晶体管411的集电极经由匹配电路203输出放大信号ＲＦOUT。另外，施加于电感器413的一端的电压可以不是电池电压ＶBAT，而是例如由DCDC转换器生成的规定电平的电源电压ＶCC。
如图4所示，在偏置电路211中，向晶体管401的基极侧施加恒电压ＶREFB，向晶体管401的集电极侧施加恒电压ＶREFC。即使电池电压ＶBAT产生变动，恒电压ＶREFC也不会变化，因此与向晶体管401的集电极侧施加电池电压ＶBAT的情况相比，能抑制偏置电路211的偏置输出的变动。由此，能抑制放大电路212的增益变动，提高功率放大模块103的线性。
此外，在图4所示的结构中，未向晶体管401的集电极侧施加电池电压ＶBAT。因此，当放大电路212的输出电平较大、在晶体管401的集电极中流过大电流时，该电流不会返回到恒电压生成电路201。因此，能减小恒电压生成电路201与RF放大电路202之间的解耦电容。因此，能如图3所示那样将解耦电容即电容器308内置在恒电压生成电路201的芯片中。
图5是表示恒电压生成电路201的结构的其他示例的图。另外，对与图3所示的结构相同的要素标注相同的标号并省略说明。如图5所示，恒电压生成电路201A在图3所示结构的基础上，还能包含温度特性补偿电路501。
温度特性补偿电路501是用于对偏置电路211的偏置输出因温度而产生的变化进行抑制的电路。在使偏置电路211采用图4所示结构的情况下，偏置输出有时会受到二极管405、406的正向电压的温度特性的影响。具体而言，在低温时，若二极管405、406的正向电压上升，则在ＶREFB固定的情况下，晶体管401的基极电流减小，其结果，从偏置电路211输出的偏置电流也减小。
因此，温度特性补偿电路501生成根据二极管405、406的正向电压的温度特性而变化的基准电压ＶT。图6是表示温度T与基准电压ＶT的关系的一个示例的图。另外，图6中用直线示出了温度T与基准电压ＶT的关系，但温度T与基准电压ＶT的关系并不限于此，例如也可以是曲线。
图7是表示温度特性补偿电路501的结构的一个示例的图。如图7所示，温度特性补偿电路501可以包含恒电流生成电路701、调整电流生成电路702、以及电流电压转换电路703而构成。恒电流生成电路701是生成恒定电流而与温度无关的电路。调整电流生成电路702是生成根据温度而变化的调整电流的电路。并且，电流电压生成电路703是将根据恒电流生成电路701所生成的恒电流和调整电流生成电路702所生成的调整电流而变化的电流ＩT转换为电压ＶT的电路。
如图7所示，恒电流生成电路701包含运算放大器711、晶体管（P型MOS晶体管）712、713、以及电阻714。运算放大器711的非反转输入端子施加有带隙基准电压ＶBG，反转输入端子与晶体管712和电阻714的连接点相连，输出端子与晶体管712、713的栅极相连。
此外，调整电流生成电路702包含运算放大器721、晶体管（P型MOS晶体管）722、723、晶体管（N型MOS晶体管）724、725、电阻726、以及二极管726。运算放大器721的非反转输入端子施加有带隙基准电压ＶBG，反转输入端子与晶体管722和电阻726的连接点相连，输出端子与晶体管722、723的栅极相连。晶体管724与晶体管723串联二极管连接，并与晶体管725进行电流镜像连接。晶体管725的漏极与恒电流生成电路701的晶体管713的漏极相连。电阻726的一端与晶体管722的漏极相连，另一端经由二极管727接地。另外，二极管727的温度特性与二极管405、406的温度特性相同。
电流电压生成电路703包含电阻731。电阻731的一端与恒电流生成电路701的晶体管713的漏极、以及调整电流生成电路702的晶体管725的漏极相连，另一端接地。
