JP5248658B2 - 狭帯域雑音低減のためのフィルタ及び可調整遅延ユニット - Google Patents

Description

本発明は一般に無線通信に関係し、特に無線通信システムにおいてベースバンド信号をフィルタにかけるための装置及び方法に関係する。

無線通信システムは近年において数及び複雑さが増してきた。複数の無線サービス・プロバイダにとって重複通信区域をもつ同じ地理的地域において運用することは一般的である。無線サービス・プロバイダ数の増加及び利用の増加のために、無線サービスに割当てられた周波数スペクトルの大部分はそれらの能力に対してまたはそれを超えてしばしば利用される。

符号分割多元接続 （ＣＤＭＡ）無線システムは多数のユーザーがチャネル化符号を利用して各伝送をディジタル的に符号化することによって同じ無線周波数（ＲＦ）チャネル上で同時に通信することができるので大きな能力を有する。ＲＦチャネルは周波数スペクトルの一部を云う。チャネル化符号は直交符号とも呼ばれ、各無線通信デバイスのために伝送を符号化し、ある無線通信デバイスのための伝送はそのデバイスによって再生され、同じ伝送は他の無線通信デバイスには雑音として現れる。従って、ＣＤＭＡシステムによって多数のユーザーが同じＲＦチャネル上で同時に運用することが可能となる。

特定の地理的な場所内で、多元基地送受信器システム（ＢＴＳ）は隣接通信区域との干渉が最小になるように異なるＲＦチャネル上で動作する。多くの無線通信システムでは、ＢＴＳの間の干渉に対してさらに防御を行うためにＲＦチャネルを分割する保護帯域（guard band）または周波数スペクトルの部分がある。

しかしながら、いくつかの無線通信システムは十分な保護帯域を持っていないか、全く保護帯域を持たない。この運用シナリオは隣接のＲＦチャネル上で動作しているＢＴＳの間で干渉が発生することを許容する。

現在の無線通信システムは常にそのような隣接チャネル干渉を扱うことができるとは限らない。従って、無線通信システムの運用を高めるフィルタリングの装置及び方法の重要な必要性があることが認識されるであろう。

無線通信システムにおいてフィルタリングを行うための装置及び方法がここに述べられる。無線通信デバイスにおける受信信号はベースバンド信号を取得するために処理（例えば、フィルタ、増幅及び周波数低変換）される。ベースバンド信号はさらにアナログ及び／またはディジタル・フィルタによってフィルタされ、アナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）によってディジタル化され、そして復号データを取得するために処理（例えば、復調及び復号）される。一般に、フィルタされた信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）は無線デバイスの全てのフィルタリングの後で最大になるように、フィルタの周波数応答（例えば、帯域幅、フィルタ次数、等々）を調整することが望ましい。ＳＮＲは信号及び雑音レベルに依存する。受信信号の信号レベルは広い範囲にわたって変化する。フィルタされた信号中の雑音はチャネル雑音、受信器雑音、量子化雑音、及びチップ間干渉（ＩＣＩ）といった様々な源に由来し、その全ては下記で述べられる。

フィルタの周波数応答（例えば、帯域幅）は所望の信号強度、不所望な信号強度、等々といった一以上の基準に基づいて調整される。一つの実施例では、フィルタ帯域幅は受信（或いは所望の）信号強度に基づいて調整され、それは受信信号において所望の信号成分の信号強度を表している。（所望の信号成分は選択されたＲＦチャネル中の帯域内信号成分である。）フィルタ帯域幅は受信信号強度が第一の閾値以下であれば低減され、受信信号強度が第二の閾値を超えれば拡大される。別の実施例では、フィルタ帯域幅は不所望な信号強度に基づいて調整され、それは受信信号中の不所望な信号成分（または「妨害信号（jammers）」）の信号強度を表している。（不所望な信号成分は選択されたＲＦチャネル外の帯域外信号成分である。）フィルタ帯域幅は不所望な信号強度が所定の閾値を超えれば低減され、不所望な信号強度がこの閾値以下になれば拡大される。下記で述べるように、フィルタ帯域幅はまた組合せ基準に基づいて調整される。

各フィルタ帯域幅設定は一般的に異なる遅延と関連する。性能低下を避けるためにＣＤＭＡシステムのようないくつかの無線通信システムにとって重要である受信信号のタイミングを乱すことを回避するために、可調整遅延ユニットが信号経路に提供される。フィルタが調整されるときでもフィルタ及び遅延ユニットの両方の全体の遅延がほぼ一定に保持されるようにこれらの遅延ユニットはフィルタと同時に調整される。

本発明の様々な形態及び実施例は下記でさらに詳細に述べる。

本発明の特徴及び特性は同様な参照記号が全体にわたり対応して同一である図面と関連して取られる以下に始まる詳細な説明からさらに明らかになるであろう。

本発明の実施例を実施する無線通信デバイスを示す。 本発明のフィルタリング技術を例示する標本周波数スペクトルを示す。 本発明のフィルタリング技術を例示する標本周波数スペクトルを示す。 本発明のフィルタリング技術を例示する標本周波数スペクトルを示す。 本発明の別の実施例を実施する無線通信デバイスを示す。 雑音加工ＡＤＣによるフィルタリング技術を例示する標本周波数スペクトルを示す。 雑音加工ＡＤＣによるフィルタリング技術を例示する標本周波数スペクトルを示す。 本発明のさらに別の実施例を実施する無線通信デバイスを示す。 一定遅延可調整フィルタ・ユニットを示す。 アナログ可調整フィルタ及びディジタル可調整遅延ユニットによって実施される一定遅延フィルタ・ユニットを示す。

本発明はベースバンド信号をフィルタし、そして無線通信の信頼性を改善するための技術に関与する。実施例では、受信信号の信号強度が測定される。受信信号が低信号レベルにあるとき、フィルタの帯域幅は低減される。帯域幅の低減は雑音帯域幅を低減し、そして隣接チャネルの排除を増加する。逆に、受信信号強度が高信号レベルにあるとき、フィルタの帯域幅はより大きい信号強度を利用するために拡大される。

無線通信デバイスは選択されたＲＦチャネルにおける受信信号を調整（例えば、フィルタ、低雑音増幅、周波数低変換、等々）する無線周波数（ＲＦ）ユニットを有する。無線通信に利用可能なスペクトルの部分は複数のＲＦチャネルに割当てられ、各々は業界規格によって指定された帯域幅を有する。

