CN101330269B - 电机控制装置及电动动力转向装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电机控制装置及电动动力转向装置。微型计算机(17)，在任一相产生了通电不良的情况下，以该产生通电不良的相以外的两相为通电相，为了在该各通电相中，产生与该通电不良的相相对应的规定的旋转角为渐近线以正割曲线或余割曲线状变化的相电流，执行电流控制，由此继续该电机控制信号的输出。另外，微型用计算机(17)，具有可以对所输入的电机的旋转角(θ)进行修正(偏移)的旋转角修正控制部(40)。而且，在以上述产生通电不良的相以外的两相为通电相的两相驱动时，为了对作为该电流控制中的电流指令值的相电流指令值(Ix*)与作为实际的电流值的相电流值(Ix)之间的相位的偏差进行补偿，而对成为该电流控制的基础的旋转角(θ)进行修正。

Description

电机控制装置及电动动力转向装置

技术领域

本发明涉及电机控制装置及电动动力转向装置。

背景技术

以往，在用于电动动力转向装置(EPS)等的电机控制装置的多数中设置了异常检测单元，其在由于电力供给线的断线或驱动电路的接点故障等而引起电机的任意一相(UVW的任意一相)通电不良的情况下，可以检测产生了该异常。而且，一般构成为，在检测出产生了该异常的情况下，迅速地停止电机控制以谋求故障保护。

但是，在EPS中，伴随着这样的电机控制的停止，该转向特性产生较大的变化。即，驾驶员为了进行准确的转向操作，就要需要更大的转向力。根据这点，以往，存在如下的电机控制装置：在即使如上述那样检测出了产生了通电不良相的情况下，以该产生通电不良的相以外的两相作为通电相，而继续电机控制(例如，专利文献1)。而且，由此，可以继续对转向系统提供辅助力，以回避为了故障保护而增大驾驶员的负担。

专利文献1：日本特开2003-26020号公报

但是，如上述以往的例那样，在产生通电不良相时，在以该产生通电不良的相以外的两相作为通电相继续电机控制的情况下，如果构成为，使正弦波通过如图23所示那样的该各通电相(该图所示例中，U相异常，V、W相通电时)，不能避免由于产生转矩脉动而引起的转向感觉的恶化。

即，如图24所示那样，在将以往的两相驱动时的电机电流的变化用d/q坐标系表示时，不论作为电机转矩的控制目标值的q轴电流指令值是否为一定，实际的q轴电流值都以正弦波状变化。也就是，存在如下的问题：由于未产生与要求转矩对应的电机电流，在以未发挥本来的输出性能的状态下继续电机驱动，由此，该辅助力变动较大。在这一点上，仍然存在改善的余地。

发明内容

本发明是为了解决上述问题而做出的，其目的是提供一种可以使伴有通电不良的两相驱动时的电机旋转平稳并确保高的输出性能的电机控制装置及电动动力转向装置。

为了解决上述问题点，本发明之一的电机控制装置，其具有：电机控制信号输出单元，输出电机控制信号；驱动电路，基于所述电机控制信号向电机提供三相的驱动电力；异常检测单元，可检测出在所述电机的各相所产生的通电不良，所述电机控制信号输出单元通过执行基于所述电机的旋转角的电流控制来生成所述电机控制信号，并且在产生所述通电不良时，以除了该产生通电不良的相以外的两相为通电相，执行所述电机控制信号的输出，该电机控制装置其特征在于，所述电机控制信号输出单元在产生所述通电不良时，为了使所述各通电相通过以与所述产生通电不良的相相应的规定的旋转角为渐近线、以正割曲线或余割曲线状变化的相电流，而进行所述电流控制，并且为了补偿该电流控制中的电流指令值和实际电流值之间的相位的偏差而对所述旋转角进行修正。

根据上述构成，除了与渐近线对应的规定的旋转角(在对各相通过的相电流值有限制的情况下，规定的旋转角附近的电流限制范围)以外，可以产生与要求转矩对应的电机电流。其结果，即使在产生通电不良相时，也不会导致产生大的转矩脉动，以确保高的输出性能的状态，继续该电机驱动。另外，通过补偿两相驱动时的电流指令值和相电流值之间的相位的偏差，可以在电机旋转角通过与上述渐近线对应的规定的旋转角时，缩小在该规定的旋转角附近所产生的电流指令值的符号和实际电流值的符号不一致的区域，抑制使电机向反方向旋转的那样的电流的产生。即，通过补偿电流控制中的电流指令值和实际电流值之间的相位的偏差抑制反辅助的产生。其结果，可以实现没有所谓的卡住的平稳的电机旋转。

本发明之二的特征在于，所述电机控制信号输出单元根据所述电机的旋转方向在超前方向修正所述旋转角。

即，在电流控制中，存在如下的倾向：由于存在电机的“间隙”那样的机械上的因素和运算时间的延迟或者电流控制相位延迟等之类的时间上的延迟因素，在电机中通过的实际电流的相位，比该电流控制中的电流指令值的相位延迟。从而，通过考虑两相驱动时的时间上的延迟因素，根据其旋转方向使旋转向超前方向推进，可以补偿实际电流值相对电流指令值的相位延迟，使电机的旋转平稳。

本发明之三的特征在于，所述电机控制信号输出单元，所述电机的旋转角速度越快，使所述旋转角在超前方向修正越大。

即，电机的旋转角速度越快，起因于时间上的延迟因素的实际电流值相对电流指令值的相位延迟就越明显。从而，根据上述构成，可以以更高的精度对实际电流值相对电流指令值的相位延迟进行补偿。

本发明之四的特征在于，所述电机控制信号输出单元，其在产生所述通电不良时的所述电流控制是电流反馈控制。

即，作为最有影响的时间上的延迟因素之一，可以例举电流反馈控制中的相位延迟。从而，如上述构成那样，通过执行电流反馈控制，将上述本发明之一至本发明之三的构成适用于输出产生通电不良时的电机控制信号(驱动电力的提供)中，由此，可以得到更显著的效果。

本发明之五的特征在于，所述电机控制信号输出单元，作为所述电流控制，在未产生所述通电不良时，执行d/q坐标系下的电流反馈控制，在产生了所述通电不良时，执行相电流反馈控制。

即，相电流反馈控制，与d/q坐标系下的电流反馈控制相比，存在其相位延迟变大的倾向。从而，如上述构成那样，在两相驱动时，将上述本发明之一至本发明之三的构成适用于通过执行相电流反馈控制而输出电机控制信号中，由此，可以得到更显著的效果。

本发明之六的特征在于，是具有所述的本发明之一至本发明之五的中任意一项所述的电机控制装置的电动动力转向装置。

即，在作为以电机为驱动源的电动动力转向装置中，电机的输出性能及其旋转的平稳度，给转向感带来的影响极大。因为这点，根据上述构成，即使在两相驱动时，也可以实现相对转向操作的跟踪性优越的且没有卡住感的良好的转向感。

