CN101236444A - 恒流源、斜坡电压发生电路、a/d转换器 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供一种斜坡电压发生电路，适于对由A/D转换动作得到的数字值中产生的分散进行抑制的A/D转换器。具有：稳定电压源Vref、向非反转输入端子输入从电压源Vref输出的电压VREF并且反转输入端子与开关电容器等价电阻Req连接的运算放大器AMP1、基于运算放大器AMP1的输出电压进行针对等价电阻Req的电流Ick的导通控制的晶体管MNSF，基于对电流Ick进行电流镜像而生成的电流Iint2进行充放电的电容性负载Cint的两端与运算放大器AMPint的输出端子以及反转输入端子连接，从非反转输入端子施加稳定电压源Vc的电压，将运算放大器AMPint的输出电压作为斜坡电压向外部输出。

Description

恒流源、斜坡电压发生电路、A/D转换器

技术领域

本发明涉及A/D(模拟/数字)转换器，该A/D转换器对1个或者多个被转换模拟电压进行采样保持，并将采样保持的所述1个或者多个被转换模拟电压和由电压值在固定期间单调变化的斜坡电压的电压变化值或者与所述电压变化值成比例的电压所提供的参考电压进行比较，将所述1个或者多个被转换模拟电压的每一个分别转换成与所述参考电压对应的数字值并输出，特别涉及平行列A/D转换器。此外，本发明特别涉及适于这些平行列A/D转换器的斜坡电压发生电路以及恒流源。

背景技术

近年来，固体摄像元件所使用的A/D转换器越发要求高速、低功耗。为了满足这种要求，采用平行列A/D转换器的情况较多(例如，参考特开2000-286706号公报)。

图11是表示现有的平行列A/D转换器的概略结构的电路方框图。对于平行列A/D转换器51来说，作为电路要素，具有：反相器电路12、将反相器电路12的输入节点CPI以及输出节点CPO短路的开关RS、用于对被转换模拟电压进行采样的电容器CT、用于产生电压值在固定期间单调变化的斜坡电压V_RAMP的斜坡电压发生电路50、用于将斜坡电压V_RAMP传输到输入节点CPI的电容器CR和开关S3、对与斜坡电压的电压值变化相对应的数字值(n位的2值信号)进行计数并输出的计数器15、用于对被转换模拟电压进行采样的开关SS、用于将与被转换模拟电压对应的计数器输出锁存的锁存电路13。并且，在图11中，在对平行列A/D转换器51输入与入射光量相对应的电压的固体摄像元件的像素部16、以及向节点VIN导入基于由在像素部16中进行光电转换而生成的电荷量的电压的恒流源Ix一起进行图示。

参照图12的动作时序图对平行列A/D转换器51的A/D转换动作进行说明。

在定时t1，使像素部16的开关RX接通，由此，节点FD被复位成电压V_DD，节点VIN经由MOS晶体管MA被充电成高电位。而且，同时地，开关RS接通，反相器电路12的输入节点CPI和输出节点CPO短路，输入节点CPI被自动地复位成反相器电路12的输入判恒定电压(自动调零电平)。同时地，开关SS接通，但是，其它开关S3、TX为断开状态。

在定时t2，使开关RX断开，由此，节点VIN呈现复位电压。在定时t3，使开关RS断开，由此，电容器CT对复位电压进行采样。

接着，在定时t4，使开关TX接通时，由像素部16的光电转换元件(光电二极管)PD进行光电转换后并存储的电荷被传送到节点FD，节点VIN转换成与进行光电转换后的电荷量对应的电压电平(光电转换电平)。在节点VIN的电压电平稳定的定时t5，使开关TX断开并使开关S3接通时，电容器CR保持该时刻的节点VIN的电压电平(光电转换电平)和斜坡电压V_RAMP的初始电压的差电压。

接着，在定时t6，使开关SS断开，由此，输入节点CPI保持节点VIN的复位电压(定时t3)和光电转换电平(定时t6)的差分值V_SIG作为被转换模拟电压来保持。

在定时t7，使斜坡电压V_RAMP的电压值开始缓慢增加时，输入节点CPI的电压也与斜坡电压V_RAMP的电压增加量成比例地增加。另外，在定时t7，计数器15的增加计数也同时开始。

在定时t8，输入节点CPI的电压电平超过反相器电路12的输入判定电压时，反相器电路12使输入节点CPO的输出电平反转。锁存电路13响应输出节点CPO的输出变化而保持计数器输出的值。

这里，差分值V_SIG是对应于针对光电转换元件PD的入射光量的电压，已被锁存的计数器输出的值是差分值V_SIG的A/D转换值(数字值)。利用以上要点而输出由锁存电路13所保持的A/D转换值，由此，平行列A/D转换器51结束被转换模拟电压V_SIG的A/D转换动作。

此外，在特开2006-018663号公报中记载了表示斜坡电压发生电路50的概略结构的图。

图13是表示记载在所述特开2006-018663号公报中的现有的斜坡电压发生电路的概略结构的电路方框图。现有结构的斜坡电压发生电路50具有产生恒定电压的稳定电压源Vref、运算放大器AMP1、MOS晶体管MNSF、用于根据运算放大器AMP1的输入电压产生恒定电流的电阻Rref、构成电流镜的MOS晶体管MP1及MP2、MN1和MN2、控制斜坡波的发生定时的开关SW_ramp、运算放大器AMPint、电容性负载Cint、稳定电压源Vc、及用于在电容性负载Cint中将充电量进行复位的开关SW_reset而构成。

而且，为了避免由增加记号所导致的复杂度，下面将赋予各个电容器(电容性负载)的符号直接表示该电容器的静电电容值，同样地，将赋予各个电阻负载的符号直接表示该电阻负载的电阻值。即，在不产生混淆的范围内对电容器的符号和电容器的静电电容值使用同一个符号，对电阻的符号和电阻表示的电阻值使用同一个符号进行说明。

