WO2016031184A1

WO2016031184A1 - 自動利得制御方法及び自動利得制御回路

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Publication number: WO2016031184A1
Application number: PCT/JP2015/004141
Authority: WO
Inventors: 河上　聡子; 進熊谷
Original assignee: Ｎｅｃスペーステクノロジー株式会社
Priority date: 2014-08-25
Filing date: 2015-08-19
Publication date: 2016-03-03
Also published as: EP3188364A1; US10039066B2; EP3188364A4; JPWO2016031184A1; JP6386566B2; US20170230921A1

Abstract

受信信号を増幅する可変利得増幅器を備える自動利得制御回路であって、回路規模が小型であって受信信号の周波数帯域内に重畳する外乱入力の影響を低減することができる自動利得制御回路を提供する。可変利得増幅器の出力をアナログ／デジタル変換器に供給する自動利得制御回路は、アナログ／デジタル変換器の出力に接続し、受信信号の周波数帯域内の、その周波数帯域よりも狭い帯域の信号を選択する周波数選択回路と、周波数選択回路が選択した信号の強度に基づいて可変利得増幅器に対する制御信号を生成する制御信号生成回路と、を有する。

Description

自動利得制御方法及び自動利得制御回路

　本発明は、無線通信装置などにおいて用いられる自動利得制御方法及び自動利得制御回路に関する。

　無線通信装置、特に受信機では、アンテナを介して入力する受信信号の強度の変動幅が大きい。微弱な信号を受信できるように装置を構成した場合、過大な信号を受信することによって、歪が生じるなどの悪影響が生じる。そこで、信号増幅での利得を信号強度の変動に基づいて制御することにより、強度の変動を抑制して入力信号を後段の回路に供給する自動利得制御（ＡＧＣ：automatic gain control）回路が用いられている。

　図６は、関連技術において受信機に設けられる一般的な高周波（ＲＦ：radio frequency）フロントエンドの構成を示している。このＲＦフロントエンドは、アンテナ１１で受信した信号を増幅してデジタル信号に変換するものであり、自動利得制御機能を備えるものである。アンテナ１１に対し、受信信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ：low noise amplifier）１２が接続している。ＬＮＡ１２の出力は、増幅回路１３を介して、所望の周波数帯域の信号のみを通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ：band-pass filter）１４に供給される。ＢＰＦ１４を通過した所望の周波数の信号は、次に、可変利得増幅器１５で増幅され、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ：analog-to-digital convertor）１６によりデジタル信号に変換される。変換後のデジタル信号は、例えば、この受信機のデジタル信号処理部に供給される。可変利得増幅器１５は、制御信号に応じて利得が変化する増幅器であって、制御信号は例えば電圧信号である。制御信号を発生するために制御回路１７が設けられている。制御回路１７は、ＡＤＣ１６で検出した信号強度に基づき、信号強度が大きいときに可変利得増幅器１５の利得を低下させることによりＡＤＣ１６に入力する信号レベルが一定となるように、制御信号を発生して可変利得増幅器１５に供給する。図６に示した構成では、可変利得増幅器１５及び制御回路１７によって、自動利得制御回路が構成されることになる。自動利得制御回路では、可変利得増幅器１５の出力側で検出される信号の強度があるしきい値以下である場合には、可変利得増幅器１５における利得の制限を行わない。自動利得制御回路では、可変利得増幅器１５の出力側で検出される信号の強度があるしきい値以下である場合には、可変利得増幅器がその最大利得で動作するようにすることが一般的である。

　図６に示すＲＦフロントエンドにおいて、受信信号がスペクトラム拡散変調などによる広帯域で微弱な信号である場合、可変利得増幅器１５への入力信号ではＬＮＡ１２の熱雑音が支配的である。したがって、このような入力電圧を可変利得増幅器１５で増幅して得られるＡＤＣ１６への入力信号は、信号を積分したときの信号電圧の頻度分布で表すと、図７に示すように、正規分布に近い分布を示す。またこのような場合、ＡＤＣ１６として、２ビットといった小さなビット数のものを使用する。２ビット以上のＡＤＣを使用する場合においては、そのＡＤＣが飽和するような信号がＡＤＣ１６に入力することを許容するようにする。ＡＤＣの飽和とは、ＡＤＣのダイナミックレンジの範囲を超える入力信号がＡＤＣに入力することをいう。