根据本发明，能够提供可以使由于产生通电不良而进行两相驱动时的电机旋转平稳并确保高的输出性能的电机控制装置及电动动力转向装置。

附图说明

图1是电动动力转向装置(EPS)的概略构成图。

图2是表示EPS的电气构成的框图。

图3是微型计算机(电机控制信号生成部)的控制框图。

图4是表示通电不良相检测的处理顺序的流程图。

图5是表示两相驱动时(U相通电不良时)各相电流的变化的说明图。

图6是表示两相驱动时(U相通电不良时)q轴电流的变化的说明图。

图7是表示异常判定及控制模式切换的处理顺序的流程图。

图8是表示两相驱动时的电机控制信号生成的处理顺序的流程图。

图9是表示电流控制中的相对电流指令值的实际电流值的相位延迟的说明图。

图10是旋转角修正控制部的控制框图。

图11是表示两相驱动时(无旋转角修正)的转向转矩和电机的旋转角速度之间的关系的曲线图。

图12是表示两相驱动时(有旋转角修正)的转向转矩和电机的旋转角速度之间的关系的曲线图。

图13是表示各相电流的方向进行切换的规定的旋转角附近的减速区间的说明图。

图14是表示低速转向时卡住的产生机理的说明图。

图15是表示旋转角修正控制时的电机旋转角(电角度)及电机旋转角速度的变化的波形图。

图16中(a)(b)是按转向方向表示修正量和旋转角速度之间的关系的图。

图17是按旋转角(电角度)表示作为电流指令值的q轴电流指令值和作为实际电流值的q轴电流值的变化的波形图。

图18是表示基于反转动作的反复的旋转角速度上升的机理的说明图。

图19中(a)(b)是按转向方向表示其他例的修正量和旋转角速度之间的关系的图。

图20中(a)(b)是按转向方向表示其他例的修正量和旋转角速度之间的关系的图。

图21中(a)(b)是按转向方向表示其他例的修正量和旋转角速度之间的关系的图。

图22是表示其他例的两相驱动时(U相通电不良时)的d轴电流及q轴电流的变化的说明图。

图23是表示以往的将除产生通电不良的相以外的两相作为通电相的两相驱动的方式的说明图。

图24是表示以往的两相驱动时的d轴电流及q轴电流的变化的说明图。

图中符号说明：1-电动动力转向装置(EPS)；10-EPS致动器；11-ECU；12-电机；12u、12v、12w-电机线圈；17-微型计算机；18-驱动电路；23-电流指令值运算部；24-电机控制信号生成部；24a-第1电流控制部；24b-第2电流控制部；31-异常判定部；33-相电流指令值运算部；36-F/B控制部；37-相电压指令值运算部；40-旋转角修正控制部；41-基础修正量运算部；42-旋转角速度修正量运算部；Ix、Iu、Iv、Iw-相电流值；Ix*、Iu*、Iv*、Iw*-相电流指令值；Ix_max-最大值；Vx*、Vu*、Vv*、Vw*、Vu**、Vv**、Vw**-相电压指令值；Id-d轴电流值；Iq-q轴电流值；Id*-d轴电流指令值；Iq*-q轴电流指令值；θ、θ′、θA、θB-旋转角；ω-旋转角速度。

具体实施方式

以下，参照附图对将本发明具体化为电动动力转向装置(EPS)的一实施方式进行说明。

图1是本实施方式的EPS1的概略构成图。如该图所示，固定转向盘(转向装置)2的转向轴3，通过齿轮齿条机构4与齿条5连结，利用齿轮齿条机构4将伴随转向操作的转向轴3的旋转变换成齿条5的往复直线运动。而且，通过该齿条5的往复直线运动来变更转向轮6的舵角。

另外，EPS1具有：EPS致动器10，其作为对转向系统提供用于辅助转向操作的辅助力的转向力辅助装置；以及ECU11，其作为对该EPS致动器10的动作进行控制的控制单元。

本实施方式的EPS致动器10是将作为其驱动源的电机12与齿条5同轴配置的所谓齿条式的EPS致动器，电机12产生的辅助转矩通过滚珠丝杠机构(未图示)被传递到齿条5。此外，本实施方式的电机12是无刷电机，通过从ECU11接受被供给的三相(U、V、W)的驱动电力而旋转。而且，作为电机控制装置的ECU11，通过对该电机12产生的辅助转矩进行控制，而控制对转向系提供的辅助力(动力辅助控制)。

在本实施方式中，转矩传感器14及车速传感器15与ECU11连接。而且，ECU11基于利用这些转矩传感器14及车速传感器15分别检测的转向转矩τ及车速V，执行EPS致动器10的动作即动力辅助控制。

下面，对本实施方式的EPS的电气构成进行说明。

图2是本实施方式的EPS的控制框图。如该图所示，ECU11具有：微型计算机17，其为输出电机控制信号的电机控制信号输出单元；驱动电路18，其基于电机控制信号向电机12供给三相的驱动电力。

此外，本实施方式的驱动电路18，是以串联连接的一对的开关元件为基本单元(桥臂)并将与各相对应的三个桥臂并联连接而形成的周知的PWM逆变器，微型计算机17输出的电机控制信号是用于规定构成驱动电路18的各开关元件的导通占空比的信号。而且，将电机控制信号施加到各开关元件的栅极端子，各开关元件响应该电机控制信号而导通/截止，由此，将车载电源(未图示)的直流电压变换成三相(U、V、W)的驱动电力向电机12供给。

在本实施方式中，与ECU11连接有用于检测通过电机12的各相电流值Iu、Iv、Iw的电流传感器21u、21v、21w及用于检测电机12的旋转角(电角度)θ的旋转角传感器22。而且，微型计算机17，根据基于这些各传感器的输出信号而检测出的电机12的各相电流值Iu、Iv、Iw及旋转角θ，以及上述转向转矩τ及车速v，向驱动电路18输出电机控制信号。

若详述，则本实施方式的微型计算机17，基于上述转向转矩τ及车速v，决定应向转向系提供的辅助力(目标辅助力)，为了使电机12产生该辅助力，执行基于上述检测出的各相电流值Iu、Iv、Iw及旋转角θ的电流控制，由此，生成上述电机控制信号。

具体地，微型计算机17具有：电流指令值运算部23，作为电流指令值运算单元，运算作为向转向系提供的辅助力即电机转矩的控制目标值的电流指令值；电机控制信号生成部24，作为电机控制信号生成单元，其基于电流指令值运算部23所计算的电流指令值生成电机控制信号。

电流指令值运算部23，基于上述转矩传感器14及车速传感器15检测出的转向转矩τ及车速v，作为与电机转矩的控制目标值对应的电流指令值，运算d/q坐标系的q轴电流指令值Iq*，并向电机控制信号生成部24输出。另一方面，向电机控制信号生成部24输入电流指令值运算部23输出的q轴电流指令值Iq*的同时，还输入由各电流传感器21u、21v、21w检测出的各相电流值Iu、Iv、Iw及由旋转角传感器22检测出的旋转角θ(电角度)。而且，电机控制信号生成部24，基于这些各相电流值Iu、Iv、Iw及旋转角θ(电角度)，执行d/q坐标系下的电流反馈控制，由此，生成电机控制信号。

若更详述，则本实施方式的电机控制信号生成部24，具有第1电流控制部24a，其用于通过执行d/q坐标系下的电流反馈控制(d/q轴电流F/B)运算三相的相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。而且，在通常时，基于由该第1电流控制部24a运算的各相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*生成电机控制信号。

