CN103647514A - 一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路 - Google Patents

Abstract

一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路，该放大器的拐点频率是通过一个单一的交接点被调整到放大电路上去的。当频率低于拐点频率时，放大电路提供一个错误的电流，该电流会使互阻抗放大器的输出端变得无效，这样就不会产生任何输出。当频率大于拐点频率时，该拐点频率的设置元件基本上是短路的，会导致频变电压变为零。这使互阻抗放大器在没有信号衰减的情况下从电流转换成电压。该电路也确保了使用者在没有影响放大器整体运行时可以调节拐点频率。因此，该放大器可以连接到不同的输出电路上，可以按照不同的通信标准来操作。

Description

一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路

技术领域：

本发明涉及到互阻抗放大器和其他电路，体现了电流到电压的转换。更特别的是，本发明涉及的在电流到电压互阻抗放大器上用来排斥低频信号的电路和方法，来确保该信号来自臭味环境，比如，阳光干扰了光电二极管的操作，可以使其完全衰减。

背景技术：

众所周知，对于光电二极管的使用可以作为数据传输的接收端也可以作为传感器。在典型的光电二极管应用中，由光电二极管接收的入射光被转化成电流。电流的大小由接收光的强度决定。

光电二极管的输出电流常常转化成一个电压，该电压会被放大并与阈值电压相比较。该比较会导致译码过程将不同的光转化成不同的数据位，就好像在办公环境下的红外数据传输系统。在这种情况下光电二极管仅仅被用作一个传感器，该比较可能仅仅表明一个特定事件的发生（比如一个制造部分是通过装配线通过一个特定点的）。

当试图利用光电二极管时可能会遇到各种困难，特别是环境光源会干扰来自于信号源的光信号。比如，在上述的办公环境下，在办公室里几种其他光源会提供干扰光源到红外系统中，包括太阳光、白炽灯光和荧光灯光。在大多数情况下，有必要滤除这些环境灯光。这些滤波器通常是高通或低通滤波器。而使用低通滤波器（来消除此信号源信号频率高的信号）相对比较简单，但就会有干扰的低频信号。

其中一个最基本的解决方案包括如图1所示的低通滤波器。如上所述多个光电二极管配置，最好在同样的硅片上有电流转化成电压的电路作为光电二极管，通过使用分立元器件（如漏电流误差和噪声传感器）消除经常出现的问题

图1电路包括光电二极管102（作为电流源104和结电容106），该二极管从光源108接收光信号，还有电阻110和112、电容114和放大器116。电阻110通过102将电流（I_PD）转换成电压，该电压经放大器116放大变成输出电压V_OUT。该低通滤波器是由电阻112和电容114构成的，该滤波器的截止频率是由电阻112和电容114的值决定的。图1电路的固有缺陷是该电路的灵敏度低，所以电阻110的阻值要低。电阻110的阻值要低因为电阻110和电容106也要构成一个低通滤波器，如果提高110的阻值来提高灵敏度，可以采取措施来阻挡所需的信号。

解决这些缺陷的一个尝试是用运算放大器（opamp）替换掉放大器116和电阻112，用来执行互阻抗函数。在这样一个电路中电阻和电容都是用同一种方式配置，如图1所示的电阻110和电容114，用于设置高通的频率。然而，该电路可能特别会受到噪声的影响是因为存在于电阻和电容的冲突。

对于合适的性能，该电容器的值相对于光电二极管的电容值要大，电阻的阻值也必须要足够大来减少低频噪声。然而，如果两个值都大，就不可能有高的拐点频率了。另外，如果电阻值大而电容值小，电路的增益会减少、输入噪声变大，导致灵敏度的退化。

解决这些缺陷的另一个尝试如图2所示，在图2中，来自光电二极管的输出电流是opamp202的反相输入端，并提供互阻抗函数。该电路的拐点频率由电阻204和214、电容206和216、电阻208和电阻210的比值决定。一个非反相积分器212耦合在opamp202的输出端（通过电阻204）在频率低于拐点频率时使202的输出电压（V_OUT）变为零。对于正确的使用方法，电阻204和电容206的乘积应该与电阻214和电容216的乘积相等。

