CN101273567A - 交叉极化干扰消除方法和交叉极化干扰消除设备 - Google Patents

Abstract

本发明的一种交叉极化干扰消除设备包括：误差检测器(26)，用于提取已解调信号与指示主极化的理想状态的接收信号之间的差，并输出指示所提取的差的误差信号，所述已解调信号作为对其进行交叉极化干扰补偿的主极化信号；相位噪声检测器(27)，用于通过将交叉极化干扰补偿信号与该误差信号进行比较，来输出相位噪声差，所述交叉极化干扰补偿信号作为对其进行交叉极化干扰补偿的相反极化信号；控制信号发生器，用于产生与相位噪声差相对应的控制信号；以及相位旋转器(18’)，放置在用于产生交叉极化干扰补偿信号的交叉极化干扰消除器之前或之后，用于响应于控制信号的输入，沿着抑制相位噪声差的方向来控制交叉极化干扰补偿信号的相位。

Description

交叉极化干扰消除方法和交叉极化干扰消除设备

技术领域

本发明涉及一种用于消除交叉极化波之间的干扰的技术，具体地，涉及一种优选的交叉极化干扰消除方法和交叉极化干扰消除设备，其适用于作为固定微波通信等的同信道传输系统中的传输装置。

背景技术

作为一种用于消除同信道传统系统的传输装置中的交叉极化干扰的方法，已经使用了XPIC(交叉极化消除器)(见日本专利申请特开2000-165339：下面将此公布称为专利文献1)。这种方案通过参考相反极化的接收信号信号来产生用于消除来自相对于可观察的极化波(下面将其称为主极化)的正交极化波(下面将其称为相反极化)的干扰信号的信号，以及通过将该信号添加到接收信号，来执行对交叉极化干扰的消除。

为了操作XPIC，必须使干扰波与主极化接收信号的载波分量同步。在准相干检测系统中，用于执行与接收机侧上的本地信号的同步的接收本地同步方案是优选的。在接收本地同步方案的情况下，不必同步发射机侧的本地信号。

作为一种用于在相干传输系统中使用XPIC时实现接收本地同步的方法，存在公共本地方案和基准同步方案。该公共本地方案将来自单个RF本地振荡器的输出分为两个极化，并将其提供给接收机，用于各个极化波。基准同步方案将来自低频基准振荡器的输出提供给接收机中针对每一极化的每一分离的RF本地振荡器(LO)，因此每一本地振荡器与基准振荡器同步地产生RF本地信号，由此针对每一极化，执行与本地信号的同步。

在公共本地方案中，因为将来自单个RF本地振荡器的输出分成两个部分，以提供给不同极化接收机，所以RF本地信号的相位噪声不影响XPIC特性。然而，如果该RF本地振荡器出现故障，则通过两个极化的通信停止，因此这在通信路径可靠性方面是不利的。

另一方面，在基准同步方案中，由于每一极化接收机包括其自身的本地振荡器，因此，如果其中之一出现故障，没有出现故障的另一个极化的传输路径将不会停止。因此，这种方法在通信路径可靠性方面是有利的。然而，在这种方法中，来自RF本地振荡器的相位噪声导致交叉极化干扰消除特性的恶化。为此，使用相位噪声较低的RF本地振荡器，但是这种相位噪声较低的振荡器成本较高，因此考虑到成本，这种方案是不利的。

将描述一种传统的交叉极化干扰消除方法。

图1是示出了使用公共本地方案的同信道传输系统的传统示例的图。混频器1，1’和振荡器2，2’将使用V(垂直)-极化和H(水平)-极化传输的IF(中频)信号转换为RF信号，将从天线3，3’发送出RF信号。所发送的信号由接收机侧接收天线4，4’接收。这里，为了便于描述，分别示出天线对3，3’和4，4’，以对应于各个极化。然而，实际上，3，3’和4，4’分别由单个天线组成。

在图1的公共本地方案中，对来自单个本地振荡器6的输出进行分流，并用作RF本地信号，以将RF信号转换为IF信号。

图2是示出了本地振荡器6的内部配置示例的图。本地振荡器6包括：基准振荡器14，输出低频信号作为基准；相位比较器(PD：相位检测器)15；压控振荡器16和分频器17。相位比较器15的输入是来自基准振荡器14的输出以及通过分频器17对来自压控振荡器16的输出进行分频所获得的信号。由于相位比较器15的输出是到压控振荡器16的输入，因此压控振荡器16构成了对基准振荡器14的频率进行n次振荡的PLL(锁相环)。将压控振荡器16的输出用作RF本地信号。

在图1中，混频器5，5’将通过天线4，4’输入到接收机的RF信号转换为IF信号，并将其输入至正交解调器8，8’。本地振荡器7，7’对正交解调器8，8’的信号输入进行正交解调，然后将正交解调后的信号输入至DEM(解调器)9，9’，在DEM(解调器)9，9’，通过载波再现、时钟再现等对信号进行处理。将解调后的结果作为主信号输出至加法器10，10’。