如图3所示，将向第1电流控制部24a输入的各相电流值Iu、Iv、Iw，与旋转角θ一同向3相/2相变换部25输入，利用该3相/2相变换部25变换成d/q坐标系的d轴电流值Id及q轴电流值Iq。而且，将q轴电流值I q与自电流指令值运算部23输入的q轴电流指令值Iq*输入到减法计算器26q，将d轴电流值Id，与d轴电流指令值Id*(Id*＝0)一同输入到减法计算器26d。

将在各减法器26d、26q中运算的d轴电流偏差ΔId及q轴电流偏差ΔIq，向各自对应的F/B控制部27d、27q输入。而且，在这些各F/B控制部27d、27q中，为了使实际电流值即d轴电流值Id及q轴电流值Iq跟踪电流指令值运算部23输出的d轴电流指令值Id*及q轴电流指令值Iq*，而进行反馈控制。

即，F/B控制部27d、27q，通过将规定的F/B增益(PI增益)与被输入的d轴电流偏差ΔId及q轴电流偏差ΔIq相乘，运算d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*将所运算的这些d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*，与旋转角θ一同向2相/3相变换部28输入，在同2相/3相变换部28中，变换成三相的相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。而且，第1电流控制部24a，将该各相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*向PWM变换部30输出。

PWM变换部30构成为，基于所输入的各相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，生成占空比指令值αu、αv、αw，进而，生成具有这些各占空比指令值αu、αv、αw所表示的导通占空比的电机控制信号。而且，如图2所示，微型计算机17将在该电机控制信号生成部24中生成的电机控制信号，输出到构成驱动电路18的各开关元件(的栅极端子)，由此，对同驱动电路18的动作即控制对电机12的驱动电力的供给。

[异常产生时的控制方式]

如图2所示，在本实施方式的ECU11中，在微型计算机17中设置有异常判定部31，其在EPS1中产生了某些异常时用于确定该异常的状态。而且，ECU11(微型计算机17)，根据由该异常判定部31所确定(判定)的异常的状态，对电机12的控制模式进行变更。

若详述，则将用于检测EPS致动器10的机械系统的异常的异常信号S_tr输入到异常判定部31，该异常判定部31基于该输入的异常信号S_tr检测EPS1中的机械系统的异常。另外，将所检测的各相电流值Iu、Iv、Iw、旋转角速度ω，及在上述电机控制信号生成部24(第1电流控制部24a)中运算的q轴电流偏差ΔIq以及各相的占空比指令值αu、αv、αw等输入到异常判定部31。而且异常判定部31基于这些各状态量，对控制系统中的异常的产生进行检测。

具体地，本实施方式的异常判定部31，为了检测转矩传感器14的故障或驱动电路18的故障等与整个控制系统有关的异常的产生，对q轴电流偏差ΔIq进行监视。即，将q轴电流偏差ΔIq与规定的阈值进行比较，在q轴电流偏差ΔIq为(继续规定时间以上)该阈值以上时，判定为控制系统已产生异常。

另外，异常判定部31，基于各相电流值Iu、Iv、Iw、旋转角速度ω，及各相的占空比指令值αu、αv、αw，检测起因于动力线(包括电机线圈)的断线或驱动电路18的接点不良等的通电不良相的产生等。在X相(X＝U、V、W)的相电流值I x为规定值Ith以下(|Ix|≤Ith)且旋转角速度ω为断线判定的对象范围内(|ω|≤ω0)的情况下，根据与该相对应的占空比指令值αx不在与规定值Ith及规定判定对象范围的阈值ω0对应的规定范围(αLo≤αx≤αHi)的状态是否继续来进行产生该通电不良相的检测。

此外，在这种情况下，将成为上述相电流值Ix的阈值的规定值Ith设定为“0”附近的值，将旋转角速度ω的阈值ω0设定为与电机的最高旋转数相当的值。而且，将与占空比指令值αx有关的阈值(αLo、αHi)分别设定为比在通常控制中占空比指令值αx可取的下限值小的值，及比上限值大的值。

即，如图4的流程图所示那样，异常判定部31，对所检测的相电流值Ix(的绝对值)是否为规定值Ith以下进行判定(步骤101)，在为规定值Ith以下的情况下(|Ix|≤Ith，步骤101：是)，接着对旋转角速度ω(的绝对值)是否为规定的阈值ω0以下进行判定(步骤102)。而且，在旋转角速度ω在规定的阈值ω0以下的情况下(|ω|≤ω0，步骤102)，对占空比指令值αx是否在上述的规定范围(αLα≤αx≤αHi)内(步骤103)进行判定，在不在规定范围内的情况下(步骤103：否)，判定为在该X相产生了通电不良(步骤104)。

而且，在相电流值Ix比规定值Ith大的情况下(|Ix|＞Ith，步骤101：否)，旋转角速度ω比阈值ω0大的情况下(|ω|＞ω0，步骤102：否)，或占空比指令值αx在上述规定范围内的情况下(αLo＞αx＞αHi，步骤103：是)，判定为在X相未产生通电不良(X相正常，步骤105)。

总之，当在X相(U、V、W相的任意一相)产生了通电不良的情况下，该相的相电流值Ix为“0”。在此，当X相的相电流值Ix成为“0”或“接近0的值”的情况下，除了产生这样的断线时以外还有以下的两种情况。

-电机的旋转角速度达到最高旋转数的情况下

-电流指令值本身是大致“0”的情况

根据这点，在本实施方式中，首先，通过将作为判定对象的X相的相电流值Ix与规定值Ith进行比较，对该相电流值Ix是否为“0”进行判定。而且，除了断线时以外，对相电流值Ix是否是属于取“0”或“接近0的值”的上述两个情况进行判定，在不属于该两个情况时，判定为在X相产生了断线。

即，在尽管不是相电流值Ix为“0”附近的规定值Ith以下那样的旋转角速度ω，而输出了极端的占空比指令值αx的情况下，可以判定为在该X相产生了通电不良。而且，在本实施方式中构成为，对于U、V、W的各相，按顺序执行上述判定，由此来确定已产生了通电不良的相。

此外，为了说明上的方便，在图4的流程图中省略了，但是，上述判定，是在以电源电压为驱动电机12所需的规定电压以上的情况为前提而进行的。而且，根据在规定步骤104中判定为产生了通电不良的状态是否继续了规定时间以上来进行最终的异常检测的判断。

在本实施方式中，ECU11(微型计算机17)，根据该异常判定部31中的异常判定的结果，对电机12的控制模式进行切换。具体地是，异常判定部31，将包含上述那样的通电不良检测的异常判定的结果作为异常检测信号S_tm输出，电流指令值运算部23及电机控制信号生成部24执行与该输入的异常检测信号S_tm相应的电流指令值的运算及电机控制信号的生成。而且，由此，切换微型计算机17中的电机12的控制模式。

若更详述，则本实施方式的ECU11，具有如下大体划分的三个控制模式：通常时的控制模式、即“通常控制模式”，及产生了应该停止电机12的驱动的异常的情况下的控制模式、即“辅助停止模式”，以及电机12的各相的任意一项产生了通电不良的情况下的控制模式、即“两相驱动模式”。而且，当异常判定部31输出的异常检测信号S_tm是与“通常控制模式”对应的信号的情况下，电流指令值运算部23及电机控制信号生成部24分别执行上述通常时的电流指令值的运算及电机控制信号的生成。