無線通信デバイスはスーパーヘテロダイン受信器アーキテクチャまたは直接ベースバンド受信器アーキテクチャを実施する。スーパーヘテロダイン受信器アーキテクチャに関して、受信信号は一つの周波数低変換段において無線周波数（ＲＦ）から中間周波数（ＩＦ）へ混合または変換され、その後、別の周波数低変換段において中間周波数から（例えば、ＤＣまたはＤＣに近い）ベースバンド周波数へ混合または変換される。追加の増幅及び／またはフィルタリングはＩＦにおいて行われる。無線通信デバイス、特にＣＤＭＡ無線通信デバイスにおいて非常に普及しつつある直接ベースバンド受信器アーキテクチャに関して、受信信号は無線周波数から直接ベースバンド周波数へ混合または変換される。明確にするため、ここに例示された実施は直接ベースバンド受信器アーキテクチャを使用するＣＤＭＡ無線デバイスに関与する。しかしながら、本発明の原理はＣＤＭＡシステム以外の無線通信システム、及び直接ベースバンドを利用しない受信器アーキテクチャに適用可能なことを当業者は認識するであろう。

図１は本発明の実施例を実施する通信デバイス１００ａのブロック図を示す。無線デバイス１００ａはＲＦユニット１０６を含み、それはアンテナ１０４に連結される。ＲＦユニット１０６はＲＦ段１０８、スプリッタ１１０、及び逓降混合器（down-mixers）１１２及び１１４を含む。ＲＦ段１０８はアンテナ１０４からの受信信号を増幅し、フィルタするために使用される増幅器及び／またはフィルタを含む。

ＲＦ段１０８はこのＲＦ信号を次の直角低変換（quadrature downconversion）のために二つの同じ信号に分割するスプリッタ１１０に調整されたＲＦ信号を提供する。スプリッタ１１０からの二つの同じ信号は逓降混合器１１２及び１１４へ提供される。逓降混合器は無線周波信号及び局部発振器（ＬＯ）信号を入力として受取り、そして二つの入力信号の和及び差の周波数の信号成分を含む低変換信号を生成する。逓降混合器１１２及び１１４はそれらの局部発振器信号の位相を除いては動作が同じである。逓降混合器１１２に提供される局部発振器信号は同相局部発振器（ＬＯＩ）信号として指定され、一方、逓降混合器１１４に提供される局部発振器信号は直角局部発振器（ＬＯＱ）信号として指定される。ＬＯＩ及びＬＯＱ信号は同じ周波数を有するが、相互に関して９０°の位相差を持つ。従って、逓降混合器１１２及び１１４の出力はそれぞれＩｂｂ及びＱｂｂとして指定された直角ベースバンド信号である。上述のように、図１に示した無線デバイスは直接ベースバンド信号アーキテクチャを使用する。従って、ＬＯＩ及びＬＯＱ信号は受信信号を選択されたＲＦチャネルからベースバンド周波数へ直接逓降混合する。ＲＦチャネル選択はＬＯＩ及びＬＯＱ信号の周波数を制御することによって行われる。

逓降混合器１１２及び１１４はフィルタ１２２及び１２４を含むフィルタ段１２０へ同相及び直角ベースバンド信号を提供する。従来の設計では、フィルタ１２２及び１２４は単に固定帯域幅を持つ低域フィルタ（low-pass filters）である。しかしながら、無線デバイス１００ａでは、フィルタ１２２及び１２４は可変周波数応答（例えば、可変帯域幅、加工フィルタ次数（shape filter order）、等々）を有する。下記でさらに詳細に述べるように、フィルタ１２２及び１２４の帯域幅は受信信号の強度及び／または他の基準に基づいて調整される。フィルタ１２２及び１２４は本発明の可変帯域幅機能に加えてアンチ-エイリアシング・フィルタとして機能する。フィルタ１２２及び１２４はアナログ・ベースバンド信号であり、且つＩｌｐｆ及びＱｌｐｆとして指定される低域フィルタ信号をアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１３０及び１３２へ提供する。

ＡＤＣ １３０及び１３２はフィルタ１２２及び１２４からのアナログ・ベースバンド信号をディジタル形式に変換し、そして次の処理のために標本を提供する。ＡＤＣ １３０及び１３２の動作は当技術分野において既知である。いずれかの型式のＡＤＣがＡＤＣ１３０及び１３２を実施するために使用されるが、ここに述べたフィルタリング技術はデルタ-シグマＡＤＣ、他の雑音加工ＡＤＣといった高ダイナミック・レンジの雑音加工ＡＤＣと連係した使用に好適である。しかしながら、フィルタリング技術はいずれか特定の型式のＡＤＣに限定されない。追加の信号処理（例えば、復調及び復号）は復号データを取得するために標本に関して行われる。この信号処理は当技術分野において既知であり、ここに述べていない。

ＡＤＣ １３０及び１３２からの標本はまた自動利得制御（ＡＧＣ）ループ１３４のために使用される。ＡＧＣループ１３４はＡＤＣ １３０及び１３２へ提供されるアナログ・ベースバンド信号の振幅が適切なレベルになるように（図１には示してない）可変利得増幅器（ＶＧＡ）の利得を制御する利得制御信号を生成する。そして、これはＡＤＣによる変換処理の性能を改善する。

ＡＤＣ １３０及び１３２からの標本は信号検出器／ＡＧＣ回路１４０の入力に提供される。ＡＧＣ回路１４０は当技術分野において周知のいくつかの構成要素を含む。例えば、ＡＧＣ回路１４０はＶＧＡの利得が線形ではなくデシベル（ｄＢ）で制御されるように対数変換器を含む。ＡＧＣ回路１４０はまたループ応答時間を制御する積分器、利得制御の非線形応答に関する修正要素を提供するリニアライザ（linearizer）、等々含む。リニアライザはＶＧＡの制御電圧を線形にするために修正要素を提供する。ＶＧＡは、例えば、ＲＦ段１０８とスプリッタ１１０との間へ挿入された単体デバイスである。代りに、ＶＧＡはＲＦ段１０８内に在駐し、ＲＦ段１０８の不可欠な部分である。ＶＧＡの利得は連続的に調整可能であるか、個別ステップでも調整可能である。当技術分野において既知のように、他の構成要素もまたＡＧＣ回路１４０及びＡＧＣループ１３４の一部である。

