CN112327991A - 电流源电路与信号转换芯片 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种电流源电路与信号转换芯片。其中电流源电路包括：基准电压接入端口，用于连接基准电压源，以接入基准电压；放大电路，与基准电压接入端口相连，并用于提供与基准电压相等的充电电压；电流镜电路，其包括第一镜像支路以及第二镜像支路，其中第一镜像支路用于提供充电电流，第二镜像支路用于输出与充电电流相等的输出电流；以及开关电容电路，与放大电路相连，并用于利用充电电压以及充电电流进行电容充电。本发明的电路，利用开关电容电路代替现有技术中使用的电阻作为将电压信号转换为电流信号的器件，不会增加额外的噪声和温度系数，大大降低了温漂。

Description

电流源电路与信号转换芯片

技术领域

本发明涉及半导体技术，特别是涉及一种电流源电路与信号转换芯片。

背景技术

基准电压源和基准电流源都是集成电路特别是模拟信号处理系统中非常重要的模块。基准源的精度和稳定直接对电路的信号处理精度(特别是模拟数字ADC/数字模拟DAC转换精度)造成影响。现有高精度低温漂的基准电压源比较常见，一般是利用三级管Vbe(基极-发射级电压)的负温度特性和△Vbe(两个工作在不等电流密度下双极晶体管的基极-发射级电压的差值)的正温度特性，将不同权重的两个温度系数相加得到较小的温度系数。

而电流参考源的实现一般存在一个电压转电流的过程，这个过程如果使用电阻，通常温度系数都比较大(CMOS工艺中电阻一阶的温度系数在300～5000ppm左右，二阶系数也很大)，所以最终得到的电流温度系数都不太理想。电压转电流的电路中，通常可以利用电压的温度系数来抵消掉电阻的一阶温度系数，但很难同时抵消掉电阻的二阶温度系数。因此现有技术中CMOS工艺条件的电流源电路温度系数往往较高。有些现有技术通过外接昂贵的独立温敏电阻来降低电阻的温度系数，然后这需要提供一个专用的外接管脚，一方面增加了电路布局难度、另一方面也给连接元器件的工艺带来了一定的不确定性。

发明内容

本发明的一个目的是要提供一种至少解决上述技术问题任一方面的电流源电路与信号转换芯片。

本发明一个进一步的目的是要实现温度系数极低的电流源电路。

根据本发明的一个方面，提供了一种电流源电路，该电流源电路包括：

基准电压接入端口，用于连接基准电压源，以接入基准电压；

放大电路，与基准电压接入端口相连，并用于提供与基准电压相等的充电电压；

电流镜电路，其包括第一镜像支路以及第二镜像支路，其中第一镜像支路用于提供充电电流，第二镜像支路用于输出与充电电流相等的输出电流；以及

开关电容电路，与放大电路相连，并用于利用充电电压以及充电电流进行电容充电。

可选地，开关电容电路包括：

第一充放电支路，其设置有第一电容；

第二充放电支路，其设置有第二电容；并且

第一充放电支路和第二充放电支路配置成交替对第一电容和第二电容进行充电，并且第二充放电支路在第一充放电支路对第一电容充电时对第二电容放电，第一充放电支路在第二充放电支路对第二电容充电时对第一电容放电。

