CN101364768A - 电源装置以及备有此电源装置的电子仪器 - Google Patents

电源装置以及备有此电源装置的电子仪器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种电源装置，其构成为备有：误差放大器，其将对应于输出电压的反馈电压与规定的参考电压之间的差分进行放大而生成误差电压；输出部，其以降低所述误差电压的方式从输入电压生成所希望的输出电压；和钳位部，其在所述电源装置的启动之后，在规定的期间中，将所述误差电压的上限值设定为比正常时要小的值，所述输入电压越低就设定越高，相反地，所述输入电压越高就设定越低。

Description

电源装置以及备有此电源装置的电子仪器
技术领域
本发明涉及一种从输入电压生成所希望的输出电压的电源装置，以及备有此电源装置的电子仪器。
背景技术
据以往，在热消耗少且输入输出差大的情况下，作为高效稳定的电源单元的一种，开关调节器被广泛地得以应用，这种开关调节器通过由输出晶体管的导通/截止控制〔占空比(duty)控制〕来对能量储存元件(电容器或线圈等)进行驱动，从而从输入电压生成所希望的输出电压。
现有的一般开关调节器的构成为具有一种误差放大器，该误差放大器将根据输出电压Vout进行变动的反馈电压与规定的参考电压Vref之间的电压差进行放大，利用该误差放大器的输出信号(误差电压Verr)进行输出晶体管的导通/截止控制。更具体而言，这种开关调节器的构成为生成PWM(Pulse Width Modulation)信号，该PWM信号是对应于上述的误差电压Verr与规定的倾斜(slope)电压Vslp〔三角波或锯齿(ramp)波〕的比较结果的占空比的PWM信号，利用该PWM信号来控制输出晶体管的导通/截止。
另外，上述现有的开关调节器作为防止启动时的突入电流的单元，其构成为备有软启动电路。更具体而言，上述软启动电路的构成为根据使能信号EN(动作允许信号)的上升，生成开始平稳上升的软启动电压Vss，PWM比较器通过将误差电压Verr及软启动电压Vss中的任一个较低的电压与倾斜电压Vslp进行比较，生成相应于此比较结果的占空比的PWM信号。
并且，由本申请的申请人可举出特开平7-336999号公报(以下，称为专利文献1)作为涉及上述现有技术的一个示例。
的确，若具有上述现有的开关调节器，则可利用软启动电路来防止启动时的突入电流。
然而，在上述现有的开关调节器中，由于是通过逐渐升高输出晶体管的导通占空比来抑制线圈电流IL的，所以在取得了对启动时的突入电流进行抑制的反面，输出电压Vout的上升变慢而降低了输出反馈控制的响应速度。
尤其，通过对使能信号进行PWM(Pulse Width Modulation)驱动，在进行LED(Light Emitting Diode)的亮度调节(LED电流的平均值调节)的LED驱动器中，随着上述的输出反馈控制的响应速度的降低，使亮度的调节精度降低。
并且，若解除软启动，虽然可改善输出反馈控制的响应速度，但是如图12中的符号(X)所示，由于在每个使能信号EN的上升沿，在线圈电流IL中都产生突入电流，所以有可能导致对线圈或输出晶体管的破坏。
另外，在这种响应速度的改善方法中，如图12中的符号(Y)所示，反馈电压Vfb的上升速度很大程度上依存于输入电压Vin的电压变动(图中的实线表示在输入电压Vin为高时的举动，图中的虚线表示在输入电压Vin为低时的举动)。
尤其，在上述的LED驱动器中，在使能信号EN的低占空比时(低亮度设定时)，由于反馈电压Vfb的上升速度依存于输入电压Vin的电压变动而产生大的波动，所以在LED电流(＝Vfb/R)中产生不稳。此电流的不稳有可能作为闪烁被用户察觉。
并且，在反馈电压Vfb的上升速度中产生输入电压依存性的原因是由于与输入电压Vin的变动相反，线圈电流IL的极限值ILmax为恒定，所以开关调节器的输入电功率(＝ILmax×Vin)根据输入电压Vin而变动，随之输出电压Vout(延伸而言，为反馈电压Vfb)的上升速度发生变动。
发明内容
本发明针对上述问题，其目的在于提供一种电源装置以及备有此电源装置的电子仪器，其实现没有输入电压依存性且响应性优良的输出反馈控制，并且可抑制启动时的突入电流。