信号検出器／ＡＧＣ回路１４０は受信信号強度の尺度を提供し、それは所望の信号成分の信号強度である。無線通信システムにおいて、このレベルは時には受信信号強度指標（ＲＳＳＩ）と呼ばれる。ＶＧＡの制御に加えて、ＡＧＣ回路１４０からのＲＳＳＩはフィルタ制御ユニット１４４に提供される。フィルタ制御ユニット１４４はフィルタ１２２及び１２４の帯域幅を制御するためにＲＳＳＩを使用する。フィルタ制御ユニット１４４はフィルタ１２２及び１２４に提供され、且つこれらのフィルタの帯域幅を制御するために使用されるフィルタ制御信号１４６を生成する。フィルタ制御信号１４６は様々な形をとる。例えば、フィルタ制御信号１４６は直列バス・インタフェース（ＳＢＩ）データ語、ディジタル制御信号（１以上のビットを持つ）、アナログ制御電圧、等々である。フィルタ制御信号１４６の実施詳細はここに含まれる教示に基づいて当業者によって実行される。

無線通信デバイス１００ａは信号レベルの広い範囲（例えば、ＣＤＭＡについては８０ｄＢ以上）にわたって変化する受信信号に対して動作するように設計されている。この信号レベル範囲及び入力電力範囲は多数の部分範囲に分割される。二つの隣接の部分範囲を線引きする電力レベルは電力閾値、信号閾値、または単に閾値と呼ばれる。各々の部分範囲は「電力様式（power regime）」と呼ばれる。フィルタ帯域幅は受信信号の電力様式に基づいて調整される。

実施例では、全体の入力電力範囲は三つの電力様式-低／弱、中間、及び高／強の電力様式-に分けられる。これら三つの電力様式は二つの閾値-第一の閾値（Ｔｈ１）及び第二の閾値（Ｔｈ２）-によって線引きされる。しかしながら、全体の入力電力範囲はかなり多数の電力様式に分割される。

一般に、無線デバイスにおける全てのフィルタリングの後で、フィルタ信号が最大になるようにフィルタの周波数応答（例えば、帯域幅、フィルタ次数、等々）を調整することが望ましい。ＳＮＲは信号及び雑音レベルに依存する。上で述べたように、受信信号の信号レベルは広い範囲にわたって変化する。フィルタ信号における雑音はチャネル雑音、受信器雑音、量子化雑音、及びＩＣＩといった様々な源に由来する。チャネル雑音は無線チャネルにおける雑音及び干渉（例えば、隣接のＲＦチャネルにおけるＲＦ信号からの干渉）を含む。受信器雑音は受信経路における回路による雑音（例えば、ＲＦユニット１０６によって発生する雑音 )を含む。量子化雑音は連続アナログ・ベースバンド信号を離散値を持つディジタル標本にディジタル化するためにＡＤＣ １３０及び１３２を使用することに起因する。ＩＣＩは信号中で一以上の次のチップに歪みとして働く信号中のチップによって発生する歪みである。この歪みは受信チップを正しく検出する能力に影響することにより性能を劣化させる。ＩＣＩはフィルタ帯域幅が狭くなるにつれて一般に増加する。

フィルタ帯域幅はフィルタ信号における様々な形式の雑音に影響を及ぼす。狭フィルタ帯域幅はより多くのチャネル雑音を除去し、より多くの隣接チャネル干渉排除を行い、より多くの量子化雑音を除去するが（そのフィルタリングがＡＤＣの後で行われるならば）、ＩＣＩを増加させる。広フィルタ帯域幅はより多くのチャネル雑音を通過させ。あまり隣接チャネル干渉排除を行わず、量子化雑音は少ないが、ＩＣＩを低減する。

受信信号強度が低いか、弱いとき、チャネル雑音及び量子化雑音を低減させるためにフィルタ帯域幅を下げることが大抵は望ましい。ＩＣＩは受信信号強度に比例するので、受信信号強度が低いときＩＣＩによる歪みの量は他の形式の雑音と比較して一般的に少ない。従って、性能は一般的に低受信信号強度に関してフィルタ帯域幅を下げることによって改善される。

逆に、受信信号強度が高いとき、フィルタ帯域幅を広くすることが大抵は望ましい。受信信号強度が高いとき、チャネル雑音及び量子化雑音はＩＣＩと比較して一般的に小さい。受信信号の帯域幅に合致したフィルタ帯域幅はＩＣＩ及び全体の雑音を最小にする。従って、性能は高受信信号強度に関してフィルタ帯域幅を増加させることによって改善される。

表１は異なる受信信号強度条件に関する典型的なフィルタ帯域幅設定を示す。通常の帯域幅は中間の帯域幅より広く、それは狭帯域幅より広い。フィルタ帯域幅は３ｄＢ帯域幅または等価雑音帯域幅と呼ばれ、その両方とも当技術分野において既知である。表１における設定は下記で詳細に述べる。

実施例では、フィルタ制御ユニット１４４は受信信号強度（例えば、ＲＳＳＩ）が第一の閾値（Ｔｈ１）を超えるとき、フィルタ１２２及び１２４に関して通常の帯域幅を維持するためにフィルタ制御信号を生成する。通常の帯域幅は従来のＣＤＭＡシステムにおけるフィルタの帯域幅に等しく設定され、それはＲＦチャネル帯域幅の半分である。（ＲＦチャネル帯域幅はＩＳ-９５ ＣＤＭＡシステムに関して１．２２８８ＭＨｚである。）比較的強い受信信号の存在において、できる限り多くの信号エネルギーを獲得し、且つＩＣＩを最小にするためにフィルタ１２２及び１２４の帯域幅を増加させることが望ましい。

それとは対照的に、受信信号強度（例えば、ＲＳＳＩ）が低いとき、フィルタ１２２及び１２４の帯域幅を下げることが望ましい。実施例では、ＲＳＳＩが第二の閾値（Ｔｈ２）以下であるならば、フィルタ制御信号１４６はフィルタ１２２及び１２４を狭帯域幅に設定する。帯域幅の低減は雑音帯域幅を下げ、さらに隣接のチャネル干渉排除を改善する。

受信信号強度（例えば、ＲＳＳＩ）が第二の閾値以上であるが、第一の閾値以下であれば、中間の帯域幅がフィルタ１２２及び１２４に関して使用される。下記で述べるように、中間の帯域幅は雑音及び歪みを最適化するように選択される。代りの実施例では、フィルタ１２２及び１２４は受信信号強度（例えば、ＲＳＳＩ）が減少するにつれて減少する連続的可変の帯域幅を有する。

帯域幅低減は保護帯域が提供されなかったか、不十分な保護帯域しか提供されなかった無線通信システムにおいて特に重要である。この概念は図２Ａ〜２Ｃに示された標本スペクトルにおいて例示される。図２Ａでは、隣接ＲＦチャネル間の十分な保護帯域分離を持つスペクトルが例示される。保護帯域分離はＲＦチャネル上のＲＦ信号が隣接ＲＦチャネル上のＲＦ信号による干渉なしでロールオフすることを可能にする。