在图7所示的结构中，若将电阻714的电阻值设为Ｒ0，则流过晶体管712的电流Ｉ0为ＶBG／Ｒ0（恒电流）。并且，流过晶体管713的电流Ｉ1为ｋ1×Ｉ0（恒电流）。另外，ｋ1是与晶体管712、713的尺寸比相对应的系数。
此外，若将电阻726的电阻值设为Ｒ1，将二极管727的正向电压设为ＶF，则流过晶体管722的电流Ｉt0为（ＶBG－ＶF）／Ｒ1。并且，流过晶体管723的电流It1为ｋ2×Ｉt0。另外，ｋ2是与晶体管722、723的尺寸比相对应的系数。此外，流过晶体管725的电流为Ｉt2＝ｋ3×Ｉt1。另外，ｋ3是与晶体管724、725的尺寸比相对应的系数。这里，ＶF根据温度而变化，因此电流Ｉt0～Ｉt2也根据温度而变化。
图8是表示电流ＩT的变化的一个示例的图。若假设二极管727的正向电压ＶF随着温度的上升而变低，则电流Ｉt2随着温度的上升而增大。另外，由于电流Ｉt2与流过电阻731的电流ＩT的方向相反，因此在图8中以负的温度特性表示电流Ｉt2。并且，由于流过电阻R2的电流ＩT是电流Ｉ1与电流Ｉt2相减的结果，因此如图8所示，电流ＩT随着温度的上升而减小。通过利用电阻731将该电流ＩT转换为电压，从而能如图6所示，生成随着温度的上升而降低的基准电压ＶT。即，能生成根据二极管405、406的正向电压的温度特性而变化的基准电压ＶT。
回到图5，在恒电压生成电路201A中，基于由此生成的基准电压ＶT来生成恒电压ＶREFB，ＶREFC。因此，恒电压ＶREFB，ＶREFC根据二极管405、406的正向电压的温度特性而变化。由此，即使二极管405、406的正向电压因温度变化而产生变动，恒电压ＶREFB也会联动地产生变化，因此抑制了晶体管401的基极电流的变化，能抑制偏置输出的变动。
图7示出了用于以一次（直线）变化特性使基准电压ＶT变化的结构的一个示例，但基准电压ＶT的变化特性也可以是二次以上。图9是表示以二次变化特性使基准电压ＶT变化时的温度特性补偿电路501的结构的一个示例的图。另外，对与图7所示的结构相同的要素标注相同的标号并省略说明。如图9所示，温度特性补偿电路501A在图7所示结构的基础上，还包含二次修正电路901。
二次修正电路901包含晶体管（P型MOS晶体管）911～913、以及晶体管914（N型MOS晶体管）。晶体管911的栅极与运算放大器711的输出端子相连，漏极与晶体管914的漏极相连。晶体管912进行二极管连接，并与晶体管913进行电流镜像连接。此外，晶体管912的漏极与晶体管911的漏极相连。晶体管913的漏极与电阻731的一端相连。晶体管914与晶体管724进行电流镜像连接。
在温度特性补偿电路501A中，流过晶体管914的电流为Ｉt3＝ｋ4×Ｉt1。另外，ｋ4是与晶体管724、914的尺寸比相对应的系数。此外，流过晶体管911的电流为Ｉ3＝ｋ5×Ｉ0。另外，ｋ5是与晶体管712、911的尺寸比相对应的系数。并且，流过晶体管912的电流为Ｉht0＝Ｉt3－Ｉ3（这里，Ｉht0≥0）。此外，流过晶体管913的电流为Ｉht1＝ｋ6×Ｉht0。另外，ｋ6是与晶体管912、913的尺寸比相对应的系数。
图10是表示电流Ｉt3与电流Ｉ3的关系的一个示例的图。此外，图11是表示电流Ｉht0的变化的一个示例的图。在图10所示的示例中，将恒电流Ｉ3设定为25℃下电流Ｉt3的值。当温度低于25℃时，恒电流Ｉ3大于电流Ｉt3，因此晶体管911饱和工作，晶体管912中没有电流流过（Ｉht0＝0）。另一方面，当温度高于25℃时，恒电流Ｉ3小于电流Ｉt3，因此晶体管912中有差分电流Ｉht0流过。因此，如图11所示，电流Ｉht0（＝Ｉt3－Ｉ3）在25℃之前为零，在25℃以上的温度下随着温度的上升而增大。
