JP4456635B2

JP4456635B2 - 複数の無線通信サービスを処理するための方法および装置

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Publication number: JP4456635B2
Application number: JP2007530035A
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Inventors: エリンアイシンエリカ; クラーンジェラルド; ハクータンバー; タイラフライデリク; ダブリュ．ハイムジョン
Original assignee: インターデイジタルテクノロジーコーポレーション
Priority date: 2004-08-26
Filing date: 2005-08-22
Publication date: 2010-04-28
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Description

本発明は、無線通信システムに関する。より詳細には、本発明は、受信機において、複数の無線通信サービスを処理するための方法および装置に関する。

ソフトウェア定義無線（ＳＤＲ：Software Defined Radio）とは、複数の無線通信標準が、無線送受信ユニット（ＷＴＲＵ：Wireless Transmit/Receive Unit）においてサポートされ、無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）信号が、ソフトウェア定義ユニット（software defined unit）によって処理されるようにする方式である。ＳＤＲを用いると、１つのハードウェアプラットフォームが、ハードウェアコンポーネントを置き換えることなく、複数の無線通信標準をサポートすることができ、ダウンロードされたソフトウェアは、ハードウェアを再構成することができる。このようにすると、ＷＴＲＵは、新たに開発された無線通信標準とプロトコルとをサポートするように迅速に構成することができる。

代表的なシングルモードセルラ基地局（single-mode cellular base station）とＷＴＲＵとは、ヘテロダイン無線受信機のアナログフロントエンド、固定のサンプリングレートのアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ：Analog-to-Digital Converter）、および後置のデジタル処理ユニットを備える。アナログフロントエンドでは、所望の信号がフィルタリングされたあと、固定の中間周波数（ＩＦ）帯域にダウンコンバートされる。ＡＤＣは、デジタルプロセスの復調アルゴリズムが必要とする所望の信号の帯域幅と、他の要因とに基づいて事前に選択された固定のサンプリングレートで動作する。

現在では、ＷＴＲＵは、複数のチャネルを介して受信された複数のサービスを処理するように構成されている。例えば、ＷＴＲＵは、デジタルセルラシステム（ＤＣＳ：Digital Cellular System）、および、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ：Wideband Code Division Multiple Access）システムの両方における通信をサポートすることができる。各サービスは、ＷＴＲＵ内の対応する受信機パス（receiver path）を介して処理され、ＷＴＲＵ内のモデムに別々に入力され、モデムで処理される。しかし、どの時点でも、各受信機パスにおいてサポートされるサービスは１つに限られている。

現行のＷＴＲＵの設計には、フロントエンド構成も含まれており、この構成には、各サービスの周波数帯域ごとに信号を異なる受信機パスに分離する、スイッチまたはマルチプレクサと、複数のフィルタとが含まれる。基地局またはＷＴＲＵが、１つの無線受信機において、複数の同時サービスおよび／またはチャネルを、異なるキャリア周波数でサポートしているときは、様々なサービスおよび／またはチャネルがフィルタリングされ、アナログフロントエンドにおいて別々にＩＦにダウンコンバートされたあと、固定のサンプリングレートで別々にデジタルサンプルに変換される。

ＡＤＣのサンプリングレートは、受信機の電力消費に影響を与える要因の１つである。ＡＤＣの電力消費、および、モデムにおける他の処理ブロックの電力消費は、一般的に、サンプリングレートに比例する。すなわち、サンプリングレートが高くなると、サンプリングレートが低い場合よりも多くの電力が必要になる。

従って、従来のＷＴＲＵでは、複数のサービスをサポートするためには豊富なハードウェアリソースが必要になり、その構成は、ＷＴＲＵのバッテリ寿命の点で望ましくない。

本発明は、受信機において、複数の無線通信サービスを処理するための方法および装置に関する。本発明によれば、２以上の無線通信サービスが同時に受信され、処理される。それらのサービスは、異なるキャリア周波数帯域を介して送信され、受信キャリア周波数帯域は、中間周波数（ＩＦ）帯域にダウンコンバートされる。局所発振器（ＬＯ：Local Oscillator）周波数は、複数のサービスのダウンコンバートされたＩＦ帯域が単一のＩＦ帯域に属するように設定される。代替実施形態では、ソフトウェア定義無線（ＳＤＲ）は、１つのＡＤＣを使用して、複数の入力信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数を適応的に選択し、かつ、ＬＯ周波数を適応的に選択することにより実装される。この複数の入力信号は、２以上の異なる周波数帯域で受信された２以上のサービスから構成される。各入力信号は、異なる周波数帯域を介して、異なるサービスを搬送する。入力信号は同時に受信される。各サービスは、最小限の信号対雑音および歪み比（ＳＩＮＡＤ：signal-to-noise and distortion ratio）要件の影響を受ける。入力信号を、所定の周波数における複数のＬＯ信号とミックス（mix）することによって、入力信号は、ＩＦ帯域信号に変換される。ＬＯ周波数は、ＩＦ帯域がある程度スペクトル的に相互に隣接するか、または重なり合うように、適応的に選択される。サービスのＳＩＮＡＤは、スペクトル的に重なり合う複数の条件の各々で測定される。次いで、ＬＯ周波数およびサンプリング周波数は、ＳＩＮＡＤの測定結果に基づいて調整される。このプロセスは、好ましくは継続的に繰り返される。

