CN101248587B - 用于自适应多信道调制解调器的装置及方法 - Google Patents

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Abstract

一种能够同时接收一个或多个扩频信号的自适应多信道(AMC)调制解调器包括可调滤波器、Δ∑ ADC、以及数字处理器。该可调滤波器用可调带宽来对输入信号进行滤波并提供包含选定数目个扩频信号的输出信号。该Δ∑ ADC将此输出信号数字化并提供采样数据采样。该Δ∑ ADC的采样率和/或基准电压可被改变以获得合需的性能。该数字处理器处理每一扩频信号的数据采样以恢复出在该信号中发送的数据。控制器查实工作状况(例如，合需信号电平、不合需信号电平等等)并基于这些工作状况、用户要求、以及还可能基于其他因素来选择要接收的扩频信号的数目。

Description

用于自适应多信道调制解调器的装置及方法
背景 
I.领域 
本发明一般涉及通信，尤其涉及通信系统用调制器/解调器(调制解调器)。 
II.背景 
在无线通信系统中，发射机处理数据以生成射频(RF)已调制信号，并经由无线通信链路在一频率信道上将此RF已调制信号传送给接收机。所传送的信号因无线链路而发生畸变(例如，衰落和多径)，因噪声而产生讹误、并因来自在同一频率信道上或其附近传送的其他发射机的干扰而进一步劣化。接收机接收到所传送的信号，处理所接收到的信号，并试图恢复出发射机所发送的数据。由于无线链路、噪声、以及干扰所产生的畸变全都会妨害接收机恢复出所传送的数据的能力。 
接收机通常被设计成使其在最坏情形的工作状况下仍能够满足各种系统要求。这通常使得必须将滤波器及其他电路块设计成即便RF已调制信号是在最低规定电平上被接收到而干扰信号是在最高规定电平上被接收到也能达成合需的性能。这种常规的接收机设计具有如下面所描述的某些关键的局限性。 
概要 
本文中描述了一种在许多工作环境中能同时接收一个或多个扩频信号的自适应多信道(AMC)调制解调器。在一个实施例中，此AMC调制解调器包括可调滤波器、增量-总和模数转换器(Δ∑ADC)、以及数字处理器。该可调滤波器用可调带宽来对输入信号进行滤波并提供包含选定数目个扩频信号的输出信号。该可调滤波器可以是具有一个或多个可被移动以获得合需带宽的极点的可调基带滤波器。该Δ∑ADC将此输出信号数字化并提供采样数据采样。该Δ∑ADC对正被接收的各扩频信号具有足够大的动态范围。该Δ∑ADC的采样率和/或基准电压可被改变以获得合需的性能。该数字处理器处理每一扩频信号的数据采样以恢复出在该信号中发送的数据。该数字处理器可为正被接收的每一扩频信号包括一信道处理 器。每一信道处理器可包括(1)将所指派的扩频信号频率向下平移到直流(DC)的旋转器、以及(2)将不合需信号滤除并执行均衡以针对接收路径中的其他电路块(例如，上述可调滤波器)的频率响应进行补偿的数字滤波器。 
控制器查实工作状况(例如，合需信号电平、不合需信号电平等等)并基于这些工作状况、用户要求、以及还可能基于其他因素来选择要接收的扩频信号的具体数目。该控制器可选择关于不同业务(例如，语音、分组数据、媒体广播等)的多个扩频信号，并可基于工作状况、用户要求等的变化来改变要接收的扩频信号的数目。 
下面对本发明的各个方面及实施例进行进一步的具体说明。 
附图简要说明 
结合附图理解下面阐述的具体说明，本发明的特征和本质将变得更加显而易见，在附图中，相同的附图标记贯穿始终地作相应的标示。 
图1示出一具有多个基站和无线设备的系统。 
图2A示出IS-98D中用于进行单频调测试的CDMA信号的标绘图。 
图2B示出具有强CDMA信号和大扰乱的情景。 
图2C示出具有弱CDMA信号和弱扰乱的情景。 
图3示出具有AMC调制解调器的无线设备的框图。 
图4A和4B示出可调基带滤波器的两个实施例。 
图5示出该可调基带滤波器的可变带宽。 
图6A和6B分别示出Δ∑ADC在不同采样率和不同基准电压下的噪声谱的标绘图。 
图7示出数字信号处理器的框图。 
图8示出数字滤波器和扰乱检测器的框图。 
图9示出一种接收来自基站的信号的过程。 
具体说明 
本文中使用措词“示例性的”来表示“起到示例、实例、或例示的作用”。本文中描述为“示例性”的任何实施例或设计不必被解释为优于或胜过其他实施例或设计。 
本文中描述的这种AMC调制解调器可被用于各种无线通信系统，诸如码分多 址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统等等。CDMA系统可实现一种或多种无线电接入技术，诸如cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA)等。cdma2000涵盖IS-95、IS-2000、以及IS-856标准。TDMA系统可实现全球移动通信系统(GSM)。GSM和W-CDMA在来自名为“第三代伙伴项目(3GPP)”的联盟的文档中描述。cdma2000在来自称为“第三代伙伴项目2(3GPP2)”的联盟的文档中描述。3GPP和3GPP2文档公开可得。为清楚起见，下面专门针对cdma2000——在此简称为“CDMA”——来对此AMC调制解调器进行说明。 
图1示出具有多个基站和多个无线设备的CDMA系统100。为简单化，图1中仅示出了两个基站110a和110b以及两个无线设备120a和120b。基站一般是与各无线设备通信的固定站，并且也可被称作B节点、接入点、或其他某个术语。每一基站110提供对一特定地理区域102的通信覆盖。 
无线设备可以是固定的或者移动的，并且也可被称作移动站、用户设备、终端、订户单元、或其他某个术语。在任意给定时刻，每一无线设备可在前向链路和/或反向链路上与零个、一个或多个基站通信。前向链路(或下行链路)是指从基站至无线设备的通信链路，而反向链路(或上行链路)是指从无线设备至基站的通信链路。无线设备与之通信的基站被称作服务基站。 