向运算放大器AMP1的非反转输入端子输入来自稳定电压源的输出电压V_REF。由于可以将运算放大器AMP1的非反转输入端子和反转输入端子假想短路，因此输入到反转输入端子的电压V_{REF_COPY}(节点VREF_COPY的电压)成为与节点VREF的电压V_REF相同的电压。因此，流过电阻Rref的电流Iref可以以下列公式1来求得。

$\mathrm{Iref}=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\mathrm{Rref}}---\left(1\right)$

并且，利用由晶体管MP1及MP2构成的电流镜可以将与由以上公式1求得的电流Iref相同的电流向晶体管MP2导入，并且，利用由晶体管MN1及MN2构成的电流镜可以将与电流Iref相同的电流Iint向晶体管MN2导入。即，Iint可以由下列公式2来算出。

$\mathrm{Iint}=\mathrm{Iref}=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\mathrm{Rref}}---\left(2\right)$

所述电流Iint为依赖于被蓄积在电容性负载Cint中的电荷的充放电速度的值。根据图13，由运算放大器AMPint的反转输入端子与输出端子的电压差来决定被施加于电容性负载Cint的两端的电压，若运算放大器的反转输入端子与非反转输入端子表示假想短路状态，所以，为相同电位，则下列公式3成立。

$\frac{d(V_{\mathrm{RAMP}}-\mathrm{Vc})}{\mathrm{dt}}=\frac{\mathrm{Int}}{\mathrm{Cint}}---\left(3\right)$

此处，对于斜坡电压发生电路50来说，开关SW_reset被接通，由此，使电容性负载Cint的两端为相同电位，成为复位状态。此外，开关SW_ramp接通，由此，可以对流过电流Iint的定时进行控制。即，为如下的结构：根据两个开关的接通断开控制，决定斜坡电压的发生定时及电压波形。

图14是斜坡电压发生电路50产生的斜坡电压的波形例及其时序图。在定时t7之前，开关SW_reset接通，由此，进行电容Cint的复位。通过该复位动作，斜坡电压发生电路50的输出端子(输出节点)表示的电压V_RAMP表示与非反转输入端子相同的电压(Vc)。之后，开关SW_reset断开之后，在定时t7，将开关SW_ramp接通，由此，利用恒定电流Iint从电容性负载Cint中抽出电荷，由此，电压V_RAMP表示倾斜角为θ的斜坡电压波形。自定时t7经过时间Tint后，断开开关SW_ramp之前，该斜坡电压上升。将开关SW_ramp断开时刻的斜坡电压V_RAMP的增量值(波高值)规定为满量程电压V_FS。

此时，根据图14，利用下列的公式4算出自定时t7至经过Tint的之间的时刻t的斜坡电压V_RAMP的值。

$V_{\mathrm{RAMP}}=\mathrm{Vc}+\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\mathrm{Rref}\·\mathrm{Cint}}\·(t-t7)---\left(4\right)$

即，图14所示的斜坡电压V_RAMP的的变化的倾斜角θ如下公式5所示。而且，图中的倾斜角θ的维度为(电压/时间)，表示平均单位时间的电压变化量。

$\mathrm{\θ}=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\mathrm{Rref}\·\mathrm{Cint}}---\left(5\right)$

此外，图14中的满量程电压V_FS若参照所述公式5，则可以如下公式6所示。

$V_{\mathrm{FS}}=\frac{V_{\mathrm{REF}}}{\mathrm{Rref}\·\mathrm{Cint}}\·\mathrm{Tint}---\left(6\right)$

可是，根据Razavi，“Design of Analog CMOS Integrated Circuits”，McGrawHill 2001，记载由如下内容：对于设置在集成电路上的电阻元件的电阻值或电容性负载的静电电容值来说，在晶片间或批次间，分别产生±20％左右的分散。若所述斜坡电压发生电路50鉴于这些，则意味着电阻Rref及电容性负载Cint的值分别具有±20％左右的分散。因此，若将电阻Rref的平均值、电容性负载Cint的平均值分别定为Rrefb、Cintb，则根据公式5，斜坡电压V_RAMP的倾斜角θ取得如下公式7所示的范围。

$\frac{V_{\mathrm{REF}}}{(1.2\·\mathrm{Rrefb})(1.2\·\mathrm{Cintb})}\≤\mathrm{\θ}\≤\frac{V_{\mathrm{REF}}}{(0.8\·\mathrm{Rrefb})(0.8\·\mathrm{Cintb})}---\left(7\right)$

而且，公式7表示电阻Rref及电容性负载Cint分别最极端地分散的情况下的倾斜角θ的值的范围，可知实际上最大产生±30％左右的分散。并且，由于该倾斜角θ的分散，满量程电压的大小也产生±30％左右的分散。

图15是表示A/D转换器51使用来自倾斜角θ具有分散的所述斜坡电压发生电路50的斜坡电压进行A/D转换时的由倾斜角θ的分散引起的该A/D转换结果的影响的图表。例如，倾斜角θ在如图15中的θ1、θ2、θ3的那样具有分散时，在达到自动调零电平之前需要的时间内产生变化。在图15的例子中，在倾斜角为最大的θ3的情况下，最快到达自动调零电平，相反，在倾斜角为最小的θ1的情况下，到达自动调零电平的定时最慢。在节点CPI的电压达到了自动调零电平的时刻，节点CP0反转，在这样的定时内，将利用锁存电路13锁存的计数器输出的值变为转换后的数字值。即，达到自动调零电平的定时变动，意味着A/D转换后的转换值改变。因此，若根据来自这些A/D转换器的输出值(数字值)来形成数字图像，则存在产生与目标图像不同的图像(每个芯片的图像的亮度分散)的问题。

