CN101263647B - 电力变换设备 - Google Patents

Abstract

一种电力变换设备，其具有一对主电路开关元件，其中该对主电路开关元件中的至少一个是FET，其具有反并联连接到该FET的二极管；产生PWM信号的单元；延迟单元，用于将PWM信号的“导通”信号延迟预定的时间；开关信号校正单元，用于比较延迟时间和PWM信号的“导通”时间，并在PWM信号的“导通”时间比延迟时间短时，保持另一个开关元件的“导通”状态；以及反向电压施加单元，用于在二极管上施加反向电压。

Description

电力变换设备

技术领域

本发明涉及一种用于向感性负载供电的电力变换设备，其使用至少一个FET作为主电路开关元件。

背景技术

过去，已经提出了一种用于驱动感性负载的电力变换设备，该电力变换设备使用FET作为其逆变器电路中设置的开关元件对(例如，日本专利申请特许公开H10-327585)。这种电力变换设备具有反向电压施加电路，用以减少伴随MOSFET的切换而由反向电流在与该开关元件MOSFET反并联连接的寄生二极管上产生的损耗。这里所说的寄生二极管是MOSFET自身的副产品。利用这个反向电压施加电路，能够在MOSFET从“导通”转变为“关断”之后，并在另一个MOSFET从“关断”转变为“导通”之前，将反向电压施加在寄生二极管上。基于驱动信号施加反向电压，该驱动信号是由PWM(脉冲宽度调制)信号和要为MOSFET施加反向电压的“关断”信号的组合所产生的。该PWM信号是通过三角波信号与参考信号之间基于参考频率和参考电压的比较而产生的。

发明内容

日本专利申请特许公开H10-327585中使用根据PWM信号和具有延迟的开关信号所处理的信号来产生驱动信号，以施加反向电压，其中上述的延迟是用于防止在开关元件上同时生成“导通”信号。

用于施加反向电压的驱动信号的产生有时会由于PWM信号的脉冲宽度和延迟电路的延迟时间之间的关系而失败。

现在详细地说明上面这种情况。图10是时序图，用以示出基于由参考信号和三角波信号产生的PWM信号而产生的信号的“导通”和“关断”状态。PWM信号具有用于每个脉冲的附图标记，从“t1”到“t6”。在时序图中，一对主电路开关元件被称为“上臂”和“下臂”。“上臂驱动信号”和“下臂驱动信号”是用于驱动开关元件MOSFET的信号。“上臂反向电压施加信号”和“下臂反向电压施加信号”分别是用于驱动在反向电流施加电路中设置的开关元件(下文中称作“反向电流防止开关元件”)的信号，该反向电流施加电路用于在寄生二极管上施加反向电压。

如图10中的时序图的上部所示，产生PWM信号。在下述条件下，即，用于驱动上臂MOSFET的上臂驱动信号从“导通”转变为“关断”的条件下，如实线“a”所示，反向电压施加在上臂MOSFET的寄生二极管上(上臂反向电压施加信号变为“导通”)。同样地，在下述条件下，即，用于驱动下臂MOSFET的下臂驱动信号从“导通”转变为“关断”的条件下，如实线“b”所示，反向电压施加在下臂MOSFET的寄生二极管上(下臂反向电压施加信号变为“导通”)。

在“导通”信号同时施加在上臂和下臂中设置的该对MOSFET上的情况下，电路通常被放电。为了延迟分别施加到上臂和下臂的“导通”信号的时刻，将MOSFET的实际“导通”信号相对于PWM信号延迟一预定的时间。如虚线“c”所示，当PWM信号的脉冲宽度变得比死区时间“td”(参见PWM信号的脉冲“t5”)的时间宽度短时，不产生用于驱动下臂的“导通”信号。施加反向电压的信号通常基本上基于开关元件从被延迟的“导通”转变为“关断”的时刻。只要下臂驱动信号保持为“关断”，要输出的针对从“导通”到“关断”的切换的下臂反向电压施加信号就不会被产生，如图10中的“下臂反向电压施加信号”中的虚线所示。这样，反向电压就不会施加在下臂MOSFET的寄生二极管上。因此，不可能调节在上述时刻产生的流入寄生二极管的反向电流。