另一方面，在异常判定部31输出的异常检测信号S_tm为“辅助停止模式”的情况下，电流指令值运算部23及电机控制信号生成部24为了停止电机12的驱动，而分别执行电流指令值的运算及电机控制信号的生成。此外，作为选择“辅助停止模式”的情况，除了机械系统的异常或在转矩传感器14中产生了异常的情况以外，还有电力供给系统中产生异常时，可以例举产生了过电流的情况等。另外，对于“辅助停止模式”，除了立即停止电机12的驱动的情况以外，有时在使电机12的输出渐渐降低、即渐渐降低辅助力后使其停止，这种情况下，电机控制信号生成部24，渐渐降低作为其电流指令值而输出的q轴电流指令值Iq*的值(绝对值)。而且构成为，微型计算机17，在电机12停止后，使构成驱动电路18的各开关元件为断开状态，使未图示的电源继电器开路。

另外，与“两相驱动模式”对应的异常检测信号S_tm包含用于确定产生通电不良的相的信息。而且在异常判定部31输出的异常检测信号S_tm是与该“两相驱动模式”对应的信号的情况下，电机控制信号生成部24，为了以产生该通电不良相以外的两相作为通电相而继续电机驱动，执行该电机控制信号的生成。

若详述，则如图2所示，本实施方式的电机控制信号生成部24，除了具有用于通过执行上述d/q坐标系下的电流反馈控制运算各相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*的第1电流控制部24a以外，还具有用于通过执行相电流反馈控制运算各相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**的第2电流控制部24b。而且，在从异常判定部31输入的异常检测信号S_tm是与上述“两相驱动模式”对应的信号的情况下，基于利用该第2电流控制部24b运算的各相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**，执行电机控制信号的输出。

若更详述，则如图3所示，本实施方式的第2电流控制部24b具有：控制相选择部32，将所检测的产生通电不良相以外的其余的两相中的一相作为控制相来选择；相电流指令值运算部33，运算针对作为该控制相而被选择的相的相电流指令值Ix*(X＝U、V、W中的任意一相)。而且，为了执行以除了产生通电不良相以外的两相为通电相的电机驱动，通过执行相电流反馈控制，运算各相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**，且该相电流反馈控制是基于作为该控制相而被选择的相电流值Ix和其相电流指令值Ix*(Ix**)之间的偏差的相电流反馈控制。

具体地是，将相电流指令值运算部33输出的相电流指令值Ix*输入到保护处理部34。而且，将实施了保护处理后的相电流指令值Ix**，与在控制相选择部32中作为控制相而被选择的相的相电流值Ix，一同输入到减法器35。减法器35，通过从相电流指令值Ix*中减去相电流值Ix运算相电流偏差ΔIx，并将所运算出的相电流偏差ΔIx输出到F/B控制部36。而且，F/B控制部36通过将规定的F/B增益(PI增益)与所输入的相电流偏差ΔIx相乘，运算关于该控制相的相电压指令值Vx*。

将在F/B运算部36中运算的相电压指令值Vx*向相电压指令值运算部37输入。而且，相电压指令值运算部37基于关于该控制相的相电压指令值Vx*运算各相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**。

即，产生通电不良的相是不能通电的，且两相驱动时的各通电相的相位偏差π/2(90°)。因此，产生通电不良的相的相电压指令值是“0”，通过将与上述控制相有关的相电压指令值Vx*的符号反转，可以运算余下的另一方通电相的相电压指令值。而且，本实施方式的第2电流控制部24b构成为，将这样运算的各相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**向上述PWM变换部30输出。

在此，本实施方式的相电流指令值运算部33，在两相驱动时，除了与该产生通电不良的相对应的规定的旋转角以外，还运算产生与要求转矩即电机转矩的控制目标值(q轴电流指令值Iq*)对应的电机电流(q轴电流Iq)的相电流指令值Ix*。

具体地是，相电流指令值运算部33，与该产生通电不良的相相对应，基于以下的(1)～(3)式，运算余下两相中的一相的相电流指令值Ix*。

U相通电不良时：

${I_v}^{*}=\frac{{I_q}^{*}}{\sqrt{2}\cos \mathrm{\θ}}\·\·\·\left(1\right)$

V相通电不良时：

${I_u}^{*}=\frac{-{I_q}^{*}}{\sqrt{2}\sin (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{6})}\·\·\·\left(2\right)$

W相通电不良时：

${I_V}^{*}=\frac{{I_q}^{*}}{\sqrt{2}\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{6})}\·\·\·\left(3\right)$

即，利用上述(1)～(3)式，以与产生通电不良的相对应的规定的旋转角θA、θB为渐近线，运算以正割曲线(cosθ的倒数(secθ))或余割曲线(sinθ的倒数(cosecθ))状变化的相电流指令值Ix*(参照图5)。而且，基于以这样的正割曲线或余割曲线状变化的相电流指令值Ix*，执行相电流反馈控制，由此，理论上，除了与该渐近线对应的规定的旋转角θA、θB以外，可以产生与要求转矩(q轴电流指令值Iq*)对应的电机电流(q轴电流值Iq)(参照图6)。

此外，图5和图6是U相通电不良相，V、W相的两相为通电相的情况，在与上述各渐近线对应的两个旋转角中的、电角度0°～360°的范围，若将其值较小方设为旋转角θA，将较大方设为θB，则这种情况下，该各旋转角θA、θB分别为“90°”“270°”。而且，V相为产生通电不良的相情况下的规定旋转角θA、θB分别为“30°”“210°”，W相为产生通电不良的相情况下的规定旋转角θA、θB分别为“150°”“330°”(图略)。

另外，实际上，由于可向各相的电机线圈12u、12v、12w通电的电流(的绝对值)存在上限，所以，在本实施方式中，在上述保护处理部34中，执行将相电流指令值运算部33输出的相电流指令值Ix*限制在规定范围内(-Ix_max≤Ix*≤Ix_max)的保护处理。此外，“Ix_max”是可向X相(U、V、W相)通电的电流值的最大值，该最大值由构成驱动电路18的各开关元件的额定电流等规定。因此，在进行该保护处理的范围(电流限制范围：θ1＜θ＜θ2，θ3＜θ＜θ4)内，该保护处理后的相电流指令值Ix**为该可通电的上限值(Ix_max)或下限值(-Ix_max)而为一定。

总之，本实施方式的微型计算机17，在两相驱动时，为了使以正割曲线或余割曲线状变化的相电流向通过各通电相，执行相电流反馈控制，由此除了在与该渐近线对应的规定的旋转角θA、θB附近设定的电流控制范围(θ1＜θ＜θ2，θ3＜θ＜θ4)，产生与要求转矩对应的电机电流。而且，由此构成为，即使在产生通电不良相时，也不会导致大的转矩脉动的产生，维持良好的转向感不变，继续提供辅助力。

下面，说明基于微型计算机的上述异常判定及控制模式的切换，以及两相驱动时的电机控制信号生成的处理顺序。

如图7的流程图所示，微型计算机17，首先判定是否产生了某些异常(步骤210)，在判定为产生了异常的情况下(步骤201：是)，继续判定该异常是否是控制系统的异常(步骤202)。然后，当在步骤202中，判定为产生了控制异常的情况下(步骤202：是)，判定当前的控制模式是否是两相驱动模式(步骤203)，在不是两相驱动模式的情况下(步骤203：否)，判定该控制系统的异常是否是产生通电不良的相(步骤204)。而且，在判定为产生了通电不良的相的情况下(步骤204：是)，执行以该通电不良的相以外的其余两相为通电相的电机控制信号的输出(两相驱动模式，步骤205)。