图1还示出不构成CDMA系统100的部件并且传送对无线设备120起到干扰作用的信号的干扰源130。来自干扰源130的干扰信号可能在频率上接近基站110所传送的合需信号。此干扰信号还可能在高功率电平上被无线设备120接收到。 
各无线设备可能分布在各基站的覆盖区域中各处。此外，各无线设备可能位于离干扰源不同距离处。以图1中所示为例，无线设备120a位于靠近基站110a且远离干扰源130处。对于视线传输而言，发射机与接收机之间的路径损耗大致和发射机与接收机之间的距离的四次律成比例，或者说路径损耗∝(距离)4。由此，无线设备120a会在高功率电平上接收到来自基站110a的合需信号，并在相对较低的功率电平上接收到来自干扰源130的干扰信号。与之形成对比的是，无线设备120b位于基站110b的覆盖边界附近并且靠近干扰源130。由此，无线设备120b会在低功率电平上接收到来自基站110b的合需信号，并在高功率电平上接收到来自干扰源130的干扰信号。 
图2A示出来自基站的用于进行IS-98D所规定的单频调测试的CDMA信号的标绘图，IS-98D可适用于cdma2000。此CDMA信号的带宽为1.23MHz，并且在 图2A中被示为以0Hz或DC为中心。对于此单频调测试，位于离该CDMA信号的中心频率有+900KHz处的单频调在振幅上比该CDMA信号电平高71分贝(dB)。此单频调建模出一大振幅的干扰信号，其常被称作“扰乱”。对于此单频调测试，该CDMA信号在-101dBm，并且该单频调在-30dBm。IS-98D还规定了双频调测试，在此测试中位于离CDMA信号的中心频率有+900KHz和+1700KHz的两个频调在振幅上比该CDMA信号电平高58dB。 
此单频调和双频调测试旨在测试无线设备中的接收路径的线性度和动态范围。为满足这些测试，无线设备中的模拟和数字滤波器常被设计成具有关于一个CDMA信号的带宽并且具有高选择性(或陡峭的滚降)以充分地抑制大振幅的扰乱。此接收路径中的各电路块还被设计成即便接收到的CDMA信号仅在灵敏度上也能提供合需的性能。灵敏度是指无线设备进行正确解调所需的最低CDMA信号电平。在指定的频率偏移上所需的抑制量由扰乱-信号比决定，扰乱-信号比是扰乱电平与合需信号电平之比，并被记为ΔP。对于IS-98D单频调测试，扰乱-信号比在900KHz上是ΔPmax＝71dB。 
CDMA系统中的每一基站可在彼此毗邻的或者并排的多个CDMA信道上在几乎相同的功率电平下传送多个CDMA信号。一个CDMA信道是用于一个CDMA信号的频率信道，并且约有1.23MHz宽。这多个CDMA信号可以是关于不同业务的，诸如语音、分组数据、媒体广播、文本消息接发等等。按常规，无线设备选择一个CDMA信道上的一个CDMA信号并处理所选的CDMA信号以获得合需的业务。 
无线设备同时接收多个CDMA信号以例如并发地获得诸如语音和分组数据等的不同业务可能是合乎需要的。可采用具有展宽的带宽的模拟滤波器来接收多个CDMA信号。过渡带与通带之比决定了对该模拟滤波器的滚降要求。如果过渡带是固定的(以便最坏情形的工作状况下也能衰减高振幅的扰乱)，而通带被增大以便放行更多的CDMA信号，则过渡带与通带之比就减小。需要有非常陡峭的滚降的模拟滤波器才能充分地衰减大振幅的扰乱。这样的模拟滤波器将很可能是成本高昂并且功耗巨大的。 
一种AMC调制解调器能够在许多工作环境中同时接收一个或多个CDMA信号。此AMC调制解调器采用不但功率效率高而且成本效益也高的电路块来根据工作状况接收一个或多个CDMA信号。工作状况是指所感兴趣的频率范围的状况，例如合需信号电平、是否出现扰乱、扰乱的电平、相对于ADC的满标而言的总扰 乱功率等等。在绝大多数系统中，扰乱仅在一小部分时间里出现，并且很少达到IS-98D所规定的+51或+71dB电平。此外，在许多实例中CDMA信号将可在高信号电平下被接收到。此AMC调制解调器在良好的工作状况下可接收多个CDMA信号。 
图2B示出具有强CDMA信号和大扰乱的工作情景。在此例中，CDMA信号在高信号电平上(约-50dBm)，而扰乱在-30dBm的最大电平上。由于CDMA信号电平很大，因此即便扰乱在最大电平上，扰乱-信号比也相对较小(ΔP≈20dB)。 
图2C示出具有弱CDMA信号和弱扰乱的工作情景。在此例中，CDMA信号在低信号电平上(约-85dBm)，而扰乱也在低电平上(约-65dBm)。即便CDMA信号电平很低，扰乱-信号比也相对较小(ΔP≈20dB)。 
如图2B和2C中所示，如果CDMA信号相对较强(图2B)或是扰乱相对较弱(图2C)，则将会发生很小的扰乱-信号比。当扰乱-信号比很小时，所要求的模拟滤波就被放宽或甚至可被省略。 
图3示出具有AMC调制解调器的无线设备120x的框图。在接收路径上，天线310接收到来自一个或多个基站的CDMA信号以及还可能接收到来自其他发射机的干扰信号，并将接收到的RF信号提供给双工器312。双工器312对接收到的RF信号进行滤波以便得到合需的前向链路频带，并将输入RF信号提供给接收机单元320。 
接收机可实现超外差式架构或是直接基带式架构。在超外差式架构中，输入RF信号在多级中被下变频，例如，在一级中从RF下变频到中频(IF)，然后在另一级中从IF下变频到基带。在直接基带式架构中，输入RF信号在一级中从RF被直接下变频到基带。超外差式和直接基带式架构可能采用不同的电路块且/或具有不同的电路要求。以下说明是针对直接基带式架构。 
在接收机单元320内，低噪声放大器(LNA)322接收并以固定或可变增益来放大输入的RF信号，并提供经放大的RF信号。混频器324用来自本振(LO)发生器334的接收本机振荡器(RX_LO)信号将此经放大的RF信号下变频，并提供经下变频的信号。RX_LO信号的频率被选择成使得合需的CDMA信号被下变频到基带或基带附近。可变增益放大器(VGA)326以可变增益将经下变频的信号放大，并提供具有合需振幅的输入基带信号Sin。LNA 322、VGA 326、以及数字信号处理器(DSP)350中的其他电路块为输入RF信号提供所要求的信号放大，其在振 幅上可能被改变90dB或以上。 