为了实现上述目的，本发明的电源装置的构成为备有：误差放大器，其将对应于输出电压的反馈电压与规定的参考电压之间的差分进行放大而生成误差电压；输出部，其以降低所述误差电压的方式从输入电压生成所希望的输出电压；和钳位部，其在所述电源装置的启动之后，在规定的期间中，将所述误差电压的上限值，设定为比正常时要小的值，所述输入电压越低就设定越高，相反地，所述输入电压越高就设定越低。
并且，以下利用后续的最佳实施方式的详细说明及与此相关的附图，对本发明的其他特征、要素、步骤、优点以及特性作进一步的阐明。
附图说明
图1是表示本发明的手机终端的一实施方式的框图。
图2是表示DC/DC转换器20的一个构成示例的电路图。
图3是用于说明DC/DC转换器20的输出反馈控制的时序图。
图4是表示参考电压生成部REF的一个构成示例的电路图。
图5是对在启动时的参考电压Vref、反馈电压Vfb以及误差电压Verr的举动进行表示的时序图。
图6是用于说明通过开关SWb进行误差放大器ERR的输入短路动作的时序图。
图7是表示钳位部CL的一个构成示例的电路图。
图8是用于对启动时的误差电压Verr的钳位动作进行说明的时序图。
图9是用于说明通过开关SW进行误差电压Verr的前值保持动作的时序图。
图10是对在使能信号EN的PWM驱动时的输出电压Vout、反馈电压Vfb、线圈电流IL、误差电压Verr以及钳位电压Vcl的举动进行表示的时序图。
图11是对使能信号EN的占空比与反馈电压Vfb之间的相关关系进行表示的图。
图12是用于说明在非软启动时的现有课题的图。
具体实施方式
以下，将以一种DC/DC转换器为适用于本发明的情况作为示例来进行说明，该DC/DC转换器装载于手机终端之中，将来自电池的输入电压进行转换而生成终端各部〔例如，对TFT(Thin Film Transistor)液晶面板进行背面照射的背后灯(backlight)〕的驱动电压。
图1是对本发明的手机终端的一实施方式进行表示的框图(尤其是TFT液晶面板的电源系统部分)。如此图所示，本实施方式的手机终端的构成为备有：电池10，其作为装置电源；DC/DC转换器20，其为电池10的输出转换单元；和TFT液晶面板30，其作为手机终端的显示单元。并且，虽未在此图中明示，但是，本实施方式的手机终端除了上述构成要素之外，作为实现其本质功能(通信功能等)的单元，当然还备有：收发电路部；音箱部；话筒部；操作部；和存储器部等。
DC/DC转换器20从由电池10施加的输入电压Vin生成一定的输出电压Vout，并将该输出电压Vout供给TFT液晶面板30(尤其是其背后灯)。
图2是表示DC/DC转换器20的一个构成示例的电路图(其中一部分包含方框)。如此图所示，本实施方式的DC/DC转换器20为一种升压型开关调节器(斩波型调节器)，其除了备有开关电源IC21之外，还备有外接的线圈22、电容器23以及电阻24，并且作为构成TFT液晶面板30的背后灯的发光二极管列〔在以下，称为LED(Light Emitting Diode)列〕的驱动电压，其是用于供给输出电压Vout的单元。
开关电源IC21的构成为除了备有N沟道型电场效应晶体管Q1、P沟道型电场效应晶体管Q2、电容器C1、电阻R1及电阻R2、驱动器DRV1及驱动器DRV2、复位优先型的RS触发器(flip-flop)FF、电流检测部CS、控制部CTRL、PWM比较器PCMP、振荡器OSC、加法器ADD、开关SW、钳位部CL、误差放大器ERR、和参考电压生成部REF之外，还备有作为与外部进行电连接的连接单元的外部端子T1～T5。并且，在开关电源IC21中，除了上述的电路块之外，也可适当装入其他的保护电路块〔热断路(thermal shut-down)电路及过电压保护电路、短路保护电路等〕。
晶体管Q1的漏极与外部端子T1(开关端子)相连接。晶体管Q1的源极通过电阻R1与接地端相连接，并且还与电流检测部CS的输入端相连接。晶体管Q2的漏极与外部端子T1相连接。晶体管Q2的源极与外部端子T3(输出端子)相连接。
加法器ADD的一个输入端与电流检测部CS的输出端(检测电压输出端)相连接，另一输入端与振荡器OSC的第一输出端(三角波电压输出端)相连接。
PWM比较器PCMP的正相输入端(+)与加法器ADD的输出端(倾斜电压输出端)相连接。PWM比较器PCMP的反相输入端(-)通过开关SW与误差放大器ERR的输出端相连接，并且还通过电容器C1和电阻R2与接地端相连接。