可选地，第一电容和第二电容使用温度特性相反的电容。

可选地，开关电容电路包括：

非交叠时钟发生电路，用于向第一充放电支路和第二充放电支路分别提供非交叠时钟信号，以使得第一充放电支路和第二充放电支路按照非交叠时钟信号进行电容充放电。

可选地，非交叠时钟信号的频率范围10MHz～100MHz。

可选地，第一充放电支路包括：

第一开关管，与第一电容串联，并配置成由非交叠时钟信号中的第一时钟信号控制开断，以在接通时使第一电容被充电；

第二开关管，与第一电容并联，并配置成由非交叠时钟信号中的第二时钟信号控制开断，以在接通时使第一电容被放电；

第二充放电支路包括：

第三开关管，与第二电容串联，并配置成由非交叠时钟信号中的第二时钟信号控制开断，以在接通时使第二电容被充电；

第四开关管，与第二电容并联，并配置成由非交叠时钟信号中的第一时钟信号控制开断，以在接通时使第二电容被放电。

可选地，放大电路包括：

运算放大器，其正向输入端连接至基准电压接入端口，其负向输入端连接至开关电容电路的输入端；

第五开关管，其控制端与运算放大器的输出端相连，其第一端与第一镜像支路连接，其第二端连接至开关电容电路的输入端。

可选地，第一镜像支路包括：

第六开关管，其第一端用于连接电源，其第二端与其控制端相连；

第七开关管，其第一端用于连接第六开关管的第二端，其第二端与其控制端以及第五开关管的第一端相连；

第二镜像支路包括：

第八开关管，其第一端用于连接电源，其控制端与第六开关管的控制端相连；

第九开关管，其第一端用于连接第八开关管的第二端，其控制端与第七开关管的控制端相连，其第二端作为输出电流的输出端。

可选地，第六开关管与第八开关管配置为使用相同尺寸，第七开关管与第九开关管配置为使用相同尺寸，并且第六开关管与第八开关管的尺寸大于第七开关管与第九开关管的尺寸。

根据本发明的另一方面，还提供了一种信号转换芯片，该信号转换芯片内置有电流源电路。

本发明的电流源电路，基准电压接入端口连接高精度低温漂的基准电压源，以提供基础基准电压，使用开关电容电路作为将电压源转换为电流源的负载，也即利用集成开关电容电路代替现有技术中使用的电阻作为电压转电流的器件，不增加额外的噪声和温度系数，可以使电流源获得和基准电压源相同的噪声和温度系数。

进一步地，本发明的电流源电路，利用高增益高电源抑制的运算放大器电路，抑制开关电容电路产生的纹波。

更进一步地，本发明的电流源电路，相比于现有技术使用外接温敏电阻的方案，精简了附加的外部电路，噪声更小，精度更高。

更进一步地，本发明的电流源电路可集成于信号转换芯片内，为ADC(模拟数字转换)、DAC(数字模拟转换)、IF(电流频率转换)等信号转换芯片提供了精度更高的基准电流。

根据下文结合附图对本发明具体实施例的详细描述，本领域技术人员将会更加明了本发明的上述以及其他目的、优点和特征。

附图说明

后文将参照附图以示例性而非限制性的方式详细描述本发明的一些具体实施例。附图中相同的附图标记标示了相同或类似的部件或部分。本领域技术人员应该理解，这些附图未必是按比例绘制的。附图中：

图1是根据本发明一个实施例的电流源电路的示意框图；

图2是根据本发明一个实施例的电流源电路中开关电容电路的示意框图；

图3是根据本发明一个实施例的电流源电路中开关电容电路产生的非交叠时钟信号的波形示意图；

图4是根据本发明一个实施例的电流源电路的电路原理示意图。

具体实施方式

图1是根据本发明一个实施例的电流源电路的示意框图，该电流源电路一般性地可包括：基准电压接入端口110、放大电路120、电流镜电路130、开关电容电路140。

基准电压接入端口110，用于连接基准电压源，以接入基准电压Vref。基准电压源可以为外接的部件，也可以为电流源电路的一部分。为了满足电流源电路的温度系数和精度要求，基准电压Vref本身的温度系数和精度要求需要首先符合性能要求。例如Vref可以稳定在1.8V，温度系数<3ppm/℃。由于高精度低温漂的基准电压源的技术本身应为本领域技术人员所习知，本实施例对此不做具体描述。