　図６に示すＲＦフロントエンドにおいて自動利得制御のしきい値は、受信信号が直接拡散スペクトラム拡散変調による信号である場合、正規分布で表される入力信号分布において、全体の約３０％の部分がＡＤＣ１６のダイナミックレンジの範囲外となるように設定される。直接拡散スペクトラム拡散変調による信号であり、かつ微弱に受信される信号としては、例えば、ＧＰＳ（全地球測位システム：Global Positioning System）衛星から受信されるＧＰＳ信号が挙げられる。

　広帯域であるが微弱な受信信号に重なって、鋭い周波数スペクトルを有する外乱が入力することがある。受信信号に重畳する外乱がない場合には、自動利得制御を行った結果、図６の点［Ａ］での信号、すなわちＡＤＣ１６の入力信号には、所望の信号である受信信号が十分なレベルで含まれている。可変利得増幅器１５の入力信号では、上述したようにＬＮＡ１２の熱雑音が支配的であるが、ここではスペクトラム拡散変調された信号を受信信号としているので、受信信号のレベルがノイズ電力に対してある割合以上であれば、ＡＤＣ１６からの出力デジタル信号をデジタル信号処理することによって、所望の成果を得ることができる。

　一方、広帯域の受信信号に対して狭いスペクトルを有する外乱が重畳したときは、可変利得増幅器１５の入力信号分布に対してピーク状の外乱入力が重なることとなり、この外乱入力が加わったことによって入力信号の総電力が増大する。したがって、自動利得制御によって可変利得増幅器１５の利得は低下させられ、ＡＤＣ１６の入力信号分布における所望の信号帯域の受信レベルが低下することとなり、受信信号が劣化する。その結果、外乱入力は、このＲＦフロントエンドを備える受信機の機能や性能に悪影響を及ぼすことになる。

　広帯域で微弱な受信信号に重畳する外乱入力の影響を防ぐ手法が特許文献１に開示されている。特許文献１には、可変利得増幅器の後段に設けられたＡＤＣが妨害波によって飽和するのを防ぐことが開示されている。特許文献１には、可変利得増幅器の前段に、ノッチフィルタとして機能する可変周波数帯域制限フィルタを設け、妨害波の周波数を検出してフィルタにより妨害波の周波数成分を除去することが開示されている。

　また関連技術において希望波に隣接するチャネルからの妨害波の影響を低減する技術が特許文献２に開示されている。特許文献２には、可変利得増幅器からの出力信号が供給される狭帯域のアナログ帯域通過フィルタを設け、妨害波の周波数が通過帯域外となるようにこのフィルタを設定した上で、フィルタの出力に基づいて自動利得制御を行うことが開示されている。特許文献３には、ＡＤＣの後段に希望波に同調させた帯域可変デジタルフィルタを設け、可変利得増幅器の出力をＡＤＣに供給してデジタル信号に変換し、このデジタル信号の振幅に基づいて可変利得増幅器の利得を制御することが開示されている。また特許文献３には、帯域可変デジタルフィルタの帯域通過特性の制御を行い、妨害波の影響を低減することが開示されている。特許文献４には、直交検波後の信号からフィルタ処理により希望波電力と妨害波電力を求め、希望波電力のみに追従して可変利得増幅器による自動利得制御を行うことが開示されている。

実開平５－８００５３号公報特開平５－３２７３７８号公報特開２００６－１２１１４６号公報特開平１１－１９５９４１号公報

　広帯域で微弱な受信信号に対して外乱入力が重なるときに外乱入力の影響を低減する方法として特許文献１に記載された方法は、可変利得増幅器の前段に設けられてノッチフィルタとして機能する可変周波数帯域制限フィルタを用いる。しかし、このフィルタはアナログフィルタであって所望のフィルタ特性を得るようにこのフィルタの正確な制御を行うことが困難であり、また、回路規模が大きくなる、という課題を有する。

　本発明の目的は、受信信号を増幅する可変利得増幅器を用いる自動利得制御方法であって、回路規模を小型にすることができるとともに、所望の信号である受信信号の周波数帯域内に重畳する外乱入力の影響を低減することができる自動利得制御方法を提供することにある。