另一方面，来自相反极化侧输入的IF信号也是正交解调器11，11’的输入，因此将正交解调得到的信号输入至交叉极化干扰消除器(下面将其称为XPIC)12，12’。在XPIC 12，12’中，检测已通过在传输路径中出现的交叉极化干扰对主极化信号进行干扰的相反极化信号，以产生并输出用于消除该相反极化信号的信号。EPS(无限移相器)13，13’将从XPIC 12，12’输出的信号关于其相位旋转调整至主信号侧，并在加法器10，10’处将该结果添加至主信号，由此补偿交叉极化干扰。

图3是详细示出了正交解调器8和11输出端的部分下游的一个构造示例的电路框图。在图3中，复数乘法器18、载波相位比较器(CarrPD)20、环路滤波器(Carr LPF)21、累加器(Acc)22和SIN/COS表23构成了载波再现PLL，并且这个环路再现载波。

在XPIC 24中，如果存在相反极化输入，则产生用于消除干扰主极化的交叉极化干扰分量的信号。为了使混和于主极化的干扰波的载波相位与从XPIC 24输出的补偿信号的载波相关匹配，复数乘法器18’使来自XPIC 24的输出信号旋转与主极化的旋转角度相同的角度。在加法器19处，将来自复数乘法器18’的输出添加至主极化，以消除交叉极化干扰。复数乘法器18’对应于相位旋转器。

由于在这种公共本地方案的情况下，公共本地振荡器6提供用于每一极化接收机的本地信号，因此将受相位噪声φ1影响的V-极化(即，信号V(φ1))和由于交叉极化干扰而混合并受相位噪声φ1影响的H-极化信号(H(φ1))输入至V-极化接收机。此外，关于相反极化输入，以H(φ1)的形式提供受相位噪声φ1影响的H-极化信号。这里，关于相反极化信号重干扰了主极化的载波分量与相反极化信号中的接收信号的载波分量之间的关系，因为将来自本地振荡器6的相同输出用于处理，所以它们在频率和相位方面都是完全相同的。

混合于主极化的相反极化分量的相位噪声分量是φ1，而相反极化侧的接收信号的相位噪声也是φ1，因此在这两个信号之间不存在由于相位噪声而噪声的相位差。如图1所示的XPIC 12可以产生相位稳定的校正信号，而在产生校正信号时不受相位噪声的任何影响。即，在这个方案中，来自本地振荡器的相位噪声将不影响交叉极化干扰消除的能力。

然而，如上所述，公共本地方案存在的问题是，因为将来自本地振荡器6的输出进行分流使用，所以如果本地振荡器6出现故障，则经由两个极化的通信都将突然停止。这个特征在保障通信路径可靠性方面是不利的。

图4是示出了采用基准同步方案的同信道传输系统的配置示例的图。如图4所示，这种配置与图1中的公共本地方案相同，除了每一极化接收机包括本地振荡器6或6’。在基准同步方案中，每一极化接收机包括本地振荡器6，6’。然后，为了使本地振荡器6，6’的频率相互同步，对来自低频基准振荡器25的、要作为基准的基准信号的输出进行分流，使得每一本地振荡器6，6’都能够产生于基准信号同步的本地信号。利用这个架构，如果本地振荡器6，6’之一出现故障，则经由没有断开的另一极化的传输路径将不会切断。

图5是示出了用于基准同步方案的本地振荡器6，6’的配置示例的图。如图5所示，本地振荡器6，6’包括相位比较器15、压控振荡器16和分频器17。相位比较器15的输入是低频基准信号以及通过分频器17对来自压控振荡器16的输出进行n次分频所获得的信号。由于相位比较器15的输出是对压控振荡器16的输入，因此压控振荡器16构成了对所输入的基准信号的频率进行n次振荡的PLL。将压控振荡器16的输出用作RF本地信号。在基准同步方案中，由不同的PLL产生用于极化的本地信号，因此出现的相位噪声彼此之间不具有相关性。

相应地，在基准同步方案中，由于涉及V/H极化接收机的独立本地振荡器6，6’的相位噪声，从这些本地振荡器6，6’输出的本地信号之间的相位关系一直在改变。因此，在混合于主极化的相反极化分量的相位与相反极化侧的接收信号的相位之间，存在影响本地振荡器6，6’的相位噪声之差的相位改变。更具体地，如图4所示，在将受本地振荡器6中出现的相位噪声φ1影响的V-极化接收线中的信号表示为V(φ1)时，来自干扰了传输路径中的V-极化的H-极化的分量受到在本地振荡器6中出现的相位噪声φ1的影响，构成H(φ1)。因此，将作为交叉极化干扰结果的信号V(φ1)+H(φ1)输入至V-极化接收线。

另一方面，在XPIC 12中，输入受来自H-极化接收线的本地振荡器6’的相位噪声φ2的影响的H-极化的接收信号(称为H(φ2))。这里，为简单起见，将不考虑V-极化对H-极化的干扰。XPIC 12根据名为H(φ2)的相反极化输入，产生用于消除干扰主极化输入的H(φ1)。同时，XPIC 12甚至不得不通过考虑相差(φ1-φ2)来产生校正信号。由于XPIC通常具有相位旋转功能，因此可以在该相差的时间变化比XPIC操作的时间常数慢时，执行根据源自相位噪声的相差(φ1-φ2)的校正。然而，如果由于相位噪声，出现了超过XPIC的时间常数的相位改变，则XPIC可以实现适当的补偿，于是出现特性下降。