添付図面とあわせて理解すべき例示する以下の好ましい実施形態の記載から、本発明をより詳細に理解することができよう。

以下において、「ＷＴＲＵ」という用語には、ユーザ機器、移動局、固定式もしくは移動式加入者ユニット、ページャ、または、無線環境において動作することができる他の任意の種類のデバイスが含まれるが、これらに限定されるものではない。以下において、「基地局」と呼ぶときは、この用語には、ノードＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント、または、無線環境における他の任意の種類のインターフェーシングデバイスが含まれるが、これらに限定されるものではない。

本発明の特徴は、集積回路（ＩＣ）に組み入れることも可能であるし、多数の相互接続コンポーネントを備えた回路内に構成することも可能である。

本発明は、単一の受信機チェーン（single receiver chain）において、複数の無線通信サービスを同時に受信することをサポートする際に使用される方法および装置を提供する。ハードウェアは、ソフトウェアにより構成することが可能である。以下では、同時サービスの例として、ＤＣＳおよびＷＣＤＭＡ周波数分割複信（ＦＤＤ：Frequency Division Duplex）と関連させて、本発明について説明する。しかしながら、本発明は、他の任意のサービスにも適用可能であり、また、同時サービスの数に関係なく適用可能であることに留意されたい。図中に示した数値は、例として示したものであって、これらに限定されるものではなく、本発明の教示から逸脱しない限り、他のどのような数値でも使用することが可能である。

図１は、本発明の第１の実施形態による受信機１００を示すブロック図である。図２Ａ〜図２Ｄは、図１の受信機１００における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。ダイプレクサ１０２およびサーキュレータ１０４は、図２Ａに示すように、入力スペクトルを帯域制限し、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）１０６より前の成分損失（component loss）を最小限にしながら、所望のサービスのダウンリンク帯域を結合する。ＬＮＡ１０６が、受信機チェーンの残りの部分からの第２ステージにおける雑音指数寄与分（contribution）を最小限にする十分な利得（１０〜１５ｄＢ）を有する限り、ＬＮＡ１０６の雑音指数にＬＮＡ１０６より前の損失を加えたものを主として含むシステム雑音指数も、これによって確立される。ダイプレクサ１０２は、所望のダウンリンク帯域の間に属する中間アップリンク帯域（例えば、図２ＡのＦＤＤアップリンク帯域）を除去することにより、広帯域ＬＮＡ１０６の飽和を防止する。２つの全受信帯域（full receive band）における任意のチャネルを同時に受信することができ、サービスの選択は、ソフトウェアにより構成可能である。

帯域制限された入力スペクトルは、ＬＮＡ１０６によって増幅され、第１フィルタ１０８によってフィルタリングされる。第１フィルタ１０８によってフィルタリングされた後の入力スペクトルは、図２Ｂに示されている。帯域制限された入力信号は、ミキサ１１０によって、固定のＬＯ１周波数を用いて第１ＩＦ帯域幅にダウンコンバートされる。第１ＩＦは、第２フィルタ１１２によって、再度フィルタリングされて、イメージ周波数とブロッカ（blocker）とが除去され、次いで、可変利得増幅器（ＶＧＡ：Variable Gain Amplifier）１１４によって増幅される。ＶＧＡ１１４によって出力された第１ＩＦスペクトルは、図２Ｃに示されている。

イメージ周波数変換を使用することにより、二回目のダウンコンバージョンは、ミキサ１１６によって、ＬＯ２周波数を用いて行われる。第２ＩＦスペクトルは、図２Ｄに示されている。２回目のダウンコンバージョンを行うと、図２Ｄに示すように、複数のサービスのダウンリンク帯域が、単一の第２ＩＦ帯域幅内に収まるように、ＬＯ２周波数が設定される。ＤＣＳダウンリンク帯域およびＷＣＤＭＡＦＤＤダウンリンク帯域は、単一の第２ＩＦ帯域幅内に収まっている。これにより、高Ｑフィルタを使用して、帯域外のブロッカとジャマ（jammer）とを、第２ＩＦ帯域幅で減衰させることができる。複数のＬＯ周波数を使用して、複数のサービスのダウンリンク帯域幅を、定められた第２ＩＦ帯域幅内の任意の位置に配置することもできる。

図１の受信機１００は、２回のダウンコンバージョンを実行する。しかしながら、図１の受信機１００の構成、および、後述する本発明の他の実施形態は、本発明の好ましい実施形態にすぎず、また、３回以上のダウンコンバージョンを実行してもよいことに留意されたい。局所発振器ＬＯ１およびＬＯ２は、固定のフィルタを用いた適応的な周波数プランを使用することにより、第２ＩＦ帯域幅を最小限にしながら、受信ダウンリンク帯域が第２ＩＦに収まるように、設定される。