发明内容

鉴于所述的问题，本发明的目的在于提供一种A/D转换器，抑制了在利用A/D转换动作得到的数字数值中产生的分散。此外，本发明的另一目的在于提供适于这样的A/D转换器的斜坡电压发生电路及适于该斜坡电压发生电路的恒流源。

用于达成所述目的的本发明的恒流源的第1特征在于，  具有恒压源和将从所述恒压源产生的电压转换为有助于电容性负载的充放电的恒定电流的电阻负载，所述电阻负载由开关电容器构成。

根据本发明的恒流源的所述第1特征结构，电阻负载由开关电容器构成，因此不需要具有电阻负载本身。在芯片上安装电阻负载和电容性负载的情况下，由于二者在不同的制造过程中进行安装，因此由制造时的元件分散引起的特性的分散分别独立地产生。与此相对，在不具有电阻负载本身而根据开关电容器等价地具有电阻成分的本结构的情况下，与其他电容性负载一起安装在芯片上时，由于在同一个制造过程中安装构成开关电容器的电容器和其他电容性负载，因此即使发生了由制造时的元件分散引起的特性的分散，其分散程度在两者之间为相同程度。并且，由于在因电容性负载进行充放电而进行变化的该电容性负载的两端产生的电压是基于两电容成分的比率所决定的值，因此不会较大地受到开关电容器及电容性负载的各元件的分散的影响。因此，使用本发明的恒流源来进行电容性负载的充放电，由此，可在该电容性负载的两端上产生抑制了制造时的元件分散的影响的电压。

此外，本发明的恒流源除了所述第1特征结构之外，第2特征在于：具有与所述开关电容器并联的用于使所述开关电容器的电流转换动作稳定的电容成分。

根据本发明的恒流源(采样时钟信号)的所述第2特征结构，在使开关电容器进行动作用的时钟信号的频率变高的情况下，也可向开关电容器具有的电容器(采样保持电容)提供对为了稳定而具有的所述电容成分(以下，记为“稳定电容”)进行充电的电荷，由此，可在对该电容器的两端施加的定时内，使该电容器的电压向成为目的的基准电压转移。因此，在采样时钟信号的频率变高的情况下，也可产生稳定的恒定电流。此外，对于该稳定电容来说，优选表示相对开关电容器电路具有的采样保持电容充分大的静电电容(例如，10倍以上)。

此外，本发明的斜坡电压发生电路的第1特征为，具有基于由具有所述第1或第2的特征结构的恒流源生成的恒定电流进行充放电的电容性负载，基于所述电容性负载的一端的输出生成斜坡电压。

根据本发明的斜坡电压发生电路的所述第1特征结构，电容性负载基于利用由开关电容器构成的恒流源产生的恒定电流进行充放电，由此，由于该充放电而变化的电容性负载的两端的电压不会较大地受到开关电容器及电容性负载的元件分散的影响。因此，可产生抑制了制造时的元件分散的影响的稳定的斜坡电压。

此外，本发明的斜坡电压发生电路除了所述第1特征结构之外，第2特征为，以如下的方式构成：可改变从所述恒压源产生的电压值、由所述开关电容器所示的等价电阻值、以及所述电容性负载表示的静电电容值中的至少任意一个值，由此，可控制所产生的斜坡电压的倾斜度。

根据本发明的斜坡电压发生电路的所述第2个特征结构，可根据目标控制所产生的斜坡电压的变化的倾斜度(倾斜角)。因此，可根据目的对使从该斜坡电压发生电路所产生的斜坡电压变化至预定的电压值所需要的时间进行变更控制。

此外，本发明的A/D转换器的第1特征为，具有：构成所述第1或第2特征结构的斜坡电压发生电路；电压比较电路，利用运算器对1个或者多个被转换模拟电压进行采样保持，将采样保持的所述1个或者多个被转换模拟电压和由从所述斜坡电压发生电路产生的斜坡电压变化值或者与所述电压变化值成比例的电压提供的参考电压进行比较，并且，在所述参考电压与所述被转换模拟电压相等的时刻进行输出变化，计数器，对与所述参考电压对应的数字值进行计数并输出；锁存电路，在所述电压比较电路的输出变化时，对从所述计数器输出的所述数字值进行锁存并输出。

根据本发明的A/D转换器的所述第1特征结构，使用抑制了元件分散的影响的斜坡电压进行A/D转换动作，因此，可将成为被转换对象的模拟电压值转换为分散较少的稳定的数字数据。

此外，本发明的A/D转换器除了所述第1特征结构之外，第2特征为，所述运算器使用反相器电路构成，具有电压合成电路，产生在所述反相器电路的输入判定电压上加上所述被转换模拟电压与所述参考电压的差电压后的合成电压，作为所述反相器电路的输入电压。

此外，本发明的A/D转换器除了所述第1特征结构之外，第3特征为，所述运算器由分别将所述被转换模拟电压和所述斜坡电压作为输入电压的差动输入型的运算放大器构成。

根据本发明的A/D转换器的所述第2或第3的特征结构，能够以简单的电路结构实现针对转换后的数字数据的元件分散的影响较小的A/D转换器。

此外，本发明的A/D转换器除了所述第1～第3的任意一个特征结构之外，第4特征为，所述斜坡电压发生电路具有的开关电容器中所使用的采样时钟信号的频率、和所述计数器中所使用的计数器时钟信号的频率为固定的比率。

根据本发明的A/D转换器的所述第4个特征结构，可以实现满量程电压不依赖于计数器时钟信号的时钟频率的A/D转换器。由此，在将本发明的A/D转换器应用于摄像装置的情况下，由于满量程电压不根据摄像装置的帧频而变化，因此，可与帧频的大小无关地对于相同的模拟值输出相同的数字值。即，可实现灵活地对应任意的帧频的A/D转换器。