図２Ｂは保護帯域が提供されないスペクトルを例示する。図２Ｂから見られるように、隣接ＲＦチャネルＣＨ１及びＣＨ２上のＲＦ信号の間の重複は明白である。同様の重複は隣接ＲＦチャネルＣＨ２及びＣＨ３上のＲＦ信号の間で発生する。ＲＦ信号の間の重複は干渉の原因となり、それは影響された各ＲＦ信号のＳＮＲを減少させる。

図２Ｃは、一例として、ＲＦチャネルＣＨ１上での可変帯域幅フィルタの使用を例示する。ＲＦチャネルＣＨ１上のＲＦ信号は狭帯域幅によってフィルタされる。図２Ｃから明らかなように、狭帯域幅はそうでない場合には重複し、且つＲＦチャネルＣＨ１上のＲＦ信号と干渉するであろうＲＦチャネルＣＨ２上のＲＦ信号のスペクトルの一部をフィルタして取り除く。その結果、ＲＦチャネルＣＨ１に関する隣接チャネル干渉排除が増加する。

図１の実施例はフィルタ段１２０のアナログ実施を例示する。しかしながら、無線デバイス１００ａはまたディジタル・フィルタまたはアナログとディジタル・フィルタの組合せを実施する。

図３は本発明の別の実施例を実施する無線通信デバイスのブロック図を示す。図３に例示したように、ＡＤＣ １３０及び１３２からの標本はディジタル・フィルタ１５０及び１５２にそれぞれ提供される。ディジタル・フィルタ１５０及び１５２はフィルタ１２２及び１２４について述べたものと同様な方法で動作する。即ち、ディジタル・フィルタ１５０及び１５２は受信信号強度が第一の閾値（Ｔｈ１）以上のとき通常の帯域幅に設定される。

受信信号強度が第一の閾値以下のとき、フィルタ制御ユニット１４４はディジタル・フィルタ１５０の帯域幅を下げるためにフィルタ制御信号１５６を生成する。ディジタル・フィルタ１５０及び１５２はディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）（示されてない）または中央制御ユニット（示されてない）の一部として実施される。

フィルタ制御信号１５６は単一制御ラインとして図３に例示される。しかしながら、ディジタル・フィルタ１５０及び１５２はディジタル・フィルタ１５０及び１５２の周波数応答（例えば、帯域幅、形状、及び／または次数）を変更するために新しいフィルタ係数を提供することによって実施される。従って、フィルタ制御信号１５６は所望の周波数応答を達成するためにディジタル・フィルタに関する係数を含む。

ディジタル・フィルタ１５０及び１５２に加えて、無線デバイス１００ｂはまたアナログ・フィルタ１２２及び１２４を含む。フィルタ１２２及び１２４はそれらが可変帯域幅動作のために任意であることを示すために破線によって図３に例示例証される。しかしながら、アナログ・フィルタ１２２及び１２４とディジタル・フィルタ１５０及び１５２の組合せはあるシナリオにおいて望ましい追加のフィルタリングを提供する。上で述べたように、フィルタ制御信号１４６はアナログまたはディジタル形式で実施される。無線デバイス１００ｂがアナログ・フィルタ１２２及び１２４、ディジタル・フィルタ１５０及び１５２、またはアナログ及びディジタル・フィルタの組合せによって実施されるか否かに関係なく、受信信号強度に基づくフィルタ帯域幅の調整は無線デバイス１００ｂの性能を改善する。

無線デバイス１００ｂは受信信号レベルに基づいてフィルタ（アナログ・フィルタ１２２及び１２４及び／またはディジタル・フィルタ１５０及び１５２）の帯域幅を低減する。一つの実施において、ＲＦ段１０８（図１参照）に提供される受信信号が検出感度にあるとき、フィルタの帯域幅は低減される。用語「検出感度にある（at sensitivity）」は無線通信デバイスによって処理される最低の認識可能な信号を云う。検出感度にある受信器の決定は当技術分野において既知であるが、ここには述べていない。

無線デバイス１００ｂに関する受信信号が検出感度にあるとき、支配的な雑音源は熱雑音及びＡＤＣ １３０及び１３２からの量子化雑音である。受信信号が検出感度にあるとき、無線デバイス１００ｂは第二の閾値（Ｔｈ２）以下で動作している。この低電力様式において、フィルタ（即ち、アナログ・フィルタ１２２及び１２４及び／またはディジタル・フィルタ１５０及び１５２）の帯域幅はフィルタ標本Ｉｄａｔａ及びＱｄａｔａにおける雑音を減衰させるために低減される。

以前に述べたように、ＡＤＣ １３０及び１３２はデルタ-シグマ型式、または他のいくつかの型式であり、それはその雑音が帯域内では低いが帯域外では急速に増加させるようにスペクトル的に量子化雑音を加工する。この概念は図４Ａに例示され、そこには低電力信号スペクトル１８０が雑音加工デルタ-シグマＡＤＣに関する量子化雑音スペクトル１８２に対して描かれている。デルタ-シグマＡＤＣはＡＤＣからの標本が比較的少ない量子化雑音内部帯域に直面するように量子化雑音をより高い周波数の方へ押込む。より高い外部帯域量子化雑音はディジタル・フィルタ１５０及び１５２によってフィルタされる。図４はデルタ-シグマＡＤＣの量子化雑音スペクトルを例示しているけれども、無線デバイス１１０ｂはそれらが雑音加工であるか否かに拘らず他の型式のＡＤＣを利用する。しかしながら、無線デバイス１００ｂは雑音加工ＡＤＣと旨く適合している。

通常の帯域幅が維持されれば、受信信号に関するスペクトル１８０はかなりの量子化雑音の量を含むであろう。しかしながら、フィルタ１５０及び１５２の帯域幅の低減はスペクトル１８０を生じさせる。図４Ａに例示したように、スペクトル１８０の帯域幅低減はフィルタ標本Ｉｄａｔａ及びＱｄａｔａ内に含まれる量子化雑音の量の減少をもたらし、従って全体のシステム性能が改善する。帯域幅の低減はＩＣＩの形式により高い歪みを導くけれども、入力電力がはるかに高くなるまで、ＩＣＩの増加は無視できる。