最終ＩＦ信号は、フィルタ１１８、１２２およびＶＧＡ１２０によって処理されたあと、アナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１２４によって、さらにダウンサンプリングされる。第２ＩＦ帯域幅を最小限にすることにより、ＡＤＣ１２４のサンプリング周波数を適応的にすることができるので、ベースバンドへの最終的なデジタルダウンコンバージョンにおける電力消費を最小限に抑えることができる。

最終ＩＦ帯域幅は、受信機の信号対雑音および歪み比（ＳＩＮＡＤ）測定によって決まる。ＳＩＮＡＤの測定値には、受信機の処理帯域幅内に存在する歪み成分が含まれる。通常は、１つの信号だけがこの帯域幅内に存在し、歪み成分は生成されないので、信号対雑音比（ＳＮＲ：Signal-to-Noise Ratio）測定だけが必要とされる。受信機においては、複数の信号が存在することから、歪み成分が処理帯域幅内で生成されるので、歪み成分のレベルを、ＳＮＲ測定の中で明らかにする必要がある。本発明によれば、最小帯域幅は、最高ＳＩＮＡＤが測定されたときに選択され、逆に、最大最終帯域幅は、最低ＳＩＮＡＤが測定されたときに選択される。

図３は、本発明の第２の実施形態による受信機２００を示すブロック図である。図４Ａ〜図４Ｄは、図３の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。ダイプレクサ２０２およびサーキュレータ２０４は、図４Ａに示すように、入力スペクトルを帯域制限する。帯域制限された入力スペクトルは、ＬＮＡ２０６によって増幅され、第１フィルタ２０８によってフィルタリングされる。第１フィルタ２０８によってフィルタリングされた後の入力スペクトルは、図４Ｂに示されている。

次いで、入力信号をＬＯ１により生成された信号とミックスすることによって、入力信号は、ＩＦ信号にダウンコンバートされる。第２の実施形態では、２つの固定のＬＯ１周波数と、２つの固定のＬＯ２周波数とを用いることにより、２つのダウンリンク帯域が、最終ＩＦにおいて隣接する帯域に変換される。各サービスの入力信号は、異なるＬＯ周波数を用いてダウンコンバートされる。この例では、ＤＣＳダウンリンク帯域は、ＬＯ１Ａ周波数およびＬＯ２Ａ周波数を用いてダウンコンバートされ、ＷＣＤＭＡＦＤＤダウンリンク帯域は、ＬＯ１Ｂ周波数およびＬＯ２Ｂ周波数を用いてダウンコンバートされる。

各サービスの帯域制限された入力信号は、ミキサ２１０によって、ＬＯ１Ａ周波数およびＬＯ１Ｂ周波数をそれぞれ用いて、第１ＩＦ帯域幅にダウンコンバートされて、再度第２フィルタ２１２によってフィルタリングされ、イメージ周波数とブロッカとが除去されて、ＶＧＡ２１４によって増幅される。ＶＧＡ２１４によって出力された第１ＩＦスペクトルは、図４Ｃに示されている。

２回目のダウンコンバージョンは、ミキサ２１６によって、ＬＯ２Ａ周波数およびＬＯ２Ｂ周波数をそれぞれ用いて行われる。フィルタ２１８によって出力された第２ＩＦスペクトルは、図４Ｄに示されている。２回目のダウンコンバージョンを行うと、図４Ｄに示すように、複数のサービスのダウンリンク帯域が、第２ＩＦ帯域幅内で相互に隣接して配置されるように、ＬＯ１Ａ周波数、ＬＯ１Ｂ周波数、ＬＯ２Ａ周波数およびＬＯ２Ｂ周波数が設定される。この例では、ＤＳＣダウンリンク帯域およびＷＣＤＭＡＦＤＤダウンリンク帯域は、最終ＩＦ帯域内で隣接する帯域に変換される。複数のＬＯ周波数を使用して、複数のサービスのダウンリンク帯域を、定められた第２ＩＦ帯域幅内の任意の位置に配置することもできる。最終中間周波数は、フィルタ２１８、２２２およびＶＧＡ２２０によって処理されたあと、ＡＤＣ２２４によって、さらにダウンサンプリングされる。第２ＩＦ帯域幅を最小限にすることにより、ＡＤＣ２２４のサンプリング周波数を適応的にすることができるので、ベースバンドへの最終的なデジタルダウンコンバージョンにおける電力消費を最小限に抑えることができる。

図５は、本発明の第３の実施形態による受信機３００を示すブロック図である。図６Ａ〜図６Ｄは、図５の受信機３００における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。ダイプレクサ３０２およびサーキュレータ３０４は、図６Ａに示すように、入力スペクトルを帯域制限する。帯域制限された入力スペクトルは、ＬＮＡ３０６によって増幅され、第１フィルタ３０８によってフィルタリングされる。第１フィルタ３０８によってフィルタリングされた後の入力スペクトルは、図６Ｂに示されている。