利用图6描述上述行为。图6是示出了RF本地信号中的相位噪声的行为的图，其表示已本地信号的振荡频率为中心的频率。这示出了，频率离中心越远，则功率密度变得越低，以及频率离中心越远，则相位噪声的频率分量变得越小。可以由XPIC来跟随有限低频区域中的相位噪声分量，并且可以补偿该相位噪声的影响。

然而，XPIC无法作用于超过XPIC可以跟随相位噪声的范围的区域，因此该相位噪声分量直接从XPIC输出。因此，在将XPIC输出添加至主极化信号时，其将与主极化中的干扰波的相位不匹配，从而产生补偿误差，导致特性恶化。如果使更新XPIC抽头系数的时间常数变大，则可以增加跟随相位噪声的速度。然而，这增大了从XPIC本身产生的噪声，因此在实际上，增加XPIC的时间常数是有限制的。为此，当使用基于基准同步方案的XPIC时，必需使用提供较低相位噪声图的昂贵的本地振荡器。

发明内容

如上所述，当采用公共本地方案作为实现接收本地同步的方法时，在同信道传输系统中使用XPIC时，存在来自本地振荡器的相位噪声将不影响交叉极化干扰消除的能力的优点。然而，因为将来自单个本地振荡器的输入进行分流使用，所以存在问题，如果该本地振荡器出现故障，则通过两个计划的通信都将停止。这在通信路径可靠性方面是不利的。

另一方面，在其中为每一极化接收机所提供的本地振荡器是基于来自基准振荡器的信号而频率同步的基准同步方面具有优点：如果一个本地振荡器出现故障，则可以保障经由另一极化的通信路径。然而，尽管提供给每一个极化接收机的本地振荡器是基于来自基准振荡器的信号而频率同步的，但是每一个本地振荡器所涉及的相位噪声相互不相关。相应地，出现了来自每一个本地振荡器的相位噪声导致特性恶化的问题。为了对抗特性恶化，需要使用提供较低噪声相位图的高成本的本地振荡器。

考虑到上述问题，本发明的目的是提供一种交叉极化干扰消除方法和设备，其能够消除来自具有较高相位噪声电平的本地振荡器的相位噪声的影响，并且能够防止相位噪声使交叉极化干扰消除能力的恶化，即使在使用低成本振荡器的情况下。

本发明的交叉极化干扰消除方法是一种基于接收本地同步方案的交叉极化干扰消除方法，用于消除主极化与相反极化之间的干扰，该方法包括以下步骤：通过将误差信号与对其进行了交叉极化干扰补偿的相反极化信号进行比较，提取作为接收机侧本地振荡器中的主极化与相反极化之间的相位噪声差的第一相位噪声差，所述误差信号指示了作为对其进行交叉极化干扰补偿的主极化信号的已解调信号与指示主极化的理想状态的接收信号之间的差，；以及通过使用第一相位噪声差，抑制作为在交叉极化干扰补偿信号中所包含的相位噪声差的第二相位噪声差。

本发明的另一交叉极化干扰消除方法是一种基于接收本地同步方案的交叉极化干扰消除方法，用于消除主极化与相反极化之间的干扰，该方法包括以下步骤：通过将误差信号与对其进行了交叉极化干扰补偿的相反极化信号进行比较，提取接收机侧本地振荡器中的主极化与相反极化之间的相位噪声差的第一相位噪声差，所述误差信号指示了作为对其进行交叉极化干扰补偿的主极化信号的已解调信号与指示主极化的理想状态的接收信号之间的差；以及通过使用第一相位噪声差，抑制作为在相反极化信号中所包含的相位噪声差的第二相位噪声差，基于该相反极化信号产生交叉极化干扰补偿信号。

此外，在上述本发明的交叉极化干扰消除方法中，当交叉极化干扰补偿信号的矢量是相位旋转角坐标上的a’，而误差信号的矢量是相位旋转角坐标上的e时，可以通过下式提取第一相位噪声差θ

θ＝π-2×(∠a’oe)，

(∠a’oe是矢量a’与矢量e之间的角度，包括旋转方向)。

此外，作为接收本地同步方案，在对抗由针对主极化和相反极化的接收机侧本地振荡器之间的相位噪声差所产生的特性恶化中，本发明在基准同步方案的XPIC(具体地，其中相位噪声有待解决)中的应用显著优选。

另一方面，本发明的交叉极化干扰设备是一种基于接收本地同步方案的交叉极化干扰消除设备，用于消除主极化与相反极化之间的干扰，该设备包括：误差检测器，用于提取作为对其进行交叉极化干扰补偿的主极化信号的已解调信号与指示主极化的理想状态的接收信号之间的差，并输出指示所提取的差的误差信号；相位噪声检测器，用于通过将作为对其进行了交叉极化干扰补偿的相反极化信号的交叉极化干扰补偿信号与该误差信号进行比较，输出相位噪声差；控制信号发生器，用于产生与该相位噪声差相对应的控制信号；以及相位转旋器，放置在用于产生交叉极化干扰补偿信号的交叉极化干扰消除器之前或之后，用于响应于控制信号的输入，沿着抑制相位噪声差的方向控制所述交叉极化干扰补偿信号的相位。