　本発明の別の目的は、受信信号を増幅する可変利得増幅器を備える自動利得制御回路であって、回路規模が小型であって、所望の信号である受信信号の周波数帯域内に重畳する外乱入力の影響を低減することができる自動利得制御回路を提供することにある。

　本発明の例示態様によれば、受信信号が入力する可変利得増幅器と可変利得増幅器の出力に接続するアナログ／デジタル変換器とを有する受信機における自動利得制御方法は、受信信号の周波数帯域内の複数の周波数の中から、該複数の周波数の中の他の周波数よりもアナログ／デジタル変換器が出力する信号レベルが小さい周波数を選択することと、アナログ／デジタル変換器の出力における選択された周波数の成分の信号強度に基づいて可変利得増幅器における利得を決定することと、を有する。

　本発明の別の例示態様によれば、受信信号が入力する可変利得増幅器と可変利得増幅器の出力に接続するアナログ／デジタル変換器とを有する受信機における自動利得制御方法は、受信信号の周波数帯域の中から、受信信号に重畳する外乱入力の周波数から外れる周波数帯域を選択することと、アナログ／デジタル変換器の出力における選択された周波数帯域の成分の信号強度に基づいて可変利得増幅器における利得を決定することと、を有する。

　本発明のさらに別の例示態様によれば、受信信号が入力する可変利得増幅器を備え、可変利得増幅器の出力をアナログ／デジタル変換器に供給する自動利得制御回路は、アナログ／デジタル変換器の出力に接続し、受信信号の周波数帯域内の、この周波数帯域よりも狭い帯域の信号を選択する周波数選択回路と、周波数選択回路が選択した信号の強度に基づいて可変利得増幅器に対する制御信号を生成する制御信号生成回路と、を有する。

　本発明によれば、受信信号の周波数帯域の中から外乱入力の影響を受けない周波数を選択して選択された周波数の成分の信号強度に基づいて自動利得制御を行うことができるようになる。したがって、受信信号の周波数帯域内に重畳する外乱入力の影響を低減することができ、受信信号に関して高い信号レベルでの信号処理を行うことができるようになる、という効果が得られる。

本発明の基本的な実施の形態の自動利得制御回路を示すブロック図である。本発明の実施の一形態の自動利得制御回路を備えるＲＦフロントエンドの構成を示す回路図である。可変周波数デジタルフィルタの構成の一例を示す回路図である。本発明の別の実施形態の自動利得制御回路を備えるＲＦフロントエンドの構成を示す回路図である。図４に示す回路の動作を説明する図である。一般的なＲＦフロントエンドの構成を示す回路図である。自動利得制御におけるレベル設定を説明する図である。

　次に、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。

　図１は、基本的な実施形態における自動利得制御回路を示している。この自動利得制御回路は、アナログ信号である受信信号を増幅したのちにアナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）によってデジタル信号に変換する受信機などにおいて好ましく用いられるものである。所望の信号である受信信号は、一例として、スペクトラム拡散変調によって変調された広帯域の信号であり、例えば、数ＭＨｚ幅の周波数帯域を有している。

　自動利得制御回路は、受信信号が入力してこれを増幅する可変利得増幅器１５を備えており、可変利得増幅器１５の出力は、受信信号をデジタル信号に変換するＡＤＣ１６に供給される。ＡＤＣ１６が出力するデジタル信号は、受信機に設けられた例えば信号処理部などに供給される。可変利得増幅器１５での利得は制御信号によって制御される。この自動利得制御回路は、ＡＤＣ１６の出力に応じて制御信号を生成して自動利得制御を実施する。このために、自動利得制御回路は、ＡＤＣ１６の出力に接続し、受信信号の周波数帯域内の、この周波数帯域よりも狭い帯域の信号を選択する周波数選択回路１８を備えている。また、自動利得制御回路は、周波数選択回路１８が選択した信号の強度に基づいて可変利得増幅器１５に対する制御信号を生成する制御信号生成回路１９、を備えている。

