CN101183856B - 运算放大电路、带通滤波器电路以及红外线信号处理电路 - Google Patents

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Abstract

本发明的运算放大电路(5)包括：跨导放大电路(1)，将差动输入电压变换为差动输出电流；共模反馈电路(2)，对跨导放大电路(1)输出控制信号，使得跨导放大电路(1)的差动输出电压的直流电压电平与基准电压(vref)相等；电压供给电路(3)，将电源电压影响小的电压提供给共模反馈电路(2)作为基准电压(vref)；以及输出负载(ZL)，被施加跨导放大电路(1)的差动输出电压，其构成运算放大电路(5)的输出端子。此外，上述各个电路从电源端子被提供电源电压(vdd)。通过如上结构的运算放大电路(5)，可以实现不减少动态范围，就可提高电源噪声除去特性的运算放大电路。

Description

运算放大电路、带通滤波器电路以及红外线信号处理电路
技术领域
本发明涉及不减少动态范围就可以提高电源噪声除去特性的运算放大电路、带通滤波器电路以及红外线信号处理电路。
背景技术
一般，作为红外线信号处理电路，有基于IrDA(Infrared Data Association)标准或IrDA Control标准进行数据通信的家电产品的遥控器或个人计算机的周边设备。
如图23所示地，例如以往的红外线遥控接收机110包括光电二极管芯片101和接收芯片108，其中，上述光电二极管芯片101将从未图示的红外线遥控发送机所发送的遥控发送信号变换为电流信号Iin，上述接收芯片108包括：电流-电压变换电路102，将所生成的电流信号Iin变换为电压信号；放大电路103，放大所生成的电压信号；带通滤波器电路(以下，记载为BPF)104，从被放大的电压信号中，取出载频分量；载波检测电路105，根据所取出的载频分量，检测载波；积分电路106，将载波所存在的时间进行积分；以及迟滞比较器107，通过将积分电路106的输出与阈值电平进行比较，判别有无载波并进行数字输出。迟滞比较器107的数字输出Dout被发送到用于控制电子设备的微型计算机等。
图24表示红外线遥控接收机110的上述各电路的输出，图24(a)表示电流信号Iin，图24(b)表示BPF104的输出(实线)以及载波检测电路105的输出(虚线)，图24(c)表示积分电路106的输出(实线)，图24(d)表示红外线遥控接收机110的数字输出Dout。另外，图24(c)中的虚线是上述阈值电平。
因红外线遥控接收机进行非常大的放大，所以电源噪声的影响显著。因此，要求提高电源噪声除去特性PSRR(power supply rejection ratio)。
图25表示与红外线遥控接收机110相比电源噪声除去特性提高的红外线遥控接收机120的结构。红外线遥控接收机120具有与红外线遥控接收机110相同的结构，但具有运算放大电路103a来代替放大电路103。
如图26所示地，运算放大电路103a包括：跨导放大电路(以下，简记为GM)111、恒压电路(VS)112以及输出负载ZL。
运算放大电路103a的增益Av成为：
Av＝(vout+-vout-)/(vin+-vin-)＝gm*ZL。
其中，
vin+，vin-：运算放大电路103a的差动输入电压
vout+，vout-：运算放大电路103a的差动输出电压
gm：GM111的跨导
ZL：负载阻抗。
如图所示，在运算放大电路103a中，将恒压电路112的输出电压vref作为GM111的电源电压，而不是根据电源噪声而变动的电源电压vdd，所以可以提高电源噪声除去特性。但是，当这样将恒压电路112的输出电压vref作为GM111的电源电压，则跨导减小相当于vdd-vref的差电压。例如，在电源电压vdd为2.4V时，通常vdd-vref的差电压需要0.2V左右，所以恒压电路112的输出电压vref成为2.2V，GM111在2.2V上动作。
在电池驱动的设备中，要求低电压动作，但在使用了恒压电路112的运算放大电路103a中，在如上所述的低电压动作中不能确保充分的动态范围，不适合低电压动作。此外，在红外线遥控接收机中，因为在放大电路的后级配置有输出振幅大的BPF，所以跨导的确保很重要。
根据以上的说明，在红外线遥控接收机中，产生不能提高运算放大电路103a的电源噪声除去特性的问题。
发明内容
本发明是鉴于上述的问题点而完成的，其目的在于，实现不减少动态范围就可以提高电源噪声除去特性的运算放大电路、带通滤波器电路以及红外线信号处理电路。
为了达到上述目的，本发明的运算放大电路包括：跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；共模反馈电路，被输入上述跨导放大电路的差动输出电压和基准电压，并对上述跨导放大电路输出控制信号，使得上述跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；电压供给电路，包括：第1MOS晶体管，其源极连接到上述电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；以及第2MOS晶体管，其源极连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子，并且所述电压供给电路将从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点取出的电压提供给上述共模反馈电路作为上述基准电压；以及输出负载，被施加上述跨导放大电路的差动输出电压，其构成运算放大电路的输出端子，上述各个电路从电源端子被提供电源电压。
根据上述的结构，本发明的运算放大电路可以使跨导放大电路的差动输出的直流电压电平与基准电压相等，可以提供电源电压影响小的电压作为上述基准电压。由此，可以提高电源噪声除去特性。此外，上述跨导放大电路从电源端子被提供电源电压。因此，没有动态范围的减少。根据以上说明，起到可提供不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性的运算放大电路的效果。
为了达到上述目的，本发明的带通滤波器电路包括：第1跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；第2跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；第3跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；第1共模反馈电路，输入上述第1跨导放大电路的差动输出电压和基准电压，并对上述第1跨导放大电路输出第1控制信号，使得上述第1跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；第2共模反馈电路，输入上述第2跨导放大电路的差动输出电压和上述基准电压，并对上述第2跨导放大电路输出第2控制信号，使得上述第2跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；电压供给电路，包括：第1MOS晶体管，其源极连接到上述电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；以及第2MOS晶体管，其源极连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子，并且所述电压供给电路将从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点取出的电压提供给上述第1共模反馈电路以及上述第2共模反馈电路作为上述基准电压；以及第1电容器、第二电容器、第三电容器，其中，上述带通滤波器电路的同相输入端子通过上述第1电容器，连接到上述第1跨导放大电路的同相输出单元和上述第2跨导放大电路的同相输入单元，反相输入端子通过上述第2电容器，连接到上述第1跨导放大电路的反相输出单元和上述第2跨导放大电路的反相输入单元，上述第2跨导放大电路的同相输出单元连接到上述第1跨导放大电路的反相输入单元、和上述第3跨导放大电路的同相输入单元和反相输出单元、以及上述第3电容器的一端，上述第2跨导放大电路的反相输出单元连接到上述第1跨导放大电路的同相输入单元、和上述第3跨导放大电路的反相输入单元和同相输出单元、以及上述第3电容器的另一端，上述第3跨导放大电路的同相输出单元为上述带通滤波器电路的反相输出端子，上述第3跨导放大电路的反相输出单元为上述带通滤波器电路的同相输出端子，上述第1跨导放大电路的同相输出单元以及反相输出单元是上述第1共模反馈电路的输入端子，上述第2跨导放大电路的同相输出单元以及反相输出单元是上述第2共模反馈电路的输入端子，上述各个电路从电源端子被提供电源电压。
根据上述的结构，本发明的带通滤波器电路可以使各跨导放大电路的差动输出的直流电压电平与基准电压相等，可以提供电源电压影响小的电压作为上述基准电压。由此，可以提高电源噪声除去特性。此外，上述各跨导放大电路从电源端子被提供电源电压。因此，没有动态范围的减少。根据以上说明，起到可提供不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性的带通滤波器电路的效果。
为了达到上述目的，本发明的带通滤波器电路包括：第1跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；第2跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；第1共模反馈电路，输入上述第1跨导放大电路的差动输出电压和基准电压，并对上述第1跨导放大电路输出第1控制信号，使得上述第1跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；第2共模反馈电路，输入上述第2跨导放大电路的差动输出电压和上述基准电压，并对上述第2跨导放大电路输出第2控制信号，使得上述第2跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；电压供给电路，包括：第1MOS晶体管，其源极连接到上述电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；以及第2MOS晶体管，其源极连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子，并且所述电压供给电路将从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点取出的电压提供给上述第1共模反馈电路以及上述第2共模反馈电路作为上述基准电压；以及第1电容器、第二电容器、第三电容器，其中，上述第1跨导放大电路具有第1输出单元和第2输出单元，上述带通滤波器电路的同相输入端子通过上述第1电容器，连接到上述第1跨导放大电路的上述第1输出单元中的同相输出单元和上述第2跨导放大电路的同相输入单元，反相输入端子通过上述第2电容器，连接到上述第1跨导放大电路的上述第1输出单元中的反相输出单元和上述第2跨导放大电路的反相输入单元，上述第2跨导放大电路的同相输出单元连接到上述第1跨导放大电路的反相输入单元、和上述第1跨导放大电路的上述第2输出单元中的反相输出单元、以及上述第3电容器的一端，上述第2跨导放大电路的反相输出单元连接到上述第1跨导放大电路的同相输入单元、和上述第1跨导放大电路的上述第2输出单元中的同相输出单元、以及上述第3电容器的另一端，上述第2跨导放大电路的同相输出单元为上述带通滤波器电路的同相输出端子，上述第2跨导放大电路的反相输出单元为上述带通滤波器电路的反相输出端子，上述第1跨导放大电路的上述第1输出单元中的同相输出单元以及反相输出单元是上述第1共模反馈电路的输入端子，上述第2跨导放大电路的同相输出单元以及反相输出单元是上述第2共模反馈电路的输入端子，上述各个电路从电源端子被提供电源电压。
根据上述的结构，本发明的带通滤波器电路可以使各跨导放大电路的差动输出的直流电压电平与基准电压相等，可以提供电源电压影响小的电压作为上述基准电压。由此，可以提高电源噪声除去特性。此外，上述各跨导放大电路从电源端子被提供电源电压。因此，没有动态范围的减少。根据以上说明，起到可提供不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性的带通滤波器电路的效果。
此外，本发明的带通滤波器电路结构中，具有上述第1～第3跨导放大电路的带通滤波器电路的上述第1跨导放大电路和上述第3跨导放大电路共享。由此，起到电路结构变得简单，可以降低成本的效果。
为了达到上述目的，本发明的红外线信号处理电路包括上述各带通滤波器电路。
根据上述的结构，本发明的红外线信号处理电路包括上述各带通滤波器电路，所以不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性。由此，起到可提供不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性的红外线信号处理电路的效果。