可调基带滤波器328用可调带宽对输入基带信号Sin进行滤波并提供输出基带信号Sout。Δ∑ADC 330将此输出基带信号数字化，并将数据采样Din提供给DSP350。滤波器328、ADC 330、以及DSP 350在下面进一步具体说明。尽管为简单化而没有在图3中示出，但是来自LO发生器334、混频器324、VGA 326、滤波器328、以及ADC 330的信号是复信号，其中每一复信号具有同相(I)分量和正交(Q)分量。 
在发射路径上，DSP 350处理要被传送的输出数据Dout，并将数据码片流提供给数模转换器(DAC)338。DAC 338将此数据码片流转换成模拟的，并将模拟信号提供给发射机单元340。在发射机单元340内，VGA 342以可变增益来将此模拟信号放大。混频器344用来自LO发生器334的发射LO(TX_LO)信号将此经放大的信号从基带上变频到RF。带通滤波器346对此经上变频的信号进行滤波以移除由上述数模转换和上变频引起的镜像。功率放大器(PA)348将此经上变频的信号放大，并提供具有所要求的功率电平的输出RF信号。双工器312对此输出RF信号进行滤波以获得合需的反向链路频带，并将经滤波的输出RF信号提供给天线310以供向服务基站传送。尽管为简单化而没有在图3中示出，但是来自DSP 350、DAC 338、以及VGA 342的信号是具有同相和正交分量的复信号。 
双工器312可如图3中所示地实现发射和接收路径用的RF滤波器。替换地或补充地，可对发射和接收路径使用各自的RF滤波器。在任意情形中，接收路径用RF滤波器通常放行上行链路的整个频带，例如对于蜂窝频带是从824到849MHz，而对于PCS频带是从1850到1920MHz。发射功率用RF滤波器通常放行反向链路的整个频带，例如对于蜂窝频带是从869到894MHz，而对于PCS频带是从1930到1990MHz。一个频带覆盖许多CDMA信道，并且每一CDMA信道具有1.23MHz的带宽。 
DSP 350如下面描述地对关于接收路径的数据采样执行信号处理，并且还生成关于发射路径的数据码片。控制器360控制DSP 350以及无线设备120x内其他电路块的操作。控制器360提供调节LO发生器334所发生的RX_LO和TX_LO信号的频率的频率控制。控制器360还提供调节可调基带滤波器328的带宽的滤波器控制。控制器360还提供设置ADC 330的采样率和/或基准电压的ADC控制。为简单化，对其他电路块(例如，VGA 326和342)的控制在图3中没有示出。每一控制可包含一个或多个控制信号。存储器单元362存储控制器360所使用的数据和 程序代码，并可如图3中所示地被实现在控制器360内或外置于控制器。 
图3示出接收机和发射机单元的一种具体设计。一般而言，针对每条路径的信号调理可由一级或多级放大器、滤波器、混频器等来执行。接收机和发射机单元可包括图3中没有示出的不同的和/或外加的电路块。 
图4A示出构成图3中的滤波器328的一个实施例的可调基带滤波器328a。可调基带滤波器328a包括级联耦合的从410a至410k的K个滤波器节，其中K可以是任意整数1或以上，例如K＝1、2、3或其他某个值。第一滤波器节410a从VGA 326接收输入基带信号Sin，并且最末滤波器节410k向ADC 330提供输出基带信号Sout。每一滤波器节410具有特定的额定频率响应，例如额定带宽以及滤波整形。这K个滤波器节410a到410k可具有相同或不同的额定频率响应。至少一个滤波器节具有可调带宽。每一可调滤波器节的带宽可基于针对该滤波器节的控制信号来改变。通过调节(各)可调滤波器节、通过启用某些滤波器节并旁路掉其他滤波器节等，滤波器328a的总带宽可被变换。 
在一个实施例中，全部K个滤波器节410a到410k具有相同的额定带宽并且是可调的。通过调整全部K个滤波器节可使滤波器328a获得不同的带宽(例如，针对一个、两个、三个或以上CDMA信号)。每一滤波器节410可以是具有一个主导极点的单极点滤波器。此主导极点可用电阻器和电容器来形成，并且此单极点滤波器节的带宽可通过改变此电容器和/或此电阻器来变换。 
图4B示出构成图3中的滤波器328的另一个实施例的可调基带滤波器328b。可调基带滤波器328b包括K个滤波器节420a到420k，其中K可以是任意大于1的整数。这K个滤波器节420a到420k具有不同带宽。例如，滤波器节420a可具有针对一个CDMA信号的带宽，滤波器节420b可具有针对两个CDMA信号的带宽，滤波器节420c可具有针对三个CDMA信号的带宽，等等。通过选择不同的滤波器节，滤波器328b的总带宽可被变换。交换器(SW)418从VGA 326接收输入基带信号Sin，并如由滤波器控制所决定地将此信号提供给这K个滤波器节之一。交换器422从所选滤波器节接收输出信号，并提供此信号作为输出基带信号Sout。 
对于可调基带滤波器328a和328b两者，每一滤波器节皆可实现为具有各种滤波器类型(例如，Butterworth、椭圆、Chebychev等等)、具有恰适的滤波器次序和带宽、以及具有足以满足线性度和动态范围要求的偏置电流。可使用一个或多个具有高选择性(或陡峭滚降)的滤波器节来衰减接收信号中大振幅的扰乱，例如对于图2A中所示的单频调测试即为如此。一般而言，可调基带滤波器328的复杂 度取决于此AMC调制解调器的合需工作环境。滤波器328提供对接收到的信号中的扰乱的一定程度的滤波以使得这些扰乱不会占据ADC 330的动态范围的很大一部分。滤波器328可被设计成具有较高选择性以便于能在具有高扰乱-信号比的环境中工作，以便于同时接收更多CDMA信号，等等。 
在一个实施例中，滤波器328被实现为在具有强信号或弱扰乱的环境中能接收多个CDMA信号的单极点可调滤波器。此滤波器的带宽由正被接收的CDMA信号的数目决定，并且可通过移动主导极点的位置来调节。此主导极点可被置于接近最外的正被接收的CDMA信号或置于其内。极点位置不需要很精确，并且通过改变电容器、电阻器、和/或其他电路元件就可容易地移动。当滤波器带宽被改变时，极点位置可被查实，并且此滤波器的频率响应(例如，固定偏差)可由DSP 350内的数字滤波器作准确补偿。在另一个实施例中，滤波器328被实现为具有若干可调极点。一般而言，简单的可调基带滤波器可在许多工作环境中为此AMC调制解调器提供良好的性能，并可进一步允许对滤波器频率响应作出更准确的补偿。依赖于ADC 330的动态范围以及由DSP 350内的数字滤波器所作的滤波就可处理图2B和2C中所示的强信号和弱扰乱的情景。 