在低于拐点频率时通过流经电阻208基于积分器212的电流从202到积分器212的回路反作用于V_OUT使其变为零。在高频段（即高于拐点频率），电容206和216之间发生短路使积分器212关闭。虽然这个电路提供相对高灵敏的输出信号，改变拐点频率会很难实现，因为至少两个元件需要改变。比如，如果电容206和216有固定的值，电阻204和214必须调整来改变拐点频率。

鉴于上述，最好提供互阻抗放大电路，其中拐点频率可以通过单个电路元件或放大电路的单一接口进行调整。该电路抵制低频信号只允许高频信号通过从而提高灵敏度。

另外最好提供可以调整互阻抗放大电路的拐点频率的方法，该方法要使放大电路和外部电路之间的影响最小。

发明内容：

因此本发明的目的是提供互阻抗放大电路，其中拐点频率可以通过单个电路元件或放大电路的单一接口进行调整。该电路抵制低频信号只允许高频信号通过，从而提高灵敏度。

另一个目的是提供可以调整互阻抗放大电路的拐点频率的方法，该方法要使放大电路和外部电路之间的影响最小。

本发明的技术解决方案：

依照上述目的和本发明的其他目的，这里要提供一个互阻抗放大电路和方法，其中低频信号被抵制只允许高频信号通过，从而提高灵敏度。另外，本发明的放大器电路被配置，这样该电路的拐点频率可以很容易地调整。调整拐点频率只需要改变单个电路元件。另外，该电路被设计，这样易变的电路元件耦合在放大电路和地之间，这样只有单一的接口需要改变来改变拐点频率。

本发明的电路和方法利用单个电容来设置拐点频率。此外，先前的运算放大器被跨导放大器取代，该放大器类似于传统运算放大器的第一级。该跨导放大器提供一个输出电流，然而不是先前电路的输出电压，它的产生基于V_OUT和V_BIAS的比较（预定的偏置电压）。

对比专利文献：CN2293055Y光电耦合型交流多液位检测器96243031.5

附图说明：

本发明的上述目的和其他目的将在下面的描述和图中表现得更加明显，在这些图中：

图1是传统电流-电压转换电路的示意图；

图2是传统互阻抗放大器电路的示意图；

图3是依照本发明的互阻抗放大器的示意图；

图4是通信电路利用图3互阻抗放大器的示意块图；

图5是图3和4的互阻抗放大器的电路原理图；

图6是互阻抗放大器另一种体现的示意图；

图7是互阻抗放大器另一种体现的原理图，包括图6的互阻抗放大电路；

图8是跨导放大器另一种体现的示意图；

图9是互阻抗放大器电路的拐点频率设置电路的另一种体现示意图。

具体实施方式：

互阻抗放大电路的发明原理如下所述。互阻抗放大电路提供，通过一个单一的接口，当放大电路通过高频信号能够改变拐点频率。另外，本发明的互阻抗放大电路运算时高频信号不受影响，因此应该提供一个高频率、宽宽带的高频信号。因此，该放大电路可以很容易地进行调节来确保这些电路耦合在多个输出电路进行不同的运算。

如图3所示，互阻抗放大电路300是根据本发明的方式制造的。300包括互阻抗运算放大器302、跨导放大器304、单位增益缓冲器306、电阻308和310，拐点频率设置元件312如图3所示是一个单一的电容。交流耦合回路的形成从300到302，通过缓冲器306和电阻308再回到302。312耦合在304的输出端。

光电二极管102或其他电流的产生装置通过302的反相输入端耦合在耦合回路上。302的正向输入端耦合在V_BIAS上，也耦合在跨导放大器304的反相输入端。302输出端耦合在304的正向输入端。

该交流耦合回路的操作如下所示。304提供一个输出电流给基于302的输出电压V_OUT和V_BIAS比较的回路。在频率低于拐点频率时，该电流被312转换成频变电压。由此产生的电压通过缓冲器306被缓存，来驱动308提供一个修正电流给302。该修正电流迫使302的输出电压变回V_BIAS。在频率高于拐点频率时，312相当于短路，这样频变电压变为零，这样就没有修正电流产生了。