此外，本发明的A/D转换器除了所述第1～第4任意一个特征结构，第5特征为，以如下的方式构成：控制从所述斜坡电压发生电路产生的所述斜坡电压的倾斜度，由此，可对针对所述被转换模拟电压的转换后的所述数字值进行增益设定。

根据本发明的A/D转换器的所述第4特征结构，应用于摄像装置的情况下，可进行与帧频对应的增益设定，因此，可根据被照体的明暗生成合适的数字图像。

附图说明

图1是表示本发明的A/D转换器的第1实施方式的概略结构的电路方框图。

图2是表示本发明的斜坡电压发生电路的第1实施方式的概略结构的电路方框图。

图3是用于说明开关电容器(等价电阻)的动作的电路方框图。

图4是表示本发明的斜坡电压发生电路的第2实施方式的概略结构的电路方框图。

图5是时钟信号的时钟频率为低速时的节点VREF_COPY的电压波形。

图6是时钟信号的时钟频率为高速时的节点VREF_COPY的电压波形。

图7是在开关电容器电路中并联地具有稳定电容时的时钟信号的时钟频率为高速时的节点VREF_COPY的电压波形。

图8是表示在高速进行A/D转换(帧频较大)时和低速进行A/D转换(帧频较小)时的时序图的比较的图。

图9是表示本发明的斜坡电压发生电路的第4实施方式的概略结构的电路方框图。

图10是表示本发明的A/D转换器的其他实施方式的概略结构的电路方框图。

图11是表示现有的平行列A/D转换器的概略结构的电路方框图。

图12是表示现有的平行列A/D转换器的A/D转换动作的时序图。

图13是表示现有的斜坡电压发生电路的概略结构的电路方框图。

图1 4是斜坡电压发生电路产生的斜坡电压的波形例及其时序图。

图15是表示使用来自在倾斜角θ上具有分散的斜坡电压发生电路的斜坡电压进行A/D转换时的A/D转换结果的图表。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的斜坡电压发生电路(以下适当称为“本发明电路”)及A/D转换器(以下适当称为“本发明装置”)的各个实施方式进行说明。

第1实施方式

以下，参照图1～图3的各图对本发明电路及本发明装置的第1实施方式(以下适当称为“本实施方式”)进行说明。而且，在以下各图中，与背景技术中参照的图11～图15相同的构成要素或定时赋予相同的符号，由此，简化其说明。

图1是表示本发明电路及本发明装置的概略结构的电路方框图。图1所示的本发明装置10是如下结构：与图11中的A/D转换器51相比较，取代斜坡电压发生电路50而具有本发明电路1，其他与图11的结构相同。即，对于本发明装置10来说，除了进行A/D转换处理时所利用的斜坡电压是由本发明电路1产生的斜坡电压这点外，其动作内容与图11中的A/D转换器51相同。

图2是表示本发明电路1的概略结构的电路方框图。图2中所示的本发明电路1是如下结构：与图13所示的现有结构的斜坡电压发生电路50相比较，具有由开关电容器构成的等价电阻Req代替用于产生恒定电流Iref的电阻Rref，其他与斜坡电压发生电路50相同。以下，将由开关电容器构成的等价电阻Req仅记作“等价电阻Req”。

图2所示的等价电阻Req为具有2个开关S1、S2、及与该开关S2并联连接的电容器Cs的结构。并且，各个开关S1及S2是根据时钟信号V_CK(以下记为“采样时钟信号V_CK”)进行接通断开控制的结构，并且，开关S1与开关S2中，以开关的接通断开状态彼此不同的方式来构成。而且，将该采样时钟信号V_CK的时钟频率标明为fck(适当记为“采样时钟频率fck”)。

图3是用于说明所述等价电阻Req的动作的电路方框图，图3(a)是构成等价电阻Req的开关电容器电路的电路方框图，图3(b)是其等价电路。

如图3(a)所示，向反相器电路IV1输入采样时钟信号V_CK(频率fck)，并且，其输出向反相器电路IV2输入。此外，根据各个反相器电路的输出信号的活性状态，分别对开关S1、S2进行接通断开控制。例如，采样时钟信号V_CK变为低状态时，利用反相器电路IV1使该时钟信号反转的结果是，向开关S1提供表示高状态的信号V_CK1，开关S1变为接通状态。另一方面，若向反相器IV2输入低状态的信号V_CK1，则利用该反相器IV2将信号反转的结果是，向开关S2提供表示低状态的信号V_CK2，开关S2变成断开状态。其结果是，与开关S1的一个端子连接的节点VREF_COPY利用电容器Cs进行充电(采样)，示出电压V_{REF_COPY}。

并且，采样时钟信号V_CK为高状态时，信号V_CK1变化为低状态，信号V_CK2变化为高状态，因此开关S1转为断开状态，开关S2转为接通状态。由此，根据对电容器Cs进行充电的电压V_{REF_COPY}，通过开关S2进行放电(电流Ick)。

此处，根据电荷保存规则，经由使开关S2变为接通状态时的该开关S2而流过的电流Ick如下公式8进行表示。

Ick＝fck·Cs·V_{REF_COPY}    (8)

因此，由开关电容器所表示的等价电阻Req如下公式9所示。

$\mathrm{Req}=\frac{1}{\mathrm{fck}\·\mathrm{Cs}}---\left(9\right)$

即，可知对于本发明电路1来说，具有开关电容器，由此，与如所述公式9所示的等价电阻Req被插在运算放大器AMP1和接地线之间的情况是等价的。即，在图1所示的本发明电路1中，对于通过开关电容器而流过的电流Ick来说，使用采样保持电容Cs、采样时钟频率fck以所述公式8的方式表示。