　周波数選択回路１８は、受信信号の周波数帯域内の複数の周波数の中から、これら複数の周波数の中の他の周波数よりもＡＤＣ１６が出力する信号レベルが小さい周波数を選択するものである。受信信号の周波数帯域内に、受信信号の周波数帯域に比べて鋭いスペクトルを有する外乱が重畳したときに、周波数選択回路１８は、この外乱の影響を受けない周波数範囲の成分をＡＤＣ１６の出力から取り出す。これによって取り出された成分での信号強度に基づいて可変利得増幅器１５への制御信号を生成して自動利得制御を行うためである。したがって、周波数選択回路１８としては、受信信号の周波数帯域の中から、受信信号に重畳する外乱入力の周波数から外れる周波数帯域を選択するものを用いることができる。周波数選択回路１８には、後述するように、例えば、デジタルフィルタを用いることができる。デジタルフィルタは、受信信号の周波数帯域よりも狭い通過帯域を有するものである。ＡＤＣ１６が出力するデジタル信号における周波数ごとのレベルを考えたときに、デジタルフィルタの通過帯域は、ＡＤＣ１６の出力におけるレベルが相対的に低い周波数に設定される。あるいはデジタルフィルタの通過帯域は、受信信号の周波数帯域のうち外乱入力の周波数から外れる帯域に設定される。

　このような周波数選択回路１８を用いた場合には、周波数選択回路１８によって選択された周波数では外乱入力の影響が及んでいない。その結果、制御信号発生回路１９は、外乱の大きさに依存せずに、受信信号と熱雑音などの周波数に依存しないノイズ成分とに基づいて、可変利得増幅器１６に対する制御信号を発生する。ここで周波数に依存しないとは、受信信号の周波数帯域の範囲内では実質的に周波数に依存しないことを意味する。本実施形態の回路では、外乱の大きさが自動利得制御に反映されないので、外乱の大きさを反映して自動利得制御を行う場合に比べて可変利得増幅器１５の利得が大きくなり、その結果、ＡＤＣ１６が飽和しやすくなる。受信信号が例えばスペクトラム拡散変調によるものであるとすると、上述したように飽和することを許容してＡＤＣ１６を使用するので、受信信号の周波数帯域に外乱が重畳するときに外乱の大きさを自動利得制御に反映させなくても後段の信号処理への悪影響はない。むしろ、ＡＤＣ１６の入力において受信信号成分のレベルを高く維持することができるので、熱雑音などのノイズによって覆い隠された受信信号を後段の信号処理においてより適切に扱うことができるようになり、受信機の機能や性能の劣化が防ぐことができる。具体的には、受信信号がスペクトラム拡散変調による信号であるとすると、本実施形態の自動利得制御回路によれば、受信信号に重畳する有意な外乱がある場合であっても、受信信号の逆拡散を確実に行えるようになる。

　また本実施形態の回路では、周波数選択回路１８において周波数選択のためにアナログフィルタを使用する必要がないので、回路調整が不要となってより安定した自動利得制御動作を実現することができる。また、アナログフィルタを用いる場合に比べ、回路規模を小さくすることができる。

　次に、自動利得制御回路の別の実施形態について説明する。図２は、本発明の実施の一形態の自動利得制御回路を備えるＲＦ（高周波）フロントエンドの一例を示している。図２に示すＲＦフロントエンドは、自動利得制御機能を備え、アンテナ１１で受信した信号を処理してデジタル信号として出力するものである。ここで受信信号は、例えば、直接拡散スペクトラム拡散変調による信号であり、その代表的なものとして、ＧＰＳ信号が挙げられる。図６に示したＲＦフロントエンドと同様に、図２に示すＲＦフロントエンドは、アンテナ１１に接続するＬＮＡ（低雑音増幅器）１２と、ＬＮＡ１２の出力に設けられた増幅回路１３と、を備えている。またＲＦフロントエンドは、増幅回路１３の出力に設けられ所望の周波数帯域の信号のみを通過させるＢＰＦ（帯域通過フィルタ）１４と、ＢＰＦ１４の出力が入力する可変利得増幅器１５と、を備えている。増幅回路１３は、ＬＮＡ１２が出力する受信信号をさらに増幅する機能を有するものであるが、さらに、受信信号を周波数変換する機能などを備えていてもよい。増幅回路１３が周波数変換機能を有する場合には、ＢＰＦ１４に供給される信号は、周波数変換後の受信信号となる。ＢＰＦ１４の通過帯域は、受信信号の周波数帯域に対応して設定されており、受信信号がＧＰＳ信号であるとすれば、ＢＰＦ１４の通過帯域幅は例えば５～１０ＭＨｚ程度に設定される。