图5示出可调基带滤波器328针对不同数目个CDMA信号的可变带宽。所有要被接收的这些CDMA信号当中中心的CDMA信号可由接收路径中的混频器324下变频到DC。滤波器328的带宽可被调节以放行直至并包括正被接收的最外CDMA信号在内的所有CDMA信号。例如，如果正在接收一个CDMA信号，则滤波器328可具有单边频率响应510a，如果正在接收三个CDMA信号，则可具有频率响应510b，而如果正在接收五个CDMA信号，则可具有频率响应510c。 
ADC 330为接收路径执行模数转换，并且可以是如图3中所示的Δ∑ADC或者具有所要求的动态范围的其他某种类型的ADC(例如，快闪ADC)。Δ∑ADC通过对输入信号振幅的改变作逐次的L比特逼近在比输入信号的带宽高许多倍的采样率——因为前一采样已被逼近——下执行输入信号的模数转换。L通常是1但也可大于1。来自Δ∑ADC的数据采样包含输入信号和量化噪声。此Δ∑ADC具有某些合需的特性，诸如高动态范围和噪声整形，这些对于AMC调制解调器而言都是很合适的。 
图6A示出Δ∑ADC 330在不同采样率下CDMA信号的标绘图和噪声谱的标绘图。此Δ∑ADC对量化噪声进行频谱整形以使此噪声从低频率被推往较高频率。此噪声整形允许CDMA信号在带内观察到较少的量化噪声，并因此实现较高的信 噪比(SNR)。带外量化噪声将更易于由后续数字滤波器滤除。 
此Δ∑ADC的噪声谱由过采样率(OSR)决定，OSR是此Δ∑ADC的采样率与正被数字化的合需信号的双边带宽之比。此Δ∑ADC具有由此Δ∑ADC的设计——例如，由Δ∑ADC中环路的数目、每一环路的次序等——决定的特定噪声响应。此噪声响应由过采样率在频率上比例定标。例如，以16倍于CDMA信号带宽(或即码片×16)的采样率获得噪声谱610，以码片×32的采样率获得噪声谱612，而以码片×48的采样率获得噪声谱614。对于cdma2000，码片率是1.23MHz。对于给定的CDMA信号电平，增大采样率就在频率上拉伸了噪声响应，这有效地增大了Δ∑ADC的带宽。 
此Δ∑ADC的采样率可基于各种因素来变换，举例而言，这些因素有诸如正被接收的CDMA信号的数目、工作状况(例如，CDMA信号电平以及扰乱电平)、功耗考虑等等。较高的采样率把量化噪声推至频率中较高处并增大了Δ∑ADC的带宽，但也导致较高的功耗。可使用较低的采样率(例如，码片×16)来接收一个CDMA信号，并可使用较高的采样率(例如，码片×32或码片×48)来接收多个CDMA信号。 
此Δ∑ADC的SNR与此采样率有关。较高的采样率对应于较高的SNR，因为量化噪声在频率上被上推。对于高CDMA信号电平可使用较低的采样率，因为量化噪声相对于信号电平而言较低。反之，对于低CDMA信号电平可使用较高的采样率以推走量化噪声并实现较高的SNR。 
此Δ∑ADC采用基准电压Vref来作输入信号振幅的变化的逼近。此Vref电压决定可被此Δ∑ADC不削波地捕捉到的最大信号电平，其常被称为满标电平。此Vref电压还决定了量化噪声，后者通常是相对于Vref电压来给出的。此Vref电压在正常情况下被固定在一预先确定的电压上，或被允许在小范围的电压上变换。常常使用自动增益控制器(AGC)环路变换Δ∑ADC之前的一个或多个电路块的增益，从而使得输入信号电平是此Vref电压的一合需的百分数。 
图6B示出此Δ∑ADC在相同采样率(例如，码片×48)和不同Vref电压下的噪声谱的标绘图。此Δ∑ADC的噪声响应由此Δ∑ADC的设计决定。通过变换Vref电压，此噪声响应可被上移或下移。例如，在Vmax的Vref电压下得到噪声谱620，在0.1×Vmax的Vref电压下得到噪声谱622，而在0.01×Vmax的Vref电压下得到噪声谱624。对于给定的CDMA信号电平，经由调节Vref电压来将量化噪声本底移至较低处有效地增大了此Δ∑ADC的带宽。 
此Δ∑ADC的Vref电压可基于各种因素来变换，举例而言，这些因素有诸如正被接收的CDMA信号的数目、CDMA信号电平、扰乱电平等等。例如，在接收多个CDMA信号时、在CDMA信号电平很低时等等，可以减小此Vref电压。较低的Vref电压可降低量化噪声电平，并为上面描述的情景提高SNR。尽管为简单化没有在图6B中示出，但是此Δ∑ADC的噪声本底随着量化噪声电平降落而开始起作用并变成限制因素。此Vref电压也可如下面描述地被用于AGC。 
如图6A和6B中所示，通过提高采样率和/或降低Vref电压可使此Δ∑ADC实现较宽的带宽。此较宽的带宽可容许同时接收多个CDMA信号。较高的采样率还将混叠频率移至较高处，这可放松对在前的模拟基带滤波器328的要求。混叠频率是采样率的一半，并且高于此混叠频率的信号分量在被此ADC采样时会折叠到带内。 
表1列出了对此Δ∑ADC的一些设置以及每种设置可能的工作状况。更详细的包含针对不同工作状况的具体采样率和Vref电压的表可基于计算机仿真、经验衡量等来确定。 
表1 
  Δ∑ADC设置   状况
  低采样率   一个或数个CDMA信号，高CDMA信号电平
  高采样率   多个CDMA信号，低CDMA信号电平
  低Vref电压   一个或数个CDMA信号，低信号电平和低扰  乱电平
  高Vref电压   多个CDMA信号，高信号电平或高扰乱电平，  输入RF信号接近灵敏度
经此Δ∑ADC的噪声整形导致在DC处的CDMA信号达到最佳SNR而最外的CDMA信号达到最低SNR。可操作此Δ∑ADC以通过例如调整采样率和/或Vref电压来使此量化噪声对于正被接收的各CDMA信号中的任何一个皆非主导因素。 