如上所述，通过运算与产生通电不良的相对应的规定的旋转角θA、θB为渐近线而按正割曲线或余割曲线变化的相电流指令值，执行基于该相电流指令值的相电流反馈控制，来进行该两相驱动模式下的电机控制信号的输出。

即，如图8的流程图所示，微型计算机17，首先判定产生通电不良的相是否是U相(步骤301)，在是U相的情况下(步骤301：是)，基于上式(1)运算关于V相的相电流指令值Iv*(步骤302)。然后，微型计算机17，针对该相电流指令值Iv*执行保护处理运算，将该保护处理后的相电流指令值Iv**限制在规定范围内(步骤303)。而且，通过执行基于该保护处理后的相电流指令值Iv**的相电流反馈控制，运算关于V相的相电压指令值Vv*(步骤304)，基于该相电压指令值Vv*，运算各相的相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**(Vu**＝0，Vv**＝Vv*、Vw**＝-Vv*，步骤305)。

另一方面，在上述步骤301中，在判定为产生通电不良的相不是U相的情况下(步骤301：否)，微型计算机17，判定产生通电不良的相是V相吗(步骤306)，在产生通电不良的相是V相的情况下(步骤306：是)，基于上述式(2)，运算关于U相的相电流指令值Iu*(步骤307)。然后，微型计算机17，针对该相电流指令值Iu*执行保护处理运算，将该保护处理后的相电流指令值Iu**限制在规定的范围内(步骤308)。而且，执行基于该保护处理后的相电流指令值Iu**的相电流反馈控制(步骤309)，基于通过执行该相电流反馈控制而运算的相电压指令值Vu*，运算各相的相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**(Vu**＝Vu*，Vv**＝0、Vw**＝-Vu*，步骤310)。

另外，在上述步骤306中，在判定为产生通电不良的相不是V相的情况下(步骤306：否)，微型计算机17，基于上述式(3)，运算关于V相的相电流指令值Iv*(步骤311)。然后，通过执行保护处理运算，将该保护处理后的相电流指令值Iv**限制在规定的范围内(步骤312)。而且，执行基于该保护处理后的相电流指令值Iv**的相电流反馈控制(步骤313)，基于通过执行该相电流反馈控制而运算的相电压指令值Vv*，运算其余两相(V、W相)的相电压指令值Vu**、Vw**(Vu**＝-Vv*，Vv**＝-Vv*、Vw**＝0，步骤314)。

而且，微型计算机17，生成基于在上述步骤305、步骤310、或步骤314中运算的各相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**的电机控制信号，输出到驱动电路18(步骤315)。

此外，在上述步骤201中，在判定为没有特别的异常的情况下(步骤201：否)，微型计算机17，如上所述，通过执行d/q坐标系下的电流反馈控制执行电机控制信号的输出(通常控制模式，步骤206)。另外，在上述步骤202中，在判定为产生了控制系统以外的异常的情况下(步骤202：否)，当在步骤203中判定为已经是两相驱动模式的情况下(步骤203：是)，或在上述步骤203中，判定为产生了通电不良相产生以外的异常的情况下(步骤203：否)，微型计算机17，转移到辅助停止模式(步骤207)。而且，执行用于停止电机12的驱动的电机控制信号的输出及电源继电器的开路等。

[旋转角修正控制]

下面对本实施方式中的两相驱动时的旋转角修正(偏移)控制的情况进行说明。

如图3所示，在本实施方式中，在与产生通电不良的相时的两相驱动对应的第2电流控制部24b中设置了旋转角修正控制部40，其为了补偿上述两相驱动时的相电流反馈控制中的相电流指令值Ix*与相电流值Ix之间的相位偏差，而对向该第2电流控制部24b输入的电机12的旋转角(电角度)θ进行修正。而且构成为，基于在该旋转角修正控制部40中修正后的旋转角θ′执行上述相电流反馈控制，由此，使该两相驱动时的电机旋转平稳，并谋求实现没有卡住感的良好的转向感。

即，如本实施方式那样的，在两相驱动时，为使以正割曲线或余割曲线状变化的相电流通过各通电相而进行电流控制的构成中，成为该通电相的各相电流值的符号，隔着与该渐近线对应的各旋转角θA、θB而反转(参照图5)。因此，当在作为电流指令值的相电流指令值Ix*与作为实际电流的相电流值Ix之间存在相位偏差的情况下(参照图9)，当电机12的旋转角θ通过与上述渐近线对应的规定的旋转角θA、θB时，在该规定的旋转角θA、θB附近产生该电流控制中的电流指令值的符号与实际电流值的符号不一致的区域。总之，会存在产生使电机12向反方向旋转的那样的电流的区域，由于该反向的电流的产生妨碍了电机12的平稳旋转，由此，有可能会使电机对转向操作的跟踪性降低，进而，给驾驶员带来所谓的卡住感。

根据这点，本实施方式的微型计算机17(第2电流控制部24b)，在两相驱动时，如上述那样，为了补偿该相电流反馈控制中的相电流指令值Ix*与相电流值Ix之间的相位的偏差，而对成为该相电流反馈控制的基础的电机12的旋转角θ进行修正(偏移)。

若详述，则在本实施方式中，在第2电流控制部24b中设置的旋转角修正控制部40，根据电机12的旋转方向，将旋转角θ向超前方向修正。而且，相电流指令值运算部33，基于该修正后的旋转角θ′运算上述相电流指令值Ix*。

即，在电流控制中，存在如下的倾向：由于存在电机的“间隙”那样的机械上的因素和运算时间的延迟，或者电流控制相位延迟等之类的时间上的延迟因素，在电机中通过的实际电流的相位，比该电流控制中的电流指令值的相位延迟。从而，通过考虑两相驱动时的时间上的延迟因素，根据其旋转方向使旋转角θ向超前方向修改，可以补偿相电流指令值Ix*对相电流值Ix的相位延迟。而且，在本实施方式中，由此，在电机12的旋转角θ通过与上述渐近线对应的规定的旋转角θA、θB时，使在该规定的旋转角θA、θB附近产生的电流指令值的符号与实际电流值的符号不一致的区域缩小，谋求电机旋转的平稳化及提高相对转向操作的跟踪性。

若更详述，则如图10所示，本实施方式的旋转角修正控制部40，具有：基础修正量运算部41，其按照电机12的旋转方向，运算用于将旋转角θ向超前方向修正的基础修正量ε1；旋转角速度修正量运算部42，其运算用于根据电机12的旋转角速度对旋转角θ进行修正的旋转角速度修正量ε2。

向本实施方式的基础修正量运算部41输入转向转矩τ，该基础修正量运算部41基于该输入的转向转矩τ(的符号)判定电机12的旋转方向。而且，基于该判定结果，运算用于将向旋转角修正控制部40输入的旋转角θ向超前方向修正的基础修正量ε1。此外，在本实施方式中，使用将转向转矩τ和基础修正量ε1建立了关联的映射41a，通过映射运算，进行该基础修正量运算部41中的电机12的旋转方向判定及基础修正量ε1运算。而且，在本实施方式中，在该映射41a中，将基础修正量ε1设定为与转向转矩τ的符号对应的一定的值。