各サービスの帯域制限された入力信号は、ミキサ３１０によって、ＬＯ１Ａ周波数およびＬＯ１Ｂ周波数をそれぞれ用いて、第１ＩＦ帯域幅にダウンコンバートされて、再度第２フィルタ３１２によってフィルタリングされ、イメージ周波数とブロッカとが除去されて、ＶＧＡ３１４によって増幅される。ＶＧＡ３１４によって出力された第１ＩＦスペクトルは、図６Ｃに示されている。

第３の実施形態では、ダウンリンク帯域からの任意のチャネルはいずれも、構成可能なＬＯ２を使用することにより、ＩＦ帯域において任意の間隔のチャネルにダウンコンバートすることができる。２つの入力信号の２回目のダウンコンバージョンは、ミキサ３１６によって、ＬＯ２Ａ周波数およびＬＯ２Ｂ周波数をそれぞれ用いて行われる。フィルタ３１８によってフィルタリングされた後の第２ＩＦスペクトルは、図６Ｄに示されている。２回目のダウンコンバージョンを行うと、図６Ｄに示すように、複数のサービスのダウンリンク帯域が、相互に分離されて第２ＩＦ帯域幅内に配置されるように、ＬＯ２Ａ周波数およびＬＯ２Ｂ周波数は、調整可能となっている。

代替として、ＬＯ１Ａ周波数およびＬＯ２Ａ周波数を調整可能とし、ＬＯ２Ａ周波数およびＬＯ２Ｂ周波数を固定にすることもできるし、両方のＬＯ周波数を調整可能とすることもできる。複数のＬＯ周波数を使用して、複数のサービスのダウンリンク帯域を、定められた第２ＩＦ帯域幅内の任意の位置に配置することもできる。最終中間周波数は、フィルタ３１８、３２２およびＶＧＡ３２０によって処理されたあと、ＡＤＣ３２４によって、さらにダウンサンプリングされる。第２ＩＦ帯域幅を最小限にすることにより、ＡＤＣ３２４のサンプリング周波数を適応的にすることができるので、ベースバンドへの最終的なデジタルダウンコンバージョンにおける電力消費を最小限に抑えることができる。

図７は、本発明によって適応的な周波数ダウンコンバージョンを実現するために使用される、受信機のモデムにおけるルックアップテーブル（ＬＵＴ：Look-Up Table）４００を示すブロック図である。所望のサービス、サンプリング帯域幅、および所望の第２ＩＦが、ＬＵＴ４００への入力として使用され、ＬＵＴ４００は、ＬＯ１周波数設定値およびＬＯ２周波数設定値と、ＡＤＣサンプリング周波数とを出力する。ＬＵＴ４００は、利用可能なサービスとＳＩＮＡＤの測定値とに応じて、周波数プラン、サンプリング周波数、およびサンプリング帯域幅を最適化する。ＬＵＴは、本発明の全ての実施形態において利用することができる。

図８は、本発明によって局所発振器の周波数をシンセサイズするためのＬＯ周波数シンセサイザ（LO frequency synthesizer）５００を示すブロック図である。第２の実施形態および第３の実施形態に示した受信機は、複数のＬＯ周波数を必要とするので、シンセサイザ５００は、これらの周波数を生成できなければならない。ＬＯ周波数シンセサイザ５００は、基準発振器（reference oscillator）５０２と、１つまたは複数のシンセサイザ５０４とを備える。ＬＯ周波数シンセサイザは、任意的に、１つまたは複数のアイソレータ（isolator）５０６と、１つまたは複数のサーキュレータ５０８とをさらに備えることができる。基準発振器５０２は、複数のシンセサイザ５０４に入力される基準周波数を生成する。各シンセサイザ５０４は、ＬＵＴ４００によって生成されたＬＯ１周波数設定値およびＬＯ２周波数設定値に従ってＩＦ周波数を生成するようにチューニングされている。シンセサイザ５０４によって生成されたＩＦ周波数は、入力信号をダウンコンバートするために、ミキサのＬＯポートに送られる。

サーキュレータ５０８は、好ましくは、シンセサイザの電力消費を最小限にする低損失結合方式（low loss combining scheme）により２つのシンセサイザのＬＯ周波数を結合するために使用される。アイソレータ５０６は、各シンセサイザ５０４の出力側に設けられ、他方のシンセサイザに起因して生じる、一方のシンセサイザにおける周波数プリング（frequency pulling）を除去するのに十分な逆アイソレーション（reverse isolation）を提供する。代替として、アイソレーションを提供するために、シンセサイザ５０４内でバッファ増幅器（buffer amplifier）を使用してもよい。このようにすると、アイソレータ５０６が不要になるので、シンセサイザによる方法をさらに単純化することができる。

図９は、本発明による、受信機において、複数の無線通信サービスを同時に処理するためのプロセス６００を示すフロー図である。２以上のサービスが、無線インターフェースを介して同時に受信される（ステップ５０２）。各サービスは、異なるキャリア周波数帯域を介して送信される。受信キャリア周波数帯域は、局所発振器（ＬＯ）を使用してＩＦ帯域にダウンコンバートされ、ダウンコンバートされた周波数帯域は、単一のＩＦ帯域に属するようになる（ステップ５０４）。