一般而言，交叉极化干扰消除器(XPIC)使用自适应控制的FIR(有限冲击响应)滤波器。为了抑制由于噪声所产生的对控制信号的极性变化的影响，抽头系统发生器具有相对大的时间常数。另一方面，相位旋转器通过仅保持幅度不变而改变旋转方向，集中于将相位旋转作为它的可控参数，因此可以期望高速的时间常数。

此外，因为相位噪声在本地信号上的影响通常主要引起相位的改变，而对幅度的变化很小，所以相位旋转器对相位的控制使得很容易跟随本地信号的相位噪声所引起的高速相位改变。

为此，根据本发明，XPIC和相位旋转器的组合提供了在其中相位噪声分量由相位旋转器所吸收的架构，该相位旋转器由于相位噪声差相对应的信号所控制，而幅度方面的其它改变由XPIC本身调整，从而可以抑制相位噪声的影响。

在本发明中，由于提供了一种装置，用于根据接收信号来检测接收机侧本地振荡器中针对主极化和相反极化的相位噪声之间的差、并基于检测结果抑制交叉极化干扰补偿信号中所包含的相位噪声差，因此XPIC不再需要跟随相位噪声差。

此外，由于与基于XPIC内的抽头系统的改变的相位旋转相比，用于抑制相位噪声差的相位旋转器具有较少参数，因此可以使用于控制的时间常数变小。据此，可以使XPIC的时间常数相应地变大，因此可以在将XPIC的时间常数设置为更小时，抑制来自XPIC本身的噪声。

此外，在本发明中，在相位噪声有待解决的基准同步方案的XPIC中，通过相位噪声检测器检测本地信号之间的相位噪声差、并由被提供于XPIC输出端处的相位旋转器给出将消除相位噪声的相位旋转，来调整混合于主优化侧的干扰分量的相位。相应地，即使在基准同步方案中，也可以创建在其中干扰波的载波分量与补偿信号的载波分量之间的相位关系是稳定的条件，因此可以通过跟随较高频率分量的相位噪声来防止相位噪声对交叉极化干扰消除的恶化。

此外，当使用存在相对大相位噪声的低成本RF本地振荡器来构建基准同步方案中的XPIC时，可以防止基于相位噪声的交叉优化干扰消除能力的下降。

附图说明

图1是采用公共本地方案的同信道传输系统的配置示例的图。

图2是用于公共本地方案的RF本地振荡器内部的配置示例的图。

图3是详细示出了在图1所示的交叉极化干扰消除设备中的正交解调器的输出端的部分下游的构造示例的电路框图。

图4是示出了采用基准同步方案的同信道传输系统的配置示例的图。

图5是示出了用于基准同步方案的本地振荡器的配置示例的图。

图6是示出了RF本地信号中的相位噪声的性态的图。

图7是示出了本发明的第一示例性实施例的框图。

图8A是用于演示第一示例性实施例中的补偿相位噪声的原理的图。

图8B是用于演示第一示例性实施例中的补偿相位噪声的原理的图。

图8C是用于演示第一示例性实施例中的补偿相位噪声的原理的图。

图9A是用于演示第一示例性实施例中的补偿相位噪声的原理的图。

图9B是用于演示第一示例性实施例中的补偿相位噪声的原理的图。

图10是用于概述第二示例性实施例中的交叉极化干扰消除方法的流程图。

图11是示出了本发明的第二示例性实施例的框图。

图12是示出了本发明的第三示例性实施例的框图。

图13是用于概述第三示例性实施例中的交叉极化干扰消除防范的流程图。

图14是示出了本发明的第四示例性实施例的整体框图。

图15是示出了第四示例性实施例中的正交解调器的输出端的配置下游。

附图标记的描述

1，1’，5，5’混频器

2，2’振荡器

3，3’，4，4’天线

6，6’，7，7’本地振荡器

8，8’，11，11’正交解调器

9，9’DEM

10，10’，19，19加法器

12，12’，24交叉极化干扰消除器(XPIC)

13，13’EPS

14，25基准振荡器

15相位比较器

16压控振荡器

17分频器

18，18’复数乘法器

20载波相位比较器

21环路滤波器

22，22’累加器

23，23’SIN/COS表

26误差检测器

27相位噪声检测器

28乘法器

具体实施方式

(第一示例性实施例)

将描述本发明的第一示例性实施例的交叉极化干扰消除设备。图7是示出了第一示例性实施例的交叉极化干扰消除设备的基础部分的框图，其中示出了在图4中所示的正交解调器8和11的输出端的部分下游。正交解调器8和11的配置上游如图4所示。被分配了与图3所示的传统示例中的相同的附图标记的框具有相同功能，除了该输入控制信号存在部分不同。

首先，将描述用于图7中所示的组件之间的信号传输的连接。

如图7所示，复数乘法器18的输出侧连接至加法器19。连接至加法器19的输出侧的是用于传输已解调信号的信号线。载波相位检测器(Carr PD)20和误差检测器26连接至该信号线。