误差放大器ERR的反相输入端(-)与外部端子T4(反馈输入端子)相连接。误差放大器ERR的正相输入端(+)与参考电压生成部REF的输出端(参考电压输出端)相连接。并且，在误差放大器ERR的输出端上连接了钳位部CL。
在控制部CTRL中输入有各种信号：来自PWM比较器PCMP的比较信号PWM；来自振荡器OSC的置位时钟信号SCLK以及复位时钟信号RCLK；和来自外部端子T5的使能信号EN。
RS触发器FF的置位输入端(S)与控制部CTRL的置位信号输出端相连接。RS触发器FF的复位输入端(R)与控制部CTRL的复位信号输出端相连接。RS触发器FF的输出端(Q)通过驱动器DRV1与晶体管Q1的栅极相连接。RS触发器FF的反相输出端(QB)通过驱动器DRV2(反相器)与晶体管Q2的栅极相连接。
此外，在开关电源IC21的外部，外部端子T1(开关端子)通过线圈22与电池10的输出端(输入电压Vin的施加端)相连接。外部端子T2(输入端子)直接与电池10的输出端相连接。外部端子T3(输出端子)通过电容器23与接地端相连接，并且作为输出电压Vout的引出端，还与构成TFT液晶面板30的背后灯的LED列的阳极(anode)相连接。LED列的阴极(cathode)通过电阻24与接地端相连接，并且还与开关电源IC21的外部端子T4(反馈输入端子)相连接。外部端子T5(使能端子)与使能信号EN(PWM脉冲信号)的施加端相连接。
对由上述构成所构成的DC/DC转换器20的基本动作(直流/直流转换动作)进行详细说明。
在开关电源IC21中，晶体管Q1是根据驱动器DRV1的输出信号(输出信号Q)被导通/截止控制的输出晶体管，晶体管Q2是根据驱动器DRV2的输出信号(反相输出信号QB的反相信号)被导通/截止控制的同步整流晶体管。RS触发器FF是在将输入电压Vin进行升压而得到输出电压Vout时，对晶体管Q1和Q2互补地进行开关控制的单元。
并且，在本说明书中所使用的所谓“互补地”的用语，是指除了包含晶体管Q1和Q2的导通/截止完全颠倒的情况之外，还包含从防止贯通电流的观点看，在晶体管Q1和Q2的导通/截止过渡时刻赋予规定的延迟的情况。
若晶体管Q1为导通状态，则在线圈22中流动通过晶体管Q1流向接地端的电流IL，并储存其电能量。而且，在晶体管Q1的导通期间，在电容器23已经储存了电荷的情况下，成为在LED列中流过来自电容器23的电流。此时，由于作为同步整流元件的晶体管Q2针对晶体管Q1的导通状态而互补地成为截止状态，所以不会有从电容器23向晶体管Q1而流入电流的情况。
另一方面，若晶体管Q1为截止状态，则通过线圈中产生的反向电压，释放其中所储存的电能量。此时，由于晶体管Q2针对晶体管Q1的截止状态互补地成为导通状态，从线圈22经晶体管Q2流过的电流流入作为负载的LED列，且通过电容器23也流入接地端，并形成对电容器23进行充电。通过反复进行上述的动作，在作为负载的LED列中将供给由电容器23进行平滑后的直流输出。
如此，本实施方式的开关电源IC21作为斩波型升压电路的一个构成要素发挥功能，该斩波型升压电路通过由晶体管Q1和Q2的导通/截止控制对作为能量储存元件的线圈22进行驱动，将输入电压Vin进行升压而生成输出电压Vout。
并且，在本实施方式的开关电源IC21中，控制部CTRL的构成为：为了实现LED列的PWM亮度调节，根据使能信号EN(升压动作允许信号)的逻辑电平(高电平/低电平)，来控制升压动作的可否(所谓采用了电功率控制型的PWM亮度调节方式的构成)。具体而言，其构成为：在使能信号EN为高电平时允许升压动作，在使能信号EN为低电平时禁止升压动作。此外，虽在图2中未进行明示，但使能信号EN也被输入到包含于开关电源IC21的其他电路部，并根据使能信号EN来控制各个动作的可否。
其次，，参照图3对由上述构成所构成的DC/DC转换器20的输出反馈控制进行详细说明。
图3是用于说明DC/DC转换器20的输出反馈控制的时序图。
在开关电源IC21中，误差放大器ERR将从电阻24的一端引出的反馈电压Vfb(相当于输出电压Vout的实际值)与经参考电压生成部REF所生成的参考电源Vref(相当于输出电压Vout的目标设定值)之间的差分进行放大而生成误差电压Verr。即，误差电压Verr的电压电平为输出电压Vout比其目标设定值还低的高电平。
另一方面，PWM比较器PCMP将在反相输入端(-)上所施加的误差电压Verr与在正相输入端(+)上所施加的倾斜电压Vslp进行比较，并根据其结果生成逻辑的比较信号PWM。即，比较信号PWM的逻辑是：若误差电压Verr比倾斜电压Vslp高则为低电平，相反，若误差电压Verr比倾斜电压Vslp低则为高电平。