　制御信号に応じて利得が変化する可変利得増幅器１５が出力する信号は、ＡＤＣ（アナログ／デジタル変換器）１６に供給されてデジタル信号に変換される。変換後のデジタル信号は、例えば、このＲＦフロントエンドを備える受信機の信号処理部に供給される。ＡＤＣ１６としては、例えば、２ビットといった低ビット数のＡＤＣが用いられる。このＲＦフロントエンドでは、制御信号を生成するために、ＡＤＣ１６が出力するデジタル信号が入力するデジタルフィルタ２１と、デジタルフィルタ２１の出力信号の振幅を検出する振幅検出回路２２と、振幅検出回路２２の出力が入力するデジタルループフィルタ２３と、デジタルループフィルタ２３が出力するデジタル信号をアナログ信号に変換して電圧信号である制御信号として可変利得増幅器１５に供給するデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ：digital-to-analog convertor）２４とが設けられている。デジタルフィルタ２１は、ＢＰＦ１４の通過帯域より狭い通過帯域を有するものであり、デジタルフィルタ２１の通過帯域の周波数は、ＡＤＣ１６が出力するデジタル信号における周波数ごとのレベルを考えたときに、デジタルフィルタ２１の通過帯域は、ＡＤＣ１６の出力におけるレベルが相対的に低い周波数に設定される。あるいは、デジタルフィルタ２１の通過帯域は、受信信号の周波数帯域に重畳する外乱入力がある場合には、その外乱入力の周波数から外れる帯域に設定される。ここでは、可変利得増幅器１５、デジタルフィルタ２１、振幅検出回路２２、デジタルループフィルタ２３及びＤＡＣ２４によって、自動利得制御回路が構成されている。

　ここで図２において符号３１で示すように、可変利得増幅器１５に入力する広帯域の受信信号に対して、鋭いスペクトルを有する外乱入力が重畳している場合を考える。ここでは微弱な受信信号を考えており、ＢＰＦ１４の通過帯域特性に応じ、可変利得増幅器１５に入力する信号のうちの受信信号に関連する成分は、周波数に対して電力が正規分布に近い形状で分布しているものとする。デジタルフィルタ２１の通過帯域は外乱入力の周波数を含まないように設定されており、これによりデジタルフィルタ２１の出力信号の周波数分布は、図２において符号３２に示すようになる。ここでは、所望の信号である受信信号に対し、前段のＬＮＡ１２に起因する熱雑音などの周波数に依存しないノイズが重なった分布となっている。

　図示破線で示すようにデジタルフィルタ２１の出力には外乱入力の周波数成分は含まれていないので、振幅検出回路２２で検出される振幅は、外来入力の影響を含まないで本来の受信信号の振幅に依存したものとなる。その結果、振幅検出回路２２の出力をデジタルループフィルタ２３を介してＤＡＣ２４に供給してアナログ信号に変換して得られる制御信号は、外乱入力の影響を受けないものとなり、外乱の大きさを反映しない自動利得制御が実行されることになる。本実施形態の回路においても、図１に示した回路と同様に、熱雑音などのノイズに埋もれた受信信号を後段の信号処理においてより適切に扱うことができるようになり、受信機の機能や性能の劣化が防ぐことができる。特に、受信信号がスペクトラム拡散変調による信号である場合には、受信信号に重畳する有意な外乱の存在下でも受信信号の逆拡散を確実に行えるようになる。また図２に示す回路は、制御信号発生のためにアナログフィルタを必要としないので、回路規模を小さくすることができるなどの利点を有する。