为了达到上述目的，本发明的红外线信号处理电路包括：光接收元件，将所光接收的红外线信号变换为电信号；放大电路，放大上述电信号；包括上述调整部件的带通滤波器电路，从被放大的电信号中，取出载频分量；以及载波检测电路，其包括：第1比较电路，比较上述带通滤波器电路的输出信号和噪声检测电平即第1阈值电压；第2比较电路，比较上述带通滤波器电路的输出信号和第2阈值电压，上述第2阈值电压是第1载波检测电平，即比上述第1阈值电压大的电平；第3比较电路，比较上述带通滤波器电路的输出信号和第3阈值电压，上述第3阈值电压是用于判定上述带通滤波器电路的输出信号的电平的峰值检测电平，即比上述第2阈值电压大的电平；以及逻辑电路，基于上述第1比较电路的输出信号，控制上述放大电路的增益，使得不能输出上述第1比较电路的输出信号，并基于上述第3比较电路的输出信号，控制上述带通滤波器电路的增益以及Q值，使得不能输出上述第3比较电路的输出信号，并输出上述第2比较电路的输出信号作为载波。
根据上述的结构，本发明的红外线信号处理电路包括上述各带通滤波器电路，所以可以不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性。由此，起到可实现不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性的红外线信号处理电路的效果。
通过以下的记载，本发明的其他目的、特征以及优点会变得非常清楚。此外，通过参照了附图的以下的说明，本发明的优点也会变得清楚。
附图说明
图1是表示一个实施方式的运算放大电路的结构的图。
图2是表示上述运算放大电路的具体结构的图。
图3是表示上述运算放大电路的其他结构例子的具体结构的图。
图4是表示其他实施方式的带通滤波器电路的结构的图。
图5是表示上述带通滤波器电路所具有的跨导放大电路的具体结构的图。
图6是表示用于调整上述跨导放大电路的跨导的结构的图。
图7是表示上述带通滤波器电路的其他结构例子的图。
图8是表示其他实施方式的红外线遥控接收机的结构的图。
图9是表示上述红外线遥控接收机所具有的逻辑电路的结构的方框图。
图10是表示上述红外线遥控接收机所具有的各电路的动作波形的图。
图11(a)是表示上述红外线遥控接收机所具有的比较器的具体结构的电路图。
图11(b)是表示上述比较器的动作的情况的图。
图11(c)是表示上述比较器的动作的情况的图。
图12(a)是表示上述红外线遥控接收机所具有的振荡电路的具体结构的电路图。
图12(b)是表示上述振荡电路的动作波形的图。
图13是表示上述逻辑电路所具有的计数器的具体结构的图。
图14是表示上述逻辑电路所具有的增减计数器的具体结构的图。
图15(a)是表示上述计数器以及上述增减计数器所具有的D触发器的具体结构的图。
图15(b)是表示上述D触发器的动作的情况的图。
图15(c)是表示上述D触发器的动作的情况的图。
图16是表示其他实施方式的红外线遥控接收机的结构的图。
图17是表示上述图16所示的红外线遥控接收机所具有的逻辑电路的结构的方框图。
图18是表示上述图16所示的红外线遥控接收机所具有的各电路的动作波形的图。
图19是红外线遥控接收机的其他结构例子的图。
图20是表示其他实施方式的IrDA Control的结构的图。
图21是表示IrDA Control的其它结构例子的图。
图22(a)是说明BPF的稳定性以及输出信号的波形失真的图，是表示BPF的极点配置的图。
图22(b)是说明BPF的稳定性以及输出信号的波形失真的图，是表示BPF的输出信号波形的图。
图23是表示以往技术的图，是表示红外线遥控接收机的结构的图。
图24(a)是表示上述图23所示的红外线遥控接收机所具有的电流-电压变换电路的输出的图。
图24(b)是表示上述图23所示的红外线遥控接收机所具有的、带通滤波器电路的输出(实线)以及载波检测电路的输出(虚线)的图。
图24(c)是表示上述图23所示的红外线遥控接收机所具有的积分电路的输出(实线)的图。
图24(d)是表示上述图23所示的红外线遥控接收机的数字输出的图。
图25是表示以往技术的图，是表示可提高电源噪声除去特性的红外线遥控接收机的结构的图。
图26是表示上述图25所示的红外线遥控接收机所具有的运算放大电路的结构的图。
具体实施方式
[实施方式1]
基于图1～图3，说明本发明的一实施方式如下。
图1表示运算放大电路5的结构。
运算放大电路5包括：跨导放大电路(以下，简记为GM)1，将差动输入电压变换为差动输出电流；输出负载ZL，被施加GM1的差动输出电压，并构成运算放大电路5的输出端子；共模反馈电路(以下，简记为CMFB)2，输入GM1的差动输出电压和基准电压vref，并对GM1输出控制信号，使得GM1的差动输出电压的直流电压电平与基准电压vref相等；以及电压供给电路(VS)3，将基准电压vref提供给CMFB2。运算放大电路5的输入端子是GM1的同相输入单元以及反相输入单元。
运算放大电路5的增益Av成为：
Av＝(vout+-vout-)/(vin+-vin-)＝gm*ZL。
其中，
vin+，vin-：运算放大电路5的差动输入电压
vout+，vout-：运算放大电路5的差动输出电压
gm：GM1的跨导
ZL：负载阻抗。
图2表示运算放大电路5的具体结构。运算放大电路5可以由CMOS(complementary metal oxide semiconductor)处理器构成。
GM1包括：P沟道型MOS晶体管M1、M2和N沟道型MOS晶体管M3、M4以及恒流源I1～I7。
一端连接到电源端子的恒流源I3的另一端与一端连接到GND端子的恒流源I6的另一端连接，恒流源I2与恒流源I3并联地连接，晶体管M3与恒流源I6并联地连接。一端连接到电源端子的恒流源I4的另一端与一端连接到GND端子的恒流源I7的另一端连接，恒流源I5与恒流源I4并联地连接，晶体管M4与恒流源I7并联地连接。
晶体管M3的漏极连接晶体管M1的漏极，晶体管M4的漏极连接晶体管M2的漏极。晶体管M1、M2的各源极相互连接后通过恒流源I1而连接到电源端子。晶体管M1的栅极相当于GM1的同相输入端子，其输入差动电压vin+，晶体管M2的栅极相当于GM1的反相输入端子，其输入差动电压vin-。
晶体管M3的漏极和恒流源I3的另一端的连接点是GM1的输出端子，被连接作为输出负载ZL的电容器CL的一端，晶体管M4的漏极和恒流源I4的另一端的连接点是GM1的输出端子，被连接电容器CL的另一端，与该电容器CL并联地连接作为输出负载ZL的电阻RL。
CMFB2包括：P沟道型MOS晶体管M5～M10和N沟道型MOS晶体管M11～M14以及恒流源I8～I10。
晶体管M5、M6的各源极相互连接后通过恒流源I8连接到电源端子，晶体管M7、M8的各源极相互连接后通过恒流源I9连接到电源端子，晶体管M9、M10的各源极相互连接后通过恒流源I10连接到电源端子。
晶体管M5的漏极连接到晶体管M11的漏极，晶体管M6的漏极连接到自己的栅极，同时连接到晶体管M8的漏极。晶体管M7的漏极连接到晶体管M5的漏极，同时连接到晶体管M11的栅极，晶体管M8的漏极连接到自己的栅极，同时连接到晶体管M12的漏极。晶体管M11、M12的各栅极被相互连接，晶体管M11、M12的各源极连接到接地端子。
晶体管M9的栅极连接到晶体管M8的栅极，晶体管M9的漏极连接到晶体管M13的漏极和栅极，晶体管M10的漏极连接到晶体管M14的漏极和栅极。晶体管M13、M14的各源极连接到接地(GND)端子。
晶体管M5的栅极是CMFB2的输入端子，其连接到电阻RL的另一端(连接到晶体管M4的漏极和恒流源I4的另一端之间的连接点和电容器CL的另一端的连接点)，晶体管M7的栅极是CMFB2的输入端子，其连接到电阻RL的一端(连接到晶体管M3的漏极和恒流源I3的另一端之间的连接点和电容器CL的一端的连接点)。晶体管M14的漏极连接到GM1的晶体管M3、M4的各个栅极。
电压供给电路3包括P沟道型MOS晶体管M15、M16(第1、第2MOS晶体管)。
晶体管M15的源极连接到电源端子，晶体管M15的栅极和漏极互相连接后连接到晶体管M16的源极。晶体管M16的栅极和漏极互相连接后连接到接地端子。
CMFB2的晶体管M10的栅极连接到晶体管M15的栅极和漏极的连接点与晶体管M16的源极的连接点。
从恒压电路3的晶体管M15的栅极和漏极的连接点与晶体管M16的源极的连接点取出基准电压vref，该基准电压vref输入到CMFB2的晶体管M10的栅极。其结果，从CMFB2的晶体管M14的漏极取出作为上述控制信号的控制电压vcmfb，该控制电压vcmfb输入到GM1的晶体管M3、M4的栅极。由此，GM1的差动输出的直流电压电平与基准电压vref相等。
这里，电压供给电路3的基准电压vref由以下的式(3)(与上述式(1)相同)表示。
因晶体管M15、M16中流过相等的电流(Id)，
所以
Id＝(1/2)＊μp＊Cox＊(W1/L1)＊(vgs1-vth)2＝(1/2)＊μp＊Cox＊(W2/L2)＊(vgs2-vth)2，
由此，可求出：
vgs1＝vth+((W2/L2)/(W1/L1)1/2)*(vgs2-vth)。
因为，
vdd＝vgs1+vgs2，
所以，
vdd＝vth+((W2/L2)/(W1/L1)1/2)*(vgs2-vth)+vgs2；
因为，
vref＝vgs2，
所以，
vref＝{(W1/L1)1/2/((W2/L2)1/2+(W1/L1)1/2)}*vdd+{((W2/L2)1/2-(W1/L1)1/2)/((W2/L2)1/2+(W1/L1)1/2)}*vth    (3)
其中，
Id：漏极电流
μp：电子迁移率
Cox：氧化膜电容
W：沟道宽度
L：沟道长度
W1/L1：晶体管M15的W/L比
W2/L2：晶体管M16的W/L比
vgs1：晶体管M15的栅极-源极间电压
vgs2：晶体管M16的栅极-源极间电压
vth：阈值电压。
这里，例如假设W1＝W2＝W、L1＝9*L2＝9*L，则上述式(3)成为：
vref＝(1/4)*vdd+(1/2)*vth    (4)，
在上述式(4)(与上述式(2)相同)中，假设vdd＝3V，vth＝0.8V，则得到vref＝1.15V。此时，电源噪声成为(1/4)，得到-12dB的电源噪声除去特性。
这样，在电压供给电路3中，得到电源电压影响小、即除去了电源噪声的基准电压vref，如上所述地，在运算放大电路5中，根据该基准电压vref，设定GM1的差动输出的直流电压电平。因此，在运算放大电路5中，可以提高电源噪声除去特性。
此外，在运算放大电路5中，GM1的电源电压是从电源端子所供给的电源电压vdd。因此，不会减少动态范围。
此外，在运算放大电路5中，因为GM1为全差动结构，所以可以除去同相输入，即使这样的电源噪声直接重叠在输入中，也能够消除。
此外，在电压供给电路3中，可通过两个MOS晶体管的简单的结构而得到基准电压vref。
图3表示运算放大电路5的其他结构例子即运算放大电路5a的结构。
如图所示地，运算放大电路5a包括：GM1a、CMFB2a、恒压电路3a以及输出负载ZL。
如图所示地，GM1a除了包括图2所示的GM1的结构之外，还包括具有P沟道型MOS晶体管M21～M23的级联电路4a以及具有N沟道型MOS晶体管M24、M25的级联电路4b。
晶体管M21连接在晶体管M1、M2的各个源极的连接点和恒流源I1之间。晶体管M22连接在晶体管M1的漏极和恒流源I3的另一端的连接点与恒流源I3之间。晶体管M23连接在晶体管M2的漏极和恒流源I4的另一端的连接点与恒流源I4之间。晶体管M24连接在晶体管M1的漏极和晶体管M22的漏极之间。晶体管M25连接在晶体管M2的漏极和晶体管M25的漏极之间。
CMFB2a除了包括图2所示的CMFB2的结构之外，还包括具有P沟道型MOS晶体管M26～M28的级联电路4c以及具有N沟道型MOS晶体管M29～M32的级联电路4d。
晶体管M26连接在晶体管M5、M6的各个源极的连接点和恒流源I8之间。晶体管M27连接在晶体管M7、M8的各个源极的连接点和恒流源I9之间。晶体管M28连接在晶体管M9、M10的各个源极的连接点和恒流源I10之间。
晶体管M29连接在晶体管M5、M7的各个漏极的连接点和晶体管M11的漏极之间。晶体管M30连接在晶体管M6、M8的各个漏极的连接点和晶体管M12的漏极之间。晶体管M31连接在晶体管M9的漏极和晶体管M13的栅极的连接点与晶体管M13的漏极之间。晶体管M32连接在晶体管M10的漏极和晶体管M14的栅极的连接点与晶体管M14的漏极之间。
级联电路4a、4c的晶体管的各个栅极被互相连接，其输入偏置电压vbias2，级联电路4b、4d的晶体管的各个栅极被互相连接，其输入偏置电压vbias1。
这样，GM1a、GM2a分别具有级联电路。由此，可以使GM1a、GM2a宽带化。
例如在将不具有级联电路4c、4d时的CMFB2a的恒流源的输出阻抗设为ro1时，在具有级联电路4c、4d时的恒流源CMFB2a的输出阻抗ro2为：
ro2＝gmc*roc*ro1    (5)。
其中，
gmc：级联电路4c、4d的晶体管的跨导
roc：级联电路4c、4d的晶体管的输出阻抗。