图12是表示电流Ｉht1与电流ＩT的关系的一个示例的图。在电流Ｉht0如图11所示那样变化的情况下，电流Ｉht1也同样地进行变化。因此，如图12所示，电流ＩT（＝（Ｉ1－Ｉt2）＋Ｉht1）在某一温度（例如25℃）下产生斜率变化。即，电流ＩT以二次变化特性进行变化。因此，与电流ＩT相对应的电压ＶT如图13所示，也以二次变化特性进行变化。由此，能以更高的精度调整与二极管405、406的正向电压的温度特性相对应的基准电压ＶREFB。
另外，图13示出了电压ＶT的变化斜率以某一温度为界变小的示例，但也可以使电压ＶT的变化斜率以某一温度为界变大。图14是表示以二次变化特性使基准电压ＶT变化时的温度特性补偿电路501的结构的另一个示例的图。另外，对与图9所示的结构相同的要素标注相同的标号并省略说明。如图14所示，温度特性补偿电路501B包含二次修正电路1401来代替图9所示的二次修正电路901。
二次修正电路1401除了二次修正电路901的结构以外还包括晶体管（N型MOS晶体管）1411，1412。晶体管1411进行二极管连接，并与晶体管1412进行电流镜像连接。并且，晶体管1411的漏极与晶体管913的漏极相连。此外，晶体管1412的漏极与电阻731的一端相连。
在这种温度特性补偿电路501B中，流过晶体管1412的电流为Ｉht2＝ｋ7×Ｉht1。另外，ｋ7是与晶体管1411、1412的尺寸比相对应的系数。如图12所示，电流Ｉht1在某一温度（例如25℃）以前为零，在某一温度（例如25℃）以上时随着温度的上升而增大。因此，如图15所示，电流Ｉht2也与电流Ｉht1同样地进行变化。另外，由于电流Ｉht2与流过电阻731的电流ＩT的方向相反，因此在图15中以负的温度特性表示电流Ｉht2。因此，如图16所示，电流ＩT（＝（Ｉ1－Ｉt2）－Ｉht2）在某一温度（例如25℃）下斜率变大。并且，电压ＶT也与电流ＩT同样地进行变化。
另外，也可以通过组合多个二次修正电路来以三次以上的变化特性使基准电压ＶT变化。图17是表示温度特性补偿电路501的结构的其他示例的图。另外，对与图7所示的结构相同的要素标注相同的标号并省略说明。如图17所示，温度特性补偿电路501C在图7所示结构的基础上，还包含n个二次修正电路1701－ｍ（ｍ＝1···ｎ）。各二次修正电路1701－ｍ（ｍ＝1···ｎ）的结构与图9所示的二次修正电路901或图14所示的二次修正电路1401相同。
另外，如图18所示，以某一温度（ＴO）为界，并以电流IT的方向为基准，将电流增加的特性称为正温度特性，将电流减少的特性称为负温度特性。即，图9所示的二次修正电路901是生成具有正温度特性的调整电流的电路，图14所示的二次修正电路1401是生成具有正温度特性的调整电流的电路。
图19是表示二次修正电路1701－ｍ（ｍ＝1···ｎ）的温度特性的一个示例的图。如图19所示，在各二次修正电路1701－ｍ（ｍ＝1···ｎ）中，分别设定发生电流变化的温度ＴOm（ｍ＝1···ｎ）以及温度特性的方向（正/负）。通过组合这种二次修正电路1701－ｍ（ｍ＝1···ｎ），从而能如图20所示那样，以n次变化特性来使基准电压ＶT变化。由此，能以更高的精度调整与二极管405、406的正向电压的温度特性相对应的基准电压ＶREFB。
图21是表示功率放大模块103的结构的另一个示例的图。另外，对与图2所示的结构相同的要素标注相同的标号并省略说明。如图21所示，功率放大模块103A包含RF放大电路2101来代替图2中的RF放大电路202。
RF放大电路2101包含二级的放大电路2102、2103。放大电路2102、2103各自的结构与图4所示的放大电路212相同。此外，RF放大电路2101包括放大电路2102、2103用的偏置电路2104、2105。偏置电路2104、2105各自的结构与图4所示的偏置电路211相同。并且，与图4所示的偏置电路211同样地向偏置电路2104、2105提供恒电压ＶREFB，ＶREFC。此外，RF放大电路2101包含用于使输入输出的阻抗匹配的匹配电路2106、2107。