二つの閾値（即ち、第一及び第二の閾値）の使用は三つの電力様式の動作を可能にする。低電力様式は上記で論じてきた。高電力様式（即ち、受信信号強度が第一の閾値以上の受信信号強度を持つ）はフィルタ（即ち、フィルタ１２２及び１２４及び／またはディジタル・フィルタ１５０及び１５２）の帯域幅がゼロまたはほぼゼロのＩＣＩを達成するように調整されるとき最適である。例えば、アナログ・フィルタ１２２及び１２４の帯域幅は垂下の量を低減させるために拡大される。代りに、またはその上に、ディジタル・フィルタ１５０及び１５２は低ＩＣＩを達成するために新しいフィルタ係数によって再プログラムされる。フィルタ係数は低ＩＣＩを達成するためにフィルタ帯域幅を調整し、且つ／またはディジタル・フィルタ１５０及び１５２の位相及び振幅応答を等化するように選択される。

高電力様式に関して、全体の雑音はなお一般的にかなり信号レベル以下であるので広帯域幅の結果としてフィルタを通して追加の雑音を許容することは問題ではない。これは図４Ｂに例示され、そこでは高電力信号スペクトル１８４は量子化雑音スペクトル１８２に対して描かれている。図４に例示された例はＡＤＣ１３０及び１３２（図１及び３参照）からのかなりの程度の量子化雑音を含むけれども、追加の量子化雑音はスペクトル１８４におけるフィルタ信号の高電力と比較したちき無視できる。

受信信号強度が第一の閾値以下で、第二の閾値以上であれば中間の電力様式が発生する。この電力様式では、雑音帯域幅とＩＣＩとの間の妥協が行われる。フィルタの帯域幅は雑音の様々な源に関する最適動作のために選択される。アナログ・フィルタ１２２及び１２４は所望の中間の帯域幅に合わせられ、且つ／またはディジタル・フィルタ１５０及び１５２のフィルタ係数は所望の中間帯域幅を取得するように選択される。

無線デバイス１００ａ及び１００ｂの単純化した実施例では、第一及び第二の閾値は同一である（即ち、一つの閾値が使用される）。この実施例では、無線デバイス１００ａ及び１００ｂは高または低電力様式のいずれかにおいて動作する。フィルタは狭または低電力様式において狭または低減帯域幅を有し、高電力様式において広または通常の帯域幅を有する。中間電力様式は中間帯域フィルタによってこの単純化された実施例において取除かれる。

入力電力は既知であり、且つ測定できるので、検出感度においてフィルタ帯域幅を狭くし、高入力電力レベルに関してフィルタ帯域幅を増加させることが可能である。無線デバイス１００ａ、１００ｂは高入力電力レベルに関して対応フィルタの帯域幅を調整するためにフィルタ制御信号（即ち、フィルタ制御信号１４６及び／または１５６）を生成する。従って、全体システムの性能は追加のフィルタリングによって向上する。

上記に述べたように、受信信号強度にもっぱら基づいてフィルタ帯域幅は調整される。フィルタ帯域幅はまた不所望の信号強度、信号対雑音比（ＳＮＲ）、等々といった他のいくつかの基準または基準の組合せに基づいて調整される受信信号強度は関心のＲＦチャネル中の所望の信号成分の全体の電力（即ち、信号と雑音の和) を表している。ＳＮＲは関心のＲＦチャネル内の所望の信号の品質（即ち、雑音によって分割された所望の信号）を表している。例えば、ＳＮＲは受信パイロットに基づいて推定される。妨害信号（jammer）は関心のＲＦチャネルの外にある不所望の干渉信号であり、そして振幅が所望の信号よりはるかに高い（例えば、数１０ｄＢ高い）。受信信号強度及びＳＮＲは一般的にフィルタされた信号に基づいて、即ち、無線デバイスのフィルタリングの後で測定される。妨害信号は一般的にフィルタされない信号に基づいて、即ち、フィルタリングの前に検出される。妨害信号検出は混合器１１２及び１１４からの低変換（downconverted）信号、アンテナ１０４からの受信信号、ＲＦ段１０８からの調整されたＲＦ信号、等々に関して行われる。妨害信号について測定されつつある信号の信号強度が妨害信号閾値（Ｔｈｊ）より大きく、且つそうではなく「低い（low）」ならば妨害信号は「高い（high）」と宣言される。

図５は本発明のさらに別の実施例を実施する無線通信デバイス１００ｃのブロック図である。無線デバイス１００ｃはデバイス１００ｂと類似しているが、さらに妨害信号検出器１６０を含む。図５に示した実施例について、妨害信号検出器１６０は混合器１１２及び１１４からのベースバンド信号を受取り、妨害信号の存在を検出し、そして検出された妨害信号の標示をフィルタ制御ユニット１４４に提供する。妨害信号検出器１６０はベースバンド信号の信号強度を測定し、測定信号強度を妨害信号閾値Ｔｈｊに対して比較し、そして測定信号強度が妨害信号閾値Ｔｈｊより大きければ、妨害信号が存在しているという標示を提供する。妨害信号検出器１６０はベースバンド信号（または受信ＲＦ信号）をフィルタする低域フィルタ及び低域フィルタ出力のベースバンド電力を測定する電力検出器を含む。妨害信号検出器１６０はまたベースバンド信号（または受信ＲＦ信号）をフィルタする高域フィルタ及び高域フィルタ出力のベースバンド電力を測定する電力検出器を含む。フィルタ、遅延ユニット、またはフィルタと遅延ユニットの両方は低域フィルタ出力からの測定ベースバンド電力及び／または高域フィルタ出力からのベースバンド電力に基づいて調整される。

表２は異なる受信信号強度及び妨害信号条件に対する典型的なフィルタ帯域幅設定を示す。一般に、高振幅妨害信号が別の方法で検出され、且つそうでなく拡大されるとき、フィルタ帯域幅は低減される。フィルタ帯域幅は表２に示されたものとは異なる方法でも設定され、これは発明の範囲内にある。

いかなるフィルタも、アナログであれディジタルであれ、振幅応答対周波数及び位相応答対周波数を含む周波数応答によって特徴付けられる。振幅応答は異なる周波数における信号成分の減衰の量を決定する。位相応答は異なる周波数における信号成分の位相変位の量を決定し、それはフィルタを経由する遅延の量を同様に決定する。一般に、あるフィルタ次数に関して、より広い帯域幅は比較的少ない遅延に対応し、狭い帯域幅はより多くの遅延に対応する。さらに、ある帯域幅に関して、より高次数のフィルタはより低次数のフィルタよりより多くの遅延を有する。