请注意，上面日本专利申请特许公开H10-327585中所述的系统利用根据PWM信号和具有延迟的用于开关元件的驱动信号所处理(延迟)的信号来产生反向电压施加信号。未知的是如何产生处理的PWM信号，因此，不清楚是否可以解决上述情况，其中，开关元件的驱动信号无法输出。

提出本发明来解决上述问题。本发明的目的是提供一种电力变换设备，该电力变换设备能够在PWM信号的脉冲宽度比死区时间短时通过利用开关信号校正单元校正开关信号来减少功耗和噪声产生，以便于防止尽管电流在反向方向上流入二极管(寄生二极管)而反向电压施加电路仍不工作的情况的发生，并因此调节了在反向方向上流过二极管的电流。

根据本发明的实施例的特征在于，电力变换设备包括：一对主电路开关元件，其串联连接到直流电压源，并通过基于开关信号的“导通”或“关断”控制来向感性负载供电，其中，该对主电路开关元件中的至少一个是FET；二极管，其分别反并联连接到该对主电路开关元件；PWM信号产生单元，其产生用于驱动该对主电路开关元件的PWM信号；延迟单元，其将开关信号的“导通”时刻延迟预定的延迟时间，所述开关信号是基于所述PWM信号产生单元产生的PWM信号产生的；开关信号校正单元，其在PWM信号的“导通”时间比该对主电路开关元件中的一个FET的延迟时间短时校正开关信号，以保持与所述一个FET成对的开关元件的“导通”状态，或者使所述一个FET的“导通”状态保持预定的时间；以及反向电压施加电路，其基于所述开关信号校正单元所校正的开关信号来将低于直流电压源电压的反向电压施加在反并联连接到所述一个FET的二极管上。

附图说明

图1是示出了电力变换设备的整体构造的示意图；

图2是示出了根据第一和第二实施例的微型计算机的结构的方框图；

图3是示出了根据第一实施例的判断方法的流程图以及基于各个判断结果所输出的波形图；

图4是示出了根据第二实施例的判断方法的流程图以及基于各个判断结果而输出的波形图；

图5是示出了根据第三实施例的微型计算机的结构的方框图；

图6是示出了根据第三实施例的电力变换设备的整体构造的示意图；

图7是示出了根据第三实施例的判断方法的流程图；

图8是示出了根据第三实施例的判断结果的电流流动的电路图；

图9是示出了根据第三实施例的判断结果的电流流动的电路图；以及

图10是示出了根据常规实施例的施加到主电路开关元件和寄生二极管上的信号的时序图。

具体实施方式

将参考附图详细地介绍本发明的实施例。

(第一实施例)

如图1所示，根据本发明第一实施例的电力变换设备1具有直流电压源2、连接到直流电压源2的电源线上的逆变器电路3、以及连接到逆变器电路3的输出侧的诸如电机之类的感性负载4。

逆变器电路3由三层桥式连接的上部元件MOSFET 5u、5v、5w和下部元件5x、5y、5z组成，上部元件MOSFET 5u、5v、5w和下部元件5x、5y、5z是主电路开关元件。MOSFET“5u和5x”、“5v和5y”以及“5w和5z”分别构成一对主电路开关元件。MOSFET 5u、5v、5w和5x、5y、5z每个的源极和漏极之间分别都设置有与MOSFET反并联的二极管6u、6v、6w和6x、6y、6z。请注意，从效率方面考虑，优选使用具有低导通电阻的超结结构的MOSFET。

作为反向电压施加单元的反向电压施加电路7u、7v、7w和7x、7y、7z连接到二极管6。这些反向电压施加电路7具有低压直流电压源8，该低压直流电压源8具有比直流电压源2低的电压。反向电压施加电路7x、7y、7z共用低压直流电压源8x。在每个MOSFET的源极和漏极之间分别连接有低压直流电压源8的电源线。反向电压施加电路7在层“X”、“Y”、“Z”一侧的电源线与直流电压源2的电源线共用。