代替実施形態では、ＳＤＲは、２以上の発振器を併せて利用して、２以上のサービスおよび／またはチャネルの最終ＩＦ周波数を独立に制御し、２以上の局所発振器周波数と、サンプリング周波数とを適応的に選択することにより、２以上のサービスおよび／またはチャネルを同時に受信する。本発明のこの実施形態によるＳＤＲは、サンプリング周波数を適応的に最小限にするので、ＡＤＣの電力消費、および、モデムにおける処理ブロックの電力消費を低減させ、総バッテリ寿命を増大させる。本発明のこの実施形態は、基地局およびＷＴＲＵの両方において実装することができる。

図１０は、本発明による、ＬＯ周波数と、同時に受信された複数の入力信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数とを適応的に選択する受信機６００を示すブロック図である。受信機６００は、アンテナ６０２と、低雑音増幅器（ＬＮＡ）６０４と、ミキサ６０６と、２つのＬＯ６０８ａおよび６０８ｂと、加算器（summer）６１８と、ＡＤＣ６１０と、デジタルＩＦ処理ユニット６１２と、ベースバンド処理ユニット６１４と、コントローラ６１６とを備える。２以上のサービスおよび／またはチャネルに対する２以上の入力信号が、アンテナ６０２によって同時に検出される。各サービスおよび／またはチャネルは、異なるキャリア周波数帯域を介して送信され、固有の信号対干渉、雑音および歪み比（ＳＩＮＡＤ）要件の影響を受ける。ＬＮＡ６０４は、受信入力信号を増幅する。

ＬＯ６０８ａ、６０８ｂの各々は、各サービスおよび／またはチャネルに対して、対応する周波数のＬＯ信号を生成する。図１には、２つのＬＯだけが例として示されているが、３以上のＬＯ周波数を使用して、複数のサービスおよび／またはチャネルのダウンリンク帯域を、最終ＩＦ帯域幅内の任意の位置に配置することもできる。ＬＯ信号の周波数は、コントローラ６１６によって制御される。ＬＯ信号は、加算器６１８によってともに加算され、ミキサ６０６に転送される。

ミキサ６０６は、入力信号をＬＯ信号とミックスして、各ＲＦ入力信号をＩＦ信号に変換する。図１には、ミキシングにおける１つのステージしか示していない。しかしながら、ミキシングにおける２以上のステージを実装して、各ＲＦ信号を最終ＩＦ信号に変換できることに留意されたい。最終ＩＦ帯域は、サービスおよび／またはチャネルのＩＦ帯域がある程度スペクトル的に相互に隣接するか、または重なり合うように選択される。スペクトルが重なり合うと、受信機において、帯域およびチャネルの一方または両方に干渉するおそれがある。

図１１Ａ〜図１１Ｆは、本発明によって、ＲＦ入力信号を最終ＩＦ帯域に周波数変換することを示すＩＦスペクトルのブロック図である。図１１Ａ〜図１１Ｆの陰影部分は、関心のある（of interest）周波数チャネルを表している。

ダウンコンバージョンを行うと、図１１Ａ〜図１１Ｆに示すように、入力信号が、最終ＩＦ帯域内である程度相互に隣接するか、または重なり合うよう変換されるように、ＬＯ周波数が調整される。図１１Ａでは、サービスのＩＦ帯域は相互に隣接しているが、重なり合ってはいない。従って、一方の帯域が他方の帯域と干渉することはない。図１１Ｂでは、２つのＩＦ帯域が、関心のない周波数チャネルのみにおいて、相互に重なり合っている。図１１Ｃおよび図１１Ｄでは、一方の所望のチャネルが干渉側（interferer）となり、図１１Ｅおよび図１１Ｆでは、両方の所望のチャネルが干渉側となっている。図１１Ｆでは、一方のサービスおよび／またはチャネルのＩＦ帯域全体が、他方のＩＦ帯域と重なり合っている。

ＩＦ帯域のどの領域におけるエイリアシング（aliasing）も防止するために、サンプリング周波数は、最高ＩＦ帯域の最高周波数成分よりも少なくとも２倍高い値に設定される必要がある。関心のあるチャネル内にないＩＦ帯域の領域におけるエイリアシングは許容可能であるという点で、サンプリング周波数は、その値よりも低くすることができる。従って、サンプリング周波数は、同時に処理される複数のサービスおよび／またはチャネルの中で最高の周波数成分を有するサービスおよび／またはチャネルによって決定される。関心のあるチャネルにおけるエイリアシングを防止するための最小限のサンプリング周波数の半分が、図１１Ａ〜図１１Ｆにおいて、実線の矢印により示されている。関心のある周波数帯域におけるエイリアシングを防止するための最低限要求されるサンプリング周波数の半分は、図１１Ａ〜図１１Ｆにおいて、破線の矢印により示されている。最大の（upper）周波数成分による関心のあるチャネルにおけるエイリアシングに起因するＳＩＮＡＤの低下が許容できるものである場合、サンプリング周波数は、破線の矢印により示されるものよりも、さらに低くすることができる。