いくつかの無線通信システムでは、無線デバイスは信号が適切に復調されるように、受信信号のタイミングを連続して追跡する必要がある。例えば、ＣＤＭＡシステムでは、各ＢＴＳもしくは基地局は無線デバイスへの伝送の前にその信号を疑似乱数（ＰＮ）系列によってスペクトル拡散する伝送信号を復元するために、無線デバイスは受信信号のＰＮ系列によって時間整列された局部生成ＰＮ系列によって受信信号に関して相補的な逆拡散操作を行う必要があるであろう。無線デバイスはこのように逆拡散操作が適切に行われるように、受信信号のタイミングを推定、且つ追跡する必要があるであろう。受信信号のタイミングが適切に追跡されず、そして無線デバイスによって使用されるＰＮ系列が受信信号のそれと共に時間整列されなければ、逆拡散操作の結果は低下するであろう。

ＣＤＭＡシステムにおける無線デバイスは一般的に受信信号のタイミングを推定し、それに従って局部生成ＰＮ系列のタイミングを調整するタイミング制御ループを使用する。アナログ・フィルタ１２２及び１２４及び／またはディジタル・フィルタ１５０及び１５２が調整されるとき、フィルタの遅延は一般的に変化する。その結果、これらのフィルタからのフィルタ信号はフィルタ遅延（ＤＤ）における変化に等しい量だけ進み、或いは遅れるであろう。遅延差分（delta delay）が十分に大きければ、性能は時間追跡ループがタイミングの変化を補正するまで低下するであろう。

受信信号のタイミングを乱すことを回避するために、可調整遅延ユニットが信号経路に提供される。これらの遅延ユニットはフィルタが調整されるときでもフィルタと遅延ユニットの両方が全体の遅延がおおよそ一定に維持されるようにフィルタと同時に調整される。フィルタ信号はフィルタが調節された後でも定常状態にあるように見えるであろう。性能低下はそれによって最小化される。

図６は一定遅延可調整フィルタ・ユニット６００のブロック図を示す。フィルタ・ユニット６００は可調整フィルタ６１０及び可調整遅延ユニット６４０を含む。可調整フィルタはＮフィルタ６２０ａ〜６２０ｎを含み、Ｎは１またはそれ以上の整数（例えば、１、２、３、等々）である。各フィルタ６２０は特定の周波数応答（例えば、帯域幅、形状、及びフィルタ次数）及び特定の遅延（τ）を有する。Ｎフィルタ６２０ａ〜６２０ｎは異なる周波数応答（例えば、異なる帯域幅及び／またはフィルタ次数）及び異なる遅延τ_１〜τ_Ｎをそれぞれ有する。Ｎフィルタ６２０ａ〜６２０ｎの一つはスイッチ６１２及び６２２を制御することによっていかなる瞬間においても使用のために選択される。入力信号（Ｓｉｎ）は選択フィルタによってフィルタされ、フィルタ信号は可調整遅延ユニット６４０に提供される。

可調整遅延ユニット６４０はどのＮフィルタ６２０ａ〜６２０ｎを使用のために選択するかに関係なくフィルタ・ユニット６００の全体の遅延（τ_total）がほぼ一定になるように適切な量の遅延を行う。例えば、可調整遅延ユニット６４０はフィルタ６２０ａが選択されればほぼτ_total - τ_１、フィルタ６２０ａが選択されればほぼτ_total - τ_２の遅延、等々の遅延を行い、そしてフィルタ６２０ｎが選択されればほぼτ_total - τ_Ｎの遅延を行う。一般的に、全体の遅延における小さな誤差は性能を低下することなく許容できる。従って、遅延ユニット６４０によって提供された遅延の量はフィルタ６２０ｉについて厳密にτ_total-τ_ｉである必要がない。

実施例では、フィルタ・ユニット６００はアナログ・フィルタ１２２及び１２４の各々及び／またはディジタル・フィルタ１５０及び１５２の各々について使用される。別の実施例では、可調整フィルタ６１０はアナログ・フィルタ１２２の各々及び１２４及び／またはディジタル・フィルタ１５０及び１５２の各々について使用される。この実施例に関して、可調整遅延ユニット６４０は信号経路に沿った個別ユニットとして実施される。

図７は一定遅延可調整フィルタ・ユニット６００ａの実施例に示し、それはアナログ可調整フィルタ６１０ａ及びディジタル可調整遅延ユニット６４０ａと共に実施される。ＡＤＣ ６３０（ＡＤＣ １３０または１３２でもよい）は可調整フィルタ６１０ａと可調整遅延ユニット６４０ａとの間に位置する。

図７に示した実施例では、可調整フィルタ６１０ａは単極フィルタ・セクション７１０ａ及び７１０ｂと双二次（bi-quad）フィルタ・セクション７２０ａ及び７２０ｂを含む。各単極フィルタ・セクション７１０は一つの実数極を有する。各双二次フィルタ・セクション７２０は一対の複素数極を有する。５次（例えば、楕円、バターワース、ベッセル、またはチェビシェフ）フィルタは単極セクション７１０ａ及び双二次フィルタ・セクション７２０ａ及び７２０ｂによって実施される。二つの実数極を持つ２次フィルタは単極セクション１０ａ及び７１０ｂによって実施される。スイッチ７１２及び７２２は５次フィルタと２次フィルタとの間を選択するために使用される。

図７に示した実施例に関して、可調整遅延ユニット６４０ａはＬレジスタ７４０ａ〜７４０ｌ及びマルチプレクサ（ＭＵＸ）７４２を含み、ここでＬは必要な遅延の量及びレジスタ７４０のために使用されるクロックの周波数（ｆｃｌｋ）によって決定される。レジスタ７４０ａ〜７４０を直列に結合し、そしてクロック（例えば、Ｃｈｉｐｘ８（チップ・レートの８倍の周波数を持つ））によって始動される。マルチプレクサ（ＭＵＸ）７４２はレジスタ７４０ａの入力及びレジスタ７４０ｌの出力を受取り、出力信号（Ｓｏｕｔ）としてこれらの入力の一つを提供する。

５次フィルタはセクション７１０ａ、７２０ａ及び７２０ｂの遅延の和に等しい全体の遅延を有し、それはτ_5th ＝τ_ａ＋τ_ｂ＋τ_ｃである。２次フィルタはセクション７１０ａ及び７１０ｂの遅延の和に等しい全体の遅延を有し、それはτ_2nd ＝τ_ａ＋τ_ｂ＋τ_ｄである。可調整遅延ユニット６４０ａは５次フィルタが選択されたときほぼτ_total - τ_5th（例えば、０ｎｓｅｃ） の遅延を行い、２次フィルタが選択されたときほぼτ_total - τ_2nd（例えば、Ｌ／ｆｃｌｋ）の遅延を行う。