电阻9u、9v、9w和9x、9y、9串联连接到反向电压施加电路7的低压直流电压源8，而电容器10u、10v、10x和10x、10y、10z并联连接到反向电压施加电路7的低压直流电压源8。设置电阻9来防止伴随电容器10的充电而生成的涌入电流。在低压直流电压源8的电源线上连接有反向电流防止开关元件11u、11v、11w和11x、11y、11z以及二极管12u、12v、12w和12x、12y、12z，用以防止反向电流。优选使用低功耗的MOSFET来作为反向电流防止开关元件11。

基于微型计算机13输出的经过单触发脉冲产生单元14(14u、14v、14w和14x、14y、14z)和栅极驱动单元15(15u、15v、15w和15x、15y、15z)的开关信号来驱动反向电压施加电路7。以相对于开关信号从“导通”到“关断”的开关时刻具有少量延迟，单触发脉冲产生单元14和栅极驱动单元15向反向电流防止开关元件11提供“导通”信号，然后使“导通”状态保持一预定短时间，并且提供“关断”信号。相应地，反向电流防止开关元件11能够在与该MOSFET成对的另一个MOSFET的“导通”状态期间在该MOSFET的二极管上施加反向电压。因此，可以调节流入与该MOSFET反并联连接的(寄生)二极管的反向电流。

微型计算机13通过输出端“A、C、E”和“B、D、F”连接到逆变器电路3。输出端“A”(“C、E”)将下述开关信号校正单元13e所输出的校正过的开关信号传送到层“U”(“V、W”)中的主电路开关元件5，并且通过层“U”(“V、W”)中的单触发脉冲产生单元14和栅极驱动单元15将其传送到反向电压施加电路7。类似地，输出端“B”(“D、F”)将开关信号校正单元13e所输出的校正过的开关信号传送到层“X”(“Y、Z”)中的主电路开关元件5，并通过层“X”(“Y、Z”)中的单触发脉冲产生单元14和栅极驱动单元15将其传送到反向电压施加电路7。

如图2所示，微型计算机13包括：参考信号产生单元13a，用于产生参考信号；三角波产生单元13b，用于产生三角波；PWM信号产生单元13c，用于产生驱动一对主电路开关元件的PWM信号；反相器13dc，用于使PWM信号反相来用作下部开关元件的PWM信号；延迟单元13da、13db，用于分别将PWM信号的“导通”时刻延迟预定时间(死区时间)；开关信号校正单元13e，用于比较PWM信号的脉冲宽度和死区时间，并且在其中一个PWM信号的脉冲宽度比死区时间短时，保持一对主电路开关元件中的另一个开关元件的“导通”状态；以及电流感测单元13f。电流感测单元13f测量每一层中的逆变器电路3和感性负载4之间的电流的值或者电流的方向，以便于控制作为感性负载的电机的速度。

参考信号产生单元13a和三角波产生单元13b分别产生用作PWM信号的基准的参考信号和三角波信号。根据本实施例，参考信号产生单元13a和三角波产生单元13b设置在微型计算机13内。它们也可以设置在微型计算机13的外面。

PWM信号产生单元13c利用参考信号和三角波信号产生PWM信号。该PWM信号用作在开关元件上施加电压的开关信号的基准。如图10所示，基于参考信号和三角波信号之间的比较结果使产生的PWM信号为“导通”和“关断”。

延迟单元13d使上部和下部开关元件的“导通”信号延迟预定时间(死区时间)，以便于防止由于“导通”信号同时出现在上部和下部开关元件而造成短路。不使“关断”信号延迟。请注意，从效率角度考虑，在防止短路的同时，预定时间(死区时间)优选尽可能的短。