重なり合いの度合いが、図１１Ａから図１１Ｆになるにしたがって大きくなるにつれ、サンプリング周波数は低下するが、関心のあるチャネルにおける干渉は増大する。従って、重なり合い条件とサンプリング周波数とは、サンプリング周波数および干渉の両方を考慮に入れて選択される必要がある。

選択されたＩＦ帯域幅と、最終ＩＦ帯域における重なり合い条件とは、関心のある同時サービスおよび／またはチャネルの測定されたＳＩＮＡＤの関数として、適応的に調整される。各サービスおよび／チャネルは、満たさなければならない最小限のＳＩＮＡＤ基準を有している。図１０に戻って参照すると、ベースバンド処理ユニット６１４は、様々な重なり合い条件でＳＩＮＡＤを測定し、コントローラ６１６は、最低サンプリング周波数を伴う、最小限のＳＩＮＡＤ基準を満たす重なり合い条件を、最適なサンプリング周波数として選択する。

ＡＤＣ６１０は、コントローラ６１６によって設定されたサンプリング周波数で、ＩＦ帯域信号をデジタル信号に変換する。デジタルＩＦ処理ユニット６１２およびベースバンド処理ユニット６１４は、サービスに関するデジタル信号を処理する。デジタルＩＦ処理ユニット６１２は、ＩＦからベースバンドへの最終的な周波数変換を行う。デジタルＩＦ処理ユニット６１２は、相互からサービスを分離する。

サービスおよび／またはチャネルの最終ＩＦ帯域を適応的に制御することにより、サンプリング周波数を適応的に最小限にすることができる。サンプリング周波数を最小限にすると、ＡＤＣの電力消費、および、モデムにおける処理ブロックの電力消費が低減され、総バッテリ寿命が増大する。

チャネル条件（セルからの距離、隣接するチャネルの変化など）は、時間の経過と共に変化する。重なり合い条件の選択および最適なサンプリング周波数の選択は、あるレートで再評価される。隣接するチャネルの可否は、ＷＴＲＵには認識されず、その可否は、上述した再評価の際の予想よりも速いレートで変化し得るので、許容できない接続性の突然の低下を防止するために、スペクトルの重なり合いの選択および最適サンプリング周波数の選択の評価は、非接続時（non-connected）、またはアイドル期間、すなわち、パケットデータだけが受信される期間に限定することができる。突然の低下が許容できない期間の間は、受信機は、スペクトルの重なり合いがない状態で、この条件をサポートする最高サンプリング周波数で動作する。

重なり合い条件の選択および最適なサンプリング周波数の選択に関係なく、サンプリング周波数は、関心のない周波数帯域において意図的にエイリアシングを生じさせることにより、さらに低下され得る。

図１２は、本発明による、受信機において、複数の入力信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数を適応的に選択するプロセス８００を示すフロー図である。受信機は、２以上のサービスおよび／またはチャネルに対する２以上の入力信号を同時に受信する（ステップ８０２）。各サービスおよび／またはチャネルは、最小限のＳＩＮＡＤ要件の影響を受ける。入力信号をＬＯ信号とミックスすることにより、入力信号は、ＩＦ帯域信号に変換される（ステップ８０４）。入力信号から変換されたＩＦ帯域が、ある程度スペクトル的に相互に隣接するか、または重なり合うように、ＬＯ周波数が調整される。サービスおよび／またはチャネルのＳＩＮＡＤが、スペクトル的に重なり合う複数の条件の各々で測定される（ステップ８０６）。ＬＯ周波数と、ＩＦ信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数とが、ＳＩＮＡＤの測定結果に基づいて選択される（ステップ８０８）。ステップ８０６および８０８は、好ましくは、周期的または非周期的に繰り返される。

本発明の特徴および要素を、好ましい実施形態における特定の組合せをもって説明したが、各特徴および各要素は、好ましい実施形態の他の特徴または要素なしで単独で使用することもできるし、本発明の他の特徴および要素の有無に関係なく、様々な組合せで使用することもできる。

本発明の第１の実施形態による受信機を示すブロック図である。図１の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図１の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図１の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図１の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。本発明の第２の実施形態による受信機を示すブロック図である。図３の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図３の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図３の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図３の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。本発明の第３の実施形態による受信機を示すブロック図である。図５の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図５の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図５の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。図５の受信機における、各ステージでの信号スペクトルを示す図である。本発明によって適応的な周波数ダウンコンバージョンを実現するために使用されるルックアップテーブル（ＬＵＴ）を示すブロック図である。本発明によって局所発振器の周波数をシンセサイズするためのブロック図である。本発明による、受信機において、複数の無線通信サービスを同時に処理するプロセスを示すフロー図である。本発明による、２つの入力信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数を適応的に選択する受信機を示すブロック図である。本発明によって、ＲＦ帯域を最終ＩＦ周波数に周波数変換することを示すブロック図である。本発明によって、ＲＦ帯域を最終ＩＦ周波数に周波数変換することを示すブロック図である。本発明によって、ＲＦ帯域を最終ＩＦ周波数に周波数変換することを示すブロック図である。本発明によって、ＲＦ帯域を最終ＩＦ周波数に周波数変換することを示すブロック図である。本発明によって、ＲＦ帯域を最終ＩＦ周波数に周波数変換することを示すブロック図である。本発明によって、ＲＦ帯域を最終ＩＦ周波数に周波数変換することを示すブロック図である。本発明による、受信機において、複数の入力信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数を適応的に選択するプロセスを示すフロー図である。