放大电路120与基准电压接入端口110相连，并用于提供与基准电压Vref相等的充电电压V(A)。利用放大电路120可以将开关电容电路140的输入点的电压锁死为与基准电压相等。放大电路120可以使用增益(gain)足够大的运算放大器与源跟随NMOS管组成。其中运算放大器的增益可以设置为100dB以上，例如选用增益为120dB的运算放大器。

电流镜电路130包括第一镜像支路以及第二镜像支路，其中第一镜像支路用于提供充电电流I(N0)，第二镜像支路用于输出与充电电流I(N0)相等的输出电流Iref。现有技术的电流镜可以通过两个NMOS管或者两个PMOS管实现，但是这种构造的电流镜性能可能无法得到本实施例的电流源电路的高精度低温漂性能设计要求，因此本实施例可以使用4个PMOS管构成共源共栅电流镜，将充电电流I(N0)精确地复制为输出电流Iref。

开关电容电路140与放大电路120相连，并用于利用充电电压V(A)以及充电电流I(N0)进行电容充电。也即开关电容电路140作为电压信号转换为电流信号的转换器件。通过对开关电容电路140的优化改进，不会增加额外的噪声和温度系数，使电流源获得和基准电压Vref相同的噪声和温度系数。

图2是根据本发明一个实施例的电流源电路中开关电容电路140的示意框图，图3是根据本发明一个实施例的电流源电路中开关电容电路140产生的非交叠时钟信号的波形示意图。

开关电容电路140包括：第一充放电支路141和第二充放电支路142。其中第一充放电支路141中设置有第一电容；第二充放电支路142中设置有第二电容。第一充放电支路141和第二充放电支路142配置成交替对第一电容和第二电容进行充电，并且第二充放电支路142在第一充放电支路141对第一电容充电时对第二电容放电，第一充放电支路141在第二充放电支路142对第二电容充电时对第一电容放电。

通过对第一电容和第二电容进行交替充放电，保持充电电流更加平稳。本实施例中，第一电容和第二电容可使用温度特性相反的电容，以消除电容温度系数对充电电流的影响，例如可以选用特定工艺中的MIM电容和MOM电容，利用MIM电容和MOM电容具有的正负温度特性互相抵消，消除温度偏差。另外还可以进一步使用基准电压Vref的1阶温度系数去匹配电容的温度系数，从而可以几乎完全消除电容温度系数对输出电流Iref的影响。

开关电容电路140中还可以设置有非交叠时钟发生电路143。非交叠时钟发生电路143用于向第一充放电支路141和第二充放电支路142分别提供非交叠时钟信号，以使得第一充放电支路141和第二充放电支路142按照非交叠时钟信号进行电容充放电。非交叠时钟信号Φ1、Φ2可以为同一时钟源产生的非交叠时钟信号，具有相同的频率。时钟可以由晶体产生或系统自带。非交叠时钟信号Φ1、Φ2的频率范围可以设置为10MHz～100MHz。时钟只有频率对系统产生影响，对时钟抖动不敏感，而时钟频率的温度稳定度可以设置为小于1ppm/℃，满足上述温度稳定度的时钟应易于实现。

由于本实施例的电流源电路中，基准电压接入端口110连接高精度低温漂的基准电压源，以提供基础基准电压Vref，使用开关电容电路140作为将电压源转换为电流源的负载，也即利用集成开关电容电路140代替现有技术中使用的电阻作为电压转电流的器件，不增加额外的噪声和温度系数，可以使电流源获得和基准电压相同的噪声和温度系数。而且利用高增益高电源抑制的运算放大器电路，可以抑制开关电容电路140产生的纹波。

图4是根据本发明一个实施例的电流源电路的电路原理示意图。以下以一具体电路为例对本实施例的电流源电路的电路原理以及参数性能进行介绍，在此需要强调的是以下描述中具体的参数可以根据具体的性能设计要求进行调整，相关器件也可以选择具有相同功能及性能的其他器件进行替换。电流源电路的设计性能要求可要求低至5ppm/℃以下。如图所示，Vref为基准电压，可由额外的基准电压源电路实现。在一个具体示例中，Vref的温度系数<3ppm/℃，电压值Vref＝1.8V。Vdd为电源，一般可以为5V。