延迟单元13d延迟的用于开关元件的PWM信号输入到开关信号校正单元13e。参考信号产生单元13a产生的参考信号和三角波产生单元13b产生的三角波信号也输入到开关信号校正单元13e。

开关信号校正单元13e对要加到PWM信号上的死区时间与事先利用参考信号和三角波信号产生的PWM信号的脉冲宽度进行比较。当其中一个PWM信号的脉冲宽度比死区时间短时，开关信号校正单元13e校正并输出PWM信号，以便保持一对主电路开关元件中的另一个开关元件的“导通”状态。将校正过的PWM信号作为校正过的开关信号施加到该对主电路开关元件上。

请注意，为了简明起见，作为例子，下面将仅介绍作为一对主电路的层“U”和“X”。实际上，层“U、V、W”和“X、Y、Z”的三个主电路都分别设置有延迟单元和开关信号校正单元13e。因此，通过对应于每个开关元件的输出端“A”到“F”，有执行工作的六个输出端。

开关信号校正单元13e输出的用于上部开关元件的校正过的开关信号通过输出端“A”(C、E)输入到层“U”(V、W)的主电路开关元件5u(5v、5w)和层“U”(V、W)的单触发脉冲产生单元14u(14v、14w)。基于该校正过的开关信号，设置在反向电压施加电路7中的反向电流防止开关元件11在预定时刻切换为“导通”，并持续预定时间。

类似地，开关信号校正单元13e输出的用于下部开关元件的校正过的开关信号通过输出端“B”(D、F)输入到层“X”(Y、Z)的主电路开关元件5x(5y、5z)和单触发脉冲产生单元14x(14y、14z)。基于校正过的开关信号，设置在反向电压施加电路7中的反向电流防止开关元件11在预定时刻切换为“导通”，并持续预定时间。

单触发脉冲产生单元14产生用于输出反向电压施加信号的波形，由此产生的信号通过栅极驱动单元15输入到反向电流防止开关元件11。这使得能够通过反向电流防止开关元件11在与MOSFET反并联设置的二极管6上施加反向电压，因此能够调节流入二极管6的反向电流。

在第一实施例中，开关信号校正单元13e按照下述执行PWM信号的脉冲宽度与死区时间的比较和判断方法。图3示出了流程图和波形，其表示在每种情况下主电路开关元件的导通状态。首先，判断参考信号是否超过了基于三角波信号所设置的上限(ST1)。上限“V_A”按照下式获得：

$V_A=V_{\mathrm{tri}}\×\frac{t_{\mathrm{pwm}}-2\mathrm{td}}{t_{\mathrm{pwm}}}---\left(1\right)$

其中，“V_tri”是三角波信号，“t_pwm”是三角波的一个周期，“td”是死区时间。请注意，将介绍层“U、X”的一对主电路开关元件5u、5x，作为电力变换设备1上设置的主电路开关元件5对的一个例子。层“V、Y”和“W、Z”的其它对的主电路开关元件的操作与层“U、X”的操作相同。

当参考信号超过上限“V_A”时(ST1：“是”)，PWM信号的脉冲宽度变得比死区时间短，该死区时间要增加以防止层“U、X”短路。

例如，当层“U”的主电路开关元件5u“导通”，同时来自感性负载4的电流流向该开关元件5u，然后主电路开关元件5u被切换为“关断”时，流过感性负载4的电流流入二极管6x中，该二极管6x反并联连接到层“X”的主电路开关元件5x。此时，由于用于驱动主电路开关元件5x的驱动信号的“导通”时间比死区时间短，所以不产生用于驱动主电路开关元件5x的驱动信号。相应地，不产生反向电压施加信号，这对应于主电路开关元件5x的驱动信号的“关断”状态，并且没有反向电压施加到主电路开关元件5x的二极管6x上。这样，当层“U”的主电路开关元件5u再次切换为“导通”时，电流的从层“U”流过感性负载4的那部分流入二极管6x中，作为大的反向电流。