如上述式(5)所示，通过具有级联电路，与不具有级联电路的情况相比，可以提高恒流源的输出阻抗，从而可以宽带化。
接着，电压供给电路3a除了具有图2所示的电压供给电路3的结构之外，还与晶体管M16并联地设置有电容器C1(电容器、第4电容器)。恒压电路3a的基准电压vrefa由表示恒压电路3的基准电压vref的上述式(3)表示。因此，可得到电源电压影响小，即除去了电源噪声的电压。
此外，因电压供给电路3a包括电容器C1，所以可构成低通滤波器。
晶体管M16和电容器C1之间的并联连接阻抗为：
(1/gm2)//(1/(s*C1))＝1/(s*C1+gm2)，
因基准电压vrefa成为，将电源电压vdd用晶体管M15的阻抗、和晶体管M16以及电容器C1的并联连接阻抗分割的值，所以：
vrefa＝vdd*(1/gm2)//(1/(s*C1))/((1/gm1)+(1/gm2)//(1/(s*C1)))
＝vdd*(1/(s*C1+gm2))/((1/gm1)+1/(s*C1+gm2))，
整理成为：
vrefa＝(gm1/C1)/(s+(1/C1)*(1/((1/gm1)//(1/gm2))))，
得到时间常数为C1*((1/gm1)//(1/gm2))的低通滤波器。
其中，
gm1：晶体管M15的跨导，由μp*Cox*(W1/L1)*(vgs1-Vth)表示。
gm2：晶体管M16的跨导，由μp*Cox*(W2/L2)*(Vgs2-Vth)表示。
这样，因电压供给电路3a具有低通滤波器，所以即使在高频也能够除去电源噪声。
如上所述，本发明的运算放大电路具有GM和CMFB，从而可以使GM的差动输出电压的直流电压电平与基准电压vref相等，而且，通过提供电源电压影响小的电压作为该基准电压vref来除去电源噪声。此外，通过从电源电压供给GM的电源电压，可以确保动态范围。
[实施方式2]
基于图4～图7，说明本发明的一实施方式如下。
图4表示带通滤波器电路(以下，记载为BPF)20的结构。
BPF20是全差动型带通滤波器，它包括：跨导放大电路(以下，简记为GM)11～13(第1跨导放大电路～第3跨导放大电路)，将差动输入电压变换为差动输出电流；共模反馈电路(以下，简记为CMFB)14、15(第1、第2共模反馈电路)；电容器C11～C13(第1电容器～第3电容器)；以及上述实施方式1中的电压供给电路3。另外，以下，在将装置总称记载时，例如在将GM11～GM13总称记载时，简记为“GM”。此外，对于电压供给电路3，因在上述实施方式1中说明，所以在这里省略说明。
GM11的同相输出单元连接到GM12的同相输入单元，GM11的反相输出单元连接到GM12的反相输入单元。GM12的同相输出单元连接到GM13的同相输入单元，GM12的反相输出单元连接到GM13的反相输入单元。
GM12的同相输出单元连接到GM11的反相输入单元，GM12的反相输出单元连接到GM11的同相输入单元。此外，GM12的同相输出单元和反相输出单元之间连接有电容器C13。此外，GM12的同相输出单元连接到GM13的反相输出单元，GM12的反相输出单元连接到GM13的同相输出单元。
BPF20的同相输入端子IN+通过电容器C11而连接到GM11的同相输出单元和GM12的同相输入单元之间的连接点；BPF20的反相输入端子IN-通过电容器C12而连接到GM11的反相输出单元和GM12的反相输入单元之间的连接点。BPF20的同相输出端子OUT+相当于GM13的反相输出单元，BPF20的反相输出端子OUT-相当于GM13的同相输出单元。
CMFB14将GM11的同相输出单元以及反相输出单元作为输入端子，其输入GM11的差动输出电压和由电压供给电路3所供给的电源电压影响小的、即被除去了电源噪声的基准电压vref，并对GM11输出第1控制信号，使得GM11的差动输出电压的直流电压电平与基准电压vref相等。CMFB15将GM12的同相输出单元以及反相输出单元作为输入端子，其输入GM12的差动输出电压和由电压供给电路3所供给的基准电压vref，并对GM12输出第2控制信号，使得GM12的差动输出电压的直流电压电平与基准电压vref相等。因CMFB14、15的具体结构与在上述的实施方式1中所说明的CMFB2(图2)相同，所以这里省略其说明。
图5表示GM的具体结构。
GM包括：P沟道型MOS晶体管M31～M36和N沟道型MOS晶体管M37～M40和电流源I11～I17以及电阻RE。
晶体管M31的源极经由电流源I11连接到电源端子，晶体管M32的源极经由电流源I12连接到电源端子。晶体管M31的源极和电流源I11的连接点与晶体管M32的源极和电流源I12的连接点之间，连接有电阻RE。晶体管M31的漏极连接晶体管M33的源极，晶体管M32的漏极连接晶体管M34的源极。晶体管M33的栅极和漏极互相连接后连接到接地端子，晶体管M34的栅极和漏极互相连接后连接到接地端子。晶体管M31的栅极是同相输入单元，晶体管M32的栅极是反相输入单元。
晶体管M35包括各个栅极分别互相连接、而且各个源极分别互相连接的晶体管M35-0～M35-4。晶体管M36包括各个栅极分别互相连接、而且各个源极分别互相连接的晶体管M36-0～M36-4。晶体管M37包括各个源极分别互相连接的晶体管M37-1～M37-4。晶体管M38包括各个源极分别互相连接的晶体管M38-1～M38-4。
晶体管M35的栅极、即分别互相连接的晶体管M35-0～M35-4的各个栅极连接到晶体管M32的漏极，晶体管M36的栅极、即分别互相连接的晶体管M36-0～M36-4的各个栅极连接到晶体管M31的漏极。
晶体管M35的源极、即分别互相连接的晶体管M35-0～M35-4的各个源极，经由电流源I13而连接到电源端子，同样地，晶体管M36的源极、即分别互相连接的晶体管M36-0～M36-4的各个源极，经由电流源I13而连接到电源端子。
晶体管M35-1的漏极连接到晶体管M37-1的漏极，晶体管M35-2的漏极连接到晶体管M37-2的漏极，晶体管M35-3的漏极连接到晶体管M37-3的漏极，晶体管M35-4的漏极连接到晶体管M37-4的漏极。晶体管M37-1～M37-4的分别互相连接的各个源极连接到接地端子。
晶体管M36-1的漏极连接到晶体管M38-1的漏极，晶体管M36-2的漏极连接到晶体管M38-2的漏极，晶体管M36-3的漏极连接到晶体管M38-3的漏极，晶体管M36-4的漏极连接到晶体管M38-4的漏极。晶体管M38-1～M38-4的分别互相连接的各个源极连接到接地端子。
晶体管M37-1、M38-1的各个栅极中，从寄存器输入调整信号SW1；晶体管M37-2、M38-2的各个栅极中，从寄存器输入调整信号SW2；晶体管M37-3、M38-3的各个栅极中，从寄存器输入调整信号SW3；晶体管M37-4、M38-4的各个栅极中，从寄存器输入调整信号SW4。
一端连接到电源端子的电流源I14的另一端与一端连接到接地端子的电流源I16的另一端连接，晶体管M39与电流源I16并联连接。一端连接到电源端子的电流源I15的另一端与一端连接到接地端子的电流源I17的另一端连接，晶体管M40与电流源I17并联连接。
晶体管M39的漏极连接晶体管M35-0的漏极，晶体管M40的漏极连接晶体管M36-0的漏极。将晶体管M39的漏极和晶体管M35-0的漏极间的连接点设为p1，将晶体管M40的漏极和晶体管M36-0的漏极间的连接点设为p2。连接点p1是反相输出单元，连接点p2是同相输出单元。连接点p1、p2也是CMFB的输入端子，晶体管M39、M40的各个栅极中，从CMFB输入控制电压vcmfb(第1、第2控制信号)。由此，GM的差动输出电压的直流电压电平与基准电压vref相等。另外，图5表示GM11、12的结构，GM13具有基本上与GM11、12的结构相同的结构，但是GM13不包括晶体管M39、M40，没有连接到CMFB。
与上述实施方式1中的运算放大电路5相同地，在BPF20中，从电压供给电路3被提供电源电压影响小的、即除去了电源噪声的基准电压vref，使用该基准电压vref而设定GM11、12的差动输出电压的直流电压电平。因此，在BPF20中，也能够提高电源噪声除去特性。
此外，在BPF20中，GM11、12的电源电压是从电源端子供给的电源电压vdd。因此，不会减少动态范围。
此外，通过将BPF20作为如上所述的全差动型带通滤波器电路，能够除去同相输入，所以即使在输入中重叠了电源噪声的情况下，也能够消除该电源噪声。
但是，具有如上结构的BPF20的传递函数H(s)由以下的式(6)那样表示。此外，BPF20的各常数(固有角频率ω0、Q值、增益H)分别由式(7)～(9)那样表示。
根据基尔霍夫定律，
GM11的同相输出单元的输出成为：
gm11*(-vo-vo)＝s*C11*(v1-vin)，
GM11的反相输出单元的输出成为：
-gm11*(-vo-vo)＝s*C11*(-v1-(-vin))，
与同相输出单元的输出相等。
此外，GM12的同相输出单元的输出成为：
gm12*(v1-(-v1))-gm13*(vo-(-vo))＝s*C13*(vo-(-vo))，
GM12的反相输出单元的输出成为：
-gm12*(v1-(-v1))+gm13*(vo-(-vo))＝s*C13*(-vo-(vo))，与同相输出单元的输出相等。
从以上的式中消除v1，并根据H(s)＝vo/vin，得到：
H(s)＝{(gm12/C13)*s}/{s2+(gm13/C13)*s+((gm11*gm12)/((C11/2)*C13))}
                                        (6)
ω0＝((gm11*gm12)/((C11/2)*C13))1/2＝gm/C                                      (7)
Q＝((C13/(C11/2))*(gm11*gm12)/(gm132))1/2
＝gm/gm13                               (8)
H＝gm12/gm13
＝gm/gm13                               (9)
其中，
s：复数
vin：BPF20的输入电压，vin＝(vin+)＝-(vin-)
vin+：输入到BPF20的同相输入端子IN+的电压
vin-：输入到BPF20的反相输入端子IN-的电压
vo：BPF20的输出电压，vo＝(vo+)＝-(vo-)
vo+：从BPF20的同相输出端子OUT+输出的电压
vo-：从BPF20的反相输出端子OUT-输出的电压
v1：GM11的输出电压，v1＝(v1+)＝-(v1-)
v1+：从GM11的同相输出单元输出的电压
v1-：从GM11的反相输出单元输出的电压
gm11：GM11的跨导
gm12：GM12的跨导
gm13：GM13的跨导
i11：GM11的输出电流
i12：GM12的输出电流
i13：GM13的输出电流
C11：电容器C11，C12的各电容值
C13：电容器C13的电容值
并设定：
gm＝gm11＝gm12
C＝C11/2＝C13。
由上述式(7)～(9)可知，通过调整gm11、gm12、gm13，能够调整BPF20的各个常数。特别是，通过仅调整gm13，可以使固有角频率ω0一定、调整Q值和增益H。此外，例如当设定为gm13＝β*gm(0＜β＜1)时，成为Q＝1/β、H＝1/β，通过仅调整β能够调整Q值和增益H。
图6表示具有用于调整BPF20中的GM的gm的结构的BPF20a。
如图所示，BPF20a除了具有图4所示的结构之外，还包括寄存器16、17、18(调整部件)。寄存器根据来自外部的信号，对GM输出用于调整gm的调整信号SW。由此，能够调整gm。其结果，可以调整BPF20a的各常数。
在GM11中，根据来自寄存器16的调整信号SW调整gm11，从而可以调整固有角频率ω0、Q值。同样地，在GM12中，也根据来自寄存器17的调整信号SW调整gm12，从而可以调整固有角频率ω0、Q值、增益H。在GM13中，也根据来自寄存器18的调整信号SW调整gm13，从而可以调整Q值、增益H(参照式(7)～式(9))。
图7表示BPF20的其他结构例子即BPF20b。BPF20b是将GM11和GM13共有的结构，GM11包括第1输出单元和第2输出单元。
GM11的上述第1输出单元中的同相输出单元连接到GM12的同相输入单元，GM11的上述第1输出单元中的反相输出单元连接到GM12的反相输入单元。GM12的同相输出单元连接到GM11的反相输入单元，GM12的反相输出单元连接到GM11的同相输入单元。此外，GM12的同相输出单元和反相输出单元中，连接有电容器C13。此外，GM12的同相输出单元连接到GM11的上述第2输出单元中的反相输出单元，GM12的反相输出单元连接到GM11的上述第2输出单元中的同相输出单元。
BPF20b的同相输入端子IN+通过电容器C11，连接到GM11的上述第1输出单元中的同相输出单元和GM12的同相输入单元之间的连接点；BPF20b的反相输入端子IN-通过电容器C12，连接到GM11的上述第1输出单元中的反相输出单元和GM12的反相输入单元之间的连接点。BPF20b的同相输出端子OUT+相当于GM12的同相输出单元，BPF20b的反相输出端子OUT-相当于GM12的反相输出单元。