如图21所示，通过使放大电路采用两级的结构，从而能增大RF放大电路的增益。若增大RF放大电路的增益，则偏置输出的变动的影响也会变大，但在图21所示的结构中，由于提供给偏置电路2104、2105的电压为恒电压ＶREFB，ＶREFC，因此抑制了偏置输出的变动。由此，能抑制放大电路2102、2103的增益变动，提高功率放大模块103A的线性。
图22是表示功率放大模块103的结构的另一个示例的图。另外，对与图21所示的结构相同的要素标注相同的标号并省略说明。如图22所示，功率放大电路103B包含恒电压生成电路2201和RF放大电路2202来代替图21中的恒电压生成电路201和RF放大电路2101。
RF放大电路2202的内部结构与图21所示的RF放大电路2101的不同之处仅在于提供给偏置电路2104、2105的恒电压不同。具体而言，向构成偏置电路2104的晶体管的基极侧施加恒电压ＶREFB1，并向该晶体管的集电极侧施加恒电压ＶREFC1。此外，向构成偏置电路2105的晶体管的基极侧施加恒电压ＶREFB2，并向该晶体管的集电极侧施加恒电压ＶREFC2。
恒电压生成电路2201生成用于提供给偏置电路2104、2105的恒电压ＶREFB1，ＶREFC1，ＶREFB2，ＶREFC2。图23是表示恒电压生成电路2201的结构的一个示例的图。如图23所示，恒电压生成电路2201包含带隙电路301、运算放大器2301～2304、电阻2305～2312、以及电容器2313、2314来构成。另外，带隙电路301与图3所示的带隙电路301相同。
在图23所示的结构中，运算放大器2301、2302、电阻2305～2308、以及电容器2313构成生成恒电压ＶREFB1，ＶREFC1的恒电压生成电路。此外，在图23所示的结构中，运算放大器2303、2304、电阻2309～2312、以及电容器2314构成生成恒电压ＶREFB2，ＶREFC2的恒电压生成电路。恒电压ＶREFB1，ＶREFC1，ＶREFB2，ＶREFC2的生成动作与图3所示的恒电压生成电路201相同，因此省略说明。
在该恒电压生成电路2201中，通过调整电阻2305～2312的电阻值，从而能单独生成与偏置电路2104的动作相适应的恒电压ＶREFB1，ＶREFC1、和与偏置电路2105的动作相适应的恒电压ＶREFB2，ＶREFC2。即，能单独控制恒电压ＶREFB1，ＶREFC1，ＶREFB2，ＶREFC2来提供与放大电路2102、2103分别相适应的偏置输出。由此，能提高RF放大电路的设计自由度。并且，由于提供给偏置电路2104、2105的电压为恒电压，因此能抑制放大电路2102、2103的增益变动，能提高功率放大模块103B的线性。
图24是表示功率放大模块103的结构的另一个示例的图。功率放大模块103C是与多频带相对应的结构。具体而言，功率放大模块103C是与高频带（Ｈｉｇｈ Ｂａｎｄ）以及低频带（（Ｌｏｗ Ｂａｎｄ）这两个频带相对应的结构。另外，这里所述的高频带例如是1.4GHz以上的频带，低频带例如是700MHz以上、不足1GHz的频带。
如图24所示，功率放大模块103C包含恒电压生成电路2401、高频带用RF放大电路2402、以及低频带用RF放大电路2403而构成。
恒电压生成电路2401包含高频带用恒电压生成电路2411以及低频带用恒电压生成电路2412而构成。高频带用恒电压生成电路2411生成高频带用RF放大电路2402用的恒电压ＶREFBH，ＶVREFCH。此外，低频带用恒电压生成电路2412生成低频带用RF放大电路2403用的恒电压ＶREFBL，ＶVREFCL。