　図２に示した回路では、外乱入力の周波数から外れるようにデジタルフィルタ２１の通過帯域を設定する必要がある。外乱入力の周波数が既知であればデジタルフィルタ２１の設定も容易であるが、外乱入力の周波数が不明である、あるいは外乱入力の周波数が変動する場合には、固定した通過帯域を有するデジタルフィルタ２１を用いることは不適切である。そのような場合には、通過帯域の中心周波数を可変とするデジタルフィルタ２１を用い、中心周波数を変化させながら振幅検出回路２２によりデジタルフィルタ２１の出力の振幅を検出する。振幅が最小となる中心周波数を見出してデジタルフィルタ２１の通過帯域をその中心周波数によって設定するようにすればよい。通過帯域の中心周波数を可変とするデジタルフィルタは、回路構成が複雑なものとなりがちである。本実施形態において用いることができる可変周波数デジタルフィルタの変形例として、図３に示すものを使用することができる。すなわち、可変周波数デジタルフィルタとして、デジタル信号として可変周波数の発振波形を発生する発振波形発生回路２７と、ＡＤＣ１６の出力と発振波形発生回路２７の出力とを乗算する乗算回路２８と、乗算回路２８の出力が入力するデジタル低域通過フィルタ２９とからなるものを使用することができる。デジタル低域通過フィルタ２９の遮断周波数は、デジタルフィルタ２１としての通過帯域幅から換算した周波数に設定する。デジタル低域通過フィルタ２９の遮断周波数は、デジタルフィルタ２１としての通過帯域幅に一致させてもよい。発振波形発生回路２７が発生する発振波形を正弦波とし、この乗算回路２８においてデジタル乗算演算を行う。その結果をデジタル低域通過フィルタ２９に供給させることとすれば、全体として、発振波形発生回路２７が発生する波形の周波数によって通過帯域の中心周波数が決まるデジタルフィルタとして機能することになる。発振波形発生回路２７が発生する波形の周波数を掃引しつつ振幅検出回路２２において振幅を検出し、振幅が最小となる点で周波数掃引を停止すれば、受信信号の周波数帯域内で、ＡＤＣ１６が出力する信号レベルが最も小さい周波数を選択したことになる。

　図２に示した自動利得制御回路では、外乱入力の周波数が変化するたびにデジタルフィルタ２１の振幅を検出してデジタルフィルタ２１の通過帯域の中心周波数の再設定を行う必要がある。そこで、中心周波数が異なる複数のデジタルフィルタに対して並列にＡＤＣ１６の出力を供給し、これらの複数のデジタルフィルタの各々の出力の振幅を検出する。振幅が最小となるデジタルフィルタの出力を選択し、選択された出力の振幅に基づいて可変利得増幅器１５に対する制御信号を生成することが考えられる。図４は、複数のデジタルフィルタに対して並列にＡＤＣ１６の出力を供給するようにした自動利得制御回路を備えるＲＦフロントエンドの構成の一例を示している。

　図４に示すＲＦフロントエンドでは、図２に示すＲＦフロントエンドと同様に、ＬＮＡ１２、増幅回路１３、ＢＰＦ１４、可変利得増幅器１５及びＡＤＣ１６が設けられ、ＡＤＣ１６の出力はこのＲＦフロントエンドを備える受信機内に設けられた信号処理部に供給される。また、ｎは２以上の整数であるとして、ＡＤＣ１６の出力が並列に入力するｎ個のデジタルフィルタ２１が設けられている。ｎは、典型的には３から１０までの整数である。これらｎ個のデジタルフィルタ２１の通過帯域は、いずれもＢＰＦ１４の通過帯域よりも狭く、かつその中心周波数は相互に異なっている。各デジタルフィルタ２１の出力には振幅検出回路２２が接続しており、対応するデジタルフィルタ２１の出力を検出する。ｎ個の振幅検出回路で検出された振幅が入力する選択回路２５が設けられており、選択回路２５は、外乱が入力している状態において入力した振幅のうち最小のものを選択して出力する。さらに、ＲＦフロントエンドには、選択回路２５の出力が入力するデジタルループフィルタ２３と、デジタルループフィルタ２３の出力をアナログ信号に変換して制御信号として可変利得増幅器２５に供給するＤＡＣ２４とが設けられている。可変利得増幅器１５、ｎ個のデジタルフィルタ２１、ｎ個の振幅検出回路２２、選択回路２５及びデジタルループフィルタ２３及びＤＡＣ２４によって、自動利得制御回路が構成されている。

　次に、図４に示すＲＦフロンエンドにおける自動利得制御回路の動作について、図５を用いて説明する。ここでは説明のためｎ＝３として、３個のデジタルフィルタ２１が設けられるものとする。

　３個のデジタルフィルタ２１の通過帯域の中心周波数が相互に異なっていることにより、図において符号４０で示すように、受信信号の周波数帯域は、帯域１、帯域２及び帯域３の３個の帯域に分割される。これらの３つの帯域はそれぞれ３個のデジタルフィルタ２１の通過帯域に対応する。ここでは、可変利得増幅器の入力信号分布において、帯域２内に鋭い周波数スペクトルを有する外乱が入力したものとする。外乱の周波数は、帯域２内において帯域１に近い位置である。その結果、各デジタルフィルタ２１の出力の振幅を検出すると、振幅の大きさは、帯域２＞帯域１＞帯域３となる。