并且，该电流Ick利用由晶体管MP1及MP2构成的电流镜对晶体管MP2导入相同的电流量的电流，并且，利用由晶体管MN1及MN2构成的其他的电流镜对晶体管MN2进一步导入相同的电流量的电流Iint2。此时，如上所述，若开关SW_ramp为接通状态，则由于利用电流Iint2从电容性负载Cint抽取电荷，因此在运算放大器AMPint的输出端子产生斜坡电压V_RAMP。

此处，在与所述的图14相同定时产生斜坡电压的情况下，根据所述公式9及公式4，从定时t7经过Tint之间的时刻t的斜坡电压V_RAMP的增量值ΔV_RAMP以如下列公式10所示。而且，下列公式10中，Tck是采样时钟信号V_CK的周期(采样时钟频率fck的倒数)。

$\mathrm{\Δ}{V}_{\mathrm{RAMP}}=\left(\frac{\mathrm{Cs}}{\mathrm{Cint}}\right)\·V_{\mathrm{REF}}\·\left(\frac{t-t7}{\mathrm{Tck}}\right)---\left(10\right)$

由此，对于相当于从定时t7经过时间Tint时的斜坡电压的增量值ΔV_RAMP的满量程电压V_FS来说，将t-t7＝Tint代入到所述公式10中，以如下的公式11算出。

$V_{\mathrm{FS}}=\left(\frac{\mathrm{Cs}}{\mathrm{Cint}}\right)\·V_{\mathrm{REF}}\·\left(\frac{\mathrm{Tint}}{\mathrm{Tck}}\right)---\left(11\right)$

此处，从定时t7经过时间Tint之间，如图12及图14所示，利用计数器执行时钟信号(以下记为“计数器时钟信号”)的计数。因此，开关电容器电路使用与输入到计数器中的计数器时钟信号相同频率的采样时钟信号进行开关电容器的动作情况下(即，图3中的采样时钟频率fck与计数器时钟信号的频率相同的情况下)，所述Tint为Tck的倍数，因此公式11中的(Tint/Tck)项必须为整数。例如，若是10位精度的A/D转换，则由于计数器在0～1023之间进行递增计数，因此所述(Tint/Tck)的值表示1024(＝2¹⁰)。即，若本发明装置10的转换位精度为N，则公式11可以置换为下列公式12。

$V_{\mathrm{FS}}=\left(\frac{\mathrm{Cs}}{\mathrm{Cint}}\right)\·V_{\mathrm{REF}}\·2^N---\left(12\right)$

根据公式12，可知满量程电压V_FS依赖于开关电容器电路的采样保持电容Cs和电容Cint的比率，不依赖于计数器时钟信号的频率(以下适当记为“计数器时钟频率”)。

但是，可知一般地安装在同一芯片上的同一种类的元件，其匹配精度较高(例如，参照所述Razavi，“Design of Analog CMOS IntegratedCircuits”，McGrawHill 2001)。即，图2所示的本发明电路1中，对于为了实现开关电容器电路而安装的采样保持电容Cs、和用于产生斜坡电压的电容器Cint来说，在安装时分别产生电容的分散的情况下，其分散程度在两个电容器之间也为相同程度。即，在各个电容器中，即使假如产生了较大的电容分散，也不对公式12中(Cs/Cint)的项的数值产生大的影响，示出大致固定的范围内的数值。

因此，根据本发明电路，可以实现抑制了制造工艺时的各个元件的分散的影响的、稳定的满量程电压V_FS。即，关于图14中的表示斜坡电压V_RAMP的上升率的倾斜角θ，也可以同样地抑制制造工艺时的元件分散的影响，能够示出稳定的数值。由此，根据使用从本发明电路1产生的斜坡电压进行A/D转换的本发明装置10，可抑制节点CPI的电压达到自动调零电平的定时的分散，能够实现抑制了元件分散的影响的稳定的A/D转换处理。并且，将这样的本发明装置10应用于例如数码相机(固体摄像元件)，本发明装置10根据数字数据产生数字图像，从而可以生成抑制了元件分散的影响的所希望的图像，该数字数据是对与由受光元件所导致的受光量的模拟电压值实施A/D转换处理而生成的。

即，本发明电路1的特征在于，生成为了产生斜坡电压所需的恒定电流用的恒流源，不是通过对负载电阻施加从稳定电压源Vref所产生的恒定电压V_REF来实现，而是通过向开关电容器施加相同电压V_REF来实现的，由此，提高了与为了实现斜坡电压发生电路所需的电容器Cint的匹配精度。因此，对于本发明电路1具有的恒流源来说，不仅斜坡电压发生电路，也可利用于具有将该恒流源产生的恒定电流或者基于该恒定电流的电流(以下只总称作“恒定电流”)提供给一个端子的电容性负载的其他的装置，向电容性负载提供这样的稳定电流，由此，可取得抑制针对电容性负载的两端电压的安装时的元件分散的影响的效果。

第2实施方式

以下，参照图4～图7的各图对本发明电路及本发明装置的第2实施方式(以下适当称为“本实施方式”)进行说明。而且，对于与第1实施方式相同之处赋予相同的符号，省略其说明。

图4是表示本实施方式的本发明电路的概略结构的电路方框图。图4所示的本发明电路1a与第1实施方式的本发明电路1相比较，还具有与开关电容器等价电路Req并联的稳定电容Cb这一点不同，其他与图2所示的本发明电路1相同。

在本发明电路1a中，利用根据采样时钟频率fck从晶体管MNSF提供的电流Ick，将电荷充电到稳定电容Cb和采样保持电容Cs中。此时，以运算放大器AMP1的非反转输入端子和反转输入端子为相同电压的方式，进行针对各个电容Cb及Cs的电荷的充电。这利用了运算放大器AMP1的负反馈动作。