向高频带用恒电压生成电路2411以及低频带用恒电压生成电路2412输入用于选择频带的选择信号ＶSEL。并且，当选择信号ＶSEL表示选择高频带时（例如为高电平时），高频带用恒电压生成电路2411与图3所示的恒电压生成电路201同样，生成恒电压ＶREFBH，ＶVREFCH。此时，低频带用恒电压生成电路2412将恒电压ＶREFBL，ＶVREFCL设为例如接地电位。
另一方面，当选择信号ＶSEL表示选择低频带时（例如为低电平时），低频带用恒电压生成电路2412与图3所示的恒电压生成电路201同样，生成恒电压ＶREFBH，ＶVREFCH。此时，高频带用恒电压生成电路2411将恒电压ＶREFBH，ＶVREFCH设为例如接地电位。
另外，高频带用恒电压生成电路2411及低频带用恒电压生成电路2412的结构与恒电压生成电路201的区别仅在于根据选择信号ＶSEL进行工作，因此省略说明。
高频带用RF放大电路2402对高频带的RF信号（ＲＦINH）进行放大。其结果，经由匹配电路2421输出放大后的RF信号（ＲＦOUTH）。高频带RF放大电路2402的内部结构与图4所示的RF放大电路202相同，包含偏置电路2431以及放大电路2432。偏置电路2431以及放大电路2432的结构与图4所示的偏置电路211以及放大电路212相同，因此省略说明。在高频带用RF放大电路2402中，向构成偏置电路2431的晶体管的基极侧施加恒电压ＶREFBH，并向该晶体管的集电极侧施加恒电压ＶREFCH。
低频带用RF放大电路2403对低频带的RF信号（ＲＦINL）进行放大，并经由匹配电路2441输出放大后的RF信号（ＲＦOUTL）。低频带用RF放大电路2403的内部结构与图4所示的RF放大电路202相同，包含偏置电路2451以及放大电路2452。偏置电路2451以及放大电路2452的结构与图4所示的偏置电路211以及放大电路212相同，因此省略说明。在低频带用RF放大电路2403中，向构成偏置电路2451的晶体管的基极侧施加恒电压ＶREFBL，并向该晶体管的集电极侧施加恒电压ＶREFCL。
由此，即使是与多频带相对应的功率放大模块103C，由于提供给RF放大电路的偏置电路2402、2403的电压是恒电压，因此也能抑制RF放大电路的增益变动，提高功率放大模块103C的线性。
另外，在对构成偏置电路的晶体管的集电极侧施加电池电压VBAT的通常结构中，即使在未被选择的频带的RF放大电路中，也可能在偏置电路中产生漏电流导致放大电路工作，从而对所选择的频带的RF放大电路产生影响。
另一方面，在功率放大模块103C中，恒电压生成电路2401能将提供给未被选择的频带的RF放大电路的恒电压设为例如接地电位。由此，能在未被选择的频带的RF放大电路中完全停止偏置电路的动作。
以上对本实施方式进行了说明。根据本实施方式，例如如图3和图4所示，构成偏置电路的晶体管的基极侧上施加的电压与该晶体管的集电极侧上施加的电压均为恒电压，因此能抑制偏置输出的变动。由此，抑制了放大电路的增益变动，从而能提高功率放大模块的线性。
此外，根据本实施方式，能根据带隙基准电压来生成提供给偏置电路的恒电压。由此，能抑制提供给偏置电路的恒电压的变动。
此外，根据本实施方式，例如如图5～图7所示，能够根据与构成偏置电路的晶体管的基极侧相连的二极管的温度特性来改变提供给偏置电路的恒电压的电平。由此，能抑制偏置输出因温度变化而产生的变动。
另外，根据本实施方式，能以二次以上的变化特性使提供给偏置电路的恒电压变化。由此，能以更高的精度抑制偏置输出因温度变化而产生的变动。
此外，根据本实施方式，即使在放大电路采用多级结构的情况下，也能使提供给各级放大电路用的偏置电路的电压为恒电压。由此，即使在使放大电路为多级从而增大RF放大电路的增益的情况下，也能抑制RF放大电路的增益变动，提高功率放大模块的线性。
此外，根据本实施方式，在放大电路采用多级结构的情况下，能单独生成提供给各级放大电路用的偏置电路的恒电压。由此，能提高RF放大电路的设计自由度。