在这种情况下，正是由于与层“X”相对应的层“U”的主电路开关元件5u处于“关断”状态，所以反向电流流入主电路开关元件5x的二极管6x中。因此，当参考信号超过上限“V_A”时，用于保持“导通”状态的驱动信号被输出到主电路开关元件5u。在开关信号校正单元13e作出这种判断的情况下，将没有“关断”状态的驱动信号施加在主电路开关元件5u上(ST2)。相应地，没有反向电流流过主电路开关元件5x的二极管6x。请注意，通过使层“U”的开关信号反相来将用于驱动层“X”的主电路开关元件5x的驱动信号明显地保持在“关断”状态下。这一直保持到下一个时刻的判断。

在图3中的ST2的下方，分别示出了要施加到主电路开关元件5u和5x的信号。上边表示“导通”状态，其中施加开关信号，而下边表示“关断”状态，其中不施加开关信号。在这种情况下，驱动信号使开关元件5u保持在“导通”状态，而开关元件5x由于没有驱动信号产生而保持在“关断”状态。

当参考信号没有超过上限时(ST1：“否”)，判断参考信号是否超过基于三角波信号而设置的下限“V_B”(在下限以下)(ST3)。下限“V_B”按照下式获得：

$V_B=V_{\mathrm{tri}}\×\frac{2\mathrm{td}}{t_{\mathrm{pwm}}}---\left(2\right)$

当参考信号超过下限“V_B”时(ST3：“是”)，PWM信号的脉冲宽度变得比死区时间短，该死区时间要增加以防止层“U、X”短路。请注意，与上述的上限“V_A”不同的是，不产生驱动主电路开关元件5u的驱动信号。

在这种情况下，正是由于主电路开关元件5x的“关断”状态，反向电流流入主电路开关元件5u的二极管6u中。因此，当参考信号超过上限V_B时，将用于保持“导通”状态的驱动信号输出到主电路开关元件5x。在开关信号校正单元13e作出这种判断的情况下，将没有“关断”状态的驱动信号施加在主电路开关元件5x上(ST4)。请注意，用于驱动主电路开关元件5u的驱动信号保持在“关断”状态。这一直保持到下一个时刻的判断。

如图3中的ST4下方的开关信号所示，开关元件5由驱动信号保持在“导通”状态，而开关元件5u保持在“关断”状态。

当参考信号保持在上限“V_A”和下限“V_B”之间时(ST3：“是”)，开关信号校正单元13e输出未校正的开关信号，其是基于参考信号和三角波信号之间的比较结果并且由延迟单元13d延迟后的PWM信号(ST5)。如图3下部中的波形所示，用于“导通”或“关断”的驱动信号被提供给层“U、X”的主电路开关元件5u、5x。然后，基于该驱动信号产生反向电压施加信号。基于该反向电压施加信号，将反向电压施加到二极管。

如上所述，当由于PWM信号的短脉冲宽度而不会产生其中一个主电路开关元件的“导通”信号时，开关信号校正单元校正开关信号，并将其输出到成对主电路开关元件中的另一个，以保持它的“导通”状态。相应地，可以使主电路开关元件的驱动信号与反向电流流入二极管的时刻相吻合。这样，就一定可以调节流入二极管(寄生二极管)中的反向电流。此外，仅利用微型计算机输出的开关信号，就可以在适当的时刻将反向电压施加在反并联连接到FET的二极管上。

(第二实施例)

将说明根据本发明的第二实施例。请注意，与上述第一实施例中已说明过的元件相同的那些元件具有相同的附图标记，并且省略对相同元件的详细说明。

如图4所示，第二实施例与第一实施例的不同之处在于开关信号校正单元13e对开关信号的校正方法。在第一实施例中，对信号进行校正和输出，以在参考值超出时不间断地保持该对主电路开关元件中的任意一个主电路开关元件的“导通”状态。在第二实施例中，在参考值超出时，输出具有预定宽度的信号。