放大电路120可以包括：运算放大器OP和第五开关管N0。运算放大器OP的正向输入端+连接至基准电压接入端口110，以接入基准电压Vref，运算放大器OP的负向输入端-连接至开关电容电路140的输入端(即N1和N2的第一端)。第五开关管N0的控制端(栅极)与运算放大器OP的输出端相连，其第一端(漏极)与电流镜电路130的第一镜像支路连接，其第二端(源极)连接至开关电容电路140的输入端。第五开关管N0可以使用NMOS管，实现电源跟随。基准电压Vref经过运算放大器OP以及第五开关管N0，使得A点的电压V(A)约等于Vref。若运算放大器OP的增益为gain，那么V(A)＝gain*Vref/(1+gain)，当gain足够大(例如大于100dB，在示例中可以使用gain为120dB的运算放大器OP)时，且gain的温度系数较小时，可以认为V(A)和Vref具有相同的温度系数。

Φ1，Φ2可以为同一时钟源产生的非交叠时钟信号，具有相同的频率(设为fc，周期Tc＝1/fc)。时钟可以由晶体产生或系统自带，频率范围可以选择10MHz～100MHz。时钟只有频率对系统产生影响，对时钟抖动不敏感，而时钟频率的温度稳定度通常可以小于1ppm/℃。

在电容开关电路140的构造中，第一充放电支路141包括第一开关管N1、第二开关管N3、第一电容C1，第二充放电支路142包括第三开关管N2、第四开关管N4、第二电容C2。

第一开关管N1与第一电容C1串联(源极、漏极与C1串接)，并配置成由非交叠时钟信号中的第一时钟信号Φ1控制开断，以在接通时使第一电容C1被充电；第二开关管N3与第一电容C1并联(源极、漏极连接于C1两侧)，并配置成由非交叠时钟信号中的第二时钟信号Φ2控制开断，以在接通时使第一电容C1被放电。

第三开关管N2与第二电容C2串联(源极、漏极与C2串接)，并配置成由非交叠时钟信号中的第二时钟信号Φ2控制开断，以在接通时使第二电容C2被充电。第四开关管N4与第二电容C2并联(源极、漏极连接于C1两侧)，并配置成由非交叠时钟信号中的第一时钟信号Φ1控制开断，以在接通时使第二电容C2被放电。

第一开关管N1、第二开关管N3、第三开关管N2、第四开关管N4可以分别使用NMOS管。NMOS管的尺寸影响切换速度，第一开关管N1、第二开关管N3、第三开关管N2、第四开关管N4的尺寸需要满足半个时钟周期内Φ1高电平时将B点电压V(B)置于V(A)，C点电压V(C)置于GND。Φ2高电平时将C点电压V(C)置于V(A)，B点电压V(B)置于GND。

若N1，N2的导通电阻为Ron，C1、C2的容值为C，则电容充电的时间常数为Ron*C，满足精度0.001％的情况下，充放电时间Ts＝Ron*C*ln(1/0.001％)≈11.5Ron*C，也即Tc≈23Ron*C。

如果fc＝40Mhz及C＝5pF电容，可以得到Tc＝25ns，Ron≈210Ω。同理N3，N4的导通电阻需要和N1，N2相当。导通电阻由MOS管的Vgs-Vth(栅源电压与门限电压之差)和MOS管的尺寸(沟道长度、沟道宽度)共同决定，本电路中N1,N2,N3,N4的尺寸(W/L，宽长比)可以分别为100u/0.5u,100u/0.5u,50u/0.5u,50u/0.5u。