図７は図６における可調整フィルタ６１０及び可調整遅延ユニット６４０の実施例を示す。一般に、可調整フィルタ６１０はアナログまたはディジタル設計によって実施される。アナログ設計に関して、可調整フィルタ６１０は、スイッチ・キャパシタ、ｇｍ-Ｃ、等々によって実施され、それは当技術分野において既知である。ディジタル設計に関して、可調整フィルタ６１０は一組のフィルタ係数によって調整される周波数応答（例えば、帯域幅及び遅延）を持つ有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタまたは無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタによって実施される。同様に、可調整遅延ユニット６４０はアナログまたはディジタル設計によって実施される。アナログ設計に関して、可調整遅延ユニット６４０は複素数極の適切な配置によって決定された所望の遅延を持つ全通過フィルタとして実施される。ディジタル設計に関しては、 図７に示したように、可調整遅延ユニット６４０はレジスタによって実施される。ディジタル・フィルタはまた遅延がほぼ一定に維持されながら帯域幅が調整されるように設計される。

明確にするために、フィルタリング技術は無線通信デバイスについて述べてきたが、それはまた移動局、ユーザー端末、携帯電話、ユーザー装置、等々とも呼ばれる。これらの技術はまたＢＴＳについても使用され、それはまた基地局、及びアクセス点、等々とも呼ばれる。

本発明の様々な実施例及び利点は前述の記述において示してきたけれども、前述の開示は例示のみであり、細部において変更が行われ、しかも本発明の広い原理の中にあることは理解されることである。従って、本発明は添付の請求項によって限定されるべきことである。

Claims (33)