载波相位检测器20的输出侧经由环路滤波器(Carr LPF)21连接至累加器22。将来自累加器22的输出信号线分成两路，其中的一条信号线经由SIN/COS表23连接至复数乘法器18。

XPIC 24的输入是相反极化信号。复数乘法器18’连接至XPIC 24的输出侧。将来自复数乘法器18’的输出信号线分成两路，其中的一条信号线连接至加法器19。

将来自误差检测器26的输出信号线分成两路，其中的一条信号线连接至相位噪声检测器27。另一条信号线连接至XPIC 24。上述复数乘法器18’中的两条分路的输出信号线中的另一条信号线连接至相位噪声检测器27。相位噪声检测器27的输出侧经由乘法器28和累加器22’连接至加法器29。

上述累加器22中的两条分路的输出信号线中的另一条信号线连接至加法器29。加法器29的输出侧经由SIN/COS表23’连接至复数乘法器18’。

下面，将描述各个组件。

复数乘法器18校正输入主极化信号的载波相位，并输出与其载波相位同步的信号。载波相位检测器20检测输入的已解调信号的相位误差。环路滤波器21从接收自载波相位检测器29的信号中移除高频分量，并将结果输出至累加器22。累加器22产生并输出具有与接收自环路滤波器21的信号的幅值相对应的频率的锯齿波。SIN/COS表23选择用于指示输出自累加器22的锯齿波的相位旋转角度的SIN/COS信号，并将其输出至复数乘法器18。

XPIC 24包括典型的自适应控制的FIR，并在输入相反极化信号时，通过参考接收自误差检测器26的信号来产生用于消除混合于主极化的相反极化信号的信号。预先寄存在误差检测器26中的是指示复数乘法器18中的主极化信号的理想相位旋转角度的信息。例如，该信息由坐标上示出了相位旋转角度的格点的位置来表示。误差检测器26确定接收到的已解调信号的相位与所寄存的理想相位之差，并输出指示该相位差的误差信号。

相位噪声检测器27基于来自复数乘法器18’的输出以及在误差检测器26中确定的误差，来确定用于指示相位噪声分量的相位方向的相位噪声差。

乘法器28以预定方式，对作为信息段包括在接收自相位噪声检测器27的信号中的相位噪声差进行加权，以据此调整相位噪声差的控制量，以实现对补偿的最优控制。将包括关于加权的相位噪声差的信息的信号输出给累加器22’。

累加器22’从接收自乘法器28的信号中读出关于相位噪声差的信息，对相位噪声差进行积分，并根据所积分的相位噪声差来确定指示所要校正的相位角度的相位补偿角度，然后将其发送至加法器29。注意，乘法器28和累加器22’构成了控制信号发生器。输出自控制信号发生器的信号对应于本发明的控制信号。

当输入关于相位旋转角度和相位补偿角度的和的信息时，SIN/COS表23’选择指示与来自该表的信息相对应的相位角度的SIN/COS信号，并将其发送至复数乘法器18’。

复数乘法器18’根据接收自SIN/COS表23’的SIN/COS信号来校正该信号的相位角度。注意，该复数乘法器18’对应于本发明的相位旋转器。

接下来，将简要地描述本示例性实施例中的交叉极化干扰消除设备中的信号流。

复数乘法器18校正主极化输入信号的载波相位，以使其输出与其载波同步。将输出自加法器19的已解调信号输入至载波相位检测器20，并由载波相位检测器20检测相位误差。环路滤波器21从检测到的相位误差信号中移除高频分量，并将结果信号输入至累加器22。

累加器22的输出是具有与输入信号的幅值相对应的频率的锯齿波。该锯齿波表示复数乘法器18中的主极化信号的相位旋转角度。相应地，在SIN/COS表23处，从该表中选择指示输出自累加器22的相位旋转角度的SIN/COS信号，并将该SIN/COS信号输入至复数乘法器18。这里，累加器22和SIN/COS表23构成了数控振荡器(NCO)。从载波相位检测器20到SIN/COS表23的电路构成了用于执行载波再现的PLL(锁相环)。

另一方面，在将相反极化信号输入XPIC 24时，在XPIC 24中产生用于消除已混合于主极化的交叉极化的干扰波的信号。在将来自XPIC24的输出输入至复数乘法器18’时，该信号经受相位校正，并被从复数乘法器18’中输出。将在复数乘法器18’进行相位校正的信号分成两路，在加法器19中，将其中一个信号添加给主信号，而将另一个信号输入至相位噪声检测器27。

误差检测器26根据指示理想接收信号关于输出自加法器19的已解调信号的相位的格点来确定误差，并输出指示该误差的误差信号。相位噪声检测器27基于来自复数乘法器18’的输出和在误差检测器26处确定的误差信号，确定指示相位噪声分量的相位方向的相位噪声差。稍后将详细描述确定相位噪声差的特定示例。为了简要描述本发明，在将来自复数乘法器18’的输出表示成相位旋转角度坐标上的矢量a’，以及将误差检测器26的误差信号输出表示成相位旋转角度坐标上的矢量e时，可以根据矢量a’最初所位于的位置(-a)，依据下式确定相位噪声差：