Claims

受信機において、複数の無線通信サービスを同時に処理するための方法であって、
無線インターフェースを介して少なくとも２つのサービスを同時に受信するステップであって、前記サービスの各々は、異なるキャリア周波数帯域を介して送信される、受信するステップと、
信号対干渉、雑音および歪み比（ＳＩＮＡＤ）を測定するステップと、
少なくとも１つの局所発振器（ＬＯ）を使用して、前記キャリア周波数帯域を中間周波数（ＩＦ）帯域にダウンコンバートするステップであって、前記ＩＦ帯域の帯域幅は、前記ＳＩＮＡＤによって決まる、ダウンコンバートするステップと
を備え、
前記ダウンコンバートするステップによって、複数の前記キャリア周波数帯域が、単一のＩＦ帯域にダウンコンバートされることを特徴とする方法。
請求項１に記載の方法において、前記ＬＯの周波数は、ダウンコンバートされた前記周波数帯域が前記単一のＩＦ帯域内にともに収まるように選択されることを特徴とする方法。
請求項１に記載の方法において、前記ＬＯの周波数は、ダウンコンバートされた前記周波数帯域が前記ＩＦ帯域内で相互に隣接するように選択されることを特徴とする方法。
請求項１に記載の方法において、前記ＬＯの周波数は、ダウンコンバートされた前記周波数帯域が前記ＩＦ帯域内で相互から分離されるように選択されることを特徴とする方法。
請求項４に記載の方法において、前記ＬＯの周波数は調整可能であることを特徴とする方法。
請求項１に記載の方法において、前記ＩＦ帯域のアナログ−デジタル変換を実行するステップをさらに備えることを特徴とする方法。
請求項１に記載の方法において、最小ＩＦ帯域幅は、最高ＳＩＮＡＤが測定されたときに選択され、最大ＩＦ帯域幅は、最低ＳＩＮＡＤが測定されたときに選択されることを特徴とする方法。
請求項１に記載の方法において、前記ＬＯの周波数は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）によって決定されることを特徴とする方法。
請求項８に記載の方法において、前記ＬＵＴは、所望のサービスと、サンプリング帯域幅と、所望の最終ＩＦ帯域幅とのうちの少なくとも１つを入力として使用することを特徴とする方法。
複数の無線通信サービスを同時に処理するための受信機であって、
少なくとも２つのサービスを同時に受信する無線インターフェースであって、前記サービスの各々は、異なるキャリア周波数帯域を介して送信される、無線インターフェースと、
局所発振器（ＬＯ）周波数を生成するＬＯと、
前記ＬＯ周波数を使用して、前記キャリア周波数帯域を中間周波数（ＩＦ）帯域にダウンコンバートするミキサであって、前記ＩＦ帯域の帯域幅は、前記受信機の信号対干渉、雑音および歪み比（ＳＩＮＡＤ）の測定値によって決まる、ミキサと、
を備え、
前記ミキサによりダウンコンバートすることによって、複数の前記キャリア周波数帯域が、単一のＩＦ帯域にダウンコンバートされることを特徴とする受信機。
請求項１０に記載の受信機において、前記ＬＯ周波数は、ダウンコンバートされた前記周波数帯域が前記単一のＩＦ帯域内に収まるように選択されることを特徴とする受信機。
請求項１０に記載の受信機において、前記ＬＯ周波数は、ダウンコンバートされた前記周波数帯域が前記ＩＦ帯域内で相互に隣接するように選択されることを特徴とする受信機。
請求項１０に記載の受信機において、前記ＬＯ周波数は、ダウンコンバートされた前記周波数帯域が前記ＩＦ帯域内で相互から分離されるように選択されることを特徴とする受信機。
請求項１３に記載の受信機において、前記ＬＯ周波数は調整可能であることを特徴とする受信機。
請求項１０に記載の受信機において、前記ＩＦ帯域信号をベースバンド信号に変換するアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）をさらに備えたことを特徴とする受信機。
請求項１０に記載の受信機において、最小ＩＦ帯域幅は、最高ＳＩＮＡＤが測定されたときに選択され、最大ＩＦ帯域幅は、最低ＳＩＮＡＤが測定されたとき選択されることを特徴とする受信機。
請求項１０に記載の受信機において、前記ＬＯ周波数は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）によって決定されることを特徴とする受信機。
請求項１７に記載の受信機において、前記ＬＵＴは、所望のサービスと、サンプリング帯域幅と、所望の最終ＩＦ帯域幅とのうちの少なくとも１つを入力として使用することを特徴とする受信機。
受信機において、複数の入力信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数を適応的に選択するための方法であって、前記入力信号の各々は、異なる周波数帯域を介して異なるサービスを搬送し、前記方法は、