CMFB14将GM11的上述第1输出单元中的同相输出单元以及反相输出单元作为输入端子，其输入GM11的差动输出电压和基准电压vref，并对GM11输出第1控制信号，使得GM11的差动输出的直流电压电平与基准电压vref相等。CMFF15将GM12的同相输出单元以及反相输出单元作为输入端子，其输入GM12的差动输出电压和基准电压vref，并对GM12输出第2控制信号，使得GM12的差动输出的直流电压电平与基准电压vref相等。
根据以上的结构，BPF20b与BPF20相同地，不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性。而且，在BPF20b中，可得到与BPF20相同的传递函数，而且，因为是全差动型的结构，所以可调整Q值等的常数，同时可消除输入中所重叠的电源噪声。此外，在BPF20b中，通过共有GM11和GM13，从而电路结构变简单，可降低成本。此外，如图所示，在只设置了寄存器18(控制GM11的上述第2输出单元)的情况下，电路结构变得更加简单，可以更加降低成本。但不用说，图6以及图7所示的寄存器的设置方法只是例示。
接着，说明GM的gm的具体的调整方法。
在具有图5所示那样的结构的GM中，晶体管M31～M36在弱反型(weaky inversion)区域工作。在弱反型区域中的电流式由以下的式(10)那样表示。
Id＝(W/L)*Ido*exp(Vgs/(n*Vt))    (10)
根据上述式(10)，得到：
gm＝Id/(n*Vt)
re＝(n*Vt)/Ia
ΔI＝2*va/(RE+2re)，
其中，
Id：漏极电流
W：沟道宽度
L：沟道长度
Ido：弱反型区域中的电流的参数
Vgs：栅极-源极间电压
n＝1+Cd/Cox
Cox：栅极氧化膜电容
Vt＝k*T/q
k：波尔兹曼常数
T：绝对温度
q：电子净电荷
re：晶体管的跨导的倒数
Ia：电流源I11，I12的输出电流
RE：电阻RE的电阻值
ΔI：流过电阻RE的电流
va：GM的输入电压，并且va＝(va+)＝-(va-)。
根据晶体管M33～M36的晶体管线性回路(linear loop)，得到：
Vgs33+Vgs35＝Vgs34+Vgs36
ia＝(Iba/Ia)*ΔI
gm＝ia/va
＝2*(Iba/Ia)/(RE+2*((n*Vt)/Ia))
                                        (11)
其中，
Iba：流过晶体管M35-0，M36-0的电流值
ia：GM的输出电流，并且ia＝(ia+)＝-(ia-)。
通过控制上述式(11)中的电流值Iba，调整gm。
具体地说，使用寄存器和晶体管M37-1～M37-4、M38-1～M38-4的MOS开关，控制电流值Iba。
例如，将晶体管M350～M354、M360～M364的各个W/L比，设定为以下那样。
晶体管M35-0，M36-0(W0/L0)
晶体管M35-1，M36-1(W0/L0)
晶体管M35-2，M36-2(W0/L0)*21
晶体管M35-3，M36-3(W0/L0)*22
晶体管M35-4，M36-4(W0/L0)*23
而且，根据来自寄存器的控制信号SW(这里，将寄存器作为4位寄存器，SW1～SW4)，切换晶体管M37-1～M37-4、M38-1～M38-4的导通/截止。由此，可以控制流过晶体管M35-0、M36-0的电流值Iba。
表1表示上述gm的调整的具体内容。另外，表1是用图7所示的BPF20b进行了上述gm的调整的情况。如表中所示，根据来自寄存器的控制信号SW，流过晶体管M35-0、M36-0的电流值Iba变化。而且，gm随着该电流值Iba的变化而改变，如上所述，因为在这里将寄存器设为4位，所以可进行16组的gm的调整。电流值Iba由以下的式(12)表示。
Iba＝Ib*(1/2m)(m＝0～4)    (12)
[表1]
 SW4，SW3，SW2，SW1   Iba   gm   Q
  1111111011011100101110101001100001110110010101000011001000010000   Ib*(1/16)Ib*(1/15)Ib*(1/14)Ib*(1/13)Ib*(1/12)Ib*(1/11)Ib*(1/10)Ib*(1/9)Ib*(1/8)Ib*(1/7)Ib*(1/6)Ib*(1/5)Ib*(1/4)Ib*(1/3)Ib*(1/2)Ib   gm小↓↓↓↓↓↓↓↓↓↓↓↓↓↓gm大   16151413121110987654321
Q＝gm/gm13
＝{2*(Ib/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}/{2*(Iba/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}＝2m                                    (13)
随着上述gm的调整，可以如上述式(13)所示那样，将Q值在16～1的范围内进行控制。
此外，
H＝gm/gm3
＝{2*(Ib/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}/{2*(Iba/Ia)/(Re+2*((n*Vt)/Ia))}
＝2m                    (14)
随着上述gm的控制，也可以如上述式(14)所示那样，在16～1的范围内对增益H进行控制。
如上所述，本发明的BPF包括GM和CMFB，从而可以使GM的差动输出电压的直流电压电平与基准电压vref相等，而且通过供给电源电压影响小的电压作为该基准电压vref，可以除去电源噪声。此外，从电源端子供给GM的电源电压，从而确保动态范围。此外，根据这个结构来调整gm，从而可以进行Q值等常数的调整。
另外，在本实施方式中，说明了具有与电压供给电路3、CMFB2相同的结构的CMFB14、CMFB15的BPF，但是，当然也可以适用上述实施方式1中所示的电压供给电路3a、CMFB2a的结构。
[实施方式3]
基于图8～图16，说明本发明的其他的实施方式如下。
在本实施方式中，说明包含了本发明的BPF的红外线遥控接收机(红外线信号处理电路)(传输速率为1kbps以下，空间传输距离为10m以上)。另外，上述红外线遥控接收机具有降低逆变器荧光灯噪声(Inverter fluorescentlight noise)以及降低BPF输出的波形失真等的功能。
图8表示作为上述红外线遥控接收机的红外线遥控接收机50a的结构。
红外线遥控接收机50a包括光电二极管芯片31(光接收元件)以及接收芯片46，其中，接收芯片46包括：电流-电压变换电路32、电容器33、放大器(放大电路)34、作为一例的BPF20b、载波检测电路42a、积分电路43、迟滞比较器44以及电压供给电路3。放大器34具有与上述实施方式1中的运算放大电路5相同的结构。电压供给电路3对放大器34和BPF20b供给基准电压vref。图中的输入端子IN是接收芯片46的输入端子，输出端子OUT是接收芯片46的输出端子。
红外线遥控接收机50a中，在光电二极管芯片31将从未图示的红外线遥控发送机所发送的遥控发送信号(红外线信号)变换为电流信号Iin，然后电流-电压变换电路32将该电流信号Iin变换为电压信号。接着，放大器34放大该电压信号，并由BPF20b取出载频分量，由载波检测电路42a检测载波，在积分电路43对载波所存在的时间进行积分，由迟滞比较器44判别有无载波后进行数字输出。该数字输出Dout被发送到用于控制电子设备的微型计算机等。
红外线遥控接收机50a通过具有放大器34以及BPF20b，从而不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性。
载波检测电路42a包括：比较器36a(第1比较电路)、36b(第3比较电路)、36c(第2比较电路)、振荡电路37以及将比较器36a～36c的各个输出进行逻辑运算的逻辑电路38，载波检测电路42a除了进行上述载波的检测之外，还进行放大器34的增益控制、BPF20b的增益控制以及Q值控制。
比较器36a～36c的一个输入端子中分别输入BPF20b的输出信号bpf。比较器36a的另一个输入端子中输入噪声检测电平即阈值电压Vth1(第1阈值电压)，比较器36b的另一个输入端子中输入用于判定BPF20b的输出信号bpf的电平的峰值检测电平即阈值电压Vth2(第3阈值电压)，比较器36c的另一个输入端子中输入第1信号检测电平即阈值电压Vth3(第2阈值电压)。阈值电压Vth1～Vth3具有Vth1＜Vth3＜Vth2的关系。
比较器36a比较BPF20b的输出信号bpf和阈值电压Vth1，在BPF20b的输出信号bpf电平超过阈值电压Vth1时，输出输出信号D1。同样地，比较器36b比较BPF20b的输出信号bpf和阈值电压Vth2，在BPF20b的输出信号bpf电平超过阈值电压Vth2时，输出输出信号D2；比较器36c比较BPF20b的输出信号bpf和阈值电压Vth3，在BPF20b的输出信号bpf超过阈值电压Vth3时，输出输出信号D3。
振荡电路37例如以与BPF20b的中心频率相同的频率振荡。
图9表示逻辑电路38的结构。
逻辑电路38包括：计数器39a(第1计数器)、39b(第2计数器)、增减计数器40a(第1增减计数器)、40b(第2增减计数器)。
计数器39a将振荡电路37的输出信号(时钟信号)osc作为时钟进行计数动作。当计数了规定的脉冲数时(例如15位、计数了215＝32768脉冲)，将放大器控制信号ct1(第1放大电路控制信号)(用于增益增加)输出到增减计数器40a。此外，计数器39a将振荡电路37的输出信号osc作为时钟进行计数动作，当计数了规定的脉冲数时(例如10位、计数了210＝1024脉冲)，将BPF控制信号ctB1(用于增益增加以及Q值增加)输出到增减计数器40b。复位端子RST中，输入比较器36c的输出D3。
放大器控制信号ct1的时间常数是300msec以上，其设定放大器控制的时间常数。此外，BPF控制信号ctB1的时间常数是300msec以下，其设定BPF控制的时间常数。
计数器39b将比较器36a的输出信号D1作为时钟进行计数动作。当计数了规定的脉冲数时(例如14位、计数了214＝16384脉冲)，将放大器控制信号ct2(第2放大电路控制信号)(用于增益减少)输出到增减计数器40a。放大器控制信号ct2的时间常数为300msec以上，其设定放大器控制的时间常数。另外，放大器控制信号ct的各个输出数目具有放大器控制信号ct2的输出数目＞放大器控制信号ct1的输出数目的关系。
增减计数器40a根据从计数器39a输出的放大器控制信号ct1而进行计数动作，并将放大器控制信号ct11(第1控制信号)输出到放大器34，使放大器34的增益增加。此外，增减计数器40a根据从计数器39b输出的放大器控制信号ct2而进行计数动作，并将放大器控制信号ct12(第2控制信号)输出到放大器34，使放大器34的增益减少。
增减计数器40b根据从计数器39a输出的BPF控制信号ctB1而进行计数动作，并将BPF控制信号ctB11(第3控制信号)输出到BPF20b，使BPF20b的增益以及Q值增加。此外，增减计数器40b中输入比较器36b的输出信号D2，并根据该比较器36b的输出信号D2而进行计数动作，并将BPF控制信号ctB12(第4控制信号)输出到BPF20b，使BPF20b的增益以及Q值较少。
从增减计数器40b输出的BPF控制信号ctB11、ctB12输入到BPF20b的寄存器18。由此，从寄存器18输出如表1所示的调整信号SW，BPF20b的增益以及Q值被控制。
如上所述，载波检测电路42a可以由数字电路实现，所以可以缩小芯片尺寸，伴随于此可以减低成本。
接着，使用图10说明红外线遥控接收机50a的动作。图10表示红外线遥控接收机50a的各电路的动作波形。另外，这里是射入逆变器荧光灯噪声，但之后以射入遥控发送信号的情况为例进行说明。
首先，当红外线遥控接收机50a中射入逆变器荧光灯噪声时，在电流-电压变换电路32、放大器34以及BPF20b进行适当的处理后，BPF20b的输出信号bpf(图中的信号bpf1)分别被输入到载波检测电路42a的比较器36a～36c。由此，如图所示，从比较器36a以及36c分别输出输出信号D1以及D3。
根据比较器36c的输出信号D3，计数器39a被复位，由此，计数器39a的计数动作停止。比较器36a的输出信号D1输入到计数器39b，由此，放大器控制信号ct2被输出，并被输入到增减计数器40a。增减计数器40a根据放大器控制信号ct2，将放大器控制信号ct12输出到放大器34，控制放大器34，以使放大器34的增益减少。
接着，根据上述的放大器34的增益控制，逆变器荧光灯噪声被衰减，不能输出比较器36c的输出信号D3时，开始计数器39a的计数动作，BPF控制信号ctB1输出到增减计数器40b。由此，增减计数器40b将BPF控制信号ctB11输出到BPF20b，控制BPF20b，以使BPF20b的增益以及Q值增加。