如上所述，开关信号校正单元13e判断参考信号是否超过上限(ST11)。请注意，第二实施例的上限与第一实施例的上限不同。该上限“V_C”由下式表示：

$V_C=V_{\mathrm{tri}}\×\frac{t_{\mathrm{pwm}}-2\mathrm{td}-\mathrm{tA}}{t_{\mathrm{pwm}}}---\left(3\right)$

其中，“V_tri”表示三角波信号，“t_pwm”表示三角波信号的一个周期，“td”表示死区时间。“A”是为了输出具有预定宽度的信号而设置的占空比。当参考信号超过上限V_C时(ST11：“是”)，PWM信号的脉冲宽度变得比死区时间短，该死区时间要被增加以防止层“U、X”短路。

在这种情况下，不产生反向电压施加信号，这对应于主电路开关元件5x的驱动信号的“关断”状态。因此，没有反向电压施加到主电路开关元件5x的二极管6x上。

在这种情况下，为了产生一定能够使主电路开关元件5x“导通”或“关断”的驱动信号，开关信号校正单元13e忽略了由延迟单元13da、db输出的开关信号。然后，开关信号校正单元13e输出具有预定最小脉冲宽度“tA”的开关信号(ST12)。请注意，如果最小脉冲宽度“tA”被设定得太长，则从主电路输出的波形就失去了正弦波的形状。因此，优选将脉冲宽度设定得尽可能短。

结果，该对主电路开关元件中的两个开关都一定能被“导通”或“关断”。利用校正的开关信号，使得能够产生反向电压施加信号。对于三角波的每个周期，都执行这种判断。

在图4中的ST12的下方，示出了要施加到主电路开关元件5u、5x的信号。在这种情况下，将具有最小脉冲宽度“tA”的开关信号提供给开关元件5x，同时开关信号校正单元13e将具有增加了延迟时间的最小脉冲宽度“tA”的反相信号的开关信号提供给开关元件5u。

当参考信号没有超过上限时(ST11：“否”)，判断参考信号是否超过了基于三角波信号而设置的下限(ST13)。下限“V_D”按照下式获得：

$V_D=V_{\mathrm{tri}}\×\frac{2\mathrm{td}+\mathrm{tB}}{t_{\mathrm{pwm}}}---\left(4\right)$

当参考信号超过下限“V_D”时(ST13：“是”)，PWM信号的脉冲宽度变得比死区时间短，该死区时间要增加以防止层“U、X”短路。请注意，与上面所述的上限“V_C”不同的是，开关信号校正单元13e产生的具有最小脉冲宽度“tB”的开关信号不是用于层“X”，而是用于层“U”(ST14)。

在图4中的ST14的下方，示出了要施加到主电路开关元件5u、5z的开关信号。在这种情况下，开关信号校正单元13e将具有最小脉冲宽度“tB”的开关信号提供给开关元件5u，同时开关信号校正单元13e将具有增加了延迟时间的最小脉冲宽度“tB”的反相信号的信号提供给开关元件5x。请注意，当参考信号保持在上限“V_C”和下限“V_D”之间时(ST13：“是”)，开关信号校正单元13e输出未校正的由延迟单元13d输出的开关信号(ST15)。

如上所述，可以通过开关信号校正单元一定产生并输出“导通”状态至少具有预定最小脉冲宽度的开关信号来减少产生的功耗和噪声，以便于防止反向电压施加电路不管电流在反向方向上流过二极管(寄生二极管)而不工作，并因此调节在反向方向上流入二极管中的电流。

(第三实施例)

将说明根据本发明的第三实施例。请注意，与上述第一和第二实施例中已说明过的元件相同的那些元件具有相同的附图标记，并省略详细说明。

第三实施例的特征在于：基于逆变器电路3和感性负载4之间流过电流的方向来控制反向电流防止元件11的操作。

只有当主电路开关元件5中的一个在电流在正向方向上流过二极管(其反并联连接到成对主电路开关元件5中的另一个主电路开关元件5)期间“导通”时，才有反向电流流到二极管6。相应地，通过检测或预测电流方向，然后判断反向电流防止开关元件11的操作是否必要，可以减少反向电流防止开关元件11的驱动次数。因此，减少该电路的功耗。