1. ベースバンド信号をフィルタにかけ、且つフィルタ信号を提供するために動作するフィルタであって、可調整周波数応答を有するフィルタ、
   前記フィルタ信号を遅延し、出力信号を提供するために動作する遅延ユニットであって、可調整遅延を行う遅延ユニット、及び、
   無線デバイスの受信信号の信号強度を表す受信信号強度を検出するために動作する信号検出器を具備し、前記フィルタ、前記遅延ユニット、または前記フィルタと前記遅延ユニットの両方が前記受信信号強度に基づいて調整され、
   前記遅延ユニットはディジタル回路構成によって実施され、
   前記遅延ユニットの前記可調整遅延は前記遅延ユニットのために使用されるクロックの１期間の分解能を有し、前記フィルタの前記可調整周波数応答が調整されるとき、前記遅延ユニットの前記可調整遅延は前記フィルタ及び前記遅延ユニットに関するほぼ一定の全体遅延を維持するように調整される、無線デバイス。
2. 前記フィルタおよび前記遅延ユニットが調整されるとき、前記フィルタの前記可調整周波数応答及び前記遅延ユニットの前記可調整遅延はほぼ固定に前記出力信号のタイミングを維持するように同時に調整される、請求項１記載の無線デバイス。
3. 受信信号を処理し、且つ前記ベースバンド信号を提供するために動作する無線周波数（ＲＦ）ユニットをさらに具備する、請求項１記載の無線デバイス。
4. 前記フィルタはアナログ回路によって実施される、請求項１記載の無線デバイス。
5. 前記フィルタは複数のフィルタ・セクションを含み、前記複数のフィルタ・セクションのうちの指定されたいくつかは、前記フィルタの前記可調整周波数応答を調整するために選択される、請求項４記載の無線デバイス。
6. 前記フィルタはディジタル回路によって実施される、請求項１記載の無線デバイス。
7. 前記フィルタの前記可調整周波数応答は前記フィルタの係数を変更することによって調整される、請求項６記載の無線デバイス。
8. 前記受信信号強度が第一の閾値以下であれば前記フィルタの帯域幅が低減され、前記受信信号強度が第二の閾値を超えれば拡大される、請求項１記載の無線デバイス。
9. 前記受信信号強度は前記フィルタ信号に基づいて検出され、選択無線周波数（ＲＦ）チャネル中の所望の信号成分の信号強度を表す、請求項１記載の無線デバイス。
10. 前記無線デバイスの受信信号における不所望の信号成分の信号強度を示す不所望の信号強度を検出するために動作する妨害信号検出器をさらに具備し、前記フィルタ、前記遅延ユニット、または前記フィルタと前記遅延ユニットの両方が前記不所望の信号強度に基づいて調節される、請求項１記載の無線デバイス。
11. 前記妨害信号検出器は前記受信信号をフィルタにかけるために動作する低域フィルタ、及び
    前記不所望の信号強度を取得するために前記低域フィルタからの出力のベースバンド電力を測定するために動作する電力検出器を具備する、請求項１０記載の無線デバイス。
12. 前記妨害信号検出器は、
    前記受信信号をフィルタにかけるために動作する高域フィルタ、及び
    前記不所望の信号強度を取得するために前記高域フィルタからの出力のベースバンド電力を測定するために動作する電力検出器を具備する、請求項１０記載の無線デバイス。
13. 前記妨害信号検出器は、
    前記受信信号をフィルタにかけるために動作する低域フィルタ、
    前記受信信号をフィルタにかけるために動作する高域フィルタ、及び
    前記低域フィルタからの出力のベースバンド電力を測定するため、及び前記高域フィルタからの出力のベースバンド電力を測定するために動作する電力検出器を具備し、
    前記フィルタ、前記遅延ユニット、または前記フィルタと前記遅延ユニットの両方は前記低域フィルタ出力からの前記測定ベースバンド電力及び前記高域フィルタ出力からの前記ベースバンド電力に基づいて調整される、請求項１０記載の無線デバイス。
14. 前記不所望の信号強度が所定の閾値を超えれば前記フィルタの帯域幅は低減され、前記不所望の信号強度が前記所定の閾値以下であれば拡大される、請求項１０記載の無線デバイス。
15. 前記不所望の信号強度は選択無線周波数（RF）チャネルの外の帯域外信号成分の信号強度を表す、請求項１０記載の無線デバイス。
16. 前記フィルタ信号をディジタル化し、且つ標本を提供するために動作するアナログ対ディジタル変換器（ＡＤＣ）をさらに具備し、前記遅延ユニットは前記ＡＤＣからの前記標本を遅延させるために動作する、請求項１記載の無線デバイス。
17. 前記ＡＤＣはスペクトル加工量子化雑音を有するデルタ-シグマＡＤＣである、請求項１６記載の無線デバイス。
18. 符号分割多元接続 （ＣＤＭＡ）通信システムにおいて動作可能な請求項１記載の無線デバイス。
19. 無線通信システムにおいてフィルタリングを行う方法であって、
    フィルタ信号を取得するために可調整周波数応答によってベースバンド信号をフィルタリングすること、
    出力信号を取得するために可調整遅延によって前記フィルタ信号を遅延させること、及び
    受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を検出することを具備し、前記可調整周波数応答及び前記可調整遅延は前記所望の信号強度に基づいて調整され、
    前記フィルタ信号を遅延させることはディジタル回路構成によって実施され、前記可調整遅延は前記フィルタ信号を遅延させるために使用されるクロックの１期間の分解能を有し、前記フィルタ信号を遅延させることは、前記可調整周波数応答が調整されるとき前記出力信号についてほぼ一定の全体の遅延を維持するために前記可調整遅延によって前記フィルタ信号を遅延させることを含む、方法。
20. 前記可調整周波数応答及び前記可調整遅延は、前記出力信号のタイミングをほぼ固定して維持するために同時に調整される、請求項１９記載の方法。
21. 前記ベースバンド信号を取得するために受信信号を処理することをさらに含む、請求項１９記載の方法。
22. 標本を取得するために前記フィルタ信号をディジタル化することをさらに含み、前記標本は前記可調整遅延によって遅延される、請求項１９記載の方法。
23. 受信信号における妨害信号の信号強度を検出することをさらに含み、前記可調整周波数応答及び前記可調整遅延は前記妨害信号の前記信号強度に基づいて調整される、請求項１９記載の方法。
24. 無線通信システムにおける装置であって、
    フィルタ信号を取得するために可調整周波数応答によってベースバンド信号をフィルタにかける手段、
    出力信号を取得するために可調整遅延によって前記フィルタ信号を遅延する手段、及び
    受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を検出する手段を具備し、前記可調整周波数応答及び前記可調整遅延は前記所望の信号強度に基づいて調整され、
    前記遅延する手段はディジタル回路構成によって実施され、
    前記可調整遅延は前記遅延する手段のために使用されるクロックの１期間の分解能を有し、前記可調整周波数応答が調整されるとき、前記可調整遅延は前記出力信号についてほぼ一定の全体の遅延を維持するために調整される、装置。
25. 前記可調整周波数応答及び前記可調整遅延は前記出力信号のタイミングをほぼ固定して維持するために同時に調整される、請求項２４記載の装置。
26. 前記ベースバンド信号を取得するために受信信号を処理する手段をさらに具備する、請求項２４記載の装置。
27. 標本を取得するために前記フィルタ信号をディジタル化する手段をさらに具備し、前記標本は前記可調整遅延によって遅延される、請求項２４記載の装置。
28. 受信信号における妨害信号の信号強度を検出する手段をさらに含み、前記可調整周波数応答及び前記可調整遅延は前記妨害信号の前記信号強度に基づいて調整される、請求項２４記載の装置。
29. 符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおいて動作可能な請求項２４記載の装置。
30. 符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおける無線デバイスであって、
    受信信号を処理し、且つベースバンド信号を提供するために動作する無線周波数（ＲＦ）ユニット、
    前記ベースバンド信号をフィルタにかけ、フィルタ信号を提供するために動作するフィルタであって、可調整帯域幅を持つフィルタ、
    前記フィルタ信号を検出し、前記受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を提供するために動作する検出器、
    前記所望の信号強度が第一の閾値以上であれば前記フィルタの前記可調整帯域幅を第一の帯域幅に調整し、前記所望の信号強度が第二の閾値以下であれば前記第一の帯域幅より少ない第二の帯域幅に調整するために動作する制御ユニット、
    前記フィルタ信号を遅延し、出力信号を提供する遅延ユニットであって、可調整遅延を行う遅延ユニットを具備し、前記フィルタ、前記遅延ユニット、または前記フィルタと前記遅延ユニットの両方が前記所望の信号強度に基づいて調整され、前記遅延ユニットはディジタル回路構成によって実施され、前記遅延ユニットの前記可調整遅延は前記遅延ユニットのために使用されるクロックの１期間の分解能を有し、前記フィルタの前記可調整帯域幅が調整されるとき、前記遅延ユニットの前記可調整遅延は前記フィルタ及び前記遅延ユニットに関してほぼ一定の全体の遅延を維持するように調整される、無線デバイス。
31. 前記フィルタ信号をディジタル化し、標本を提供するために動作するアナログ対ディジタル（ＡＤＣ）変換器であって、スペクトル加工量子化雑音を有するＡＤＣをさらに具備し、前記検出器は標本に基づいて前記所望の信号強度を検出するために動作する、請求項３０記載の無線デバイス。
32. 無線デバイスにおいて受信信号を処理する方法であって、
    ベースバンド信号を取得するために前記受信信号を処理すること、
    フィルタ信号を取得するために可調整帯域幅によって前記ベースバンド信号をフィルタリングすること、
    前記受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を決定するために前記フィルタ信号を検出すること、
    前記所望の信号強度が第一の閾値以上であれば前記フィルタの前記可調整帯域幅を第一の帯域幅に調整し、前記所望の信号強度が第二の閾値以下であれば前記第一の帯域幅より少ない第二の帯域幅に調整すること、
    出力信号を取得するために可調整遅延によって前記フィルタ信号を遅延させることを具備し、前記可調整帯域幅及び前記可調整遅延は前記所望の信号強度に基づいて調整され、前記フィルタ信号を遅延させることはディジタル回路構成によって実施され、前記可調整遅延は前記フィルタ信号を遅延させるために使用されるクロックの１期間の分解能を有し、前記フィルタ信号を遅延させることは、前記可調整帯域幅が調整されるとき前記出力信号についてほぼ一定の全体の遅延を維持するために前記可調整遅延によって前記フィルタ信号を遅延させることを含む、方法。
33. 無線通信システムにおける装置であって、
    ベースバンド信号を取得するために受信信号を処理する手段、
    フィルタ信号を取得するために可調整帯域幅によって前記ベースバンド信号をフィルタリングする手段、
    前記受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を決定するために前記フィルタ信号を検出する手段、
    前記所望の信号強度が第一の閾値以上であれば前記フィルタリングする手段の前記可調整帯域幅を第一の帯域幅に調整し、前記所望の信号強度が第二の閾値以下であれば前記第一の帯域幅より少ない第二の帯域幅に調整する手段、
    出力信号を取得するために可調整遅延によって前記フィルタ信号を遅延する手段を具備し、前記可調整帯域幅及び前記可調整遅延は前記所望の信号強度に基づいて調整され、前記遅延する手段はディジタル回路構成によって実施され、前記可調整遅延は前記遅延する手段のために使用されるクロックの１期間の分解能を有し、前記フィルタリングする手段の前記可調整帯域幅が調整されるとき、前記遅延する手段の前記可調整遅延は前記フィルタリングする手段及び前記遅延する手段に関してほぼ一定の全体の遅延を維持するように調整される、装置。

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