之后，放大器控制信号ct1输出到增减计数器40a，由此，增减计数器40a将放大器控制信号ct11输出到放大器34，控制放大器34，以使放大器34的增益增加。通过如上所述的放大器34以及BPF20b的控制，逆变器荧光灯噪声被衰减到比较器36a的阈值电压Vth1以下(图中的信号bpf2)，即噪声被降低到不会引起误动作的电平为止。由此，可以降低逆变器荧光灯噪声所造成的误动作。
接着，当红外线遥控接收机50a中射入遥控发送信号时，在电流-电压变换电路32、放大器34以及BPF20b进行适当的处理后，BPF20b的输出信号bpf(图中的信号bpf3)分别被输入到载波检测电路42a的比较器36a～36c。由此，如图所示，从比较器36a～36c分别输出输出信号D1～D3。通过比较器36a的输出信号D1以及振荡电路37的输出信号osc，进行如上所述的放大器34以及BPF20b的控制。
这里，通过比较器36a的输出信号D1以及振荡电路37的输出信号osc所进行的控制，可以将放大器控制信号ct1以及放大器控制信号ct2的时间常数设为300msec以上，从而确保了充分的时间常数，所以可消除增益的急剧的变动，在遥控发送信号输入时，可得到稳定的接收灵敏度。
此外，在输出比较器36c的输出信号D3的期间，计数器39a被复位，所以不进行根据振荡电路37的输出信号osc的、放大器34的增益增加控制、BPF20b的增益以及Q值增加控制，只进行放大器34的增益减少控制，所以可减少增益的变动(偏差)，在遥控发送信号输入时，可得到稳定的发送灵敏度。此外，因只进行放大器34的增益减少控制，所以可以降低荧光灯噪声所造成的误动作。
此外，与上述控制一起，根据比较器36b的输出信号D2，进行BPF20b的控制。在输出比较器36b的输出信号D2的情况下，例如相当于在上述以往技术中所述的近距离的通信，判断为产生比较器36c的输出信号D3产生波型失真，脉冲宽度变大等问题，控制BPF20b的增益以及Q值。
具体地说，当比较器36b的输出信号D2输入到增减计数器40b时，增减计数器40b将BPF控制信号ctB12输出到BPF20b，控制BPF20b，以使BPF20b的增益以及Q值减少。由此，BPF20b的输出信号bpf被衰减到比较器36b的阈值电压Vth2以下(图中的信号bpf4)，所以可以使BPF20b的输出信号bpf最佳，不会产生无法接收等问题。此外，在没有输出比较器36b的输出信号D2的情况下，不能进行BPF20b控制，所以可以维持高Q值以及增益。此外，因在增减计数器20b中设定的时间常数较小，所以可以快速地进行控制。
这里，通过比较器36a的输出信号D1以及振荡电路37的输出信号osc所进行的控制，BPF20b的Q值被增加。此时，产生BPF20b的稳定性的降低、BPF20b的输出信号bpf的波型失真变大所产生的接收灵敏度的降低等问题。但是，通过上述的BPF20b的控制，进行BPF20b的Q值被减少的控制，所以不会产生如上所述的问题。
接着，当停止遥控发送信号的输入时，仅计数器39a进行动作，增益控制信号ctB1输出到增减计数器40b，通过BPF控制信号ctB11，控制BPF20b，以使BPF20b的增益以及Q值增加。之后，增益控制信号ct1输出到增减计数器40a，通过增益控制信号ct11，控制放大器34，以使放大器34的增益增加。
另外，这里以衰减了逆变器荧光灯噪声之后，射入遥控发送信号的情况为例进行了说明，但也考虑衰减逆变器荧光灯噪声之前，射入遥控发送信号的情况。此时，因能够进一步应对根据比较器36b的输出信号D2的快速的BPF20b的增益以及Q值控制，所以不会有问题。
图11的(a)表示比较器36的具体结构，图11的(b)以及图11的(c)表示比较器36的动作的情况。另外，MOS晶体管QP是P沟道型MOS晶体管，MOS晶体管QN是N沟道型MOS晶体管。此外，后述的实施方式4中的比较器36d也是相同的结构。
比较器36是如图11的(a)所示的迟滞比较器。首先，说明元件的连接关系。MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2的各个源极互相连接，并经由电流源I20而连接到电源Vdd。MOS晶体管QP1的栅极是比较器36的一个输入端子，其输入BPF20b的输出信号bpf；MOS晶体管QP2的栅极是比较器36的另一个输入端子，其输入阈值电压Vth(阈值电压Vth1～Vth4的总称)。
MOS晶体管QP1的漏极连接到与MOS晶体管QN2构成电流镜电路的MOS晶体管QN1的漏极，MOS晶体管QP2的漏极连接到与MOS晶体管QN3构成电流镜电路的MOS晶体管QN4的漏极。此外，MOS晶体管QP1的漏极连接到MOS晶体管QN3的漏极，MOS晶体管QP2的漏极连接到MOS晶体管QN2的漏极。
MOS晶体管QN1的栅极连接到MOS晶体管QN5的栅极，MOS晶体管QN3的栅极连接到MOS晶体管QN6的栅极。MOS晶体管QN5的漏极连接到与MOS晶体管QP4构成电流镜电路的MOS晶体管QP3的漏极，MOS晶体管QN6的漏极连接到MOS晶体管QP4的漏极。
此外，MOS晶体管QN6的漏极连接到由MOS晶体管QP5以及MOS晶体管QN7所构成的CMOS反相器的输入端子，该CMOS反相器的输出端子是比较器36的输出端子。MOS晶体管QP3以及MOS晶体管QP4的各个源极连接到电源Vdd，MOS晶体管QN1～MOS晶体管QN7的各个源极接地。
接着，使用图11(b)以及图11(c)，说明比较器36的动作。图11的(b)是说明BPF20b的输出信号bpf从大值变化到小值时的动作的图，图11的(c)是说明BPF20b的输出信号bpf从小值变化到大值时的动作的图。另外，图11的(b)以及图11的(c)中的虚线部分表示没有流过电流的情况。
首先，说明图11(b)的情况。图11(b)表示BPF20b的输出信号bpf的值大，比较器36的输出信号成为高电平(输出信号D1～D4被输出)的状态。
假设在BPF20b的输出信号bpf＞Vth-ΔV1时，MOS晶体管QP1中没有流过电流，MOS晶体管QP2处于过激励状态，则因MOS晶体管QN1中没有流过漏极电流，所以MOS晶体管QN2中也不会流过漏极电流。因此，需要使MOS晶体管QN4导通，MOS晶体管QN3也导通。但是，因MOS晶体管QN3没有流过漏极电流，所以MOS晶体管QN3的漏极-栅极间电压Vds＝0V，MOS晶体管QN1和QN2的栅极电位成为接地电位，MOS晶体管QN1和QN2截止。此时，因MOS晶体管QN6导通，所以MOS晶体管QP5导通，比较器36的输出信号成为高电平。
当BPF20b的输出信号bpf减少而成为BPF20b的输出信号bpf＝Vth-ΔV1，并且，此时MOS晶体管QP2的过激励状态被解除而可减少MOS晶体管QP2的漏极电流，MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2都流过漏极电流时，因流过MOS晶体管QP1的漏极电流会流过MOS晶体管QN3，所以MOS晶体管QP1的漏极电流成为MOS晶体管QP2的漏极电流的N倍。因此，MOS晶体管QP1的漏极电流成为M1＝{N/(N+1)}×I20、MOS晶体管QP2的漏极电流成为M2＝{1/(N+1)}×I20，从而差动对平衡。
此外，此时的MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2之间的栅极-源极间电压Vgs的差成为ΔV。因MOS晶体管QP1和MOS晶体管QP2的源极电位互相相等，所以如果假设漏极电流M1、M2的W/L比(W是栅极宽度、L是栅极长度)互相相等，并将MOS晶体管QP1的栅极-源极间电压设为Vgs1，将MOS晶体管QP2的栅极-源极间电压设为Vgs2，则根据
Vth+Vgs2＝Vth-ΔV1+Vgs1，
得到：
ΔV1＝Vgs1-Vgs2
＝21/2×Vov×{(N/(N+1))1/2-(1/(N+1))1/2}
                                                    (15)
其中，
Vov＝(I20/(μ0×Cox×W/L))1/2，
μ0是载流子迁移率、Cox是栅极绝缘膜的电容、Vov是没有迟滞时(N＝1)的、用于流过漏极电流M1和M2的MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2的过激励电压。
接着，BPF20b的输出信号bpf进一步减少而成为BPF20b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1时，为了增加MOS晶体管QP1的漏极电流而MOS晶体管QN3的电流也增加。但是，当MOS晶体管QP1的漏极电流增加时，MOS晶体管QP2的漏极电流必需减少，所以MOS晶体管QN3的电流不会增加。因此，MOS晶体管QP1的漏极电流快速地对MOS晶体管QN1的栅极进行充电而使得MOS晶体管QN1导通。由此，MOS晶体管QN3的漏极-源极间电压Vds变大。此外，伴随于此，MOS晶体管QN2也导通。
但是，因MOS晶体管QN2要流过MOS晶体管QN1的N倍的电流，所以要增加MOS晶体管QP2的电流，但需要减少MOS晶体管QP2的电流，所以MOS晶体管QN2从MOS晶体管QN4的栅极取出电流，从而MOS晶体管QN3以及MOS晶体管QN4的栅极电位降低而MOS晶体管QN3以及MOS晶体管QN4截止。该电流的取出有界限，所以达到界限时，MOS晶体管QN2中不会流过漏极电流，其漏极-源极间电压Vds成为0V，MOS晶体管QN3以及MOS晶体管QN4的栅极电位成为接地电位。其结果，MOS晶体管QP2中不会流过漏极电流。
这样，BPF20b的输出信号bpf＝Vth-ΔV1时的平衡不稳定，当在BPF20b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1时电路的电流分布反向。由此，比较器36的输出信号成为低电平。
图11的(c)表示从如图11(b)那样比较器36的输出信号成为低电平的状态到BPF20b的输出信号bpf电平上升时的电路状态，首先，表示比较器36的输出信号为低电平的状态。
在图11(b)中，MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2的源极电位在从BPF20b的输出信号bpf＝Vth-ΔV1的状态到BPF20b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1的瞬间相比，在BPF20b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1之后变高。这是因为，该状态移动是通过正反馈来进行，至少在BPF20b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1时，MOS晶体管QP1成为过激励状态。因此，在图11的(c)中，比较器36的输出信号从低电平的状态到BPF20b的输出信号bpf电平上升时，如果BPF20b的输出信号bpf没有上升到比Vth-ΔV1大的Vth+ΔV2，则MOS晶体管QP1的漏极电流减少，从而MOS晶体管QP2中不能流过漏极电流。因此，在BPF20b的输出信号bpf＜Vth+ΔV2时，成为MOS晶体管QP1中流过漏极电流，MOS晶体管QP2中没有流过漏极电流的状态，电流分布与BPF20b的输出信号bpf＜Vth-ΔV1时相同。因此，比较器36的输出信号成为低电平。
当BPF20b的输出信号bpf电平上升为Vth+ΔV2时，MOS晶体管QP1以及MOS晶体管QP2都成为流过漏极电流的状态。
此时，MOS晶体管QP1的漏极电流成为M1＝{1/(N+1)}×I20、MOS晶体管QP2的漏极电流成为M2＝{N/(N+1)}×I20，从而差动对平衡。此时，根据
Vth+Vgs2＝Vth+ΔV2+Vgs1，
得到：
ΔV2＝Vgs2-Vgs1
＝21/2×Vov×{(N/(N+1))1/2-(1/(N+1))1/2}
                                            (16)
因此，根据式(15)以及式(16)，成为：
ΔV1＝ΔV2＝ΔV，
Vth-ΔV1和Vth+V2位于对于Vth对称的位置。
接着，BPF20b的输出信号bpf电平进一步上升而成为BPF20b的输出信号bpf＞Vth+ΔV2时，电流分布与BPF20b的输出信号bpf＞Vth-ΔV1时的电流分布相等，比较器36的输出信号成为高电平。此时，通过正反馈的作用，MOS晶体管QP1没有流过漏极电流，MOS晶体管QP2成为过激励状态。当BPF20b的输出信号bpf电平从这个状态减少时，产生在图11的(b)中说明的变化。
通过将比较器36设为如上所述的迟滞比较器，从而即使BPF20b的输出信号bpf在阈值电压Vth附近，输出D1～输出D3的脉冲宽度变大，也可以准确地触发计数器39a、39b。
图12(a)表示振荡电路37的具体结构，图12(b)表示其动作波形。另外，图中的周期tosc是振荡电路的输出信号osc的周期。首先，说明振荡电路37的元件的连接关系。