而且，上述的倾斜电压Vslp是加法器ADD的输出电压，该加法器ADD将由经振荡器OSC所生成的基准三角波电压Vosc(三角波或锯齿波)与由电流检测部CS所生成的检测电压Vcs(与线圈电流IL相应的电压信号)进行相加。
控制部CTRL对RS触发器FF的置位输入端(S)输出从振荡器OSC所输入的置位时钟信号SCLK，并对复位输入端(R)输出从PWM比较器PCMP所输入的比较信号PWM。
由此，RS触发器FF以在置位时钟信号SCLK的上升沿上将输出信号Q作为高电平(将反相输出信号QB作为低电平)，并在比较信号PWM的上升沿上将输出信号Q作为低电平(将反相输出信号QB作为高电平)的方式进行动作。
其结果，在从置位时钟信号SCLK上升到高电平开始到比较信号PWM上升到高电平为止的期间，晶体管Q1和Q2的栅极电压保持为高电平。因此，晶体管Q1变为导通状态，而晶体管Q2变为截止状态。另一方面，在从比较信号PWM上升到高电平开始到下一个置位时钟信号SCLK上升为止的期间，晶体管Q1和Q2的栅极电压保持为低电平。因此，晶体管Q1变为截止状态，而晶体管Q2变为导通状态。
即，DC/DC转换器20的导通占空比(单位期间T中所占有的晶体管Q1的导通期间Ton的比率)的形式为：根据从置位时钟信号SCKL上升到高电平开始到比较信号PWM上升到高电平为止的期间，延伸而言，根据误差电压Verr与倾斜电压Vslp之间的高低，逐次进行变动。
如此，在峰值电流模式控制方式的DC/DC转换器20中，不仅基于输出电压Vout的监视结果，而且基于晶体管Q1中所流过的线圈电流IL的监视结果，来进行晶体管Q1和Q2的导通/截止控制。
因此，若为本实施方式的DC/DC转换器20，则由于即使误差电压Verr无法跟随急速的负载变动，也可根据在晶体管Q1中所流过的线圈电流IL的监视结果对晶体管Q1和Q2进行直接导通/截止控制，所以能够有效地抑制输出电压Vout的变动。即，若为本实施方式的DC/DC转换器20，则由于不需要将电容器23进行大容量化，所以能够避免不必要的花费及电容器23的大型化。
此外，本实施方式的DC/DC转换器20备用一种功能(占空比锁定功能)，该功能为：针对单位期间T利用滞后上升的复位时钟信号RCLK(例如，占空比5[％])，在晶体管Q1的导通期间Ton中设定规定的上限值Ton(max)，并实施DC/DC转换器20的占空比限制(例如，最大占空比95[％])。
具体而言，在开关电源IC21中，在由于某种理由使比较信号PWM无法向高电平上升时，控制部CTRL利用复位时钟信号RCLK，对RS触发器FF进行强制复位。即，RS触发器FF以在置位时钟信号SCLK的上升沿上将输出信号Q作为高电平(将反相输出信号QB作为低电平)、在复位时钟信号RCLK的上升沿上将输出信号Q作为低电平(将反相输出信号QB作为高电平)的方式进行动作。因此，DC/DC转换器20的导通占空比只能提升到对应于复位时钟信号RCLK的上限值为止。
通过进行这种构成，由于即使在DC/DC转换器20中发生了某种异常时也不会使其导通占空比上升到意想不到的过大值，所以可以提高仪器的安全性。
其次，对参考电压生成部REF的构成及动作进行详细说明。
图4是表示参考电压生成部REF的一个构成示例的电路图。
如此图所示，参考电压生成部REF的构成为备有：电容器Ca；电阻Ra、Rb、Rc；和开关SWa、SWb。
电容器Ca的一端与误差放大器ERR的正相输入端(+)相连接。电容器Ca的另一端与接地端相连接。开关SWa和SWb的一端都与误差放大器ERR的正相输入端(+)相连接。开关SWa的另一端与电阻Ra的一端相连接。开关SWb的另一端与误差放大器ERR的反相输入端(-)相连接。电阻Ra的另一端通过电阻Rb与带隙(band gap)电压BG(不具有输入电压依存性及周围温度依存性的恒定电压)的施加端相连接，并且还通过电阻Rc与接地端相连接。
开关SWa在使能信号EN为高电平期间，根据规定的时钟信号进行导通/截止控制。此时，在由电容器Ca和电阻Ra所构成的CR时间常数电路中，只有在开关SWa为导通时，才施加带隙电压BG的分压电压(从电阻Rb与电阻Rc之间的接点引出的电压)。另一方面，在使能信号EN为低电平时，开关SWa为截止。