另外，旋转角速度修正量运算部42，以所检测出电机12的旋转角速度ω越快(绝对值大)，则将旋转角θ向超前方向修正越大的方式，来运算旋转角速度修正量ε2。此外，在本实施方式中，旋转角速度修正量运算部42还具有将旋转角速度ω与旋转角速度修正量ε2建立了关联的映射42a，在该映射42a中，设定为旋转角速度ω的绝对值越大，使旋转角速度修正量ε2的绝对值越大。而且，旋转角速度修正量运算部42，对所输入的旋转角速度ω，通过参照该映射42a，执行旋转角速度修正量ε2的运算。

将基础修正量运算部41运算的基础修正量ε1，及旋转角速度修正量运算部42运算的旋转角速度修正量ε2与旋转角θ一同输入到加法器43，并在该加法器43中使其加入到向旋转角修正控制部40输入的旋转角θ中。即，本实施方式的旋转角修正控制部40，根据电机12的旋转方向将所输入的旋转角θ向超前规定角度方向修正，并且电机12的旋转角速度ω越快向超前方向修正越大。而且将该修正后的旋转角θ′向相电流指令值运算部33输出。

(验证)

下面对上述旋转角修正控制的效用进行验证。

图11及图12，都是表示两驱动时的转向转矩τ和电机的旋转角速度ω之间的关系即相对转向操作的电机的跟踪性的曲线图。图11是未进行上述旋转角修正控制情况下的曲线图，图12是进行了上述旋转角修正控制情况下的曲线图。此外，在这些图中，用虚线表示的波形L表示转向转矩τ的变化，用实线表示的波形M表示电机的旋转角速度ω的变化。

如图11所示，在未进行上述旋转角修正控制的情况下，向左右比较慢地进行了转向操作的情况下(区间t2)，及向左右快速地进行了转向操作的情况下(区间t3)，电机的旋转角速度ω相对转向转矩τ的变化的跟踪性都低。而且，特别地，在慢慢地进行了转向操作的情况下(区间t1)，即使转向转矩τ的值到达了其检测极限(|τ0|，也只是输出极小的旋转角速度ω。即，电机几乎不旋转，是产生了所谓的卡住的状态。

与此相反，在进行了上述旋转角修正控制的情况下，如图12所示，向左右比较慢地进行了转向操作的情况下(区间t5、t7)，及向左右快速地进行了转向操作的情况下(区间t6、t8)，电机的旋转角速度ω对于转向转矩τ的变化的跟踪性都高。而且，特别地即使在慢慢地进行了转向操作的情况下(区间t4)，电机的旋转角速度ω也可以跟踪该转向操作。

即，通过执行上述旋转角修正控制，当电机12的旋转角θ通过与上述渐近线对应的规定的旋转角θA、θB时，可以缩小在该规定的旋转角θA、θB附近产生的电流指令值的符号与实际电流值的符号不一致的区域，抑制产生使电机12向反方向旋转的那样的电流。而且，由此可以推测，通过可以保证平稳的电机旋转，实现了上述那样的对转向操作的优良的跟踪性。另外，在图12的曲线图中，没有出现到达不伴随旋转角速度ω(的绝对值)的上升的转向转矩τ的检测极限(|τ0|)的情况。因此，根据这点，也可以说实现了无卡住感的良好的转向感。

以上，根据本实施方式，可以得到以下的作用、效果。

(1)微型计算机17，当在电机12的任意一相产生了通电不良的情况下，以该产生通电不良的相以外的两相作为通电相，为了在该各通电相中，产生以与该产生通电不良的相相对应的规定的旋转角为渐近线以正割曲线或余割曲线状变化的相电流，执行电流控制，由此，继续该电机控制信号的输出。另外，微型计算机17，具有可以对所输入的电机12的旋转角θ进行修正(偏移)的旋转角修正控制部40。而且，在以上述产生通电不良的相以外的两相为通电相的两相驱动时，为了对作为该电流控制中的电流指令值的相电流指令值Ix*与作为实际的电流值的相电流值Ix之间的相位的偏差进行补偿，而对成为该电流控制的基础的旋转角θ进行修正。

根据上述构成，可以除了与渐近线对应的规定的旋转角θA、θB(及在其附近设定的电流控制范围)以外，可以产生与要求转矩(q轴电流指令值Iq*)对应的电机电流(q轴电流值Iq)。其结果，即使在产生通电不良的相时，也可以不会导致产生大的转矩脉动，确保在高的输出性能的状态下继续提供电机驱动即辅助力。另外，通过补偿两相驱动时的电流指令值和相电流值之间的相位偏差，在旋转角电机θ通过与上述渐近线对应的规定的旋转角θA、θB时，可以缩小在该规定的旋转角θA、θB附近产生的电流指令值的符号与实际电流值的符号不一致的区域，抑制使电机12向反方向旋转的那样的电流的产生。而且，由此，通过保证平稳的电机旋转，可以实现具有相对转向操作的优越的跟踪性，且无卡住感的良好的转向感。

(2)旋转角修正控制部40，根据电机12的旋转方向将旋转角θ向超前方向修正。

即，在电流控制中，存在如下的倾向：由于存在电机的“间隙”那样的机械上的因素和运算时间的延迟，或者电流控制相位延迟等之类的时间上的延迟因素，在电机中通过的实际电流的相位，比该电流控制中的电流指令值的相位延迟。从而，通过考虑两相驱动时的时间上的延迟因素，根据其旋转方向使旋转角θ向超前方向修正，可以补偿实际电流值相对电流指令值的相位延迟。

(3)旋转角修正控制部40，在电机12的旋转角速度ω越快时将旋转角θ向超前方向修正越大。

即，电机12的旋转角速度ω越快，起因于时间上的延迟因素的、实际电流值相对电流指令值的相位延迟就越明显。从而，根据上述构成，可以以更高的精度补偿实际电流值对电流指令值的相位延迟。

(4)微型计算机17具有：第1电流控制部24a，其通过执行d/q坐标系下的电流反馈控制来运算三相的相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*；第2电流控制部24b，其通过执行相电流反馈控制来运算各相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**。而且，在通常时，基于由该第1电流控制部24a运算的各相电压指令值Vu*、Vv*、Vw*执行电机控制信号的输出，在伴随产生通电不良的两相驱动时，基于由第2电流控制部24b运算的各相电压指令值Vu**、Vv**、Vw**来执行电机控制信号的输出。

即，作为最有影响的时间上的延迟因素之一，可以例举电流反馈控制中的相位延迟。而且，特别是，相电流反馈控制，与d/q坐标系下的电流反馈控制相比，也存在其相位延迟变大的倾向。因此，如上所述的构成，在两相驱动时，通过将上述(1)～(3)的构成适用到通过执行相电流反馈控制进行电机控制信号的输出中，可以得到更显著的效果。

(低速转向时的效果)

下面，关于基于上述本实施方式的构成的旋转角修正控制，详述其低速转向时的效果。

图12中，在上述旋转角修正控制时，关注在慢慢进行了转向操作的情况下，即与低速转向时对应的区间t4中的各波形M、L的变化。在该区间t4中，可以知道，与转向转矩τ及旋转角速度ω的变化对应的波形M、L有高频的振动。而且，该振动不是起因于试验者(驾驶员)的转向操作。