　図５の符号４１は、帯域１に対応するデジタルフィルタ２１の出力の振幅に基づいて可変利得増幅器１５に対する制御信号を生成したとしたときの、このデジタルフィルタ２１の出力での信号分布を示している。同様に符号４２は、帯域２に対応するデジタルフィルタ２１の出力の振幅に基づいて可変利得増幅器１５に対する制御信号を生成したとしたときの、このデジタルフィルタ２１の出力での信号分布を示している。符号４３は、帯域３に対応するデジタルフィルタ２１の出力の振幅に基づいて可変利得増幅器１５に対する制御信号を生成したとしたときの、このデジタルフィルタ２１の出力での信号分布を示している。これら信号分布４１～４３を比較すると、信号レベルが最も大きいものは、帯域３に対応する信号分布４３である。これは、帯域１から帯域３の中では帯域３が最も外乱入力の影響を受けにくいからである。一方、信号分布４２では、帯域２に含まれる外乱の影響により、信号レベルが圧倒的に小さくなっている。したがって帯域２における振幅に基づいて自動利得制御を行ったとすると、外乱の影響によって可変利得増幅器１５の利得が低下させられ、所望の信号である受信信号の受信レベルが低下する。なお、外乱の周波数が帯域２の中にあるとしても、フィルタの周波数特性から、帯域１にも外乱の影響が及んでいる。また、図５における信号分布４１～４３は、可変利得増幅器１５における異なる利得の下で得られたものであることに注意する必要がある。

　そこで、図４及び図５に示した例では、帯域３に対応するデジタルフィルタ２１の出力の振幅を選択回路２５によって選択してデジタルループフィルタ２３に供給し、可変利得増幅器１５に対する制御信号を生成する。このようにして制御信号を生成すると、外乱入力の影響を受けることなく、自動利得制御が行われることとなる。その結果、ＡＤＣ１６に入力する信号における受信信号成分の信号レベルを高く維持できるので、後段の信号処理をより適切に行うことができ、受信機の機能や性能の劣化が防ぐことができる。またこの例では、外乱入力の周波数が変化したときに、それに追従して、選択回路２５によって選択されるデジタルフィルタ２１も変化し、常に振幅が最小である帯域が選択される。したがって、外乱入力の周波数の変化があったとしても、外乱入力の影響を受けることなく、常に、受信信号についての信号レベルが高い帯域の信号に基づいた自動利得制御が行われる。

　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

　この出願は、２０１４年８月２５日に出願された日本出願特願２０１４－１７０１８７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

　１１　　アンテナ
　１２　　低雑音増幅器（ＬＮＡ）
　１３　　増幅回路
　１４　　帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
　１５　　可変利得増幅器
　１６　　アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）
　１７　　制御回路
　１８　　周波数選択回路
　１９　　制御信号生成回路
　２１　　デジタルフィルタ
　２２　　振幅検出回路
　２３　　デジタルループフィルタ
　２４　　デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）
　２５　　選択回路
　２７　　発振波形発生回路
　２８　　乗算回路
　２９　　デジタル低域通過フィルタ