此外，开关SWb在使能信号EN为高电平的期间为截止，在低电平的期间为导通。
因此，在使能信号EN上升到高电平时，误差放大器ERR的正相输入端(+)所施加的参考电压Vref按照具有规定的时间常数而缓慢上升、并以使反馈电压Vfb与其相一致的方式进行规定的输出反馈控制。
图5是对在使能信号EN的上升时的参考电压Vref(实线)、反馈电压Vfb(虚线)、以及误差电压Verr的举动进行表示的时序图。
如此图所示，在时刻t1的使能信号EN的上升之后，反馈电压Vfb不依存于输入电功率的大小，在时刻t2，迅速与参考电压Vref相交差，误差放大器ERR以维持此状态的方式进行动作。因此，对于时刻t2之后，不需要下述的误差电压Verr的钳位调节(过电流极限调节)，以限制为参考电压Vref的缓慢上升的形式，不使反馈电压Vfb过冲击而能平滑地上升。
即，若为本实施方式的DC/DC转换器20，则与利用软启动电压来抑制比较信号PWM的导通占空比的以往构成不同，可以消除反馈电压Vfb的输入电压依次性。
而且，在如图4所示的参考电压生成部REF中，只在开关SWa为导通时对电容器Ca进行充电。通过这种构成，由于不使电容器Ca的电容值及电阻Ra的电阻值增大、而利用降低开关SWa的导通占空比、就可对表观上的CR时间常数进行增大设定，所以能够缩小芯片尺寸。
在此，作为在开关SWa的导通/截止控制中所使用的时钟信号，可沿用上述的导通占空比5[％]的复位时钟信号RCLK。通过这种构成，由于不再需要新设置另外的时钟信号，所以可以对电路规模的缩小做出贡献。
其次，参照图6对通过开关SWb进行误差放大器ERR的输入短路动作进行详细说明。
图6是用于说明通过开关SWb进行误差放大器ERR的输入短路动作的时序图，其表示了使能信号EN、参考电压Vref以及反馈电压Vfb的各电压波形、和开关SWa、SWb的各导通/截止状态。
而且，参考电压Vref与反馈电压Vfb，由于在使能信号EN的高电平时通过输出反馈控制而使它们相互一致，在使能信号EN的低电平时通过开关SWb而使它们相互一致，所以在图6中，以一根实线对两电压进行了表示。
使能信号EN从高电平下降为低电平时，反馈电压Vfb以与输出电压Vout同样的举动下降。此时，当使能信号EN的导通占空比大时，在反馈电压Vfb并未完全降到低电平的期间，下一周期的导通期间到来，反馈电压Vfb将再次转为上升的形式。
在可产生这种状态中，假如，当采用了根据使能信号EN的低电平移动而使参考电压Vref降为低电平的构成(将电容器Ca进行放电的构成)时，使能信号EN的导通占空比变小，在下一周期的导通期间到来的时刻，如图6中的符号(Z1)所示，若反馈电压Vfb降到了低电平，则参考电压Vref(虚线)与反馈电压Vfb(实线)由于都从低电平开始再次上升，所以虽然不会发生特别的问题，但是使能信号En的导通占空比变大，如图6中的符号(Z2)所示，在反馈电压Vfb未完全降到零值的期间，在下一周期的导通期间已经到来的情况下，反馈电压Vfb(实线)将比参考电压Vref(虚线)高，陷入无法进行升压动作的状态。
在此，图4所示的参考电压生成部REF的构成为在使能信息EN的低电平期间中，通过将开关SWb为导通而使参考电压Vref与反馈电压Vfb相一致(换言之，其构成为当使能信号EN从低电平再次返回高电平时，将此时刻的反馈电压Vfb作为参考电压Vref的初始值来进行设定，由此以规定的时间常数将参考电压Vref上升)。
通过如此的构成，能够不依存于使能信号EN的导通占空比，回避参考电压Vref与反馈电压Vfb相背离，并能够适宜地继续输出反馈控制。
下面，对钳位部CL的构成及动作进行详细说明。
图7是表示钳位部CL的一个构成示例的电路图。
如此图所示，钳位部CL的构成为备有：N沟道型电场效应晶体管NA、NB；P沟道型电场效应晶体管PA；电容器CA；电阻RA、RB、RC、RD、RE、RF；开关SWA、SWB、SWC；和缓冲器BUF。
电阻RA、RB、RC在偏置电压(例如1.2[V])的施加端与接地端之间以图示的顺序被串联连接。电阻RA与电阻RB的接点通过开关SWC以及电阻RD与缓冲器BUF的正相输入端(+)相连接。电阻RB与RC的接点通过开关SWB与缓冲器BUF的正相输入端(+)相连接。缓冲器BUF的输出端与误差放大器ERR的输出端相连接，并且与缓冲器BUF的反相输入端(-)相连接。电容器CA的一端与缓冲器BUF的正相输入端(+)相连接。电容器CA的另一端与接地端相连接。而且，由上述构成要素形成钳位电压设定电路CL1。