θ＝π-2×(∠a’oe)。

将包含关于所确定的相位噪声差的信息的相位差信号输入至乘法器28。乘法器28使用系数b将噪声相位差加权为所确定的相位噪声的相位差，以调整控制量，从而实现对补偿的最优控制。在累加器22’处，对指示所调整的控制量的校正控制信号进行积分，并输出结果信号作为指示所要校正的相位角度的相位补偿角度。

在将包含关于输出自累加器22’的相位补偿角度的信息的校正角度信号输入至加法器29时，在加法器处，将相位补偿信号添加至主信号侧的相位旋转角度，并将结果信号输入至SIN/COS表23’。然后，在将从SIN/COS表23’获得的SIN/COS信号输入至复数乘法器18’时，在复数乘法器18’处，对输入自XPIC 24的信号进行相位校正。

接下来，将描述本示例性实施例的交叉极化干扰消除设备的操作。图8和9是用于演示本示例性实施例中的消除相位噪声的原理的图。

由载波相位检测器20、环路滤波器21、累加器22、SIN/COS表23和复数乘法器18所构成的环路是载波再现PLL。载波相位检测器20输出当前载波相位与理想相位的误差。在将输出信号提供给环路滤波器21时，环路滤波器21从该信号中移除高频分量，并将其转换为频率信号。当载波相位检测器20确定该频率信号在相位上处于输出信号的相位之前时，复数乘法器18在沿延迟载波相位(延迟频率)的方向调整相位旋转速度。以这样的方式，建立载波同步。

XPIC 24通过计算来自信号点的误差信号(根据由误差检测器26从主极化信号中解调得到的信号检测的)与输入到XPIC 24的相反极化信号输入之间的相关性，检测已混合于主信号中的相反极化信号，由此产生信号，以补偿该相反极化信号。例如，在专利文献1中公开了XPIC 24的操作细节，因此这里忽略详细描述。

误差检测器26检测误差矢量，作为指示了接收信号的实际位置与假设主极化信号所处于的位置(格点)之间的差的矢量。相位噪声检测器27确定由误差检测器26所计算的误差矢量与输入自复数乘法器18’的极化干扰信号的交叉极化干扰信号之间的相位差，并输出误差信号。该误差信号反映主极化与相反极化之间的相位噪声差。

如图9A所示，XPIC 24调整干扰了主信号的相反极化信号的幅度和相位，并输出结果信号。另一方面，在图9B中所示的基准同步方案，当存在产生相位噪声的原因时，混合于主信号的相反极化分量和从相反极化输入XPIC的信号在相位上随时间改变。在这种情况下，XPIC 24应随时校正相位噪声的相位改变，但是XPIC的时间常数与相位噪声的频率特性相比较小，因此，相位噪声的相位变化中无法被跟随的部分呈现为特性恶化。

如图8A所示(以图8A中的QPSK的示例示出)，XPIC 24通过从已经受交叉极化干扰的接收信号减去根据相反极化信号所产生的干扰补偿信号。在图8A中，将干扰分量a混入原始信号(指示理想信号)D，构成了偏离原始形状的接收信号。(四点QPSK)。XPIC 24产生用以抵消该干扰分量a的消除分量a’(＝-a)。将XPIC输出添加给经受干扰的接收信号可以产生其交叉极化干扰已被移除的接收信号。

当存在相位噪声的影响时，干扰分量a和消除分量a’的分量连续从一个时刻变到另一时刻，尽管这两个分量平均起来彼此相反。当方向上的改变较慢时，如图8所示，由XPIC 24的补偿功能产生呈现出在方向上彼此相反的干扰分量a和消除分量a’的信号。然而，当方向变化超过XPIC 24的处理速度时，如图8C所示，干扰分量a和消除分量a’不再被准确地定向为彼此相反。因此，出现无法补偿的误差e，这最终移动接收信号点，从而使接收机的特性恶化。

如图8C所示，在与干扰分量相对应的干扰波a、与消除分量相对应的补偿信号a’以及补偿误差e之中，实际上能被检测或观察到的是补偿误差e和补偿信号a’，补偿误差e是误差检测器26的输出，用于检测假设接收信号点所位于的位置(格点)与解调输出之间的误差矢量，以及补偿信号a’是复数乘法器18’的直接输出。如图8C所示，根据校正误差e与补偿信号a’之间的关系，可以获知a’与-a之间的相位噪声差q的知识。

也就是说，在将交叉极化干扰补偿信号的矢量表示成a’，将误差信号的矢量表示成e，并且o表示这些矢量的基准点时，可以通过θ＝π-2×(∠a’oe)提取相位噪声差q。这里，如图8C所示，在将矢量e看作在逆时钟方向上来自矢量a’时，∠a’oe是矢量a’与矢量e之间所构成的角度。如果将该相位差用于控制放置在XPIC 24输出端处的复数乘法器18’，以沿着使主极化的载波分量的相位与交叉极化干扰补偿信号的载波分量的相位之间产生相位差的方向来执行相位调整，则可以补偿该相位噪声的影响。