互阻抗放大器300比先前的电流-电压转换电路提供了几个优势。300的一个重要优势是该电路的操作通过拐点频率设置元件312将不受影响，除了拐点频率的实际设置。本发明的这个特点确保了302的V_OUT可以耦合到不止一个输出电路。

本发明的另一个特点是拐点频率可以被调整得很轻松。312耦合在交流耦合回路的单个接口和地之间。因此，拐点频率仅通过改变放大器芯片上的单个端口就可以调整拐点频率。

这两种特点在图4中将会体现得更加明显。图4显示了16个接口的芯片400，工作时是按照两个不同的接口协议。每一个协议都由接通电路402、404中的一个处理得来，这两个电路都是由和300一样的芯片安装的，来提供两个不同的输出端V_OUT1和V_OUT2。比如，每一个接通电路都包括高通滤波器（没有显示）。该高通滤波器的拐点频率是分别由电容406和408设定的。

每个接通电路分别通过输入电路401和412耦合到V_OUT。此外，402和404由阈值电路414提供阈值电压。414耦合在电阻416和电容418之间，416和418用来设定阈值电路的工作参数。其他电路配置也可以在没有背离本发明的前提下可以用来设定阈值电路414的参数。

在通信芯片400里额外的电路用来提供规定电压V_REG给400里的电路。依照连接到的外部电路，V_REG由电压调节电流420控制。比如，在图4中，420耦合在引脚16的电容422上，如果需要可以把调节器设为旁路。此外，被调节的电压由连接在引脚15的电路设定，也就是电容424和电阻426。如上所述，424和426可以由其他没有背离本发明的元件代替。在图3中两个没有显示出来耦合在300上的组件是肖特基二极管428和430，它们是可供选择的组件，用来夹紧输出端产生非常大的信号。如果这些信号不是问题，428和430可以不要。

通信电路400工作方式如下。一个用户连接光电二极管102或其他相似的电流产生电路到芯片400的引脚2，交流耦合回路的拐点频率由耦合在引脚3的电容312设定。根据被选出的协议，一个低频率截止由电容406（连在引脚7）或408（连在引脚9）设定。外部电路耦合在合适的输出端（引脚13的V_OUT1或引脚10的V_OUT2）。该接通电路的阈值由连接在引脚11的电路设定来建立合适接通电路的额外工作参数。最后，电压调节器由连在引脚15和16的电路设定。

从108发出的光被光电二极管102接收，一个电流I_PD在引脚2上产生。该电流通过302的反相端输入到交流耦合回路。根据输入信号的频率，该电流将会被转换成输出电压V_OUT（该输出通过引脚4）或交流耦合回路将302关闭。V_OUT通过合适的输入电路被提供（例电路410或412）给合适的接通电路（例电路402或404）转换成V_OUT1或V_OUT2。

如果用户决定给高通滤波器改变拐点频率，只需要改变引脚3的元件312。相反，如果用户选择用第二个协议工作，外部电路可能连接在输出引脚10和13的其中一个。事实上，引脚10和13可以连在不同的外部电路这样相同的光电二极管和互阻抗放大器都被用来驱动两个不同的输出电路。

如图5所示是互阻抗放大器300的详细线路图。300包括运算放大器302、跨导放大器304、集体缓冲器306以及电阻308和310。另外涉及了图4中400的引脚与图4中连在相应管脚的是一致的。比如，图5中的引脚是用来连接放大器300和光电二极管的，引脚3是用来连接拐点频率设置元件的。