此外，根据本实施方式，即使在使功率放大模块采用与多频带相对应的结构的情况下，由于提供给各高频带的RF放大电路的偏置电路的电压为恒电压，因此也能抑制RF放大电路的增益变动，提高功率放大模块的线性。
另外，根据本实施方式，能使提供给未被选择的频带的RF放大电路的恒电压例如为接地电位。由此，能在未被选择的频带的RF放大电路中使偏置电路的动作完全停止，从而能抑制对所选择的频带的RF放大电路产生的影响。
此外，根据本实施方式，能在不同的基板上形成恒电压生成电路和RF放大电路。由此，在使用例如HBT构成RF放大电路的情况下，能利用例如比HBT更便宜的MOSFET来构成恒电压生成电路。因此，能降低功率放大模块的制造成本。
另外，本实施方式用于使本发明易于理解，并非用于对本发明进行限定性解释。本发明在不脱离其技术思想的情况下可以进行变更/改进，并且本发明还包含其等同方案。
例如，本实施方式中示出了包含一级或两级放大电路的RF放大电路，但放大电路的级数并不限于一级或两级，也可以是三级以上。
此外，例如在本实施方式中，示出了能对高频带及低频带这两个频带进行选择的功率放大模块来作为与多频带相对应的功率放大模块，但所能选择的频带也可以是三个以上。
标号说明
100 发送单元
101 调制部
102 发送功率控制部
103，103Ａ，103Ｂ，103Ｃ 功率放大电路
104 前端部
105 天线
201，2201，2401 恒电压生成电路
202，2101，2202 ＲＦ放大电路
203，213，2106，2107，2421，2441 匹配电路
211，2104，2105，2431，2451，1202 偏置电路
212，2102，2103，2432，2452，1201 放大电路
301 带隙电路
302，303，711，721，2301～2304 运算放大器
304～307，402～404，412，714，726，731，2305～2312 电阻
308，2313，2314 电容器
401，411，712，713，722～725，911～914，1411，1412，1203，1204 晶体管
405，406， 二极管
413 电感器
501 温度特性补偿电路
701 恒电流生成电路
702 调整电流生成电路
703 电流电压转换电路
901，1401，1701－ｍ（ｍ＝1···ｎ） 二次修正电路
2402 高频带用RF放大电路
2403 低频带用RF放大电路
2411 高频带用恒电压生成电路
2412 低频带用恒电压生成电路

Claims (9)

1.一种功率放大模块，包括：
无线频率放大电路，该无线频率放大电路具有放大并输出输入信号的放大电路、以及用于使该放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的偏置电路；以及
恒电压生成电路，该恒电压生成电路根据第一基准电压生成施加在构成所述偏置电路的晶体管的基极侧上的第一恒电压、以及施加在该晶体管的集电极侧上的第二恒电压，
所述恒电压生成电路包括：
温度特性补偿电路，该温度特性补偿电路根据所述第一基准电压生成第二基准电压，该第二基准电压根据与所述偏置电路的所述晶体管的基极侧相连的二极管的温度特性而变化；以及
电压生成电路，该电压生成电路生成与所述第二基准电压相对应的所述第一及第二恒电压。
2.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述恒电压生成电路包含根据电源电压生成所述第一基准电压的带隙电路。
3.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述温度特性补偿电路包括：
生成恒电流的恒电流生成电路；
生成根据温度而变化的调整电流的调整电流生成电路；以及
电流电压转换电路，该电流电压转换电路将根据所述恒电流及所述调整电流而得到的输出电流转换为所述第二基准电压。