此处，如第1实施方式的本发明电路1，即使在不具有稳定电容Cb的结构的情况下，在采样时钟信号V_CK的采样时钟频率fck为充分低速的情况下，在下一个时钟信号的上升沿之前的期间，节点VREF_COPY的电压V_{REF_COPY}可(设置)达到连接运算放大器AMP1的非反转输入端子的连接节点VREF示出的电压V_REF的电平(参照图5)，在采样时钟频率fck为高速时，如图6所示，在电压V_{REF_COPY}达到电压V_REF的电平之前下一个时钟信号上升，其结果是，存在产生电压V_{REF_COPY}达不到电压V_REF的电平这一问题的情况。如上所述，本发明电路具有的开关电容器是为了构成基于节点VREF_COPY的电压V_{REF_COPY}产生恒定电流的恒流源而具有的，若在该电压V_{REF_COPY}未达到作为目标的电压V_REF的状态下进行反复变动的动作，则基于该电压而产生的电流Ick以及对该电流Ick进行电流镜像而生成的电流Iint2不能一起维持其值，其结果是，产生不能生成稳定的斜坡电压这一问题。

与此相对，如本实施方式，作成具有与开关电容器电路并联的稳定电容Cb的结构，由此，在采样时钟信号V_CK上升、开关S1变为断开状态的时刻，向节点VREF_COPY提供基于蓄积在稳定电容Cb中的电荷的电压，因此与不具有稳定电容Cb的第1实施方式的结构相比较，时钟信号V_CK的上升时刻的节点VREF_COPY的电压V_{REF_COPY}的下降电平减少。即，由于再次变为与电压V_REF相同的电平的电压之前应该增加电压量减少，因此即使采样时钟频率为高速，在下一个时钟信号的上升定时前，能够使节点VREF_COPY的电压达到电压V_REF的电平(参照图7)。

并且，稳定电容Cb的大小越大，采样时钟信号V_CK的上升定时的节点VREF_COPY的电压V_{REF_COPY}的减少量越小。该减少量越小，节点VREF_COPY再次达到与电压V_REF相同电平的电压所需要的时间缩短，因此基于该节点VREF_COPY的电压V_{REF_COPY}所产生的电流Ick以及基于该电流Ick的电流Iint2成为稳定的恒定电流之前所需要的时间缩短。为了生成稳定的斜坡电压而不使斜坡电压V_RAMP的电压波形示出的倾斜角θ变动，优选电流Iint2不变动而维持固定电流，所以，为了生成稳定的斜坡电压，与采样保持电容Cs相比较，稳定电容Cb优选表示充分大的静电电容(例如，10倍以上)。作成具有这样的稳定电容Cb的结构，由此，能够与采样时钟信号V_CK的采样时钟频率fck无关地生成稳定的恒定电流Ick，并且，能够基于该电流生成稳定的斜坡电压V_RAMP。

第3实施方式

以下，参照图8对本发明电路及本发明装置的第3实施方式(以下适当称为“本实施方式”)进行说明。此外，对于与第1实施方式或第2实施方式相同之处赋予相同的符号并省略其说明。此外，在本实施方式中，是斜坡电压发生电路1(或1a)使用的采样时钟信号的采样时钟频率中具有后述的特征的结构，其他与所述各实施方式相同。

参照图15，如上所述，若在斜坡电压发生电路产生的斜坡电压的变化的倾斜度(倾斜角)θ产生分散，则在达到自动调零电平之前所需要的时间产生变动，由此，计数器输出值改变，所以，A/D转换后的数字数据变动。因此，使倾斜角θ稳定，由此，可以将转换对象的模拟值转换为正确的数值数据。

但是，若假想实际上将本发明装置利用于固体摄像装置的情况(参照图1)，则通常根据被照体的亮度来进行在光电二极管PD的光电转换时间上设置差。即，在被照体明亮的情况下，以较短的时间对光电二极管PD入射在摄像信息的识别上充分的光量，因此向节点FD提供光电转换后的电压的定时(即，开关TX的接通断开控制定时)间隔变短。另一方面，在被照体较暗的情况下，为了对光电二极管PD入射可识别所摄像的信息的范围内的光量，需要以比被照体较亮的情况长的时间对光电二极管PD入射光，在该情况下，向节点FD提供光电转换后的电压的定时(即，开关TX的接通断开控制定时)间隔变长。

并且，开关TX的接通断开控制定时变化，意味着针对光电转换后的电压的A/D转换处理所需要的时间变化。即，开关TX为接通状态，向晶体管MA提供光电转换后的电压，将节点VIN变化至与进行光电转换后的电荷量对应的电压电平(光电转换电平)之后，在下一个定时入射的光量确定，需要在开关TX成为接通状态之前的期间进行A/D转换处理。换言之，需要根据情况来使A/D转换处理的速度变化。根据该开关TX的接通断开控制定时、及MD转换处理速度，在相同的时间内决定可摄像的次数(帧频)。

图8是表示高速进行A/D转换(帧频较大)的情况、和低速进行A/D转换(帧频较小)的情况下的时序图的比较的图。

如上所述，根据本发明装置10的转换位精度决定计数器15的最大计数数目N，所以，对相同的计数数目进行计数所需要的时间变化，这意味着需要使计数器时钟信号的计数器时钟频率变化。因此，图8(a)的低速A/D转换时需要使计数器时钟频率变低，图8(b)的高速A/D转换时，需要使计数器时钟频率变高。

并且，这样，根据情况适当地进行变化的计数器时钟频率下，要求对于相同的电压V_SIG生成相同的数字转换值(例如，图8的数据Dout1)。换言之，要求在电压V_SIG为相同的值的情况下，与计数器时钟频率的大小无关地，在节点CPI的电压达到自动调零电平之前，由计数器15所计数的计数数目不发生变化。由此，需要根据计数器时钟频率使倾斜角θ变化。即，在低速转换时(图8(a))需要使倾斜角θ1变小，在高速转换时(图8(b))需要使倾斜角θ2变大。本实施方式的特征在于，倾斜角θ根据计数器时钟频率变化，由此，所得到的满量程电压V_FS显示为固定值。