（ａ）少なくとも２つのサービスに対する少なくとも２つの入力信号を同時に受信するステップであって、前記サービスの各々は、最小限の信号対干渉、雑音および歪み比（ＳＩＮＡＤ）要件の影響を受ける、受信するステップと、
（ｂ）前記入力信号を局所発振器（ＬＯ）信号とミックスすることによって、前記入力信号を中間周波数（ＩＦ）帯域信号に変換するステップであって、前記ＬＯ周波数は、入力信号の変換された前記ＩＦ帯域信号が少なくともスペクトル的に相互に隣接するように調整される、変換するステップと、
（ｃ）スペクトル的に重なり合う複数の条件の各々で、前記サービスの前記ＳＩＮＡＤを測定するステップと、
（ｄ）前記ＬＯ周波数と、前記ＩＦ信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数とを、前記ＳＩＮＡＤの測定結果に基づいて選択するステップと
を備えることを特徴とする方法。
請求項１９に記載の方法において、変換された前記ＩＦ帯域信号は重なり合っていることを特徴とする方法。
請求項２０に記載の方法において、前記サンプリング周波数は、前記サービスに対する前記最小限のＳＩＮＡＤ要件を満たす重なり合うＩＦ帯域信号に対して最小値に選択されることを特徴とする方法。
請求項１９に記載の方法において、ステップ（ａ）〜（ｄ）は、選択された前記サンプリング周波数と前記ＬＯ周波数とを再評価するために繰り返されることを特徴とする方法。
請求項２２に記載の方法において、選択された前記サンプリング周波数と前記ＬＯ周波数との前記再評価は、周期的に行われることを特徴とする方法。
請求項１９に記載の方法において、前記サンプリング周波数と前記ＬＯ周波数とは、エイリアシングが生じないように選択されることを特徴とする方法。
請求項１９に記載の方法において、前記サンプリング周波数と前記ＬＯ周波数とが、関心のない周波数帯域の部分にエイリアシングを生じさせるように選択されることによって、前記サンプリング周波数は低下されることを特徴とする方法。
請求項１９に記載の方法において、前記受信機は、ソフトウェアにより構成可能であることを特徴とする方法。
局所発振器（ＬＯ）周波数と、複数の入力信号をアナログ−デジタル変換するためのサンプリング周波数とを適応的に選択する受信機であって、前記入力信号の各々は、異なる周波数帯域を介して異なるサービスを搬送し、前記受信機は、
前記サービスに対する複数の入力信号を同時に受信するアンテナであって、前記サービスの各々は、最小限の信号対干渉、雑音および歪み比（ＳＩＮＡＤ）要件の影響を受ける、アンテナと、
局所発振器（ＬＯ）周波数信号を生成するための複数のＬＯと、
前記入力信号を前記ＬＯ信号とミックスして、中間周波数（ＩＦ）帯域信号を生成するミキサであって、前記ＬＯ周波数は、前記入力信号の変換された前記ＩＦ帯域信号が少なくともスペクトル的に相互に隣接するように調整される、ミキサと、
前記ＩＦ帯域信号を前記サンプリング周波数でサンプリングすることによって、デジタル信号を生成するアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）と、
スペクトル的に重なり合う複数の条件の各々で、前記サービスの前記ＳＩＮＡＤを測定するベースバンドプロセッサと、
前記ＳＩＮＡＤの測定結果に基づいて、前記ＬＯ周波数と前記サンプリング周波数とを調整するコントローラと
を備えたことを特徴とする受信機。
請求項２７に記載の受信機において、変換された前記ＩＦ帯域信号は重なり合っていることを特徴とする受信機。
請求項２８に記載の受信機において、前記サンプリング周波数は、前記サービスに対する前記最小限のＳＩＮＡＤ要件を満たす重なり合うＩＦ帯域信号に対して最小値に選択されることを特徴とする受信機。
請求項２７に記載の受信機において、前記コントローラは、選択された前記サンプリング周波数と前記ＬＯ周波数とを繰り返して再評価することを特徴とする受信機。
請求項３０に記載の受信機において、選択されたサンプリング前記周波数と前記ＬＯ周波数との前記再評価は、周期的に行われることを特徴とする受信機。
請求項２７に記載の受信機において、前記サンプリング周波数と前記ＬＯ周波数とは、エイリアシングが生じないように選択されることを特徴とする受信機。
請求項２７に記載の受信機において、前記サンプリング周波数と前記ＬＯ周波数とが、関心のない周波数帯域の部分にエイリアシングを生じさせるように選択されることによって、前記サンプリング周波数は低下されることを特徴とする受信機。
請求項２７に記載の受信機において、前記受信機は、ソフトウェアにより構成可能であることを特徴とする受信機。