一对差分晶体管502和504形成302的输入端，502变成反相输入端，504耦合在V_BIAS。302的输出端由晶体管506的发射极提供，由电流源产生偏置产生于晶体管508和电阻510。最好用电容512来补偿运算放大器302，尽管这个补偿不是必要的。这个晶体管形成于晶体管514和电阻516由电流源产生偏置。二极管连接着晶体管518和晶体管520，这两个晶体管耦合在一起来形成电流镜，分别由电阻522和524产生偏置。电流镜拉的电流由电流源526提供。另一个额外的电流源，该电流源由晶体管528和530以及电阻532和534形成，耦合到偏置的电流源，该电流源包括晶体管508和514。该差分对的有效负载由电流源提供并由晶体管536和电阻538形成。此外，电容540被提供结合电阻310形成低通滤波器，然而，电容540不需要所有的配置。302的增益由晶体管502和536提供，由晶体管506缓冲输出。

跨导放大器304包括由晶体管542和544以及电阻546和548形成的衰退差分对。304的跨导由电阻546和548设定。差分对的输入端由V_OUT和V_BIAS驱动。三个电流镜流过从差分对到缓冲器306的差分电流。

第一个电流镜包括二极管连接的晶体管550和晶体管554，这两个晶体管分别是由电阻552和556退变的。第二个电流镜包括二极管连接的晶体管558和晶体管562，这两个晶体管分别是由电阻560和564退变的。第三个电流镜包括二极管连接的晶体管566和晶体管570，这两个晶体管分别是由电阻568和572退变的。该差分对形成于晶体管574和电阻576，由电流源产生偏置。在差分对集电极电流上的差异是输入电路由电阻546和548的阻值决定。该电路由三个电流镜反映到引脚3上，该引脚耦合在缓冲器306的输入端。

306实质上是一个由晶体管578和580产生的电压跟随器，这两个晶体管分别由晶体管582和586产生偏置。流过晶体管582的电流是由晶体管590（由晶体管592和电阻594的电流源产生偏置的）设定的，因为晶体管582和590被配置成一个电流镜，晶体管582和590发射极的一个部分是有联系的。比如，在图5的电路中，晶体管582有一块发射极和晶体管590的是一样的。

因此，图5电路大致上和图3和4是一样的。光电二极管的输入电流耦合在引脚2驱动互阻抗差分对的反相输入。该电流导致在302的输出端的电压增加归因于晶体管502和536的增益。增加的电压由晶体管506缓冲，作为引脚4的输出并作为跨导放大器304的输入。该电压由第二个差分对转换成差分电流，该电流代表了互阻抗的输出电压。

该差分电流被镜像到引脚3，然后由拐点频率设置元件转换成电压。该电压在没有增益的情况下通过经电压转换成校正电流的电阻308。因为输入信号的频率比拐点频率低，所以该校正电流被反馈给302来迫使302变回V_BIAS。在频率高于拐点频率时，引脚3相当于短路并关闭缓冲器306这样就没有校正信号了。

如图6所示，互阻抗放大器600包括放大器601，该放大器利用单端增益级602形成互阻抗函数来取代在放大器300上的运算放大器302。

增益级602的输出通过电阻604到跨导放大器606的非反相输入端。606的输出电流由拐点频率设置元件608（如图6是一个电容）转换成电压。由此产生的电压由缓冲器610加到电阻612上，并转化成电流反馈给增益级602。一个反馈电阻614并联在增益级602的输入和输出之间，因此是一个钳位肖特基二极管616。如上所述，616需要很高的信号，所以不是所有的配置都需要。

放大器600也包括一个可以提供参考电压给606的反相输入端的虚拟放大器618。618包括一个单端增益级622，622有一个输入端耦合到电容624上，624的电容值和光电二极管的电容106的电容值相同。反馈电阻626和肖特基二极管628并联在增益级622的输入和输出之间。622的输出通过电阻630耦合在放大器606上。增益602和622的输出耦合在端子620和621上为了耦合在第二级放大器上（如图7所示）。

放大器601和618最好包括大致相同的组件（例如增益级602和622、电阻604和630以及电阻614和626，所有的都有大致相同的值）。放大器600比放大器300可以提供更好的抑制比，因为使用了虚拟放大器618，然而，它也需要额外的引脚来连接光电二极管补偿电容624。