在每一个周期(Tc)内，通过N1导入C1的电荷Q1＝V(A)*C1，那么第一充放电支路141的等效电流I(N1)＝Q1/Tc＝V(A)*C1/Tc＝V(A)*C1*fc，同理有通过N2的第二充放电支路142的等效电流I(N2)＝V(A)*C2*fc。由此通过N0的充电电流I(N0)＝I(N1)+I(N2)＝V(A)*fc*(C1+C2)。也即开关电容电路的整体充电电流为V(A)*fc*(C1+C2)。

在电流镜电路130的构造中，第一镜像支路可以包括：第六开关管P1、第七开关管P3，第二镜像支路可以包括：第八开关管P2、第九开关管P4。

第六开关管P1的第一端用于连接电源Vdd，第六开关管P1的第二端与自身控制端(栅极)相连；第七开关管P3的第一端用于连接第六开关管P1的第二端，第七开关管P3的第二端与自身的控制端(栅极)以及第五开关管N0的第一端相连。

第八开关管P2的第一端用于连接电源Vdd，第八开关管的控制端(栅极)与第六开关管P1的控制端(栅极)相连；第九开关管P4的第一端用于连接第八开关管的第二端，第九开关管的控制端(栅极)与第七开关管P3的控制端(栅极)相连，第九开关管P4的第二端作为输出电流的输出端。

第六开关管P1与第八开关管P2配置为使用相同尺寸，第七开关管P3与第九开关管P4配置为使用相同尺寸，并且第六开关管P1与第八开关管P2的可以尺寸大于第七开关管P3与第九开关管P4的尺寸。

第六开关管P1、第七开关管P3、第八开关管P2、第九开关管P4可以均使用PMOS管。相应地，PMOS管的第一端和第二端分别为漏极和源极，控制端为漏极。

P1、P2使用相同尺寸的PMOS管，电流镜使第一镜像支路和第二镜像支路的电流相等，也即Iref＝I(N0)。P1，P2需要较大尺寸，以降低1/f噪声和增强镜像电流匹配。P3，P4作用是增大输出阻抗并且提高电源抑制。在示例中，P1,P2,P3,P4的的尺寸(W/L，宽长比)可以分别为1024u/4u,1024u/4u,512u/1u,512u/1u。

电容C0与电容C4分别为滤波电容，容值可以为约100pF，用于抑制Iref的纹波。

整个电路的工作原理为A点电源被运放锁死在Vref(1.8V)，电流经过P1,P3,N0，再通过开关电容电路(N1,N2,N3,N4,C1,C2)到地GND，P2,P4复制P1,P3电流作为输出电Iref。

根据上述分析，Iref＝Vref*(gain/(1+gain))*fc*(C1+C2)。由于gain的温度系数影响很小，时钟频率fc的低温度系数容易获得，电路中电容C的温度系数也很小，且近似于1阶线性，因此Iref的温度系数主要来源于Vref的温度系数。本实施例的电路通过两种方法可以进一步消除电容C的温度系数，一是可以利用两种不同温度系数电容，如特定工艺中MIM电容和MOM电容具有正负温度，可以互相抵消部分温度系数。二是可以用Vref的1阶温度系数去匹配电容的温度系数。从而近乎可以完全消除电容温度系数对Iref电流的影响。

在经过对应用本实施例的方案的电路进行实际测试，结果为可以利用3ppm/℃温度系数的基准电压Vref获得-40℃～125℃全温度范围<5ppm/℃的电流源，完全满足了预期的设计目标。

本实施例还提供了一种信号转换芯片，信号转换芯片内置有上述实施例的电流源电路，从而为ADC(模拟数字转换)、DAC(数字模拟转换)、IF(电流频率转换)等信号转换芯片提供了高精度低温度系数的基准电流。本领域技术人员也应认识到，本实施例的电流源电路并不仅仅可应用于信号转换芯片，也可以应用于其他需要高精度低温漂的电流源的芯片或电路中。