晶体管PA的源极通过电阻RF与输入电压Vin的施加端相连接。晶体管PA的栅极与偏置电压的施加端相连接。晶体管PA的漏极与晶体管NA的漏极相连接。晶体管NA的源极与接地端相连接。晶体管NA、NB的栅极相互连接，且其接点与晶体管NA的漏极相连接。晶体管NB的源极与接地端相连接。晶体管NB的漏极通过开关SWA以及电阻RE与电阻RB和电阻RC的接点相连接。并且，由上述的构成要素形成输入电压调节调节电路CL2。
图8是用于对启动时的误差电压Verr的钳位动作进行说明的时序图，其表示了：使能信号EN、参考电压Vref(实线)、反馈电压Vfb(虚线)、误差电压Verr(实线)以及钳位电压Vcl(虚线)的各电压波形；和开关SWA、SWB、SWC的各导通/截止状态。
在时刻t1，若使能信号EN上升到高电平，则开关SWA和SWB为导通，开关SWC为截止。此时，电容器CA由经开关SWB流过的电流i6(从由偏置电压BIAS的施加端经电阻RA、RB流过的电流i3中减去通过电阻RE、开关SWA以及晶体管NB流到接地端的电流i2和通过电阻RC流到接地端的电流i4的电流)进行充电。然后，通过从电容器CA的一端引出的钳位电压Vcl对误差电压Verr的上限值进行设定。
并且，在时刻t1～时刻t3(参考电压Vref到达目标值的60[％]的时刻)为止的初期充电期间，为了防止启动时的突入电压，使误差电压Verr的上限值设定为比正常时低的值。
另外，通过由晶体管NA、NB所构成的电流镜像电路，并通过将对应于输入电压Vin与偏置电压(例如1.2[V])的差分的电流i1进行镜像来生成上述的电流i2。也就是，电流i2具有输入电压依存性而发生变动，即输入电压Vin越高就变得越大，输入电压Vin越低就变得越小。
因此，输入电压Vin高、电流i2越大，钳位电压Vcl(延伸而言，误差电压Verr的上限值)将变低，相反，输入电压Vin低、电流i2越小，钳位电压Vcl将变高。
通过如此的构成，在输入电压Vin为高时将减少线圈电流IL，在输入电压Vin为低时将增大线圈电流IL。因此，由于不依存于输入电压Vin的电平而将输入电功率(＝输入电压Vin×线圈电流IL)成为恒定，所以可适当地抑制线圈电流IL的峰值(例如为350[mA]以下)，以及能够使输出电压Vout(延伸而言，为反馈电压Vfb)的上升成为一定。
而且，对于使钳位电压Vcl依存输入电压Vin而变化的期间(初期充电期间)，只要反馈电压Vfb追上参考电压Vref并且继续到输出反馈控制成为锁定状态为止即可，例如，可以继续到参考电压Vref到达目标值(例如0.5[V])的60[％](例如0.3[V])为止。
在时刻t3时，在参考电压Vref到达目标值的60[％]时，开关SWA、SWB将截止，开关SWC将通过规定的时钟信号来进行导通/截止控制。此时，电容器CA由通过开关SWC和电阻RD而流过的电流i5来进行充电。因此，在时刻t3之后的期间(RC充电期间)，钳位电压Vcl以具有规定的时间常数而缓慢上升，延伸而言，误差电压Verr的上限值将缓慢上升。
如此，初期充电期间完了后，如果构成为通过规定的时间常数将误差电压Verr的上限值进行缓慢提高，则抑制了线圈电流IL的急速上升，从而平滑地维持输出电压Vout(延伸而言，反馈电压Vfb)的上升波形，并能够回避由低电状态(输入电功率不足)所引起的无法升压。
并且，在如图7所示的钳位部CL中，只在开关SWC的导通时才对电容器CA进行充电。通过这种构成，由于不使电容器CA的电容值及电阻RD的电阻值增大，而利用降低开关SWC的导通占空比，就可对表观上的CR时间常数进行增大设定，所以能够缩小芯片尺寸。
在此，作为在开关SWC的导通/截止控制中所使用的时钟信号，可沿用上述的导通占空比5[％]的复位时钟信号RCLK。通过这种构成，由于不再需要新设置另外的时钟信号，所以可以对电路规模的缩小做出贡献。
其次，参照图9详细说明通过开关SW进行误差电压Verr的前值保持动作。
图9是用于说明通过开关SW进行误差电压Verr的前值保持动作的时序图，其表示了：使能信号EN、误差电压Verr的各电压波形；和开关SW的导通/截止状态。并且，关于图9中的误差电压Verr，实线表示本发明的举动，而虚线则作为参考表示现有技术的举动。