MOS晶体管QP11、MOS晶体管QP12以及MOS晶体管QP13的各个源极连接到电源Vdd，MOS晶体管QP11的漏极连接到与MOS晶体管QP13构成电流镜电路的MOS晶体管QP12的漏极，MOS晶体管QP11的漏极以及MOS晶体管QP12的漏极经由电流源I21接地。MOS晶体管QN11、MOS晶体管QN12以及MOS晶体管QN13的各个源极接地，MOS晶体管QN11的漏极连接到与MOS晶体管QN13构成电流镜电路的MOS晶体管QN12的漏极，MOS晶体管QN11的漏极以及MOS晶体管QN12的漏极经由电流源I22连接到电源Vdd。
MOS晶体管QP13的漏极以及MOS晶体管QN13的漏极互相连接，在该连接点和地之间并联连接MOS晶体管QN14以及电容器C20。此外，在上述连接点分别连接比较器47a的反相输入端子以及比较器47b的同相输入端子。在比较器47a的同相输入端子输入阈值电压Vth12，在比较器47b的反相输入端子输入阈值电压Vth11。阈值电压Vth11以及阈值电压Vth12具有阈值电压Vth11＜阈值电压Vth12的关系。
比较器47a的输出端子连接到置位复位触发器(以下，简记为SRFF)的设置端子S，比较器47b的输出端子连接到复位端子R。SRFF的输出端子Q连接到MOS晶体管QP11以及MOS晶体管QN11的各个栅极。在MOS晶体管QN14的栅极中输入来自外部的用于将振荡电路37复位的复位信号。SRFF的输出端子Q是振荡电路37的输出端子。
接着，使用图12(b)，说明振荡电路37的动作。
首先，假设从SRFF的输出端子Q输出低电平的信号。从而，电流源I21的输出电流通过由MOS晶体管QP12以及MOS晶体管QP13所构成的电流镜电路而流到电容器C20，对电容器C20进行充电。另外，此时，因电流源I22的输出电流通过导通状态的MOS晶体管QN11流到地，所以不对电容器C20的充电产生贡献。
通过上述充电，电容器C20的电位Cosc慢慢上升，当超过比较器47a的阈值电压Vth12时，比较器47a的输出信号成为低电平。此时，因电容器C20的电位Cosc超过阈值电压Vth11，所以比较器47b的输出信号为高电平，由此，从SRFF的输出端子Q输出高电平的信号。
接着，通过从SRFF的输出端子Q输出高电平的信号，MOS晶体管QN11截止，通过电流源I22的输出电流，MOS晶体管QN12以及MOS晶体管QN13导通，从而将电容器C20的电位Cosc放电。其结果，电容器C20的电位Cosc慢慢减少，并减少到比较器47b的阈值电压Vth11以下时，比较器47b的输出信号成为低电平。此时，因电容器C20的电位Cosc在阈值电压Vth12以下，所以比较器47a的输出信号成为高电平，由此，从SRFF的输出端子Q输出低电平的信号。通过重复这样的动作，输出图1所示的输出信号osc。
通过以下的式(17)，求出振荡电路37的振荡频率fosc。另外，式(33)是将电流源I21的输出电流值和电流源I22的输出电流值设为相等的情况。从式(33)可知，通过控制电流源I21的输出电流值或电流源I22的输出电流值，或者两个输出电流值，能够控制振荡频率fosc。
fosc＝I/(2×C20×(Vth12-Vth11))    (17)
其中，
I：电流源I21以及电流源I22的输出电流值。
这里，优选地，振荡频率fosc是与BPF20b的中心频率相同的频率。因比较器36比较BPF20b的输出信号，所以其输出信号的频率成为BPF20b的中心频率。因此，通过将振荡电路37的振荡频率fosc作为与BPF20b的中心频率相同的频率，可以降低两者的输出信号的时间偏差，可以降低逻辑电路38的误动作。此外，优选地，振荡频率fosc是比BPF20b的中心频率小的频率。通过将振荡频率fosc作为与BPF20b的中心频率小的频率，可以无需增加计数器的位数就可以增大通过振荡电路37的输出信号osc进行计数动作的计数器39a的时间常数。
图13表示计数器39的具体结构。
计数器是4位同步式的二进制计数器，设置有4级的计数器单元48，该计数器单元48由“异或”电路(以下，简记为EXOR)、“与”电路(以下，简记为AND)以及D触发器(以下，简记为DFF)所构成。另外，输出Q0是DFF0的输出，输出Q1是DFF1的输出。对于其他的DFF也相同。
在第n级计数器单元48中，EXOR的一个输入端子连接第n-1级计数器单元48所具有的AND的输出端子，另一个输入端子连接第n级计数器单元48所具有的DFF的输出端子Q。EXOR的输出端子上连接第n级计数器单元48所具有的DFF的输入端子D。另外，只有第1级的计数器单元48所具有的EXOR的一个输入端子被输入来自下一位的进位信号cin。
在各级的计数器单元48所具有的AND中，被输入来自下一位的进位信号cin、第n级的计数器单元48所具有的DFF的输出以及所有前级(n-1级、n-2级......第1级)的DFF的输出。例如，将图中的计数器单元48a设为第n级的计数器单元48时，计数器单元48a所具有的AND3被输入来自下一位的进位信号cin、第n级的计数器单元48所具有的DFF的输出即DFF3的输出Q3、以及所有前级的DFF的输出即DFF0的输出Q0(第1级)和DFF1的输出Q1(第n-2级)和DFF2的输出Q2(第n-1级)。
计数器39具有如上所述的结构，对于时钟CLK的输入，将脉冲计数到0000～1111为止。另外，在各级所具有的DFF的输出为“1111”时，最后一级的计数器单元48所具有的AND(上述AND3)输出进位用信号cin，并输入到上一位的计数器。由此，可以构成多位计数器。在红外线遥控接收机50a的情况下，BPF20b的中心频率的一般的标准为40kHz，脉冲周期为25sec。因此，根据25μsec×214＝0.4096sec，可得到14位以上且300msec以上的时间常数。
图14表示增减计数器40的具体结构。
增减计数器40是7位同步式二进制计数器，由设置了7级的、计数器单元49和AND5所组成，上述计数器单元49包括两个EXOR、AND以及DFF，上述AND5中输入全级的计数器单元49所具有的EXOR1的输出A0～A6。在全级的计数器单元49所具有的EXOR1的输出为“1”时，AND5输出进位用信号Cina，输入到上一位的计数器。
在第n级的计数器49中，EXOR1的一个输入端子中输入计数控制信号UD，另一个输入端子连接到第n级的计数器49所具有的EXOR2的另一个输入端子，同时连接到第n级的计数器49所具有的DFF的输出端子Q。第n级的计数器49所具有的AND连接第n-1级的计数器49所具有的AND的输出端子和EXOR1的输出端子，其输出端子输入到上述EXOR2的一个输入端子，同时连接到上述EXOR1的输出端子和第n+1级的计数器单元49所具有的AND。上述EXOR2的输出端子连接到DFF的输入端子D。第1级的计数器单元49所具有的AND中输入能动信号EN和来自下一位的进位用信号Cina。
增减计数器40具有如上所述的结构，对于时钟CLK的输入，将脉冲计数到0000000～1111111。另外，在计数控制信号UD中输入高电平的信号时，进行增加计数，在输入低电平的信号时，进行减少计数。
这里，计数器39以及增减计数器40分别具有扫描路径(scan pach)，可进行移位寄存动作。而且，在规定时间的晶片试验时，可以用相同的时钟CLK输入使计数器39和增减计数器40动作(通常，分别用不同的时钟CLK输入来动作)，从而试验设计变得简单，可提高故障检测率。
图15的(a)表示用于计数器39以及增减计数器40的DFF的具体结构例子，图15的(b)以及图15的(c)表示DFF的动作的情况。DFF由时钟控制反相器(以下，简记为反相器IN)、AND以及NOR电路(以下，记为NOR)所构成。首先，说明元件的连接关系。
DFF的输入端子D中连接反相器IN1，反相器IN1的输出端子连接到AND11的另一个输入端子。AND11的一个输入端子中连接用于设定DFF的输出的H输出设定端子OS(初始值设定部件)。AND11的输出端子连接到NOR1的另一个输入端子，NOR1的一个输入端子中连接用于使DFF复位的、L输出设定端子即复位端子RST(初始值设定部件)。NOR1的输出端子中连接反相器IN2，反相器IN2的输出端子连接到AND11的另一个输入端子。
此外，NOR1的输出端子中连接反相器IN3，反相器IN3的输出端子连接到AND12的另一个输入端子。AND12的一个输入端子中连接H输出设定端子OS。AND12的输出端子连接到NOR2的另一个输入端子，NOR2的一个输入端子中连接复位端子RST。NOR2的输出端子中连接反相器IN4，反相器IN4的输出端子连接到反相器IN3的输出端子。NOR2的输出端子是DFF的输出端子Q，反相器IN4的输出端子是DFF的输出端子Q。
接着，使用图15(b)以及图15(c)说明DFF的动作。图15(b)表示输入高电平的信号作为时钟CLK的情况。图15(c)表示输入低电平的信号作为时钟CLK的情况。如上所述，DFF具有高输出设定端子OS以及复位端子RST，从而可以设定DFF的输出。具体地说，在高输出设定端子OS中输入了低电平的信号时，能够将DFF的输出成为“高”电平，在复位端子RST中输入了高电平的信号时，能够将DFF复位、即将DFF的输出成为“低”电平。以下，说明各个情况。
首先，如图15(b)所示，说明输入高电平的信号作为时钟CLK，对复位端子RST输入高电平的信号而DFF的输出成为“低”电平的情况。
如图15的(b)所示，当输入高电平的信号作为时钟CLK时，反相器IN1以及反相器IN4成为高阻抗状态。而且，通过对复位端子RST输入高电平的信号，NOR1的一个输入端子中输入高电平的信号，其结果，不论AND11的输出是什么电平，NOR1的输出都是低电平，所以能够将AND11和NOR1看作输出成为低电平的一个反相器(图中的IN11)。同样地，能够将AND12和NOR2看作输出成为低电平的一个反相器(图中的IN12)。由此，可以将DFF的输出作成“低”电平。
接着，如图15(c)所示，说明输入低电平的信号作为时钟CLK，对复位端子RST输入高电平的信号而DFF的输出成为“低”电平的情况。
此时，反相器IN2以及反相器IN3成为高阻抗状态。而且，能够将AND11和NOR1看作输出成为低电平的IN11，能够将AND12和NOR2看作输出成为低电平的反相器IN12。由此，可以将DFF的输出作成“低”电平。
接着，如图15(b)所示，说明输入高电平的信号作为时钟CLK，对高输出设定端子OS输入低电平的信号而DFF的输出成为“高”电平的情况。
如图15的(b)所示，当输入高电平的信号作为时钟CLK时，反相器IN1以及反相器IN4成为高阻抗状态。而且，通过对高输出设定端子OS输入低电平的信号，AND11的一个输入端子中输入低电平的信号，其结果，AND11的输出一定是低电平。因根据复位端子RST，NOR1的一个输入端子中输入低电平的信号，所以NOR1的输出一定是高电平，其结果，能够将AND11和NOR1看作输出成为高电平的一个反相器(图中的IN11a)。同样地，能够将AND12和NOR2看作输出成为高电平的一个反相器(图中的IN12a)。由此，可以将DFF的输出作成“高”电平。
接着，如图15(c)所示，说明输入低电平的信号作为时钟CLK，对高输出设定端子OS输入低电平的信号而DFF的输出成为“高”电平的情况。
此时，反相器IN2以及反相器IN3成为高阻抗状态。而且，能够将AND11和NOR1看作输出成为高电平的IN11a，能够将AND12和NOR2看作输出成为高电平的IN12a。由此，可以将DFF的输出作成“高”电平。
如上所述，DFF通过对高输出设定端子OS输入低电平的信号，或通过对复位端子RST输入高电平的信号，可设定DFF的输出。由此，在接通电源时，可以设定放大器34的增益、BPF20b的增益以及Q值。其结果，可根据使用环境，适当地将放大器34的增益、BPF20b的增益以及Q值设定为最佳值，所以可以实现适当地对应于使用环境的红外线遥控接收机50a。
[实施方式4]
基于图16～图18，说明本发明的其他实施方式如下。
图16表示红外线遥控接收机50b的结构。另外，赋予了与图8所示的红外线遥控接收机50a相同的标号的部件具有相同的功能，不特别说明其动作等。
红外线遥控接收机50b是在红外线遥控接收机50a的结构中包括了作为载波检测电路42a的载波检测电路42b的结构。
载波检测电路42b在载波检测电路42a的结构上，包括了比较器36d(第4比较电路)、作为逻辑电路38的逻辑电路38a以及选择器41。比较器36d的一个输入端子中输入BPF20b的输出信号bpf，另一个输入端子中输入第2信号检测电平即阈值电压Vth4(第4阈值电压)。阈值电压Vth1～Vth4具有Vth1＜Vth3＜Vth4＜Vth2的关系。
图17表示逻辑电路38a的结构例子。
逻辑电路38a是与逻辑电路38大致相同的结构，但包括作为增减计数器40b的增减计数器40bb。增减计数器40bb进行BPF20b的控制，同时进行选择器电路41的控制。更具体地说，在输入比较器36b的输出信号D2时，对选择器电路41输出选择器控制信号ctS。
选择器电路41中输入比较器36c的输出信号D3和比较器36d的输出信号D4，并从这两个输出信号中选择载波。载波的选择是，基于从上述的逻辑电路38a中的增减计数器40bb输出的选择控制信号ctS而选择。这里，作为一例，在输入了选择控制信号ctS时，作为载波输出比较器36d的输出信号D4。