即，即使进行与未进行基于上述本实施方式的构成的旋转角修正的情况(参照图11，区间t1)相同的转向操作，通过进行旋转角修正，表示该旋转角速度ω的变化的波形M也隔着“0”而振动。即，通过执行上述旋转角修正控制，产生了电机12在旋转方向高频地切换的现象。而且，在低速转向时，这样的旋转方向高频地切换的反转动作，成为抑制其产生卡住的主要的机理。

若详述，如图13所示，在两相驱动时，通过在上述规定的旋转角θA、θB附近进行电流限制，在该规定的旋转角θA、θB附近，出现其转向方向的转矩(转向转矩和辅助转矩之和)小于返回方向的反力转矩(轴力)以下的旋转角范围、即其转向速度减速的区间(减速区间：θa＜θ＜θa′，θb＜θ＜θb′)。而且，在低速转向时，该减速区间的存在是产生上述卡住的要因。

即，若将针对减速区间的进入速度设为“ωin”，将离开速度设为“ωout”，及将电机惯性设为“Jm”，将该减速区间中的减速能量设为“-En”，则，根据能量守恒法则，下式(4)成立。

$\frac{1}{2}{J}_m{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{out}}}^2-\frac{1}{2}{J}_m{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{in}}}^2=-E_n\·\·\·\left(4\right)$

此外，所谓这种情况下的“进入速度”，例如是图13中转向方向“从左向右”情况下的旋转角θa处的旋转角速度ω的值，所谓“离开速度”是该旋转角θa′处的旋转角速度ω的值。

因此，为了离开速度ωout比“0”大，即不在该减速区间内停止而通过，该进行速度ωin必须比用下式(5)表示的临界速度ωcr快。

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{or}}=\frac{180}{\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{{2E}_n}{J_m}}\·\·\·\left(5\right)$

即，如图14所示，在该旋转角速度ω为临界速度ωcr以下那样的低速转向时(ω＜ωcr)，不能通过上述减速区间，例如，在该减速区间离开位置即旋转角θa′之前(成为进入角的旋转角θa侧)的旋转角θp，其旋转角速度ω为“0”。在此，在该减速区间中，返回方向的转矩(反力转矩)比转向方向的转矩(转向转矩和辅助转矩之和)大“转向转矩”+“辅助转矩”＜“反力转矩(轴力)”。因此，电机在该旋转角θp处暂时停止后，向返回方向反转。而且，最终，转向方向的转矩和返回方向转矩在平衡旋转角θa处静止(在转向转矩没有特别的变化的情况下)，其结果，变成产生了如图11的区间t1所示那样的、电机的旋转未跟踪转向操作的所谓的卡住的状态。

另一方面，如图12的区间t4所示，在执行上述旋转角修正控制时，未出现产生图11的区间t1所示那样的卡住的情况。而且，取而代之，可以看到电机的旋转方向高频地切换的上述那样的反转动作。

图15是表示旋转角修正控制时的电机旋转角(电角度)及电机旋转角速度的变化的波形图。如该图所示，这种电机的反转动作是在各相电流值的符号反转的上述规定的旋转角θA、θB附近产生。而且可以知道，通过重复该反转动作，电机的旋转角速度ω增大。

即，通过执行基于上述本实施方式的构成的旋转角修正控制，在旋转角速度ω为临界速度ωcr以下那样的低速转向时(ω＜ωcr)，电机在上述规定的旋转角θA、θB附近重复反转动作。而且构成为，在该反转动作的重复中，使旋转角速度ω上升，获得比临界速度ωcr快的进入速度ωin，由此，抑制通过在上述规定的旋转角θA、θB附近产生的减速区间、即卡住的产生。

若更详述，则如上所述，本实施方式的旋转角修正控制部40，运算与转向转矩τ(的符号)、即与转向操作的方向(转向方向)相应的规定的基础修正量ε1及与电机12的旋转角速度ω相应的旋转角速度修正量ε2的两个修正量(参照图10)。而且，图16中(a)(b)是按转向方向表示把这些修正量ε1和旋转角速度修正量ε2重叠的情况即这些修正量的合计与旋转角速度ω之间的关系的图。

如图16中(a)(b)所示，本实施方式的旋转角修正控制部40构成为，在电机12通常旋转时、即在电机12向转向方向旋转的通常状态下，运算将旋转角θ向该超前方向修正的那样的修正量，但是，例外，有时运算将旋转角θ向延迟方向修正的那样的修正量。

具体地是，由基础修正量运算部41运算的基础修正量ε1的值，与其转向方向(转向转矩τ的符号)相应而为一定，但是，旋转角速度修正量运算部42运算的旋转角速度修正量ε2的值随着旋转角速度ω(的绝对值)的上升而增加。因此，在转向方向和电机12的旋转方向是反方向，且旋转角速度ω较小的区域，运算该修正量的符号与旋转角θ的符号不同、即将旋转角θ向其延迟方向修正的那样的修正量。而且，在本实施方式中，通过向其延迟方向修正旋转角，实现上述规定的旋转角θA、θB附近的减速区间的反转动作的重复，及基于此的旋转角速度ω的上升。

即，通过将旋转角θ向延迟方向修正，在上述规定的旋转角θA、θB附近，产生使电机12向与转向方向反方向旋转的那样的实际电流(参照图9)。而且，在本实施方式中，构成为，由此当在规定的旋转角θA、θB附近的减速区间电机的旋转方向反转的情况下，提供辅助该反旋转的那样的与转向方向反方向的辅助力(反辅助)。

此外，图17是按旋转角(电角度)表示作为为了使电机向转向方向旋转的电流指令值的q轴电流指令值Iq*和作为实际电流值的q轴电流值Iq的变化的波形图。在该图17中也可以确认，在规定的旋转角θA、θB附近产生了反辅助。

而且构成为，在重复上述那样的反转动作中，通过将作为反辅助而提供的能量转换成旋转角速度ω，获得超过临界速度ωcr的进入速度ωin，而通过该减速区间。

即，如上所述，在针对减速区间的进入速度ωin(例如，旋转角θa处的旋转角速度ω)为临界速度ωcr以下的情况下，不能通过该减速区间。而且，在中途的旋转角θp1处停止后，向返回方向反旋转(参照图14)。

但是，如图18所示，通过上述那样提供反辅助力，对该反旋转进行辅助，由此，在该反旋转时，以比该进入速度ωin快的旋转角速度ω通过针对减速区间的进入位置(旋转角θa(θp0))。而且，在返回到比该进行位置还位于返回方向的旋转角θp2后，再次向转向方向旋转。这时，由于向该返回方向的反旋转，转向系成为扭转状态，由转矩传感器14检测的转向转矩τ的绝对值变大。而且，通过利用基于该转向转矩τ而运算的大的辅助力再次向转向方向加速，获得比上次进入时快的进入速度ωin、即可以获得比到达作为上次进入时的最大到达点的旋转角θp1还位于超前方向的旋转角θp3的进入速度ωin。

而且构成为，在该再进入时的进入速度ωin为临界速度ωc以下的情况下，即在作为最大到达点的旋转角θp3为减速区间的情况下，通过重复基于这样的反转动作及反辅助提供的加速，获得比临界速度ωcr还快的进入速度ωin，通过该减速区间。