Claims

　受信信号が入力する可変利得増幅器と前記可変利得増幅器の出力に接続するアナログ／デジタル変換器とを有する受信機における自動利得制御方法であって、
　前記受信信号の周波数帯域内の複数の周波数の中から、該複数の周波数の中の他の周波数よりも前記アナログ／デジタル変換器が出力する信号レベルが小さい周波数を選択することと、
　前記アナログ／デジタル変換器の出力における前記選択された周波数の成分の信号強度に基づいて前記可変利得増幅器における利得を決定することと、
　を有する方法。
　前記選択することは、前記周波数帯域よりも狭い通過帯域を有するデジタルフィルタに前記アナログ／デジタル変換器の出力を供給することを有する、請求項１に記載の方法。
　前記デジタルフィルタは中心周波数が可変であるデジタルフィルタであり、
　前記選択することは、前記中心周波数を変化させながら前記デジタルフィルタの出力の振幅を検出し、該振幅が最小となる中心周波数を選択することを有する、請求項２に記載の方法。
　前記選択することは、前記周波数帯域を複数の帯域に分割し、帯域ごとの前記受信信号の振幅を検出して振幅が最小である帯域を選択することを有し、
　前記決定することは、前記選択された帯域での振幅に基づいて前記可変利得増幅器における利得を決定することを有する、請求項１に記載の方法。
　前記帯域を選択することは、前記周波数帯域よりも狭い通過帯域をそれぞれ有し、前記周波数帯域内にあって相互に異なる中心周波数を有する複数のデジタルフィルタに前記アナログ／デジタル変換器の出力を供給することと、
　前記複数のデジタルフィルタの各々の出力の振幅を検出し、振幅が最小となるデジタルフィルタの出力を選択することと、
　を有する、請求項４に記載の方法。
　受信信号が入力する可変利得増幅器と前記可変利得増幅器の出力に接続するアナログ／デジタル変換器とを有する受信機における自動利得制御方法であって、
　前記受信信号の周波数帯域の中から、前記受信信号に重畳する外乱入力の周波数から外れる周波数帯域を選択することと、
　前記アナログ／デジタル変換器の出力における前記選択された周波数帯域の成分の信号強度に基づいて前記可変利得増幅器における利得を決定することと、
　を有する方法。
　前記選択することは、前記周波数帯域よりも狭い通過帯域を有するデジタルフィルタに前記アナログ／デジタル変換器の出力を供給することを有する、請求項６に記載の方法。
　前記受信信号は、直接拡散スペクトラム拡散変調による信号である、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の方法。
　受信信号が入力する可変利得増幅器を備え、前記可変利得増幅器の出力をアナログ／デジタル変換器に供給する自動利得制御回路であって、
　前記アナログ／デジタル変換器の出力に接続し、前記受信信号の周波数帯域内の、該周波数帯域よりも狭い帯域の信号を選択する周波数選択回路と、
　前記周波数選択回路が選択した信号の強度に基づいて前記可変利得増幅器に対する制御信号を生成する制御信号生成回路と、
　を有する回路。
　前記周波数選択回路は、前記アナログ／デジタル変換器の出力に接続し、前記周波数帯域よりも狭い通過帯域を有するデジタルフィルタである、請求項９に記載の回路。
　前記通過帯域は、前記受信信号に重畳する外乱入力の周波数から外れる周波数帯域である、請求項１０に記載の回路。
　前記デジタルフィルタは、中心周波数が可変であるデジタルフィルタであり、
　前記中心周波数を変化させながら前記デジタルフィルタの出力の振幅を検出し、該振幅が最小となる中心周波数での前記デジタルフィルタの出力に基づいて前記制御信号を生成する、請求項１０に記載の回路。
　前記デジタルフィルタは、
　デジタル信号として可変周波数の発振波形を発生する発振波形発生回路と、
　前記アナログ／デジタル変換器の出力と前記発振波形発生回路の出力とを乗算する乗算回路と、
　前記乗算回路の出力が入力するデジタル低域通過フィルタと、
　を有する、請求項１２に記載の回路。
　前記制御信号生成回路は、
　前記デジタルフィルタの出力の振幅を検出する振幅検出回路と、
　前記振幅検出回路の出力が入力するデジタルループフィルタと、
　前記デジタルループフィルタの出力をアナログ信号に変換して前記制御信号として前記可変利得増幅器に供給するデジタル／アナログ変換器と、
　を有する、請求項９乃至１３のいずれか１項に記載の回路。
　前記周波数選択回路は、
　前記周波数帯域よりも狭い通過帯域をそれぞれ有し、中心周波数が相互に異なる複数のデジタルフィルタと、
　前記複数のデジタルフィルタの出力の振幅をそれぞれ検出する複数の振幅検出回路と、　前記複数の振幅検出回路で検出された振幅のうち最小のものを検出して出力する選択回路と、
　を有する、請求項９に記載の回路。
　前記制御信号生成回路は、
　前記選択回路の出力が入力するデジタルループフィルタと、
　前記デジタルループフィルタの出力をアナログ信号に変換して前記制御信号として前記可変利得増幅器に供給するデジタル／アナログ変換器と、
　を有する、請求項１５に記載の回路。