在乘法器28处调整输出自相位噪声检测器27的信号的校正量，并在累加器22’处将该信号转换为相位校正角度。然后，将来自累加器22’的相位校正角度添加至来自累加器22的相位校正角度，并将结果信号输出至SIN/COS表23’。SIN/COS表23’和复数乘法器18’对XPIC 24的输出进行相位旋转，以实现沿着减小主极化信号与交叉极化干扰补偿信号的载波分量中所涉及的相位噪声之间的相位差的方向的控制。

由于相位噪声在幅度方向上基本不改变(仅在相位上改变)，可以考虑，在以稳定的固定量输入交叉极化干扰的同时，来自复数乘法器18’的输出信号仅在相位上改变，而不在幅度上改变。因此，XPIC 24中的抽头系数通过利用位于XPIC 24输出端处的复数乘法器18’来执行对相位噪声的相位补偿，因此不需要跟随相位噪声，因此可以防止基于相位噪声的对交叉极化干扰消除的能力的降低。

此外，与通过改变XPIC 24中的抽头系数的相位旋转相比，由于复数乘法器18’所实现的相位旋转涉及改变较少数目的参数，因此可以减少用于控制的时间常数。由此，XPIC 24的时间常数相应地较大，因此可以在将时间常数设定为较低时抑制XPIC 24产生噪声。

图10是用于概述本示例性实施例中的交叉极化干扰消除方法的操作顺序的流程图。如图10所示，误差检测器26确定指示已解调信号与主极化的理想接收信号之差的误差信号，以及相位噪声检测器27在交叉极化干扰补偿信号与误差信号之间进行比较，由此在接收机侧本地振荡器中提取出作为主极化与相反极化之间的相位噪声差的第一相位噪声差(步骤101)。复数乘法器18’通过使用该第一相位噪声差，抑制作为包含在交叉极化干扰补偿信号中的相位噪声差的第二相位噪声差(步骤102)。

(第二示例性实施例)

将描述本发明的第二示例性实施例中的交叉极化干扰消除设备。图11是示出了本发明的第二示例性实施例中的交叉极化干扰消除设备的框图。上述第一示例性实施例使用在建立载波同步之间添加XPIC信号的方法。然而，第二示例性实施例使用在建立载波同步之前添加XPIC信号的方法。

在本示例性实施例中，由于XPIC 24输出端处的复数乘法器18’仅需要简单地校正由相位噪声的影响所产生的相位差，因此可以相应地简化配置。与第一示例性实施例相比，如图11所示，省略用于添加来自累加器22的输出以及来自累加器22’的输出的配置。

这里，本示例性实施例与第一示例性实施例的区别仅在于，是在建立载波同步之后添加XPIC信号还是在建立载波同步之前添加XPIC信号，其基本操作于第一示例性实施例的相同，因此省略对操作的描述。

(第三示例性实施例)

将描述本发明的第三示例性实施例中的交叉极化干扰消除设备。图12是示出了本发明的第三示例性实施例中的交叉极化干扰消除设备的框图。本示例性实施例具有其中将第二示例性实施例中的复数乘法器18’放置在XPIC 24的输入端的配置。也就是说，还可以通过改变XPIC24的输入信号的相位来执行相位补偿。在这种情况下，如图12所示，将复数乘法器18’布置在XPIC 24之前。

图13是用于概述本示例性实施例中的交叉极化干扰消除方法的操作顺序的流程图。如图13所示，误差检测器26确定指示已解调信号与主极化的理想接收信号之差的误差信号，以及相位噪声检测器27在交叉极化干扰补偿信号与误差信号之间进行比较，由此在接收机侧本地振荡器中提取出作为主极化与相反极化之间的相位噪声差的第一相位噪声差(步骤201)。然后，复数乘法器18’通过使用该第一相位噪声差，抑制作为包含在相反极化信号中的相位噪声差的第二相位噪声差，基于该相反极化信号产生交叉极化干扰补偿信号(步骤202)。

(第四示例性实施例)

将描述本发明的第四示例性实施例中的交叉极化干扰消除设备。图14是示出了本发明的第四示例性实施例中的交叉极化干扰消除设备的总体框图。图15是示出了正交解调器的输出端的配置下游的框图。图14和15分别示出了在本发明应用于采用相干检测方案的交叉极化干扰消除设备时的正交解调器的输出端的完整图示和配置下游。

在相干检测方案的情况下，由于在正交检测器8和8’处建立了载波同步，因此正交检测器8和8’、载波相位检测器20、环路滤波器21和压控振荡器33构成了如图14所示的PLL。在本示例性实施例的情况下，由于建立了对输入信号的载波同步，因此图11中示出的主信号侧的复数乘法器在图15中是不必要的。

此外，在本示例性实施例中，布置在XPIC 24的输出端处的复数乘法器18’以与第二示例性实施例相同的方式移除相位噪声的影响。此外，尽管图15中说明了在其中将复数乘法器18’布置在XPIC 24的输出端之后的示例，还可以如同图12的第三示例性实施例，将复数乘法器18’XPIC 24之前。

如第一至第四示例性实施例所示，由于本发明包括一种装置，其用于检查接收机侧本地振荡器中针对主极化的相位噪声与来自接收信号的相反极化之间的差，并基于结果抑制在交叉极化干扰补偿信号中所包含的相位噪声差，因此XPIC不必跟随相位噪声差。