此外，本实施方式也可以如下进行变更。

在本实施方式中，将本发明具体化为电动动力转向装置(EPS)，但，也可以具体化为用于EPS以外的用途的电机控制装置中。

在本实施方式中，作为电机控制装置的ECU11，大体设为具有“通常控制模式”、“辅助停止模式”及“两相驱动模式”的三个控制模式。但是，异常产生时的电机控制模式的方式，不限于这些模式。即，如果是在通电不良相产生时以该产生通电不良的相以外的两相为通电相而执行电机控制的构成，也可以是任意的构成。另外，关于异常检测(判定)的方法，也可以不限定于本实施方式的构成。

在本实施方式中设为，电流指令值运算部23，在两相驱动时，输出关于产生通电不良的相以外的两相中的一相的相电流指令值，电机控制信号生成部24，在运算出关于该相的相电压指令值后，基于此运算其他相的相电压指令值。但是，不限于此，也可以构成为，电流指令值运算部23输出关于产生通电不良的相以外的两相的双方的相电流指令值。

另外，在本实施方式中，基于上述(1)～(3)式，在U相或W相的异常时，运算V相的相电流指令值Iv*，在V相异常时，运算U相的相电流指令值Iu*。但是，不限于此，也可以构成为，在U相或V相异常时，运算W相的相电流指令值(Iw*)，在W相异常时，运算U相的相电流指令值(Iu*)等。此外，这种情况下的各相电流指令值可以通过将上述(1)～(3)式的符号取反而运算。

并且，通电不良产生时的相电流指令值，不一定要与利用上述(1)～(3)式运算时完全相同。即，运算以规定的旋转角为渐近线而略呈正割曲线或略呈余割曲线状变化的、或与此近似地变化的那样的相电流指令值，也可以得到接近本实施方式的效果。但是，基于上述(1)～(3)式而运算相电流指令值时，可以产生与要求转矩最接近的电机电流，当然越是运算与基于该各式而运算的相电流指令值接近的值的方法，越是可以得到更显著的效果。

在本实施方式中，基于转向转矩τ(的符号)即转向操作的方向(转向方向)的基础修正量ε1，在转向方向与电机12的旋转方向一致的情况下，及不一致的情况下的任意情况下，为一定(参照图10及图16中(a)(b))。但是，不限于此，也可以构成为，在与转向方向与电机旋转方向一致的情况不同的情况下，改变基础修正量ε1的大小。例如，可以如图19中(a)(b)所示那样构成为，在转向方向与电机旋转方向不同的情况下，使基础修正量ε1比相同情况下大。

另外，在本实施方式中，在可以通过各相电流的方向进行切换的规定的旋转角θA、θB附近的减速区间的进入速度ωin、即旋转角速度ω比临界速度ωcr还快，且转向方向和电机旋转方向一致的情况下，通过将旋转角θ向超前方向修正，来抑制反辅助的产生并确保平稳的旋转。而且构成为，在旋转角速度ω是临界速度ωcr以下，且转向方向和电机旋转方向不同的情况下，将旋转角θ向延迟方向修正，将由此而产生的反辅助力转换成旋转角速度ω，由此，使进入速度ωin上升到比临界速度ωcr还快的速度，抑制卡住的产生。但是，不限于此，也可以构成为，如图20中(a)(b)所示，只进行转向方向和电机旋转方向一致情况下的向超前方向的旋转角修正，或者，如图21中(a)(b)所示，只进行转向方向和电机旋转方向不同情况下的向延迟方向的旋转角修正。

另外，作为电流控制的方式，也可以不一定是本实施方式那样的三相交流坐标(U、V、W)下的相电流反馈控制。例如，利用以下所示的(6)～(8)式，运算以与产生通电不良的相相对应的规定的旋转角θA，θB为渐近线，以正切曲线(tangent)状变化的d轴电流指令值Id*。而且也可以适用于如下的构成：通过执行基于该d轴电流指令值Id*的d/q坐标系的电流反馈控制，生成电机控制信号(参照图22，该图是U相通电不良时的例子)。另外，不限于反馈控制，也可以适用于通过执行开环控制来执行电机控制信号的输出。

U相通电不良时：

${I_d}^{*}={I_q}^{*}\frac{\sin \mathrm{\θ}}{\cos \mathrm{\θ}}={I_q}^{*}\tan \mathrm{\θ}\·\·\·\left(6\right)$

V相通电不良时：

${I_d}^{*}=-{I_q}^{*}\frac{\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{3})}{\sin (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{6})}={I_q}^{*}\tan (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\·\·\·\left(7\right)$

W相通电不良时：

${I_d}^{*}=-{I_q}^{*}\frac{\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})}{\sin (\mathrm{\θ}+\frac{\mathrm{\π}}{6})}={I_q}^{*}\tan (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\·\·\·\left(8\right)$

在本实施方式中，将基础修正量运算部41设为基于转向转矩τ(的符号)判定电机12的旋转方向。但是，不限于此，也可以基于旋转角速度ω、电流指令值或实际电流值或者辅助控制量等进行电机的旋转方向的判定。

在本实施方式中，将旋转角修正控制部40具有：基础修正量运算部41，根据电机12的旋转方向，运算用于将旋转角θ向超前方向修正的基础修正量ε1；旋转角速度修正量运算部42，根据电机12的旋转角速度ω，运算用于对旋转角θ进行修正的旋转角速度修正量ε2。但是，不限于此，也可以具体化为如下的构成：只进行与电机12的旋转方向相应的旋转角θ的修正或与旋转角速度ω相应的旋转角θ的修正。

Claims (7)

1.一种电动动力转向装置，具有：电机控制信号输出单元，其输出电机控制信号；驱动电路，其基于所述电机控制信号向电机提供三相的驱动电力；异常检测单元，其可检测出在所述电机的各相所产生的通电不良，所述电机控制信号输出单元通过执行基于所述电机的旋转角的电流控制来生成所述电机控制信号，并且在产生所述通电不良时，以该通电不良的相以外的两相为通电相，执行所述电机控制信号的输出，其特征在于，

所述电机控制信号输出单元在产生所述通电不良时，为了对所述各通电相通过以与所述产生通电不良的相相对应的规定的旋转角作为渐近线、以正割曲线或余割曲线状变化的相电流，而进行所述电流控制，并且为了补偿该电流控制中的电流指令值和实际电流值之间的相位的偏差而按照转向方向对所述旋转角进行修正。

2.如权利要求1所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电机控制信号输出单元，在转向方向与所述电机的旋转方向不同的情况下，在延迟方向修改所述旋转角。

3.如权利要求1所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电机控制信号输出单元，在转向方向与所述电机的旋转方向一致的情况下，在超前方向修正所述旋转角。

4.如权利要求2所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电机控制信号输出单元，在转向方向与所述电机的旋转方向一致的情况下，在超前方向修正所述旋转角。

5.如权利要求1至3中任一项所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电机控制信号输出单元，所述电机的旋转角速度越快，使所述旋转角在超前方向修正越大。

6.如权利要求5所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电机控制信号输出单元，其在产生所述通电不良时的所述电流控制是电流反馈控制。

7.如权利要求6所述的电动动力转向装置，其特征在于，

所述电机控制信号输出单元，作为所述电流控制，在未产生所述通电不良时，执行d/q坐标系下的电流反馈控制，在产生了所述通电不良时，执行相电流反馈控制。

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