图7示出图3中的DSP 350的一个实施例的框图。对于此实施例，DSP 350包括N个信道处理器710a至710n、数据处理器730、以及搜索器732。这N个信道处理器可用分别的硬件或由能以时分复用(TDM)方式来执行所有N个信道处理器的处理的共同的高速处理器来实现。每一信道处理器710可被指派处理一个CDMA信号。来自Δ∑ADC 330的数据采样包含所有正被接收的CDMA信号并被提供给所有被指派的信道处理器710。 
在每一信道处理器710内，旋转器712对来自Δ∑ADC 330的数据采样执行旋转以使被指派的CDMA信号的中心频率从fos的偏移频率下移至DC。如图5中 所示，当接收多个CDMA信号时，至多1个CDMA信号位于DC处，并且其余每一CDMA信号位于靠近DC的一偏移频率处。旋转器712将各数据采样与一复正弦信号相乘并提供基带采样。此正弦信号的频率匹配被指派的CDMA信号的偏移频率。如果此偏移频率和ADC采样率由一整数倍相关，则此旋转可被简化。 
数字滤波器714对来自旋转器712的基带采样进行滤波以移除其他CDMA信号以及带外的不合需信号。滤波器714进一步针对可调基带滤波器328的频率响应作出补偿。滤波器714提供经滤波的采样，这些采样可被存储在采样缓冲器716中以允许进行脱机处理。如果这些经滤波的采样是在被实时处理，则采样缓冲器716是不需要的。 
解调器(Demod)718处理来自缓冲器716的存储的采样并提供码元估计。对于IS-95和cdma2000，由解调器718进行的处理包括(1)以在基站处用来将此数据扩频的伪随机数(PN)序列将这些采样解扩，(2)用数据和导频Walsh码将经解扩的采样解覆盖以获得数据码元和导频码元，(3)对这些导频码元进行滤波以获得导频估计，以及(4)用这些导频估计对这些数据码元进行相干解调以获得已解调的码元。解调器718可实现具有能处理被指派的CDMA信号的多个信号实例(或多径)的多个耙指处理器(或简称耙指)的rake接收机。在此情形中，解调器718将来自已被指派处理多径的所有耙指的已解调码元复合并提供针对被指派的CDMA信号的码元估计。解码器720对这些码元估计进行解交织和解码并提供关于被指派的CDMA信号的经解码数据。 
搜索器732搜索正被处理的这些CDMA信号中的强多径并向控制器360提供搜索器所找到的每一多径的强度和时基。对多径的搜索通常是基于在每一CDMA信号中发送的导频来执行的。为搜索特定CDMA信号中的强多径，搜索器732将为该CDMA信号存储的采样与本机生成的PN序列在不同PN相位上相关。由于PN序列的伪随机本质，所存储的采样与此PN序列的相关除了在本机生成的PN序列的相位与一多径的PN相位对齐时以外都应为低。控制器360基于搜索器732所提供的信息标识出感兴趣的多径，并指派解调器718内一耙指来处理所感兴趣的每一多径。 
多个信道处理器710可被指派同时处理多个CDMA信号。基站可在不同CDMA信道上为不同业务(例如，语音、分组数据、媒体广播等)传送不同CDMA信号，并可在多个CDMA信道上为盛行的业务(例如，语音)传送多个CDMA信号。无线设备标识出正为合需业务发送的CDMA信号并选择在频率上彼此毗邻或 靠近的CDMA信号。所选的一簇CDMA信号的中心频率可被下变频至DC，并且对于每一选中的CDMA信号可指派一个信道处理器710来对其进行处理。尽管所选的CDMA信号通常是在毗邻的CDMA信道上，但是这不是必要条件，并且各CDMA信号不需要在频率上彼此毗邻。 
由于这多个CDMA信号是来自于同一基站并且在频率上相互靠近，因此这些CDMA信号会体验到相似的信道效应，诸如阴影，还可能有多径衰落。可利用各CDMA信号之间的相关来提高性能。例如，搜索器732可使用关于一个CDMA信号的强多径的位置来作为对另一CDMA信号中的强多径的搜索的起点。可利用各CDMA信道间的相关来预测多径并由此改善搜索。 
可利用为多个CDMA信号获得的时基和频率信息来分别改善时基和频率跟踪。例如，可使用粗略频率控制环路来计及多普勒效应、图3中的LO发生器334中的漂移等等。此粗略频率控制环路可基于从正被接收的一个、一些、或所有CDMA信号获得的频率信息来被更新。可为每一被指派的CDMA信号维护一精密频率控制环路，并使用其来跟踪该CDMA信号的频率误差。类似地，可使用粗略时基控制环路来计及发生时钟信号的振荡器中的漂移。此粗略时基控制环路可基于从正被接收的一个、一些、或全部CDMA信号获得的时基信息来被更新。可为每一被指派的CDMA信号维护一精密时基控制环路，并使用其来跟踪该CDMA信号的时基误差。 
由于阴影效应是跨毗邻CDMA信道共有的，并且衰落效应很可能是某种程度上相关的，因此可跨这些CDMA信道执行信道估计以产生针对每一CDMA信道的改善的信道估计。一般而言，可利用各CDMA信道间的相关的知识来提高搜索、信道估计、时间和频率跟踪等的性能。 
图8示出数字滤波器714x的一个实施例，其可被用作图7中的数字滤波器714a至714n中的每一个。在数字滤波器714x内，扰乱抑制滤波器812用具有相对较陡峭的滚降的频率响应对来自旋转器712的基带采样进行滤波以衰减不合需信号。均衡滤波器814对来自扰乱抑制滤波器812的输出采样执行均衡以针对因接收路径中的其他电路块——诸如可调基带滤波器328以及扰乱抑制滤波器812——而在通带中产生的固定偏差进行补偿。由于基带滤波器328在较高频率上具有较多的固定偏差，因此该均衡可基于正被处理的CDMA信号的偏移频率fos。如果正被处理的CDMA信号以DC为中心，则均衡滤波器814可提供较少的补偿，而如果该CDMA信号以较高偏移频率为中心，则可提供较多的补偿。 
增益校正单元816用可调增益对来自均衡滤波器814的采样进行比例定标并提供经滤波的具有恰适分辨率(例如，4比特/采样)和振幅并且在恰适的采样率(例如，一个或两个采样/码片周期)下的采样。单元816可针对(1)正被处理的CDMA信号的信号电平、(2)Δ∑ADC的采样率和/或Vref电压的调节、(3)接收路径中的其他电路块的增益等来进行补偿。尽管在图8中没有示出，但是可使用DC偏移移除单元来移除由混频器324下变频到DC的中心CDMA信号的采样中的DC偏移。 