4.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述温度特性补偿电路以二次以上的变化特性使所述第二基准电压变化。
5.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述放大电路包含放大并输出所述输入信号的第一放大电路、以及对来自所述第一放大电路的输出信号进行放大并输出的第二放大电路，
所述偏置电路包含用于使所述第一放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的第一偏置电路、以及用于使所述第二放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的第二偏置电路，
所述第一恒电压施加给构成所述第一偏置电路的晶体管的基极侧、以及构成所述第二偏置电路的晶体管的基极侧，
所述第二恒电压施加给构成所述第一偏置电路的晶体管的集电极侧、以及构成所述第二偏置电路的晶体管的集电极侧。
6.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述放大电路包含放大并输出所述输入信号的第一放大电路、以及对来自该第一放大电路的输出信号进行放大并输出的第二放大电路，
所述偏置电路包含用于使所述第一放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的第一偏置电路、以及用于使所述第二放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的第二偏置电路，
所述恒电压生成电路包括：
第一恒电压生成电路，该第一恒电压生成电路根据所述第一基准电压生成施加在构成所述第一偏置电路的晶体管的基极侧上的第一恒电压、以及施加在该晶体管的集电极侧上的第二恒电压；以及
第二恒电压生成电路，该第二恒电压生成电路根据所述第一基准电压生成施加在构成所述第二偏置电路的晶体管的基极侧上的第三恒电压、以及施加在该晶体管的集电极侧上的第四恒电压。
7.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述无线频率放大电路包括：
第一无线频率放大电路，该第一无线频率放大电路具有放大并输出第一频带的输入信号的第一放大电路、以及用于使该第一放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的第一偏置电路；以及
第二无线频率放大电路，该第二无线频率放大电路具有放大并输出第二频带的输入信号的第二放大电路、以及用于使该第二放大电路向工作点偏置的射极跟随器型的第二偏置电路，
所述恒电压生成电路包括：
第一恒电压生成电路，该第一恒电压生成电路根据所述第一基准电压生成施加在构成所述第一偏置电路的晶体管的基极侧上的第一恒电压、以及施加在该晶体管的集电极侧上的第二恒电压；以及
第二恒电压生成电路，该第二恒电压生成电路根据所述第一基准电压生成施加在构成所述第二偏置电路的晶体管的基极侧上的第三恒电压、以及施加在该晶体管的集电极侧上的第四恒电压。
8.如权利要求7所述的功率放大模块，其特征在于，
所述第一恒电压生成电路在用于选择频带的选择信号表示选择所述第一频带时生成所述第一及第二恒电压，
所述第二恒电压生成电路在所述选择信号表示选择所述第二频带时生成所述第三及第四恒电压。
9.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述无线频率放大电路与所述恒电压生成电路形成在不同的基板上。
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