图7显示了互阻抗放大器700的详细线路图，700包括图6的互阻抗放大器600。互阻抗增益级601包括晶体管702、704和706，这三个晶体管耦合在一起串联连在I_IN引脚和620端之间。晶体管702、704和706的偏置是分别由电阻708、710和712完成的。晶体管702、704和706耦合在一起，这样输入信号可以连续地驱动每个晶体管，输出电压在晶体管706的发射极。

虚拟增益级618和增益级601是类似的，即电路元件716-728对应着增益级601的元件702和714，除了晶体管716、718和720耦合在补偿电容624和621端之间，用补偿电容624和621端来代替I_IN引脚和620端。

跨导放大器606的配置和图3,4的跨导放大器304的配置类似。放大器606包括晶体管722和724分别由电阻721和723产生退化。晶体管722和724由电流源726产生偏置。放大器606的跨导由电阻721和723设置。因为在放大器304，606也包括三个电流镜，这三个电流镜由晶体管对728/730、732/734、736/738和晶体管728、732形成，736被二极管连接。

606的输出是电流，该电流在结点740上被拐点频率设置元件608转换成电压。该电压通过晶体管742的基极输入到缓冲器610里，742由电流源744产生偏置。晶体管746由电流源748产生偏置，746耦合到晶体管742上形成发射极跟随器，来给电阻612提供电压。电阻612将该电压变为电流反馈回晶体管702。

互阻抗放大器700也包括可以产生一对输出电压V_OUT1和V_OUT2的第二增益级750。放大器601作为晶体管752的输入，而放大器618的输出端作为晶体管754的输入端。晶体管752和754由电流源756和电阻758、760或者是电阻762或764产生偏置（例如晶体管752由电阻752产生偏置）。肖特基二极管766和768钳住了高频信号。每个输出电压由晶体管770和772中的一个缓冲，然后传递给合适的输出端。晶体管770和772分别由电流源774和776产生偏置。

本发明互阻抗放大器的另一种形式如图8所示。图8包括和图3一样的互阻抗放大器300。然而，代替了跨导放大器304，互阻抗放大器800包括跨导放大器804。图8电路的一个优势是放大器804的跨导可以由耦合在地和参考电压之间的部分设置。放大器800包括运算放大器806、806的非反相端耦合在互阻抗放大器302的输出端。不像跨导放大器304，运算放大器806比较的电压由电阻808、810和812的组合设定。电阻810和812由开关814和816控制。另外，电阻808、810和812被耦合，这样它们也可以设定放大器804的跨导值。比如，在如图8所示的结构中，该跨导可以被四个不同的值设置，关键取决于开关814和816是否是闭合的。这些开关可以被手动控制，也可以耦合到一个控制器上，这个控制器可以激活基于数字输入信号的开关。806的输出端驱动晶体管818提供输出电流。一个电流镜由晶体管820形成，二极管连接的晶体管822将输出电流镜像到放大器804的输出端。晶体管820和822分别由电流源824和826产生偏置。

图3互阻抗放大器300的拐点频率设置元件的另一种形式如图9所示，这个形式是根据本发明建造的。为了简化，只有互阻抗放大器300的跨导放大器304和缓冲器306如图9所示。放大器300的其他元件也是图9电路的部分元件，除了拐点频率设置元件312被拐点频率设置网络912代替。

另外，电容904-908分别通过开关914、916和918耦合到地。拐点频率网络912的一个优势是拐点频率可以在没有改变互阻抗放大器电路的任意元件时被设置。此外，由于二进制加权电容的使用，宽频是可以利用的。比如，网络912提供8种不同的拐点频率，其中最大的频率由电容902设置。而且，如果如图8所示的跨导放大器也被使用，其中最小的频率被电阻808设置。

尽管本发明已通过具体的例子体现，但是上述例子只是为了说明本发明而不应限制本发明。应当指出，只要没有脱离本发明的实质并且符合权利要求中的定义，在上述例子上做适当修改仍属本发明的范畴。

Claims (7)