作为用于缩短DC/DC转换器20的响应时间的处理方法，为了提早误差电压Verr的上升时间，虽然可以考虑将与误差放大器ERR的输出端相连接的相位补偿电路(电容C1、电阻R2)的CR时间常数减小，但是，以此方法，为了防止系统发生振动，就必须将电容器23进行大容量化，而在薄型面板上装载大型的电容器23，就设置面积的观点而言是困难的。
在此，在本实施方式的DC/DC转换器20中，构成为不对误差电压Verr的上升进行提前，而从减少在误差电压Verr的上升中所需要的变化量的观点出发，在使能信号EN为低电平的期间，通过保持误差电压Verr的前值(使能信号EN即将变为低电平之前的误差电压Verr)来谋求提高DC/DC转换器20的响应性。
具体而言，如前述的图2所示，在误差放大器ERR的输出端与相位补偿电路之间，构成为备有开关SW，该开关SW根据使能信号EN进行导通/截止控制。
如此，若构成为将相位补偿用的电容器C1也沿用于误差电压Verr的前值保持用，则由于不用增加元件数，如图9所示，就能够减少误差电压Verr的变化量〔衰减(drop)量〕以及将其上升进行提前，所以可迅速地锁定输出反馈控制。
图10是对在使能信号EN的PWM驱动时的输出电压Vout、反馈电压Vfb、线圈电流IL、误差电压Verr(实线)以及钳位电压Vcl(虚线)的各个举动进行表示的时序图。
如此图所示，若为本实施方式的DC/DC转换器20，则实现既没有输入电压依存性又响应性优异的输出反馈控制，并能够抑制启动时的突入电流。
图11是对使能信号EN的占空比与反馈电压Vfb之间的相关关系进行表示的图。并且，此图中的实线表示在本发明中的反馈电压Vfb，而虚线则作为参考表示现有技术的反馈电压(输入电压Vin为高时和低时)。
如此图所示，在现有技术中，在使能信号EN的低占空比时，反馈电压Vfb的输入电压依存性大，产生LED电流(＝Vfb/R)的电流不稳而使画面产生闪烁，但是，若为本实施方式的DC/DC转换器20，则通过协同地利用上述的由参考电压生成部REF所实现的参考电压Vref的软启动功能、由钳位部CL所实现的误差电压Verr的上限值控制功能、以及由开关SW所实现的误差电压Verr的前值保持功能，即使在使能信号EN的低占空比时，也可抑制反馈电压Vfb的变动宽度，从而能够减少画面的闪烁。
并且，虽然在上述的实施方式中，作为适用本发明的一种情况，以装载于手机终端之中、并将电池的输出电压进行转换来生成终端各部的驱动电压的DC/DC转换器为例进行了说明，但是，本发明的适用对象不限于此，可以广泛适用于由输入电压生成所希望的输出电压的电源装置以及备有此电源装置的电子仪器。
另外，本发明的构成除了上述实施方式之外，可以在不脱离发明的宗旨的范围内加入各种变更。
例如，虽然在上述的实施方式中，作为适用本发明的一种情况，以同步整流型的电源装置为例进行了说明，但是，本发明的适用对象不限于此，作为同步整流元件，也可适用于使用了二极管的电源装置。此时，将二极管的正极与晶体管Q1的漏极相连接，并将负极与输出电压Vout的引出端相连接即可。
如上所述，根据本发明，能够实现既无输入电压依存性且响应性优异的输出反馈控制，并能够抑制启动时的突入电流。
此外，就本发明在产业上的利用可能性而言，本发明是对实现提高装载电源装置的电子仪器的响应性以及减少耗电的有用的技术，是适合于装载诸如电池规格的电子仪器等的装载电源装置的所有电子仪器的技术。
并且，在上述中，虽然对本发明的最佳方式进行了说明，但是公开的发明能够以各种方式变形，此外，尽管能够取得与上述中具体所举的构成不同的各种实施方式，但对于本领域技术人员而言其是不言而喻的。因此，下述的权利要求有意在不脱离本发明的宗旨及技术范畴的范围内将本发明的所有变形例都包括在技术范围内。

Claims (19)

1.一种电源装置，备有：
误差放大器，其将对应于输出电压的反馈电压与规定的参考电压之间的差分进行放大而生成误差电压；
输出部，其以降低所述误差电压的方式从输入电压生成所希望的输出电压；和
钳位部，其在所述电源装置的启动之后，在规定的期间中，将所述误差电压的上限值，设定为比正常时要小的值，所述输入电压越低就设定越高，相反地，所述输入电压越高就设定越低。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述钳位部，在经过了所述规定的期间之后，使所述误差电压的上限值缓慢上升到正常时的值为止。
3.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，还备有：