这样，在输出比较器36b的输出信号D2时，即在判断为产生比较器36c的输出信号D3的脉冲宽度变大等的问题时，通过比较器36d的输出信号D4作为载波输出到后级的电路，可以对遥控发送信号输出适当的载波，不会产生不能接收等问题。此外，因为输出由比阈值电压Vth2高电平的阈值电压Vth4所比较的比较器6d的输出信号D4作为载波，可进一步减少逆变器荧光灯噪声所造成的误动作。
此外，用本实施方式4的结构，也可以应对遥控发送信号输入时产生急剧的逆变器荧光灯噪声(例如，由于突然点亮荧光灯而产生)。使用图18进行说明。图18表示产生了急剧的逆变器荧光灯噪声时的红外线遥控接收机50b的各电路的动作波形。
如图所示，即使产生了急剧的逆变器荧光灯噪声(图中的信号bpf5)，也通过在噪声产生之前，被输出比较器36b的输出信号D2，从选择器电路41输出比较器36d的输出信号D4作为载波。由此，可以防止急剧的逆变器荧光灯噪声所造成的误动作。
另外，本发明的红外线遥控接收机并不限定于上述的实施方式3以及实施方式4中所示的结构，也可以采用图19所示的红外线遥控接收机50c的结构。红外线遥控接收机50c具有与红外线遥控接收机50a的结构相同的结构，但具有只简单进行载波的检测的载波检测电路35来代替载波检测电路42a，载波检测电路35的输出和BPF20b的输出输入到积分电路43。因红外线遥控接收机50c也包括放大器34以及BPF20b，所以不会减少动态范围而可提高电源噪声除去特性。
[实施方式5]
基于图20，说明本发明的其他实施方式如下。
在上述实施方式3以及实施方式4中，说明了将本发明的BPF应用在红外线遥控接收机的情况，但并不限定于红外线遥控接收机，可以应用于光空间传输发送接收机(红外线信号处理电路)(传输速率2.4kbps～115.2kbps，1.152Mbps，4Mbps、空间传输距离约1m)、以及基于IrDA Control标准的设备(红外线信号处理电路)(传输速率75kbps、副载波1.5MHz、空间传输距离约1m以上)。在本实施方式中，作为一例，表示将本发明的BPF(BPF20b)应用在基于IrDA Control标准的设备(以下，简记为“IrDA Control设备”)的情况。
图20表示IrDA Control设备80的结构。另外，赋予了与图1所示的红外线遥控接收机50a相同的标号的部件具有相同的功能，不特别说明其动作等。
为了进行双向通信，IrDA Control设备80具有发送单元60以及接收单元70。发送单元60具有LED和其驱动电路。接收单元70是与红外线遥控接收机50a相同的结构，但因IrDA Control的副载波为1.5MHz，所以具有中心频率为1.5MHz的作为BPF20b的BPF20ba以及振荡频率fosc为1.5MHz的作为振荡电路37的振荡电路37a。
IrDA Control设备80具有如上所述的结构，所以例如可减少逆变器荧光灯噪声，同时可降低BPF输出的波形失真。此外，因具有放大器34以及BPF20ba，所以不会减少动态范围而可提高电源噪声除去特性。
另外，IrDA Control设备80的结构并不限定于上述的结构，当然也可以适当地采用上述各个实施方式中所示的结构。例如，也可以采用图21所示的IrDAControl设备80a的结构。IrDA Control设备80a具有与IrDA Control设备80的结构相同的结构，但包括接收单元70a来代替接收单元70。接收单元70a具有与红外线遥控接收机50c的结构相同的结构，但具有中心频率为1.5MHz的BPF20ba来代替了BPF20b。在IrDA Control设备80a中，例如可以减少逆变器荧光灯噪声，同时可降低BPF输出的波形失真。此外，因具有放大器34以及BPF20ba，所以不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性。
以上，在各个实施方式中所示的本发明的红外线信号处理电路不产生在以往的结构所产生的各种问题。以下，说明那一点。
首先，在公知文献1(日本国公告专利公报：特表2001-502147号公报(公告日：2001年2月13日))的数据传输系统中，设定某一时间范围Tcheck，通过在该时间范围Tcheck中是否产生了停止期间Td，判别是红外线信号还是噪声，在噪声的情况下，进行放大器的控制。但是，在该数据传输系统中，红外线信号根据所使用的制造商而不同(例如，NEC代码、sony代码、RCMM代码等十几种)，产生红外线信号不适合停止期间Td的情况，不能接收那样的红外线信号的问题。此外，如在公知文献5(日本国公开专利公报：特开2006-60410号公报(公开日：2006年3月2日))中所指出，产生增益调整速度缓慢，不能应对急剧的噪声的产生的问题。
但是，例如在红外线遥控接收机50a中，与公知文献1不同，不是检测红外线信号的模式的结构，所以可对应于所有的红外线信号。此外，在红外线遥控接收机50b中，通过选择器电路41，能够应对急剧的噪声的产生。
此外，在公知文献2(日本国公告专利公报：特表2004-506375号公报(公告日：2004年2月26日))中，公开了对BPF的输出信号进行解调，并将该解调的信号作为触发来控制放大器以及BPF的接收机电路。但是，在逆变器荧光灯噪声以强照度射入的情况下，该接收机电路产生以下问题：BPF的输出信号由于噪声而饱和，被解调的信号始终成为低电平，所以不作为触发来利用，不能进行放大器以及BPF的控制。
但是，例如在红外线遥控接收机50a中，通过比较了BPF10b的输出信号bpf的比较电路36的输出信号来进行控制，所以只要BPF10b振荡，就不会产生需要控制时丢失比较电路36的输出信号，所以不会产生如公知文献2那样的不能控制的情况。
此外，在公知文献3(日本国公开专利公报：特开2004-56541号公报(公开日：2004年2月19日))中，公开了通过检测BPF的输出信号，增加BPF的Q值来降低噪声的遥控光接收装置。但是，当增加BPF的Q值时，则会产生BPF的稳定性下降的问题、或BPF的输出信号的波形失真变大所造成的接收灵敏度降低的问题。对于这个问题，使用图22进行说明。图22(a)表示BPF的极点配置，图22(b)表示BPF的输出信号波形。另外，首先说明BPF的稳定性。式(18)表示BPF的传递函数，式(19)表示BPF的极点p1和p2。
H(s)＝(H×ω0s/Q)/(s2+ω0s/Q+ω02)
                                        (18)
p1＝(-ω0/2/Q，ω0(1-(1/2Q)2)1/2)
p2＝(-ω0/2/Q，-ω0(1-(1/2Q)2)1/2)
                                    (19)
如图22的(a)所示，通过增加BPF的Q值，极点配置接近右半平面。其结果，在负反馈电路中，基于极点配置存在于右半平面时，系统为不稳定的奈奎斯特的稳定判别法，BPF变得不稳定，产生振荡等的问题。
接着，叙述BPF的输出信号的波形失真。对于BPF的正弦波响应，通过将正弦波的拉普拉斯变换设为式(20)，进行H(s)F(s)的拉普拉斯反变换来得到(式(7))。
F(s)＝L(sin(ω0t))＝ω0/(s2+ω02)            (20)
L-1(H(s)F(s))＝H(1-exp(-ω0t/2/Q))sin(ω0t)
                                             (21)
因为式(21)中的(1-exp(-ω0t/2/Q))对波形失真产生影响，所以可知通过增加Q值，波形失真变大。而且，如果BPF的输出信号的波形失真变大，则接收灵敏度降低。特别是，在遥控发送信号的基频的脉冲宽度较小时，波形失真相对地变大。因此，BPF的Q值一般设定为10～15左右。
但是，例如在红外线遥控接收机50a中，被输出比较器36b的输出信号D2，从而判断为放大器34的增益、BPF20b的增益以及Q值较大，快速地进行BPF20b的控制，使得减少BPF20b的增益以及Q值。因此，不会产生如上所述的问题。
此外，在公知文献4(日本国公开专利公报：特开平11-331076号公报(公开日：1999年11月30日))中，公开了通过所检测的噪声电平电压等，生成用于检测载波的基准电平电压的红外线信号处理电路。在该红外线信号处理电路中，因在红外线信号输入时，若当上述基准电压电平变动，则接收灵敏度降低，所以需要用较大时间常数的积分电路来平滑上述基准电压电平。因此，在上述红外线信号处理电路中所内置的积分电路的容量变大，所以产生芯片尺寸的增大，以及与此伴随的成本的增加等问题。
但是，例如在红外线遥控接收机50a中，能够在逻辑电路38中设定较大的时间常数，所以可以减少积分电路的容量。
此外，在公知文献5中，公开了通过减小增益调整电路的时间常数，应对急剧的逆变器荧光灯噪声的产生的增益调整电路。但是，此时，因上述增益调整电路的时间常数较小，所以产生接收灵敏度降低等问题。
但是，在红外线遥控接收机50b中，通过选择其电路41来适当地变更信号检测电平，所以不会降低接收灵敏度，也可以降低急剧的逆变器荧光灯噪声所造成的误动作。
本实施方式的运算放大电路也可以是，上述电压供给电路包括：第1MOS晶体管，源极被连接到上述电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；以及第2MOS晶体管，源极被连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子，从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点取出上述电压。
根据上述结构，上述电压(vref)由以下式(1)那样表示。
因在第1、第2晶体管中流过相等的电流(Id)，所以
Id＝(1/2)*μp*Cox*(W1/L1)*(vgs1-vth)2
  ＝(1/2)*μp*Cox*(W2/L2)*(vgs2-vth)2
由此，可得到：
vgs1＝vth+((W2/L2)/(W1/L1)1/2)*(vgs2-vth)。
因为，
vdd＝vgs1+vgs2，
所以
vdd＝vth+((W2/L2)/(W1/L1)1/2)*(vgs2-vth)+vgs2，
因为，
vref＝vgs2，
所以
vref＝{(W1/L1)1/2/((W2/L2)1/2+(W1/L1)1 /2)}*vdd+{((W2/L2)1/2-(W1/L1)1/2)/((W2/L2)1/2+(W1/L1)1/2)}*vth            (1)
其中，
Id：漏极电流
μp：电子迁移率
Cox：氧化膜电容
W：沟道宽度
L：沟道长度
W1/L1：第1MOS晶体管的W/L比
W2/L2：第2MOS晶体管的W/L比
vgs1：第1MOS晶体管的栅极-源极间电压
vgs2：第2MOS晶体管的栅极-源极间电压
vth：阈值电压
Vdd：电源电压。
这里，例如假设W1＝W2＝W、L1＝9*L2＝9*L，则上述式(1)成为：
vref＝(1/4)*vdd+(1/2)*vth    (2)，
这样，在上述电压供给电路中，可得到电源电压影响小的电压。此外，在上述电压供给电路中，可以用两个MOS晶体管的简单的结构，得到上述电压。
此外，本实施方式的运算放大电路也可以是，上述电压供给电路包括：第1MOS晶体管，源极被连接到电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；第2MOS晶体管，源极被连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子；以及电容器，与上述第2MOS晶体管并联连接，从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，取出上述电压。
根据上述结构，上述电压(vrefa)由上述式(1)那样表示，起到可以用两个MOS晶体管的简单的结构，得到上述电压的效果。此外，根据上述的结构，与上述第2MOS晶体管并联地设置了电容器，所以可构成低通滤波器。由此，在高频区域也可以除去电源噪声。
此外，本实施方式的运算放大电路也可以是，上述共模反馈电路包括级联电路，其具有MOS晶体管，并放大上述共模反馈电路所具有的恒流源的输出阻抗。
根据上述结构，可以增加上述共模反馈电路的恒流源的输出阻抗。由此，可以将上述共模反馈电路宽带化。
此外，本实施方式的各带通滤波器电路也可以是，上述电压供给电路包括：第1MOS晶体管，源极被连接到上述电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；以及第2MOS晶体管，源极被连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子，从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，取出上述电压。
根据上述结构，上述电压(vref)由以下式(1)那样表示。
因在第1、第2晶体管中流过相等的电流(Id)，所以
Id＝(1/2)*μp*Cox*(W1/L1)*(vgs1-vth)2