滤波器812和814可各自用有限冲激响应(FIR)结构、无限冲激响应(IIR)结构、其他某种数字滤波器结构、或其组合来实现。滤波器812和814可各自包括一个或多个滤波器节。例如，滤波器812可用三个双二次FIR滤波器节来实现，而滤波器814可用两个双二次IIR滤波器节和一个双二次FIR滤波器节来实现，如在美国专利No.6,389,069中所描述的。滤波器812和814的系数可以是固定的或可以是可编程的以提供灵活性。数字滤波器714x还可包括不同的和/或外加的滤波器、其他电路块等等。 
图8还示出扰乱检测单元820的一个实施例，其可以是数字滤波器714x的部件或可驻留在控制器360内。对于此实施例，功率测量单元822接收提供给扰乱抑制滤波器812的基带采样，测量这些采样的功率，并将第一功率测量提供给扰乱检测器826。功率测量单元824接收由扰乱抑制滤波器812提供的采样，测量这些采样的功率，并将第二功率测量提供给扰乱检测器826。扰乱检测器826检测是否存在靠近该CDMA信号的扰乱并提供扰乱指示。第一功率测量既包括合需CDMA信号也包括诸如扰乱等的带外的不合需信号。第二功率测量主要包括合需的CDMA信号，因为不合需信号的绝大部分被扰乱抑制滤波器812滤除。这两个功率测量之比指示不合需信号电平相对于合需信号电平有多大。如果第一和第二功率测量之差很大，即指示带外功率很大，则扰乱检测器826指示存在大振幅的扰乱。反之，如果第一和第二功率测量之差很小，即指示带外功率可忽略，则扰乱检测器826指示不存在大振幅的扰乱。扰乱-信号比与第一和第二功率测量之差有关，并可基于其来估计。此扰乱指示被提供给控制器360并被用来确定可被同时接收的CDMA信号的最大数目以及其他目的。 
一般而言，扰乱可基于两次测量来检测——一次测量在扰乱抑制滤波器之前，而另一次测量在扰乱抑制滤波器之后。这两次测量之一可以是隐性的。例如，扰乱抑制滤波器的输出可由AGC环路设为预定值，在此情形中第二功率测量是固定的。 如果如图8中所示，扰乱滤波是在数字域中执行的，则扰乱检测可在数字域中执行。 
可使用饱和检测器作为扰乱检测器的替代或补充以检测Δ∑ADC的饱和。大的不合需信号可致使Δ∑ADC饱和，这进而引起Δ∑ADC所提供的数据采样中产生畸变以及其他伪影。此饱和检测器可对各个可能的ADC值中的每一个的发生次数进行计数，并可在大ADC值的发生次数超过预定阈值的情况下声明饱和。例如，如果Δ∑ADC提供具有{+3，+1，-1，-3}中的值的2比特数据采样，则此饱和检测器可对预定时间窗内+3的发生次数和-3的发生次数进行计数，并可在+3和-3的发生次数超过此预定阈值的情况下声明饱和。如果检测到饱和，则提供给Δ∑ADC的基带信号的振幅和/或要接收的CDMA信号的数目可被减小。 
数字域中的扰乱和饱和检测可提供某些优势，诸如较大的准确性以及灵活性(由于此处理是数字地进行的)以及较低的成本(由于不需要模拟电路系统)。在一个实施例中，来自Δ∑ADC的数据采样可被变换到频域。这些数据采样的频谱可被分析以确定如果接收多个CDMA信号此Δ∑ADC是否会饱和。 
回到图3，此发射路径无需显著改变其工作方式即可处理一个或多个CDMA信号。发射路径中的电路块可被设计成为该AMC调制解调器所支持的最大数目个CDMA信号提供所要求的线性度。功率放大器348可被调节以为每一CDMA信号提供所要求的输出功率电平。例如，如果一个CDMA信号要求的输出功率电平是+24dBm，并且三个CDMA信号正在被同时传送，则所有三个CDMA信号的总输出功率电平可被设高约5dB，在此10·log10(3)＝4.8dB。 
接收路径通常被要求处理很宽范围的输入RF信号电平，例如对于cdma2000是90dB或以上。接收路径中的各电路块(例如，LNA 322、混频器324、以及VGA326)被设计成在输入RF信号电平的满量程上具有所要求的线性度。接收路径中的每一可变电路块的增益和/或偏置电流可基于输入RF信号电平被变换。接收路径中的这些电路块可就像是仅一个CDMA信号正被接收那样用正常方式来操作。此Δ∑ADC可被操作以提供对输入RF信号电平的全量程的绝大部分上的多个CDMA信号的覆盖。 
为接收路径维护一AGC环路以确保提供给Δ∑ADC的基带信号具有恰适的振幅并且不会使Δ∑ADC饱和。接收路径中的各电路块可被设计成具有多个增益状态。每一增益状态为输入RF信号电平的特定量程提供充分的增益。第一增益状态具有最高增益，并且是针对输入RF信号电平的覆盖敏感度的最低量程来设计的。接收路径在这些增益状态之一下工作，而该增益状态是由输入RF信号电平来决定 的。 
此Δ∑ADC的Vref电压可被用于AGC。高Vref可被用于第一增益状态，因为(1)噪声本底因接收路径中的大增益而变得较高，以及(2)低Vref将减损ADC的动态范围。对于其他增益状态，Vref可被用作AGC的一种形式，并可被变换以使得此Δ∑ADC的满量程匹配CDMA信号电平和扰乱电平。例如，对于每一增益状态——可能除第一增益状态之外——Vref可基于正被接收的CDMA信号的数目来调节，例如，对于较多的CDMA信号有较高的Vref，而对于较少的CDMA信号有较低的Vref。Vref还可被调节以跟踪输入RF信号电平的变化。Vref可以(1)在不存在扰乱的情况下应较低的输入RF信号电平作减小而不会牺牲动态范围以及(2)应较高的输入RF信号电平(例如由于接收较多的CDMA信号)作增大以对该增益状态下的可用增益进行利用。 
由基站在同一频带的不同CDMA信道上传送的各CDMA信号应具有相似的接收信号电平。可对所有正被接收的CDMA信号的输入RF信号电平执行AGC。可为正被接收的每一CDMA信号维护一单独的AGC环路。每一单独的AGC环路调节关于一个CDMA信号的增益(例如，经由图8中的增益校正单元816)以使得经滤波的采样具有恰适的振幅。 
信道选择是指确定可被同时接收的CDMA信号的数目并且选择具体的CDMA信号来接收。信道选择可在呼叫的起始执行，并且也可在呼叫期间基于例如工作状况、用户要求的改变等来执行。无线设备在呼叫期间可接收不同数目的CDMA信号和/或不同的CDMA信号。 