至此，本领域技术人员应认识到，虽然本文已详尽示出和描述了本发明的多个示例性实施例，但是，在不脱离本发明精神和范围的情况下，仍可根据本发明公开的内容直接确定或推导出符合本发明原理的许多其他变型或修改。因此，本发明的范围应被理解和认定为覆盖了所有这些其他变型或修改。

Claims (10)

1.一种电流源电路，包括：

基准电压接入端口，用于连接基准电压源，以接入基准电压；

放大电路，与所述基准电压接入端口相连，并用于提供与所述基准电压相等的充电电压；

电流镜电路，其包括第一镜像支路以及第二镜像支路，其中所述第一镜像支路用于提供充电电流，所述第二镜像支路用于输出与所述充电电流相等的输出电流；以及

开关电容电路，与所述放大电路相连，并用于利用所述充电电压以及所述充电电流进行电容充电。

2.根据权利要求1所述的电流源电路，其中所述开关电容电路包括：

第一充放电支路，其设置有第一电容；

第二充放电支路，其设置有第二电容；并且

所述第一充放电支路和所述第二充放电支路配置成交替对所述第一电容和所述第二电容进行充电，并且所述第二充放电支路在所述第一充放电支路对所述第一电容充电时对所述第二电容放电，所述第一充放电支路在所述第二充放电支路对所述第二电容充电时对所述第一电容放电。

3.根据权利要求2所述的电流源电路，其中

所述第一电容和所述第二电容使用温度特性相反的电容。

4.根据权利要求2所述的电流源电路，其中所述开关电容电路包括：

非交叠时钟发生电路，用于向所述第一充放电支路和所述第二充放电支路分别提供非交叠时钟信号，以使得所述第一充放电支路和所述第二充放电支路按照所述非交叠时钟信号进行电容充放电。

5.根据权利要求4所述的电流源电路，其中

所述非交叠时钟信号的频率范围10MHz～100MHz。

6.根据权利要求4所述的电流源电路，其中

所述第一充放电支路包括：

第一开关管，与所述第一电容串联，并配置成由所述非交叠时钟信号中的第一时钟信号控制开断，以在接通时使所述第一电容被充电；

第二开关管，与所述第一电容并联，并配置成由所述非交叠时钟信号中的第二时钟信号控制开断，以在接通时使所述第一电容被放电；

所述第二充放电支路包括：

第三开关管，与所述第二电容串联，并配置成由所述非交叠时钟信号中的第二时钟信号控制开断，以在接通时使所述第二电容被充电；

第四开关管，与所述第二电容并联，并配置成由所述非交叠时钟信号中的第一时钟信号控制开断，以在接通时使所述第二电容被放电。

7.根据权利要求1所述的电流源电路，其中所述放大电路包括：

运算放大器，其正向输入端连接至所述基准电压接入端口，其负向输入端连接至所述开关电容电路的输入端；

第五开关管，其控制端与所述运算放大器的输出端相连，其第一端与所述第一镜像支路连接，其第二端连接至所述开关电容电路的输入端。

8.根据权利要求7所述的电流源电路，其中

所述第一镜像支路包括：

第六开关管，其第一端用于连接电源，其第二端与其控制端相连；

第七开关管，其第一端用于连接所述第六开关管的第二端，其第二端与其控制端以及所述第五开关管的第一端相连；

所述第二镜像支路包括：

第八开关管，其第一端用于连接电源，其控制端与所述第六开关管的控制端相连；

第九开关管，其第一端用于连接所述第八开关管的第二端，其控制端与所述第七开关管的控制端相连，其第二端作为所述输出电流的输出端。

9.根据权利要求8所述的电流源电路，其中

所述第六开关管与所述第八开关管配置为使用相同尺寸，所述第七开关管与所述第九开关管配置为使用相同尺寸，并且所述第六开关管与所述第八开关管的尺寸大于所述第七开关管与所述第九开关管的尺寸。

10.一种信号转换芯片，内置有根据权利要求1至9中任一项所述的电流源电路。

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