  ＝(1/2)*μp*Cox*(W2/L2)*(vgs2-vth)2
由此，可得到：
vgs1＝vth+((W2/L2)/(W1/L1)1/2)*(vgs2-vth)。
因为，
vdd＝vgs1+vgs2，
所以
vdd＝vth+((W2/L2)/(W1/L1)1/2)*(vgs2-vth)+vgs2，
因为，
vref＝vgs2，
所以
vref＝{(W1/L1)1/2/((W2/L2)1/2+(W1/L1)1 /2)}*vdd+{((W2/L2)1/2-(W1/L1)1/2)/((W2/L2)1/2+(W1/L1)1/2)}*vth            (1)
其中，
Id：漏极电流
μp：电子迁移率
Cox：氧化膜电容
W：沟道宽度
L：沟道长度
W1/L1：第1MOS晶体管的W/L比
W2/L2：第2MOS晶体管的W/L比
vgs1：第1MOS晶体管的栅极-源极间电压
vgs2：第2MOS晶体管的栅极-源极间电压
vth：阈值电压
Vdd：电源电压。
这里，例如假设W1＝W2＝W、L1＝9*L2＝9*L，则上述式(1)成为：
vref＝(1/4)*vdd+(1/2)*vth    (2)，
这样，在上述电压供给电路中，可得到电源电压影响小的电压。此外，在上述电压供给电路中，可以用两个MOS晶体管的简单的结构，得到上述电压。
此外，本实施方式的各带通滤波器电路也可以是，上述电压供给电路包括：第1MOS晶体管，源极被连接到电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；第2MOS晶体管，源极被连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子；以及第4电容器，与上述第2MOS晶体管并联连接，从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，取出上述电压。
根据上述结构，上述电压(vrefa)由上述式(1)那样表示，起到可以用两个MOS晶体管的简单的结构，得到上述电压的效果。此外，根据上述的结构，与上述第2MOS晶体管并联地设置了第4电容器，所以可构成低通滤波器。由此，在高频区域也可以除去电源噪声。
此外，本实施方式的各带通滤波器电路也可以是，上述共模反馈电路包括级联电路，其具有MOS晶体管，并放大上述共模反馈电路所具有的恒流源的输出阻抗。
根据上述结构，可以增加上述共模反馈电路的恒流源的输出阻抗。由此，可以将上述共模反馈电路宽带化。
此外，本实施方式的各带通滤波器也可以包括调整单元，用于调整至少一个跨导放大电路的跨导。
根据这个结构，本实施方式的各带通滤波器电路可使用上述调整单元，调整上述各跨导电路的跨导，从而可调整Q值等的常数。
此外，本实施方式的红外线信号处理电路也可以包括第4比较电路，比较上述带通滤波器电路的输出信号和第4阈值电压，上述第4阈值电压是第2信号检测电平，即比上述第2阈值电压大的电平；以及选择器电路，从上述第2比较电路的输出信号和上述第4比较电路的输出信号，选择上述载波。
根据上述的结构，本实施方式的各红外线信号处理电路包括上述带通滤波器电路，所以可不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性。由此，可实现不减少动态范围就可提高电源噪声除去特性的红外线信号处理电路。
发明的详细的说明项中的具体的实施方式或实施例，只是为了清楚了解本发明的技术内容，不能仅限定于这样的具体例来狭义地解释，在本发明的精神和权利要求所述的范围内，可实施各种变更。

Claims (11)

1.一种运算放大电路，其特征在于，包括：
跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；
共模反馈电路，其输入上述跨导放大电路的差动输出电压和基准电压，并对上述跨导放大电路输出控制信号，使得上述跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；
电压供给电路，包括：第1MOS晶体管，其源极连接到上述电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；以及第2MOS晶体管，其源极连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子，并且所述电压供给电路将从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点取出的电压提供给上述共模反馈电路作为上述基准电压；以及
输出负载，被施加上述跨导放大电路的差动输出电压，其构成运算放大电路的输出端子，
上述各个电路从电源端子被提供电源电压。
2.如权利要求1所述的运算放大电路，其特征在于，
上述电压供给电路包括：
第1MOS晶体管，其源极连接到电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；
第2MOS晶体管，其源极连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子；以及
电容器，与上述第2MOS晶体管并联连接，
从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，取出上述电压。
3.如权利要求1所述的运算放大电路，其特征在于，
上述共模反馈电路包括级联电路，该级联电路具有MOS晶体管，放大上述共模反馈电路所具有的恒流源的输出阻抗。
4.一种带通滤波器电路，其特征在于，包括：
第1跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；
第2跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；
第3跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；
第1共模反馈电路，输入上述第1跨导放大电路的差动输出电压和基准电压，并对上述第1跨导放大电路输出第1控制信号，使得上述第1跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；
第2共模反馈电路，输入上述第2跨导放大电路的差动输出电压和上述基准电压，并对上述第2跨导放大电路输出第2控制信号，使得上述第2跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；
电压供给电路，包括：第1MOS晶体管，其源极连接到上述电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；以及第2MOS晶体管，其源极连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子，并且所述电压供给电路将从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点取出的电压提供给上述第1共模反馈电路以及上述第2共模反馈电路作为上述基准电压；以及
第1电容器、第二电容器、第三电容器，
其中，同相输入端子通过上述第1电容器，连接到上述第1跨导放大电路的同相输出单元和上述第2跨导放大电路的同相输入单元，
反相输入端子通过上述第2电容器，连接到上述第1跨导放大电路的反相输出单元和上述第2跨导放大电路的反相输入单元，
上述第2跨导放大电路的同相输出单元连接到上述第1跨导放大电路的反相输入单元、和上述第3跨导放大电路的同相输入单元和反相输出单元、以及上述第3电容器的一端，
上述第2跨导放大电路的反相输出单元连接到上述第1跨导放大电路的同相输入单元、和上述第3跨导放大电路的反相输入单元和同相输出单元、以及上述第3电容器的另一端，
上述第3跨导放大电路的同相输出单元为反相输出端子，上述第3跨导放大电路的反相输出单元为同相输出端子，
上述第1跨导放大电路的同相输出单元以及反相输出单元是上述第1共模反馈电路的输入端子，
上述第2跨导放大电路的同相输出单元以及反相输出单元是上述第2共模反馈电路的输入端子，
上述各个电路从电源端子被提供电源电压。
5.一种带通滤波器电路，其特征在于，包括：
第1跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；
第2跨导放大电路，将差动输入电压变换为差动输出电流；
第1共模反馈电路，输入上述第1跨导放大电路的差动输出电压和基准电压，并对上述第1跨导放大电路输出第1控制信号，使得上述第1跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；
第2共模反馈电路，输入上述第2跨导放大电路的差动输出电压和上述基准电压，并对上述第2跨导放大电路输出第2控制信号，使得上述第2跨导放大电路的差动输出电压的直流电压电平与上述基准电压相等；
电压供给电路，包括：第1MOS晶体管，其源极连接到上述电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；以及第2MOS晶体管，其源极连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子，并且所述电压供给电路将从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点取出的电压提供给上述第1共模反馈电路以及上述第2共模反馈电路作为上述基准电压；以及
第1电容器、第二电容器、第三电容器，
上述第1跨导放大电路具有第1输出单元和第2输出单元，
其中，同相输入端子通过上述第1电容器，连接到上述第1跨导放大电路的上述第1输出单元中的同相输出单元和上述第2跨导放大电路的同相输入单元，
反相输入端子通过上述第2电容器，连接到上述第1跨导放大电路的上述第1输出单元中的反相输出单元和上述第2跨导放大电路的反相输入单元，
上述第2跨导放大电路的同相输出单元连接到上述第1跨导放大电路的反相输入单元、和上述第1跨导放大电路的上述第2输出单元中的反相输出单元、以及上述第3电容器的一端，
上述第2跨导放大电路的反相输出单元连接到上述第1跨导放大电路的同相输入单元、和上述第1跨导放大电路的上述第2输出单元中的同相输出单元、以及上述第3电容器的另一端，
上述第2跨导放大电路的同相输出单元为同相输出端子，上述第2跨导放大电路的反相输出单元为反相输出端子，
上述第1跨导放大电路的上述第1输出单元中的同相输出单元以及反相输出单元是上述第1共模反馈电路的输入端子，
上述第2跨导放大电路的同相输出单元以及反相输出单元是上述第2共模反馈电路的输入端子，
上述各个电路从电源端子被提供电源电压。
6.如权利要求4或5所述的带通滤波器电路，其特征在于，
上述电压供给电路包括：
第1MOS晶体管，其源极连接到电源端子，同时栅极和漏极被互相连接；
第2MOS晶体管，其源极连接到上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，栅极和漏极被互相连接后连接到接地端子；以及
第4电容器，与上述第2MOS晶体管并联连接，
从上述第1MOS晶体管的栅极和漏极的连接点，取出上述电压。
7.如权利要求4或5所述的带通滤波器电路，其特征在于，
上述各个共模反馈电路包括级联电路，该级联电路具有MOS晶体管，放大上述共模反馈电路所具有的恒流源的输出阻抗。
8.如权利要求4或5所述的带通滤波器电路，其特征在于，
上述带通滤波器电路包括调整单元，用于调整至少一个跨导放大电路的跨导。
9.一种红外线信号处理电路，包括权利要求4或5所述的带通滤波器电路。
10.一种红外线信号处理电路，其特征在于，包括：
光接收元件，将所光接收的红外线信号变换为电信号；
放大电路，放大上述电信号；
权利要求8所述的带通滤波器电路，从被放大的电信号中，取出载频分量；以及
载波检测电路，其包括：第1比较电路，比较上述带通滤波器电路的输出信号和噪声检测电平即第1阈值电压；第2比较电路，比较上述带通滤波器电路的输出信号和第2阈值电压，上述第2阈值电压是第1载波检测电平，即比上述第1阈值电压大的电平；第3比较电路，比较上述带通滤波器电路的输出信号和第3阈值电压，上述第3阈值电压是用于判定上述带通滤波器电路的输出信号的电平的峰值检测电平，即比上述第2阈值电压大的电平；以及逻辑电路，基于上述第1比较电路的输出信号，控制上述放大电路的增益，使得不会输出上述第1比较电路的输出信号，并基于上述第3比较电路的输出信号，控制上述带通滤波器电路的增益以及Q值，使得不会输出上述第3比较电路的输出信号，并输出上述第2比较电路的输出信号作为载波。
11.如权利要求10所述的红外线信号处理电路，其特征在于，
上述红外线信号处理电路还包括：
第4比较电路，比较上述带通滤波器电路的输出信号和第4阈值电压，上述第4阈值电压是第2信号检测电平，即比上述第2阈值电压大的电平；以及
选择器电路，从上述第2比较电路的输出信号和上述第4比较电路的输出信号中，选择上述载波。
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