此外，与基于XPIC内的抽头系数改变的相位旋转相比，由于用于抑制相位噪声差的相位旋转器使用较少数目的参数，因此可以使用于控制的时间常数变小。据此，可以使XPIC的时间常数相应地变大，因此可以在将XPIC的时间常数设置为更小时，抑制来自XPIC本身的噪声。

此外，在本发明中，在相位噪声有待解决的基准同步方案的XPIC中，通过相位噪声检测器检测本地信号之间的相位噪声差、并由被提供于XPIC输出端处的相位旋转器给出将消除相位噪声的相位旋转，来调整混合于主优化侧的干扰分量的相位。相应地，即使在基准同步方案中，也可以创建在其中干扰波的载波分量与补偿信号的载波分量之间的相位关系是稳定的条件，因此可以通过跟随较高频率分量的相位噪声来防止相位噪声对交叉极化干扰消除的恶化。

此外，当使用存在相对大相位噪声的低成本RF本地振荡器来构建基准同步方案中的XPIC时，可以防止基于相位噪声的交叉优化干扰消除能力的下降。

本发明应不局限于上述示例性实施例，但是可以在本发明的范围内进行各种修改，并且那些修改自然应被包括在本发明的范围内。

Claims (8)

1.一种基于接收本地同步方案的交叉极化干扰消除方法，用于消除主极化与相反极化之间的干扰，包括以下步骤：

通过将误差信号与交叉极化干扰补偿信号进行比较，提取作为接收机侧本地振荡器中所述主极化与所述相反极化之间的相位噪声差的第一相位噪声差，所述误差信号指示了作为对其进行交叉极化干扰补偿的主极化信号的已解调信号与指示所述主极化的理想状态的接收信号之间的差，所述交叉极化干扰补偿信号作为对其进行了交叉极化干扰补偿的相反极化信号；以及

通过使用所述第一相位噪声差，抑制作为在所述交叉极化干扰补偿信号中所包含的相位噪声差的第二相位噪声差。

2.一种基于用于消除主极化与相反极化之间的干扰的接收本地同步方案的交叉极化干扰消除方法，包括以下步骤：

通过将误差信号与交叉极化干扰补偿信号进行比较，提取作为接收机侧本地振荡器中所述主极化与所述相反极化之间的相位噪声差的第一相位噪声差，所述误差信号指示了作为对其进行交叉极化干扰补偿的主极化信号的已解调信号与指示所述主极化的理想状态的接收信号之间的差，所述交叉极化干扰补偿信号作为对其进行了交叉极化干扰补偿的所述相反极化信号；以及

通过使用所述第一相位噪声差，抑制作为在相反极化信号中所包含的相位噪声差的第二相位噪声差，基于所述相反极化信号产生所述交叉极化干扰补偿信号。

3.根据权利要求1或2所述的交叉极化干扰消除方法，其中，当所述交叉极化干扰补偿信号的矢量是相位旋转角坐标上的a’，以及所述误差信号的矢量是相位旋转角坐标上的e时，通过下式提取第一相位噪声差θ

θ＝π-2×(∠a’oe)，

(∠a’oe是矢量a’与矢量e之间的角度，包括旋转方向)。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的交叉极化干扰消除方法，其中，使用基于基准同步的接收本地同步方案，作为所述接收本地同步方案。

5.一种基于接收本地同步方案的交叉极化干扰消除设备，用于消除主极化与相反极化之间的干扰，所述设备包括：

误差检测器，用于提取已解调信号与指示所述主极化的理想状态的接收信号之间的差，并输出指示所提取的差的误差信号，所述已解调信号作为对其进行交叉极化干扰补偿的主极化信号；

相位噪声检测器，用于通过将作为对其进行交叉极化干扰补偿的相反极化信号的交叉极化干扰补偿信号与所述误差信号进行比较，输出相位噪声差；

控制信号发生器，用于产生与所述相位噪声差相对应的控制信号；以及

相位转旋器，放置在用于产生所述交叉极化干扰补偿信号的交叉极化干扰消除器之前或之后，用于响应于所述控制信号的输入，沿着抑制相位噪声差的方向来控制所述交叉极化干扰补偿信号的相位。

6.根据权利要求5所述的交叉极化干扰消除设备，其中，所述控制信号发生器对由所述相位噪声检测器所检测到的相位噪声差进行积分，并基于所积分的相位噪声差来确定指示所要校正的相位角度的相位补偿角度，以向所述相位旋转器提供相位补偿角度。

7.根据权利要求5或6所述的交叉极化干扰消除设备，其中，所述控制信号发生器对由所述相位噪声检测器所检测到的所述相位噪声差进行加权，以调整针对相位噪声差的控制量。

8.根据权利要求5至7中的任一项所述的交叉极化干扰消除设备，其中，当所述交叉极化干扰补偿信号的矢量为a’，所述误差信号的矢量为e时，通过下式提取所述相位噪声差θ：

θ＝π-2×(∠a’oe)，

(∠a’oe是矢量a’与矢量e之间的角度，包括旋转方向)。

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