一般而言，可被同时接收的CDMA信号的数目取决于各种因素，诸如工作状况、接收机能力、用户要求等等。工作状况可用扰乱检测器、饱和检测器、频谱分析等来查实。接收机能力可由可调基带滤波器的选择性、ADC的动态范围等来量化。当因强CDMA信号或弱扰乱而使扰乱-信号比很小时，此AMC调制解调器可同时接收多个CDMA信号。可操作此AMC调制解调器以基于工作状况来接收尽可能多的CDMA信号(例如，1个、2个、3个、4个、5个等)。还可操作此AMC调制解调器以基于工作状况的改变来接收变动数目的CDMA信号。 
此AMC调制解调器能以各种方式使用，并可用于各种目的。此AMC调制解调器可接收关于不同业务的多个CDMA信号。例如，此AMC调制解调器可接收一个关于语音的CDMA信号、另外一个或多个关于分组数据的CDMA信号、另一关于广播数据和/或寻呼的CDMA信号等等。又如，此AMC调制解调器可接收关 于分组数据的第一CDMA信号和关于寻呼的第二CDMA信号，这可缓解要第一CDMA信号携带用于支持寻呼的开销的需要。随着网络运营商经由更多的CDMA信道来提供更多的业务和功能集，并发地支持多个用户的能力将变得愈发重要。 
此AMC调制解调器还可接收多个CDMA信号以提高峰值吞吐量。例如，如果一个CDMA信号的峰值数据率是2.4Mbps，则此AMC调制解调器可用两个CDMA信号来实现4.8Mbps，用三个CDMA信号来实现7.2Mbps，用五个CDMA信号来实现12.0Mbps，以此类推。接收多个CDMA信号的能力缩短了数据下载时间，提高了用户满意度，并提高了资源利用率。 
此AMC调制解调器可接收多个CDMA信号以实现频率分集。例如，基站可经由一个以上的CDMA信道来随机地传送分组，在较佳的CDMA信道(例如，基于ACK反馈而具有较高的成功率)上选择性地传送分组，在具有较佳接收信号质量的CDMA信道上传送分组，等等。频率分集可提高性能，并可与诸如天线分集——即使用多个天线来进行信号接收——等的其他形式的分集组合使用。 
基站可以需要知悉也可以无需知悉无线设备正在接收多个CDMA信号。对于自治式接收(或开环操作)，无线设备确定要接收多少个CDMA信号以及要接收哪些CDMA信号而无须通知基站。可采用自治式接收来接收独立生成的例如关于不同业务的CDMA信号。对于协调式接收(或闭环操作)，无线设备和/或基站确定要接收多少个CDMA信号以及要接收哪些CDMA信号，并且基站知悉所选的CDMA信号。可采用协调式接收来接收多个组合业务(例如，语音和视频)、来自多个CDMA信道的数据(例如，为实现频率分集和/或更高的数据率)等等。基站相应地生成独立的CDMA信号。 
图9示出由无线终端执行以接收来自服务基站的信号的过程900。首先，确定服务基站所传送的扩频信号所观察到的工作状况(框910)。这些扩频信号可以是来自cdma2000基站的CDMA信号、来自全球移动电信系统(UMTS)B节点的W-CDMA信号、或是其他一些扩频信号。工作状况可通过估计合需信号电平、扰乱电平等来确定。基于工作状况、用户要求、以及还可能基于其他因素，选择要同时接收的扩频信号的具体数目(框912)。基于所选扩频信号数目来设置可调滤波器的带宽(框914)。可基于工作状况、所选扩频信号数目等来设置ADC的采样率和/或基准电压(框916)。输入信号(例如，来自图3中的VGA 326)由可调滤波器滤波以获得输出信号(框918)。此输出信号由ADC数字化以获得数据采样(框920)。每一选中的扩频信号在频率上被向下平移到DC(框922)，用为 该扩频信号选择的滤波器响应来滤波(框924)，并被进一步处理(例如，解调和解码)以获得该扩频信号的经解码数据(框926)。 
本文中描述的AMC调制解调器可通过各种手段来实现。例如，AMC调制解调器可用硬件或是硬件与软件的组合来实现。对于硬件实现，用于接收多个扩频信号的各处理单元可在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、RF集成电路(RFIC)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子设备、设计成执行本文中描述的功能的其他电子单元、或其组合内实现。 
此AMC调制解调器的某些部件可在软件中实现。例如，信道选择和各种控制功能可用执行本文中描述的功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。软件代码可被存储在存储器单元(例如，图3中的存储器单元362)中并由处理器(例如，控制器360)来执行。存储器单元可被实现在处理器内或外置于处理器。 
提供对所公开的实施例的以上描述是为使本领域任何技术人员皆能够制作或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的，并且本文中所定义的普适原理可被应用于其他实施例而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本发明无意被限定于本文中所示出的实施例，而是应根据与本文中所公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围来授权。 

Claims (29)

1.一种在无线通信系统中接收数据的装置，包括：
可调滤波器，用于以可调带宽对输入信号进行滤波，并提供包含所选数目个扩频信号的输出信号；
数字处理器，用于处理从所述输出信号为所选数目个扩频信号当中的每一扩频信号生成的采样；以及
控制器，用于确定工作状况并基于所述工作状况来选择所述扩频信号数目；
其中，所述工作状况是所感兴趣的频率范围的状况。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述可调滤波器包括至少一个具有可变带宽的滤波器节。