如图5所示，第三实施例的微型计算机具有连接到电流感测单元13f的判断单元13g。判断单元13g基于电流感测单元13f测量到的电流方向或电流值来判断控制哪一个反向电流防止开关元件11。当判断单元13g判断不控制反向电流防止开关元件11时，也禁止开关信号校正单元13e进行校正，这是因为开关信号的校正是不必要的。

判断单元13g判断下述可能性，即，由于下一个开关信号的施加而使反向电压流入反并联连接到主电路开关元件5的二极管6的可能性。在产生下一个开关信号之前，基于电流感测单元13f测量到的输出来进行判断。当存在流过反向电流的可能性时，判断单元13g提供指令给相应的单触发脉冲产生单元14，用于允许与二极管6对应的反向电流防止开关元件11进行操作。当不存在可能性时，判断单元13g提供指令给相应的单触发脉冲产生单元14，用于禁止反向电流防止开关元件11进行操作。在这种情况下，判断单元13g同时提供信号给开关信号校正单元13e，用于禁止进行校正，这是因为相应开关信号的校正也是不必要的。

通过图6所示的输出端“G”(H、I、J、L)，判断单元13g输出允许或禁止操作的指令到单触发脉冲产生单元14，其中，该输出端“G”(H、I、J、L)连接微型计算机13和单触发脉冲产生单元14。更具体而言，将用于允许或禁止反向电流防止开关元件11操作的指令输入到单脉冲产生单元14。同时，判断单元13g将允许或禁止控制操作的指令输出到开关信号校正单元13e。

如图5所示，开关信号校正单元13e设置在PWM信号产生单元13c和延迟单元13da、13db之间，并执行对PWM信号的校正，该PWM信号由PWM信号产生单元13c产生并且还没有被延迟。利用这种结构，不需要对要施加到上部元件和下部元件的两个开关信号进行校正，而只需要校正单个PWM信号。因此，可以显著简化结构。

请注意，当使这种结构中的开关信号校正单元13e输出具有最小脉冲宽度的信号时，如第二实施例中所述，需要分别给第二实施例中的最小脉冲宽度“tA”、“tB”附加一个延迟时间。

如图7的流程图所示，判断目前在逆变器电路3和感性负载4之间流动的电流“I_U”是否等于或者大于“+I_a”(ST21)。当等于或者大于“+I_a”时(ST21：“是”)，判断电流从逆变器电路3流到感性负载4，且处理过程进行到ST22。“+I_a”表示电流从逆变器电路3流到感性负载4。请注意，电流方向是第三实施例中为了方便起见而决定的方向。只要可以判断出电流方向，则该决定可以任意。

在这种情况下，如图8所示，电流通过层“U”中的主电路开关元件5u并且通过层“X”中的二极管6x流到感性负载4。因此，需要在适当时刻给层“X”中的反向电流防止开关元件11x提供驱动信号，并且控制反向电压在二极管6x上的施加，从而调节在反向方向上的电流。然后，判断单元13g通过输出端“H”提供信号给单触发脉冲产生单元14x，用以允许施加反向电压的操作(ST22)。由于没有电流流入层“U”中的二极管6u，所以判断单元13g通过输出端“G”提供信号给单触发脉冲产生单元14u，用以禁止操作(ST22)。因此，反向电流防止开关元件11u不工作。

当目前在逆变器电路3和感性负载4之间流动的电流“I_U”不等于或者不大于“+I_a”时，则判断目前在逆变器电路3和感性负载4之间流动的电流“I_U”是否等于或者小于“-I_a”(ST23)。“-I_a”表示电流从感性负载4流到逆变器电路3。当等于或者小于“-I_a”时(ST23：“是”)，判断电流从感性负载4流到逆变器电路3，如图9所示。判断单元13g通过输出端“G”提供允许信号来执行操作，用以利用反向电流防止开关元件11u来施加反向电压(ST24)。同时，判断单元13g通过输出端“H”提供信号给单触发脉冲产生单元14x，用以禁止操作(ST24)。