1.一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路，其特征是：在频率高于拐点频率（来自于至少有效的沟道频率）时将电流转换成电压，该放大电路包括：耦合在输出端和输入端的互阻抗电路，该电路在输出端提供一个输出电压，并包括至少一个输入；耦合在输出端的互阻抗电路，该电路通过一个输出端提供一个输出电流用来比较输出电压和预先设定好的参考电压；一个拐点频率设定电路，来设定互阻抗放大器的拐点频率，在互阻抗电路的输出端该电路连接在放大电路的单一的接口点上；一个校正当前电路耦合在跨导电路的输出端和互阻抗电路的一个输入端之间，在频率低于一个拐点频率的情况下该电路提供一个校正电流来使互阻抗电路的输出端电压和参考电压相等。

2.根据权利要求1所述的一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路，其特征是：其中拐点频率设定电路包括耦合在互阻抗放大器的一个单一结点和地之间；其中拐点频率设定电路包括一个耦合在放大器电路的单一交接点和地之间的二进制加权电容网络；上述电容网络包括：并联耦合在单一结点和地之间的多数电容、串联耦合在多数电容其中一个和地之间的开关，这个开关至少有一个；上述电容网络是由数字控制器控制的，来决定上述哪些开关是闭合的。

3.根据权利要求1所述的一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路，其特征是：上述放大器电路还包括：耦合在输出端的第一个输出电路，该电路按照第一个协议处理输出电压；耦合在输出端的第二个输出电路，该电路按照第二个协议处理输出电压；其中互阻抗放大电路包括：一个拥有耦合在输入端的反相端的运算放大器，一个耦合在参考电压上的非反相端，和一个耦合在输出端的输出；一个并联耦合在反相端和输出端之间的反馈电阻；其中互阻抗放大电路包括：一个耦合在输入端和输出端之间的单端增益级、一个并联耦合在单端增益级的反馈电阻；其中互阻抗放大电路还包括：一个耦合在跨导电路的虚拟放大器，虚拟放大器产生预定的参考电压。

4.根据权利要求1所述的一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路，其特征是：其中跨导电路包括：一个拥有耦合在输出端非反相端的运算放大器，一个反相端和一个输出；一个耦合在运算放大器输出端的晶体管，该晶体管产生一个输出电流，该晶体管的集电极或发射极耦合在运算放大器的反相端；一个耦合在晶体管的电流镜电路，该电流镜电路从晶体管将输出电流映射到跨导电路的输出端；一个耦合在运算放大器反相端和参考电压之间的电阻网络。

5.根据权利要求1所述的一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路，其特征是：其中互阻抗电路包括一个交流耦合回路，该电路包括：可以在输出端将输入电流转换为输出电压的装置，该交流耦合回路包括可以转换的装置；可以将输出电压和参考电压作比较并响应该比较产生电流的装置，该交流耦合回路包括可以比较的装置；可以设定拐点频率的装置，该装置用来比较；产生校正电流的装置用来作比较，该交流耦合回路包括可以产生的装置，在频率低于一个拐点频率的情况下该电路提供一个校正电流来使互阻抗电路的输出端电压和参考电压相等；上述电流由光敏二极管产生。

6.根据权利要求1所述的一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路，其特征是：当输入信号高于拐点频率时有一种方法可以用转换电路将电流转换成电压，该方法包括以下步骤：通过改变耦合在转换电路单个交接点上的电路来设置拐点频率；输入一个给定频率的输入电流；将输入电流转换成输出电压；比较输出电压和参考电压；如果给定频率低于拐点频率会产生一个修正电流，该修正电流会使输出电压和参考电压基本相等；上述设置步骤包括在单个交接点和地之间放置一个电容；放置并联耦合在单个结点和地之间的多数电容；在多数电容其中一个和地之间放置一个开关。

7.根据权利要求6所述的一种应用于电流电压互阻放大器及其它电路的交流耦合回路，其特征是：该方法还包括：耦合在输出端的第一个输出电路，该电路按照第一个协议处理输出电压；耦合在输出端的第二个输出电路，该电路按照第二个协议处理输出电压；耦合运算（包括转换、比较和产生）的这两个步骤彼此相互独立。

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