若满量程电压V_FS为固定值，则与计数器时钟频率的大小无关地，在节点CPI的电压达到自动调零电平之前，由计数器15进行计数的计数数目没有变化，因此，可得到相同的A/D转换结果Dout1(图8(a)、图8(b))。因此，可以实现不依赖于帧频的A/D转换器。

在第1实施方式中，在采样时钟频率fck与计数器时钟频率相等的情况下，满量程电压V_FS以公式12的方式记载。在本实施方式中，不限于这些这两个时钟信号的频率相等的情况，作成具有固定的比率的结构，由此，满量程电压V_FS不依赖于时钟信号的频率。基于此，如下进行说明。

采样时钟信号的周期Tck是采样时钟频率fck的倒数。并且，计数器15是基于预定的计数器时钟信号进行增加计数的结构，由该计数器15完成计数的执行之前所需要的时间为计数器时钟信号的周期的倍数。计数器时钟信号的周期是计数器时钟频率的倒数。如上所述，将计数器时钟频率和采样时钟频率fck维持为固定的比率，由此，也可使计数器时钟信号的周期和采样时钟信号的周期Tck维持固定的比率，所以，作为计数器时钟信号的周期的整数倍的Tint和采样时钟信号的周期Tck也可维持固定的比率。

即，在计数器时钟频率变化的情况下，也以满足Tint/Tck＝A(常数)的方式使采样时钟频率fck变化，由此，如公式13所示，满量程电压不依赖于计数器时钟频率的变化，示出固定的值。

$V_{\mathrm{FS}}=\left(\frac{\mathrm{Cs}}{\mathrm{Cint}}\right)\·V_{\mathrm{REF}}\·A---\left(13\right)$

如公式13所示，满量程电压V_FS仅由采样电容Cs与积分电容Cint之比、参考电压V_REF、以及采样时钟信号的周期(即，相当于采样时间)Tck与A/D转换时间Tint之比A来决定，不依赖于计数器时钟频率。而且，如上所述，对于公式12来说，在采样频率fck与计数器15的计数器时钟频率相等的情况下，比值A为与A/D转换分辨率相等的值。

而且，具体地说，也可以作成在采样时钟频率fck与计数器时钟频率相等的情况下使用相同的时钟信号的结构，在为使采样时钟频率fck与计数器时钟频率维持固定的比率的结构的情况下，也可以作成如下结构，即，适当地变更相同的时钟信号的分频比，由此，生成所述两个时钟信号。

第4实施方式

以下，参照图9对本发明电路及本发明装置的第4实施方式(以下适当称为“本实施方式”)进行说明。而且，对于与第1、第2或第3实施方式相同之处赋予相同的符号，并省略其说明。

图9是表示本实施方式的本发明电路的概略结构的电路方框图。图9所示的本发明电路1b与第2实施方式的本发明电路1a相比较，以可分别对稳定电压源Vref的电压V_REF、开关电容器电路的等价电阻Req、以及斜坡电压发生用的电容性负载Cint的各值进行变更的方式构成。具体地说，具有可进行连接目的地的切换的开关SW_k、SW_n、SW_m，由这些开关变更接点，从而可进行电压V_REF、等价电阻Req、或电容性负载Cint的变更控制。

即，如图9所示，本实施方式的本发明电路1b所具有的稳定电压源Vref具有例如恒流源、和与其连接的电阻，以可进行开关SW_k的接点的切换控制的方式构成，使抽出电压V_REF用的电阻值改变，由此，进行电压V_REF的变更控制。此外，开关电容器电路Req具有等价电阻不同的多个开关电容器电路，变更与节点VREF_COPY连接的开关电容器电路，由此，可进行开关电容器电路的等价电阻Req的变更控制。此外，具有静电电容不同的多个电容性负载，对将一个端子连接到运算放大器AMPint的放大输出端子、将另一端子连接到运算放大器AMPint的反转输入端子的电容性负载进行变更，由此，使成为进行基于电流Iint2的充放电的对象的电容性负载变更，由此，可以进行V_RAMP的倾斜角θ的变更控制。

此处，根据公式12，满量程电压V_FS依赖于采样保持电容Cs和斜坡电压发生用的电容性负载Cint的比率以及电压V_REF的大小，倾斜角θ是根据满量程电压V_FS、和计数器达到位精度N之前进行计数所需要的时间Tint(Tint_1、Tint_2)来决定的值。并且，所述时间Tint是依赖于计数器时钟频率的值。因此，根据计数器时钟频率，使采样保持电容Cs和斜坡电压发生用电容性负载Cint的比率、或由稳定电压源Vref产生的恒定电压V_REF的大小的任意一个或这二者进行变更，由此，可控制倾斜角θ。在可任意地控制倾斜角θ的情况下，例如，如图15所示，伴随倾斜角θ1～θ3的变动，能够如FS1～FS3那样使满量程电压V_FS变化。此时，A/D转换结果如D1～D3那样变化。这些意味着，对于针对某固定的模拟电压V_SIG的A/D转换结果，可根据倾斜角θ的控制进行增益设定。

在现有结构中，由于晶片间或批次间的元件分散，倾斜角θ在芯片间分散，由此，具有针对相同的对象的A/D转换结果在产品间为不同的值是问题。但是，本实施方式的结构与这样的情况不同，其特征在于，如在所述第1实施方式～第3实施方式中说明的那样，在以将对相同的模拟值可产生相同的数字转换值为前提的方面看来，可控制倾斜角θ并可对其转换后的值进行增益设定。因此，根据本实施方式的本发明装置1b，根据对应于摄像模式而决定的增益而适当地变更V_REF、Cs、Cint的各值，由此，可实现乘以针对模拟电压V_SIG的任意的增益的A/D转换动作。