当电流“I_U”不等于或者不小于“-I_a”时，可以执行更加详细的判断，如下所示(ST25)：

$I_U+\frac{I_U-I_{U0}}{2}\≥0---\left(5\right)$

其中，“I_U”表示最新测量到的电流值，“I_U0”表示前一个测量到的电流值。左侧的第二项表示预测的电流值。除以2是因为信号的波形通常在PWM信号的一个周期的中心处发生变化，在该点，也就是在半个周期附近预测电流值最可靠。

当左侧大于右侧时，电流方向为“+”，也就是说，电流从逆变器电路3流到感性负载4，如图8所示(ST25：“是”)。允许反向电流防止开关元件11x输出反向电压施加信号，并利用反向电压调节二极管6x上的在反向方向的电流(ST22)。同时，由于没有电流流入二极管6u中，所以禁止反向电压施加电路7u施加反向电压的操作(ST22)。

当右侧大于左侧时，电流方向为“-”。也就是说，电流从感性负载4流到逆变器电路3中，如图9所示(ST25)。允许反向电流防止开关元件11u的操作，并且禁止反向电流防止开关元件11x的操作(ST24)。

如上所述，由于使用了初始设置的用于控制感性负载4的电流感测单元13f，仅在必要时操作反向电流防止开关元件11。因此，在不可能有反向电流时，不会由于不必要地导通反向电流防止开关元件11而使功耗增加。

请注意，与第三实施例不同的是，可以将单触发脉冲产生单元14和栅极驱动单元15的功能包含在微型计算机中，并从微型计算机的输出端直接驱动反向电流防止开关元件11。

所说明的每个实施例都采用两个MOSFET来用作该对主电路开关元件5。也可以只采用一个MOSFET来用作其中的一个主电路开关元件5，而采用IGBT(绝缘栅双极晶体管)或晶体管来用作另一个主电路开关元件。在这种情况下，只在反向电压流到MOSFET的寄生二极管时，才可以利用开关信号校正单元来校正开关信号。此外，本发明的实施例采用三层逆变器来驱动作为例子的电机。但并不限于电机，可以采用任何感性负载。也可应用单层逆变器。上面说明了根据本发明的实施例。但是，本发明并不局限于上面的实施例，实际操作中可以在不脱离要点的范围内通过修改元件来改进本发明。通过组合上面实施例中所公开的元件，可以形成各种类型的发明。例如，可以从实施例所示的所有元件中删掉某些元件。此外，根据不同实施例的各个元件可以适当地组合。

工业实用性

本发明例如用于各种电力变换设备，如逆变器设备或变换器设备。

Claims (2)

1.一种电力变换设备，包括：

一对主电路开关元件，其串联连接到直流电压源，并通过基于开关信号的“导通”或“关断”控制来向感性负载供电，其中，该对主电路开关元件中的至少一个是FET；

二极管，其分别反并联连接到该对主电路开关元件；

PWM信号产生单元，其产生用于驱动该对主电路开关元件的PWM信号；

延迟单元，其将所述开关信号的“导通”时刻延迟预定的延迟时间，所述开关信号是基于所述PWM信号产生单元产生的PWM信号产生的；

开关信号校正单元，其在所述PWM信号的“导通”时间比该对主电路开关元件中的一个FET的所述延迟时间短时校正所述开关信号，以保持与所述一个FET成对的开关元件的“导通”状态；以及

反向电压施加电路，其基于所述开关信号校正单元所校正的开关信号来将低于直流电压源电压的反向电压施加在反并联连接到所述一个FET的二极管上。

2.如权利要求1所述的电力变换设备，进一步包括：

判断单元，其判断在该对主电路开关元件和所述感性负载之间流动的电流的方向，

其中，所述开关信号校正单元的校正以及所述反向电压施加电路在所述二极管上施加反向电压都基于所述判断单元的判断结果。

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