3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述可调滤波器包括多个具有不同带宽的滤波器节，并且其中所述多个滤波器节之一被选定以对所述输入信号进行滤波。
4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包括：
模数转换器(ADC)，用于将所述输出信号数字化以生成所述采样。
5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，进一步包括：
饱和检测器，用于检测所述ADC中的饱和。
6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包括：
增量-总和模数转换器(Δ∑ADC)，用于将所述输出信号数字化以生成所述采样。
7.如权利要求6所述的装置，其特征在于，
所述控制器用于基于所选扩频信号数目来设置所述Δ∑ADC的采样率。
8.如权利要求6所述的装置，其特征在于，
所述控制器用于基于所选扩频信号数目来设置所述Δ∑ADC的基准电压。
9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述数字处理器包括至少一个信道处理器，每一信道处理器用于处理所选数目个扩频信号当中各自相应的扩频信号的采样。
10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，每一信道处理器包括旋转器，用于将所述各自相应的扩频信号向下频率平移至直流(DC)。
11.如权利要求9所述的装置，其特征在于，每一信道处理器包括数字滤波器，用于执行针对扰乱抑制的滤波。
12.如权利要求9所述的装置，其特征在于，每一信道处理器包括数字滤波器，用于针对所述各自相应的扩频信号执行频率补偿。
13.如权利要求9所述的装置，其特征在于，每一信道处理器包括数字滤波器，用于针对所述各自相应的扩频信号执行增益校正。
14.如权利要求1所述的装置，其特征在于，进一步包括：
扰乱检测单元，用于检测靠近所选数目个扩频信号的扰乱。
15.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述扰乱检测单元用于获得扰乱抑制滤波之前的第一功率测量、获得所述扰乱抑制滤波之后的第二功率测量、并基于所述第一和第二功率测量来检测扰乱。
16.如权利要求1所述的装置，其特征在于，
所述控制器用于基于扩频信号电平和扰乱电平来选择所述扩频信号数目。
17.如权利要求1所述的装置，其特征在于，
所述控制器用于还基于用户要求来选择所述扩频信号数目。
18.一种在无线通信系统中接收数据的装置，包括：
用于为多个扩频信号确定工作状况的装置；
用于基于所述工作状况来选择要同时接收的扩频信号的具体数目的装置；
用于基于所选扩频信号数目来设置滤波器带宽的装置；
用于以所述滤波器带宽来对输入信号进行滤波以获得输出信号的装置；以及
用于处理从所述输出信号为所选数目个扩频信号当中的每一扩频信号生成的采样的装置；
其中，所述工作状况是所感兴趣的频率范围的状况。
19.如权利要求18所述的装置，其特征在于，进一步包括：
用于基于所述工作状况、所选扩频信号数目、或其组合来设置采样率、基准电压、或所述采样率和所述基准电压两者的装置；以及
用于以所述采样率和所述基准电压来将所述输出信号数字化以获得所述采样的装置。
20.如权利要求18所述的装置，其特征在于，进一步包括：
用于将所选数目个扩频信号当中的每一扩频信号在频率上向下平移至直流(DC)的装置。
21.如权利要求18所述的装置，其特征在于，进一步包括：
用于以为所选数目个扩频信号当中的每一扩频信号选择的滤波器响应来对此扩频信号进行滤波的装置。
22.如权利要求18所述的装置，其特征在于，进一步包括：
用于检测靠近所选数目个扩频信号的扰乱的装置，并且其中所述扩频信号数目是基于所检测到的扰乱来选择的。
23.一种在无线通信系统中接收数据的方法，包括：
为多个扩频信号确定工作状况；
基于所述工作状况来选择要同时接收的扩频信号的具体数目；
基于所选扩频信号数目来设置滤波器带宽；
以所述滤波器带宽来对输入信号进行滤波以获得输出信号；以及
处理从所述输出信号为所选数目个扩频信号当中的每一个扩频信号生成的采样；
其中，所述工作状况是所感兴趣的频率范围的状况。
24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，进一步包括：
基于所述工作状况、所选扩频信号数目、或其两者来设置采样率、基准电压、或所述采样率和所述基准电压两者；以及
以所述采样率和所述基准电压来将所述输出信号数字化以获得所述采样。
25.如权利要求23所述的方法，其特征在于，进一步包括：
以为所选数目个扩频信号当中的每一扩频信号选择的滤波器响应来对该扩频信号进行滤波。
26.如权利要求23所述的方法，其特征在于，进一步包括：
检测靠近所选数目个扩频信号的扰乱，并且其中所述扩频信号数目是基于所检测到的扰乱来选择的。
27.一种在无线通信系统中接收数据的装置，包括：
控制器，用于基于工作状况、或工作状况和用户要求的组合来选择要同时接收的扩频信号的具体数目，其中不同扩频信号数目在呼叫期间是可选的；以及
接收机单元，用于处理输入信号并提供包含所选数目个扩频信号的输出信号；
其中，所述工作状况是所感兴趣的频率范围的状况。
28.一种在无线通信系统中接收数据的装置，包括：
控制器，用于确定工作状况并基于所述工作状况来选择扩频信号数目并选择要并发接收的关于至少两个业务的至少两个扩频信号；
接收机单元，用于处理输入信号并提供包含所述至少两个扩频信号的输出信号；以及
处理器，用于处理从所述输出信号为所述至少两个扩频信号中的每一个生成的采样；
其中，所述工作状况是所感兴趣的频率范围的状况。
29.如权利要求28所述的装置，其特征在于，所述控制器用于选择关于语音业务的扩频信号以及选择关于分组数据业务的至少一个扩频信号。
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