此外，在所述第1及第2实施方式中，对为了进行稳定的A/D转换动作的用于抑制倾斜角θ的变动的措施进行所述描述。在本实施方式中，使倾斜角θ变化，但是，基于计数器时钟频率的大小来决定的倾斜角θ需要是稳定性的这点，本实施方式与所述第1或第2实施方式并不是不同的考虑。即，本实施方式的特征在于，除了第1或第2实施方式的结构，可进一步根据情况改变倾斜角θ。

作成这样的结构，由此，在摄像装置上具有本实施方式的本发明装置，由此，可进行例如在被照体较暗时将增益设定得较大、在被照体较亮时将增益设定得较小这样的与被照体的亮度对应的增益设定，因此，可根据被照体的亮度(即，根据帧频)生成适当的数字图像。

此外，在本实施方式中，可进行V_REF、Cs、Cint的各值的变更，但是，也可以是这些之内的至少任意一个值可进行变更的结构。并且，对于图9所示的本发明电路1b来说，以可对第2实施方式的本发明电路1a进一步变更V_REF、Cs、Cint的各值的方式构成，但是，也能够以可对第1实施方式的本发明电路1变更所述V_REF、Cs、Cint的各值的方式构成。

其他实施方式

以下，对其他实施方式进行说明。

(1)所述各实施方式的本发明装置是使用反相器电路12作为在参考电压和被转换模拟电压的电压比较中所使用的运算器的电路结构，但也可如图10所示那样使用差动放大器。

即，图10所示的本发明装置10a与图1所示的本发明装置10相比较，是如下的结构：取代反相器电路12，具有运算放大器29，并且，具有针对运算放大器29的驱动电压施加用的第2稳定电压源28、及晶体管MSN。在本发明装置10a的结构中，能够向运算放大器29的非反转输入节点直接供给参考电压，因此，可省略在所述实施方式中为了向输入节点CPI传送参考电压所需要的开关S3和电容器CR(参照图1)。因此，根据本电路结构，可以削减电路面积。

此外，若运算放大器29与反相器电路12相比较，则由于电源电压变动除去比(PSRR：Power Supply Rejection Ratio)较大，因此，若取代反相器电路12而将运算放大器29使用于电压比较用的运算器中，则具有抑制针对系统电源电压VDD的电压变动的A/D变换结果的影响的效果。

(2)在所述各实施方式中，假想示出本发明的斜坡电压发生电路所产生的斜坡电压与时间一起增加的电压波形的情况进行了说明，但是，也可使各电压的极性相反，由此，利用同样的方法使用表示与时间一起减少的电压值的电压波形的斜坡电压进行A/D转换。该情况下，在图12中，在定时t1使节点CPI的电压减少并成为自动调零电平，在定时t4向节点CPI提供基于光电转换量的电压，由此，使该节点CPI的电压增加基于光电转换量的电压。也可以成为之后在定时t7提供斜坡电压，在该节点CPI的电压达到自动调零电平之前将利用计数器1 5进行计数的计数器时钟信号的信号数作为转换后的数字数据进行输出的结构。

Claims (9)

1.一种恒流源，其特征在于，

具有：恒压源；电阻负载，将从所述恒压源产生的电压转换为有助于电容性负载的充放电的恒定电流，

所述电阻负载由开关电容器构成。

2.如权利要求1的恒流源，其特征在于，

具有与所述开关电容器并联的用于使所述开关电容器的电流转换动作稳定的电容成分。

3.一种斜坡电压发生电路，其特征在于，

具有电容性负载，基于由权利要求1的恒流源产生的恒定电流进行充放电，

基于所述电容性负载的一端的输出，产生斜坡电压。

4.如权利要求3的斜坡电压发生电路，其特征在于，

以如下的方式构成：可改变从所述恒压源产生的电压值、由所述开关电容器表示的等价电阻值、以及所述电容性负载表示的静电电容值中的至少任意一个值，由此，可控制所产生的斜坡电压的倾斜度。

5.一种A/D转换器，其特征在于，具有：

权利要求3的斜坡电压发生电路；

电压比较电路，利用运算器对1个或者多个被转换模拟电压进行采样保持，将采样保持的所述1个或者多个被转换模拟电压和由从所述斜坡电压发生电路产生的斜坡电压的电压变化值或者与所述电压变化值成比例的电压提供的参考电压进行比较，并且，在所述参考电压与所述被转换模拟电压相等的时刻进行输出变化，

计数器，对与所述参考电压对应的数字值进行计数并输出；

锁存电路，在所述电压比较电路的输出变化时，对从所述计数器输出的所述数字值进行锁存并输出。

6.如权利要求5的A/D转换器，其特征在于，

所述运算器使用反相器电路构成，

具有电压合成电路，产生在所述反相器电路的输入判定电压上加上所述被转换模拟电压与所述参考电压的差电压后的合成电压，作为所述反相器电路的输入电压。

7.如权利要求5的A/D转换器，其特征在于，

所述运算器由分别将所述被转换模拟电压和所述斜坡电压作为输入电压的差动输入型的运算放大器构成。

8.如权利要求5的A/D转换器，其特征在于，

所述斜坡电压发生电路具有的开关电容器中所使用的采样时钟信号的频率、和所述计数器中所使用的计数器时钟信号的频率为固定的比率。

9.如权利要求5的A/D转换器，其特征在于，

以如下的方式构成：控制从所述斜坡电压发生电路产生的所述斜坡电压的倾斜度，由此，可对针对所述被转换模拟电压的转换后的所述数字值进行增益设定。

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