参考电压生成部，其在所述电源装置的启动之后，使所述参考电压缓慢上升到规定的目标值为止。
4.根据权利要求3所述的电源装置，其特征在于，
所述参考电压生成部，在所述电源装置被停止的期间，使所述参考电压与所述反馈电压相一致。
5.根据权利要求3所述的电源装置，其特征在于，
所述规定的期间是所述参考电压到达所述规定的阈值之前的期间。
6.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，还备有：
前值保持部，其在所述电源装置被停止的期间，保持即将停止之前的误差电压。
7.根据权利要求6所述的电源装置，其特征在于，
所述前值保持部是一种开关，其连接于所述误差放大器的输出端与相位补偿电路之间，并在所述电源装置的动作中设为接通，在停止中设为断开。
8.根据权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述输出部，包含：
输出晶体管，其根据它的导通/截止控制从所述输入电压生成所述输出电压；
PWM比较器，其通过将所述误差电压与规定的倾斜电压进行比较，生成与其比较结果相应的占空比的比较信号；和
控制部，其利用所述比较信号进行所述输出晶体管的导通/截止控制。
9.根据权利要求8所述的电源装置，其特征在于，
所述输出部，还包含：
线圈，其一端连接于所述输入电压的施加端，另一端连接于所述输出晶体管的一端；
同步整流元件，其一端连接于所述输出晶体管的一端，另一端连接于所述输出电压的引出端；和
电容器，其一端连接于所述输出电压的引出端，另一端连接于基准电压的施加端，
其中，所述输出部将所述输入电压进行升压而生成所述输出电压。
10.一种电子仪器，备有：
电池，其作为仪器的电源；
电源装置，其将来自所述电池的输入电压转变成希望的输出电压；和
负载，其利用所述输出电压进行驱动，
其中，所述电源装置，包含：
误差放大器，其将对应于所述输出电压的反馈电压与规定的参考电压之间的差分进行放大而生成误差电压；
输出部，其以降低所述误差电压的方式从所述输入电压生成所述输出电压；和
钳位部，其在所述电源装置的启动之后，在规定的期间中，将所述误差电压的上限值，设定为比正常时要小的值，所述输入电压越低就设定越高，相反地，所述输入电压越高就设定越低。
11.根据权利要求10所述的电子仪器，其特征在于，
所述钳位部，在经过了所述规定的期间之后，使所述误差电压的上限值缓慢上升到正常时的值为止。
12.根据权利要求10所述的电子仪器，其特征在于，
所述电源装置，还包含：
参考电压生成部，其在所述电源装置的启动之后，使所述参考电压缓慢上升到规定的目标值为止。
13.根据权利要求12所述的电子仪器，其特征在于，
所述参考电压生成部，在所述电源装置被停止的期间，使所述参考电压与所述反馈电压相一致。
14.根据权利要求12所述的电子仪器，其特征在于，
所述规定的期间是所述参考电压到达所述规定的阈值之前的期间。
15.根据权利要求10所述的电子仪器，其特征在于，
所述电源装置，还包含：
前值保持部，其在所述电源装置被停止的期间，保持即将停止之前的误差电压。
16.根据权利要求15所述的电子仪器，其特征在于，
所述前值保持部是一种开关，其连接于所述误差放大器的输出端与相位补偿电路之间，并在所述电源装置的动作中设为接通，在停止中设为断开。
17.根据权利要求10所述的电子仪器，其特征在于，
所述输出部，包含：
输出晶体管，其根据它的导通/截止控制从所述输入电压生成所述输出电压；
PWM比较器，其通过将所述误差电压与规定的倾斜电压进行比较，生成与其比较结果相应的占空比的比较信号；和
控制部，其利用所述比较信号进行所述输出晶体管的导通/截止控制。
18.根据权利要求17所述的电子仪器，其特征在于，
所述输出部，还包含：
线圈，其一端连接于所述输入电压的施加端，另一端连接于所述输出晶体管的一端；
同步整流元件，其一端连接于所述输出晶体管的一端，另一端连接于所述输出电压的引出端；和
电容器，其一端连接于所述输出电压的引出端，另一端连接于基准电压的施加端，
其中，所述输出部将所述输入电压进行升压而生成所述输出电压。
19.根据权利要求10所述的电子仪器，其特征在于，
所述负载是发光二极管或发光二极管列。
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